JP2007074430A - 演算増幅器 - Google Patents
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Abstract
【課題】 使用可能な帯域が広く、負帰還経路が接続されて使用されても発振を防止できる、雑音が少ない演算増幅器を提供する。
【解決手段】 本発明は、非反転入力端子及び反転入力端子への2つの入力電圧信号の差を増幅して出力端子に出力する演算増幅器に関する。そして、非反転入力端子及び反転入力端子への2つの入力電圧信号の差に応じた差電流成分を含む電流信号を出力する入力電圧/電流変換段と、この入力電圧/電流変換段から出力された電流信号を電流増幅する電流増幅段と、電流増幅段からの出力電流信号を電圧信号に変換して出力端子に印加する出力バッファ段とを有することを特徴とする。
【選択図】 図1
【解決手段】 本発明は、非反転入力端子及び反転入力端子への2つの入力電圧信号の差を増幅して出力端子に出力する演算増幅器に関する。そして、非反転入力端子及び反転入力端子への2つの入力電圧信号の差に応じた差電流成分を含む電流信号を出力する入力電圧/電流変換段と、この入力電圧/電流変換段から出力された電流信号を電流増幅する電流増幅段と、電流増幅段からの出力電流信号を電圧信号に変換して出力端子に印加する出力バッファ段とを有することを特徴とする。
【選択図】 図1
Description
本発明は演算増幅器に関し、例えば、オーディオシステムにおけるプリアンプやプリメインアンプなどに適用可能な演算増幅器に適用し得るものである。
従来、IC化されている演算増幅器として非特許文献1に記載されているものがあり、非特許文献1に記載されている演算増幅器(オペアンプ)の構成は、各社から販売されている072シリーズの演算増幅器でも採用されている基本的な構成である。
非特許文献1に記載された演算増幅器は、非反転入力端子(+入力端子)への入力電位及び反転入力端子(−入力端子)への入力電位間の差電圧(入力電圧)を、電流信号に変換する差動増幅器と、変換された電流信号を電圧信号に変換するエミッタホロワと、エミッタホロワの出力電圧を増幅するエミッタ接地増幅器と、このエミッタ接地増幅器からの出力電圧信号を出力端子に出力する電力増幅器とを有するものであった。
職業能力開発教材委員会編著、「半導体基礎講座2 プログラム学習による 半導体回路II」、廣済堂出版発行
職業能力開発教材委員会編著、「半導体基礎講座2 プログラム学習による 半導体回路II」、廣済堂出版発行
しかしながら、従来の演算増幅器は、以下のような課題を有するものであった。
第1に、ベース−コレクタ間の寄生容量(ミラー効果)が問題となるトランジスタを多く有し、演算増幅器として使用可能な帯域が狭くなっていた。
第2に、ミラー効果が問題となるトランジスタを多く有するため、演算増幅器の入力に対する出力信号の位相回転の最大値が180度を超え、当該演算増幅器に、負帰還経路を付加して使用するような場合には発振を生じさせる恐れがある。
第3に、ミラー効果が問題となるトランジスタを多く有するため、雑音が多くなっていた。
本発明は、上述のような課題に鑑みなされたものであり、使用可能な帯域が広く、負帰還経路が接続されて使用されても発振を防止できる、雑音が少ない演算増幅器を提供しようとしたものである。
かかる課題を解決するため、本発明は、非反転入力端子及び反転入力端子への2つの入力電圧信号の差を増幅して出力端子に出力する演算増幅器において、非反転入力端子及び反転入力端子への2つの入力電圧信号の差に応じた差電流成分を含む電流信号を出力する入力電圧/電流変換段と、上記入力電圧/電流変換段から出力された電流信号における差電流成分だけを電流増幅した電流信号を出力する電流増幅段と、上記電流増幅段からの出力電流信号を電圧信号に変換して上記出力端子に印加する出力バッファ段とを有することを特徴とする。
本発明によれば、電流増幅段を設けて、電流信号によって、2つの入力電圧信号の差電圧の情報を出力バッファ段に伝達するようにしたので、入力から出力への経路において、ミラー効果が問題となるトランジスタの個数を最小限に抑えることができ、その結果、使用可能な帯域が広く、負帰還経路が接続されて使用されても発振を防止できる、雑音が少ない演算増幅器を提供できる。
(A)実施形態
以下、本発明による演算増幅器の一実施形態を説明する。図1は、この実施形態の演算増幅器の全体構成を示す回路図である。
以下、本発明による演算増幅器の一実施形態を説明する。図1は、この実施形態の演算増幅器の全体構成を示す回路図である。
(A−1)実施形態の構成
図1において、この実施形態の演算増幅器1は、トランジスタQ1〜Q16、抵抗R1〜R8、及び、ダイオード部D1〜D4有する、IC(半導体集積回路)化されているものである。なお、図1でのダイオード部D1〜D4の表記は、1個のダイオード又は複数のダイオードの直列回路を表している。
図1において、この実施形態の演算増幅器1は、トランジスタQ1〜Q16、抵抗R1〜R8、及び、ダイオード部D1〜D4有する、IC(半導体集積回路)化されているものである。なお、図1でのダイオード部D1〜D4の表記は、1個のダイオード又は複数のダイオードの直列回路を表している。
また、演算増幅器1は、正電源端子(+電源端子)Vcc、負電源端子(−電源端子)−Vccを有する。以下では、正電源端子Vcc及び負電源端子−Vccに正負符号が異なるが絶対値が同じ正負の直流電源電圧が印加されているとして説明するが、負電源端子−Vccがアース電位などの他の電位であっても良い。
さらに、演算増幅器1は、非反転入力端子+IN及び反転入力端子−INを有すると共に、出力端子OUTを有している。非反転入力端子+IN及び反転入力端子−INには相補信号を入力しても良く、相補関係になる一対の信号を入力するようにしても良い。
この演算増幅器1を、例えば、オーディオシステムのプリアンプに利用するような場合であれば、非反転入力端子+INには、あるバイアス電位V2を有するオーディオ信号V2+v1を入力すると共に、反転入力端子−INに上記バイアス電位V2を入力し、バイアス電位V2を除去し、かつ、増幅されているオーディオ信号Voutを出力端子OUTから、負荷抵抗R0に供給するように用いる。
実施形態の演算増幅器1は、大きくは、入力電圧/電流変換段、電流増幅段、出力バッファ段(電力増幅段)及び定電位形成部から構成されている。なお、定電位形成部は、入力電圧/電流変換段及び電流増幅段のそれぞれの一部となっている。
定電位形成部は、正電源ライン及び負電源ライン間に、直列に接続された、ダイオード部D1、ダイオード部D2、抵抗R6、N形トランジスタQ9(コレクタ−エミッタ間が直列に介挿されている)及びダイオード部D3の部分が相当する。各素子間の接続点の定電位が各部で利用されるようになっている。
入力電圧/電流変換段は、一対のFETトランジスタQ2及びQ3を中心とした差動増幅回路構成をしている。一対のFETトランジスタQ2及びQ3のそれぞれのゲートは、非反転入力端子+IN、反転入力端子−INに接続されている。トランジスタQ2及びQ3は、増幅動作の中心をなすものであるので、他の箇所のトランジスタとは異なり、高ゲインのFETトランジスタを適用している。
これらFETトランジスタQ2及びQ3の共通ソースは、N形トランジスタQ1のコレクタ−エミッタ、抵抗R1を介して負電源ラインに接続されている。N形トランジスタQ1のベースは、上述したN形トランジスタQ9のベース及びコレクタに接続されて定電位が印加されるようになされており、N形トランジスタQ1及び抵抗R1は定電流源を構成している。
正電源ラインとFETトランジスタQ2のドレインとの間には、抵抗R3、P形トランジスタQ6のエミッタ−コレクタ、N形トランジスタQ4のコレクタ−エミッタが直列に接続されている。また、負電源ラインとFETトランジスタQ3のドレインとの間には、抵抗R4、P形トランジスタQ7のエミッタ−コレクタ、N形トランジスタQ5のコレクタ−エミッタが直列に接続されている。2個のP形トランジスタQ6及びQ7のベースは接続されており、この共通ベースは、上述したダイオード部D1及びD2の接続点に接続され、定電位が印加されるようになされている。抵抗R3及びP形トランジスタQ6は定電流源を構成しており、抵抗R4(抵抗値は抵抗R3と同一)及びP形トランジスタQ7も定電流源を構成しており、両者の定電流は等しくなっている。
正電源ラインと、2個のFETトランジスタQ2及びQ3の共通ソースとの間には、抵抗R5、P形トランジスタQ8のエミッタ−コレクタ、抵抗R2が直列に接続されている。P形トランジスタQ8のベースは、上述したダイオード部D1及びD2の接続点に接続され、定電位が印加されるようになされており、抵抗R5及びP形トランジスタQ8は定電流源を構成している。2個のN形トランジスタQ4及びQ5のベースは接続されており、この共通ベースは、抵抗R2を介して、FETトランジスタQ2及びQ3の共通ソースに接続されている。抵抗R5、P形トランジスタQ8、抵抗R2、並びに、N形トランジスタQ4及びQ5は、FETトランジスタQ2及びQ3のドレイン−ソース間の電位を一定化させるブートストラップ回路になっている。
電流増幅段は、入力電圧/電流変換段からの相補的な一対の出力電流信号から、各出力電流信号に含まれている正負が異なる変動分を、符号を揃えて合成するものである(変動分を2倍にするものである)。
出力バッファ段は、電流増幅段からの出力電流を電圧化して出力端子OUTに出力するものであり、実施形態のものはプッシュプル構成のものである。
電流増幅段は、トランジスタQ10〜Q14、抵抗R7及び抵抗R8、ダイオード部D4を有する。出力バッファ段は、トランジスタQ15及びQ16を有する。
入力電圧/電流変換段におけるP形トランジスタQ7のコレクタと、負電源ラインとの間には、P形トランジスタQ13のエミッターコレクタ、N形トランジスタQ10のコレクタ−エミッタ、抵抗R7が直列に接続されている。また、入力電圧/電流変換段におけるP形トランジスタQ6のコレクタと、負電源ラインとの間には、P形トランジスタQ14のエミッターコレクタ、ダイオード部D4、N形トランジスタQ11のコレクタ−エミッタ、抵抗R8(抵抗値は抵抗R7と同一)が直列に接続されている。2個のP形トランジスタQ13及びQ14のゲートは互いに接続され、この共通ゲートは、上述したダイオード部D2及び抵抗R6の接続点に接続されている。また、2個のN形トランジスタQ10及びQ11のベースは互いに接続され、この共通ベースは、N形トランジスタQ12のエミッタに接続されている。N形トランジスタQ12のベースは、N形トランジスタQ10のコレクタに接続され、N形トランジスタQ12のコレクタは、正電源ラインに接続されている。なお、トランジスタQ10〜Q12、及び、抵抗R7、抵抗R8の部分は、カレントミラー回路を構成している。
正電源ライン及び負電源ライン間には、N形トランジスタQ15のコレクタ−エミッタ、P形トランジスタQ16のエミッタ−コレクタが直列に接続されている。N形トランジスタQ15のベースは、P形トランジスタQ14のコレクタに接続され、P形トランジスタQ16のベースは、N形トランジスタQ11のコレクタに接続されている。2個のP形トランジスタQ15及びQ16のエミッタ同士の接続点が、出力端子OUTに接続されている。
以上では言及しなかったが、対をなすトランジスタ(例えば、FETトランジスタQ2及びQ3)や、相補的関係の2個のトランジスタ(例えば、P形トランジスタQ15及びN形トランジスタQ16)などは、各種特性が揃っているものである。
(A−2)実施形態の動作
次に、上述した回路構成を有する実施形態の演算増幅器の動作を説明する。
次に、上述した回路構成を有する実施形態の演算増幅器の動作を説明する。
非反転入力端子+IN及び反転入力端子−INから入力された信号はそれぞれ、差動入力段を構成するFETトランジスタQ2及びQ3のゲートに入力される。以下では、非反転入力端子+INにはバイアス電位V2でバイアスされている信号V2+v1が入力され、反転入力端子−INに上記バイアス電位V2が入力されている場合を例にして、適宜、具体的な説明も行う。
これらFETトランジスタQ2及びQ3のドレイン−ソース間は、定電流源(Q8、抵抗R5)と抵抗R2とで構成されているブートストラップ回路により一定電位(V1−0.6)に保たれる。
ここでの定電流源はP形トランジスタQ8と抵抗R5で構成されており、電流I1の電流源となっている。抵抗R2は、この電流I1を受ける負荷となっており、一定の電位差V1を発生させている。その結果、FETトランジスタQ2、Q3のドレイン−ソース間は、N形トランジスタQ4、Q5のベース−エミッタ間電圧Vf(≒0.6)分を差し引いた一定電位V1−0.6となる。
差動入力段のFETトランジスタQ2及びQ3のゲートに信号が入力された場合、N形トランジスタQ1のコレクタ電位が変動するが、上述したように、FETトランジスタQ2及びQ3のドレイン−ソース間の電位には変化がなく、その結果、FETトランジスタQ2及びQ3のソース側がN形トランジスタQ1のコレクタ電位の変動と連動して動く形となり、FETトランジスタQ2及びQ3のゲート−ソース間、ゲート−ドレイン間の電位は常に一定のまま保たれる。
差動入力段のFETトランジスタQ2及びQ3のゲートに信号が入力された場合、N形トランジスタQ1のコレクタ電位が変動するが、上述したように、FETトランジスタQ2及びQ3のドレイン−ソース間の電位には変化がなく、その結果、FETトランジスタQ2及びQ3のソース側がN形トランジスタQ1のコレクタ電位の変動と連動して動く形となり、FETトランジスタQ2及びQ3のゲート−ソース間、ゲート−ドレイン間の電位は常に一定のまま保たれる。
N形トランジスタQ1は抵抗R1との組み合わせで、差動入力段に対して定電流I2を流す定電流源となっている(この定電流源自体が流す定電流はI1+I2)。仮に、信号が未入力であって、非反転入力端子+IN及び反転入力端子−INに同じ直流バイアス電圧が印加されている場合には、定電流I2は等分割され、差動入力段の一対のFETトランジスタQ2及びQ3にはそれぞれドレイン電流がI2/2ずつ流れる。
上述したように、非反転入力端子+INにはバイアス電位V2でバイアスされている信号V2+v1が入力され、反転入力端子−INに上記バイアス電位V2が入力されている場合を考える。言い換えると、FETトランジスタQ3のゲートにバイアス電位V2が印加され、FETトランジスタQ2にバイアスされている信号V2+v1が印加された場合を考える。信号成分v1によるFETトランジスタQ2のドレイン電流変化分をΔi1とすると、FETトランジスタQ2のドレイン電流はI2/2+Δi1となる。他方のFETトランジスタQ3は、N形トランジスタQ1と抵抗R1による定電流源の働きにより、FETトランジスタQ2とは逆方向に−Δi1の変化が生じるため、そのドレイン電流はI2/2−Δi1となる。
また、P形トランジスタQ6及び抵抗R3と、P形トランジスタQ7及び抵抗R4とはそれぞれ、定電流源を構成しており、その定電流をI3とする。
ここで、P形トランジスタQ6のコレクタ側からベース接地のP形トランジスタQ13に流れる電流I4を考えると、この電流I4は、P形トランジスタQ6を流れる定電流I3とFETトランジスタQ2のドレイン電流I2/2+Δi1との差電流I3−(I2/2+Δi1)となる。また、P形トランジスタQ7のコレクタ側からベース接地のP形トランジスタQ14に流れる電流I5を考えると、この電流I5は、P形トランジスタQ7を流れる定電流I3とFETトランジスタQ3のドレイン電流I2/2−Δi1との差電流I3−(I2/2−Δi1)となる。上述した定電流I2及びI3は同一である必要はないが、説明の簡単化のために、定電流I2及びI3が同一であるとする。このとき、電流I4はI2/2−Δi1となり、電流I5はI2/2+Δi1となる。
次に、N形トランジスタQ10〜Q12及び抵抗R7、R8で構成されるカレントミラー回路に着目する。N形トランジスタQ10に流れる電流I6は、上述したP形トランジスタQ13を流れる電流I4と同じであるから、I6=I2/2−Δi1となる。カレントミラー回路の作用により、N形トランジスタQ10を流れる電流I6と、N形トランジスタQ11を流れる電流I7とは等しく、従って、電流I7も、電流I2/2−Δi1となる。
今、P形トランジスタQ14とN形トランジスタQ11とを結ぶ電流経路に着目する。P形トランジスタQ14には電流I5が流れ、N形トランジスタQ11には電流I7が流れるので、これらの差電流I5−I7=(I2/2+Δi1)−(I2/2−Δi1)=2Δi1が出力バッファ段に伝達される。この差電流2Δi1は、差動入力段のFETトランジスタQ2への信号成分v1に対応した電流成分Δi1の2倍されたものとなっている。
この差電流2Δi1が正の場合には、エミッタが負荷R0を介して接地されているエミッタフロワのN形トランジスタQ15のベース電流となってN形トランジスタQ15に流れ込み、出力端子OUTから電圧信号として出力され、差電流2Δi1が負の場合には、エミッタが負荷R0を介して接地されているエミッタフロワのP形トランジスタQ16のベース電流となってP形トランジスタQ16に流れ込み(正確に言えば電流を引き込み)、出力端子OUTから電圧信号として出力される。
(A−3)実施形態の効果
上記実施形態によれば、入力電圧/電流変換段からの入力電圧信号に応じた電流信号を電流信号のまま増幅して出力バッファ段に与え、出力バッファ段において、電圧信号に変換するようにしたので、出力バッファ段のトランジスタ(Q15又はQ16)での増幅時にのみトランジスタのミラー効果の影響を受けることになり、全段を通してのミラー効果の影響は1段のみ(1ポール)に抑えることができる。
上記実施形態によれば、入力電圧/電流変換段からの入力電圧信号に応じた電流信号を電流信号のまま増幅して出力バッファ段に与え、出力バッファ段において、電圧信号に変換するようにしたので、出力バッファ段のトランジスタ(Q15又はQ16)での増幅時にのみトランジスタのミラー効果の影響を受けることになり、全段を通してのミラー効果の影響は1段のみ(1ポール)に抑えることができる。
そのため、実施形態の演算増幅器の入力信号に対する出力信号の位相回転が最大で90度であり、実施形態の演算増幅器を、負帰還経路を利用する回路に適用したとしても、原理的に発振は起こらない。
また、ミラー効果の影響を受ける信号帯域であっても、減衰率はごく小さく(最大6dB/oct程度)、実際上問題とならず、そのため、高周波特性が極めて良好である、広帯域を使用帯域とすることができる。図2(A)及び(B)は、この実施形態の演算増幅器に1MHz矩形波を入力した場合の入力信号及び出力信号の信号波形図を示しており、図3(A)及び(B)は、ある会社の072シリーズの演算増幅器に1MHz矩形波を入力した場合の入力信号及び出力信号の信号波形図を示している。これらの比較から、この実施形態の演算増幅器の高周波特性が極めて良好であることが分かる。
さらに、ミラー効果の影響を1段のみに抑えることができるため、雑音も少ない演算増幅器を実現できる。
(B)他の実施形態
本発明の技術思想は、上述した実施形態の構成のものに限定されず、以下に例示するような変形実施形態を挙げることができる。
本発明の技術思想は、上述した実施形態の構成のものに限定されず、以下に例示するような変形実施形態を挙げることができる。
上記実施形態は、概ね基本的構成を示したがものであり、実際上の製品においては追加機能を果たす構成を追加するようにしても良い。
例えば、同一の定電流I3を流す2個の定電流源(Q6及びR3と、Q7及びR4)に関し、同一の定電流I3を達成するための調整構成を設けるようにしても良い。例えば、両トランジスタQ6及びQ7のエミッタを接続し、この接続部分にボリュームを設けるようにしても良い。また例えば、FETトランジスタQ2及びQ3のドレイン−ソース間電位を一定化させる抵抗R2に、非常に高い周波数成分を有する入力信号にも対応できるようにスピードアップコンデンサを並列に接続するようにしても良い。さらに例えば、プッシュプル動作する出力バッファ段の2個のトランジスタQ15及びQ16のベース同士を、コンデンサを介して接続し、正負の出力信号における雑音を平衡化させるようにしても良い。
定電位形成部の構成要素として、図1に示した素子以外の素子を利用するようにしても良い。例えば、ツェナーダイオードを利用するようにしても良い。
本発明の演算増幅器に適用可能なトランジスタの種類や極性等は、図1に示すものに限定されないことは勿論である。また、ダーリントン接続などを、図1の一部のトランジスタで利用するようにしても良い。
本発明の演算増幅器は1個のICチップで実現することを意図してなされたものであるが、一部の構成要素を外付けで使用するようなものであっても良く、ディスクリート部品を多用して構成するようにしても良い。
図1では、直流バイアス電圧と、直流バイアス電圧に信号成分が重畳された電圧とを、実施形態の演算増幅器に入力するイメージで記載しているが、一対の入力信号の形態は任意であることは勿論である。
1…演算増幅器、Q1〜Q16…トランジスタ、R1〜R8…抵抗、D1〜D4…ダイオード部。
Claims (3)
- 非反転入力端子及び反転入力端子への2つの入力電圧信号の差を増幅して出力端子に出力する演算増幅器において、
非反転入力端子及び反転入力端子への2つの入力電圧信号の差に応じた差電流成分を反映した電流信号を出力する入力電圧/電流変換段と、
上記入力電圧/電流変換段から出力された電流信号を電流増幅した電流信号を出力する電流増幅段と、
上記電流増幅段からの出力電流信号を電圧信号に変換して上記出力端子に印加する出力バッファ段と
を有することを特徴とする演算増幅器。 - 上記入力電圧/電流変換段は、差電流成分を含む相補的な一対の電流信号を出力するものであり、
上記電流増幅段は、上記入力電圧/電流変換段から出力された一対の電流信号を加算合成して、差電流成分だけを電流増幅した電流信号を出力するものである
ことを特徴とする請求項1に記載の演算増幅器。 - 上記出力バッファ段は、上記電流増幅段からの出力電流信号が正のときに動作する第1のトランジスタと、上記電流増幅段からの出力電流信号が負のときに動作する第2のトランジスタとを直列に接続したプッシュプル構成のものであることを特徴とする請求項1又は2に記載の演算増幅器。
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