DE2310266C2

DE2310266C2 - Verstärker

Info

Publication number: DE2310266C2
Application number: DE2310266A
Authority: DE
Inventors: Makoto Tackikawa Tokyo Ishikawa; Osamu Tokyo Kono; Takeshi Kamakura Kanagawa Matsudaira
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1972-03-02
Filing date: 1973-03-01
Publication date: 1982-06-09
Also published as: JPS5612049B2; GB1411197A; US3993869A; FR2174287A1; CA987749A; US3862367A; DE2310266A1; FR2174287B1; USB513756I5; NL7302950A; JPS4939351A; JPS4890447A

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker mit zwei Feldeffekttransistoren von komplementärem Leitfähigkeitstyp, deren Steuerelektroden miteinander verbunden und an eine Eingangssignalquelle angeschlossen sind, während die Quellen-Senken-Strecken der beiden Feldeffekttransistoren in Reihe miteinander an eine Speisespannungsquelle angeschlossen sind.

Bei einem bekannten Verstärker der vorstehend genannten Art (US-PS 33 92 341) sind die Senkenelektroden der beiden Feldeffekttransistoren direkt miteinander und mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden. Ein dritter Feldeffekttransistor liegt als Rückkopplung zwischen diesem Verbindungspunkt der Senkenelektroden und den Steuerelektroden bzw. der Eingangssignalquelle.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Verstärker der eingangs genannten Art dahin weiterzuentwickeln, daß sich gegenüber der bekannten Schaltung ein größerer dynamischer Bereich, ein verbessertes Rauschverhältnis und eine höhere Eingangsimpedanz ergibt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Quellenelektroden beider Feldeffekttransistoren über einen Widerstand miteinander verbunden sind und daß im Ausgangskreis wenigstens ein Kondensator als Verbindung dieses Widerstandes mit einem Transformator vorgesehen ist.

Weitere Merkmale der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche und werden im Zusammenhang mit der Beschreibung von in der Zeichnung veranschaulichten Ausführungsbeispielen näher erläutert.

In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 das Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispieles des erfindungsgemäßen Verstärkers;

F i g. 2 ein Ersatzschaltbild des Verstärkers gemäß Fig.l;

F i g. 3 Kennlinien zur Erläuterung der Schaltung gemäß den F i g. 1 und 2;

F i g. 4 bis 7 Schaltungen von vier weiteren Ausführungsbeispielen der Erfindung.

F i g. 1 zeigt einen Verstärker in einer Ausführungsform gemäß der Erfindung. In F i g. 1 ist der Verstärker insgesamt mit PA 10 bezeichnet. 100a ist ein erster und lOOfcein zweiter Feldeffekttransistor, die komplementären Leitfähigkeitstyp haben. Der erste Transistor 100a

ist ein N-Kanal-Feldeffekttransistor und der zweite 1006 ist ein P-Kanal-Feldeffekttransistor. Die Senkenelektrode D des ersten Feldeffekttransistors 100a ist mit einer Gleichspannungsquelle Vdd und die Quellenelektrode S ist über einen Widerstand A₄ mit der Quellenelektrode S des zweiten Feldeffekttransistors 1006 verbunden, desen Senkenelektrode D geerdet ist. Eine Reihenschaltung aus Kondensatoren 104a und 1046 ist parallel zu dem Widerstand A4 geschaltet Die jeweiligen Steuerelektroden G des ersten und zweiten Feldeffekttransistors 100a und 100b sind miteinander verbunden, und der Verbindungspunkt ist mit einem Ausgangsanschluß ii_Oa einer Signalquelle 102 (bei diesem Beispiel ein Mikrophon) verbunden, während der andere Ausgangsanschluß iio* der Signalquelle 102 geerdet ist. Die Primärwicklung 103a eines Anpassungstransformators 103 ist an ihrem einen Ende mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren 104a und 1046 und an ihrem anderen Ende mit Erde verbunden. Die Sekundärwicklung 1036 des Anpassungstransformators 103 ist an ihren beiden Enden mit Ausgangsanschiüssen fi2»und fa* verbunden. Mit foe ist ein weiterer, geerdeter Ausgangsanschluß bezeichnet.

Es wird nun die Arbeitsweise des Verstärkers PA 10 anhand der F i g. 2 und 3 beschrieben.

F i g. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung des Verstärkers in Fig. 1. In Fig.2 ist mit Vdd eine Gleichspannung, mit VOs 1 die Spannung zwischen der Senken- und Quellenelektrode des ersten Feldeffekttransistors 100a, mit Vsd2 die Spannung zwischen der Quellen- und Senkenelektrode des zweiten Feldeffekttransistors 1006, mit Vgs eine Spannung zwischen der gemeinsamen Steuerelektrode und der Quellenelektrode des ersten und zweiten Feldeffekttransistors 100a und 1006 und mit Vc die Steuerelektrodenspannung bezeichnet.

F i g. 3 zeigt ein Diagramm, aus dem die Arbeitskennlinienkurven Vr>s\ — /ound Vsd2—Idhervorgehen,wenn die Größe Vgs als Parameter genommen wird. In F i g. 3 geben 110 und Ul Arbeitskennlinienkurven Vsd2—Id und Vds\ — h unter der Bedingung an, daß V_Gs = 0. D ist der Schnittpunkt der Kurven 110 und 111. D ist die Stelle, an der die Bedingung

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erfüllt ist, wenn die Feldeffekttransistoren 100a und lOOi) in einer völlig komplementären Beziehung zueinander stehen. Die Teile auf den Vso2—h und Vds\ — Id-Kennlinienkurven UO und 111 in der Nähe des Arbeitspunkles D zeigen Konstantstromeigenschaften und sind nahezu flach. Wenn ein Wechselspannungssignal Ve, das an die Steuerelektroden angelegt wird, in positiver Richtung zunimmt, nimmt die Spannung Vgs des Feldeffekttransistors 100b ab, während die Spannung Vgs des Feldeffekttransistors 100a zunimmt, wodurch der Arbeitspunkt D nachD'verschoben wird. Wenn sich aber die Spannung Vgs während der Halbperiode durch das Ausgangssignal de« Mikrophons 102nach V_Gs;nämlich Vgs+ΔV_Gs(AVcs>0)ändert,so verschiebt sich der Arbeitspunkt D der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 nach D'. Die Ausgangskennlinien der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 sind jedoch in dem Bereich Vdsi> | Vp\ und Vsd2> | V>| nahezu flach, wobei Vp die Abschnürspannung der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 ist. Daher ist die Änderung 4VsD2 der Spannung Vsd2 relativ groß verglichen mit der Änderung AVcs der Spannung Vgs, so daß die folgende Beziehung gilt:

Dies bedeutet, daß, selbst wenn die Spannung Vb von Vdd/2 am A Vg geändert wird, VUssich nur wenig ändert und die Spannung Vsd2 leicht der Änderung von \_c folgen kann. Daher ist die Änderung AV_Sdi der Spannung Vso₂ nahezu gleich dem Ausgangssignal AVc des Mikrophons 102 (AV_Sd2~AVg)- Das Ausgangssignal des Mikrophons 102 kann infolgedessen ohne Verzerrung von den Quellenelektroden der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 abgenommen werden.

Der Senkenstrom Id an dem Schnittpunkt D' ist nahezu gleich loss, da die Feldeffekttransistoren 100a und 1006 komplementär sind und innerhalb des Bereichs de*· Konstantstromeigenschaften verwendet werden. Daher erhält man eine Ausgangsspannung Vsd2, die im wesentlichen proportional zu Vc ist. Es ist somit möglich, den Verzerrungsfaktor extrem klein zu machen und den dynamischen Bereich entsprechend zu vergrößern.

Da die Änderung des Arbeitsstroms Id bei einer Änderung der Amplitude des Wechselspannungssignals Vc der sehr klein ist, ergibt sich auch durch die Impedanz der Speisespannungsquelle nur eine minimale Änderung der Speisespannung. Der Arbeitspunkt bleibt daher stabil und Verzerrungen werden vermieden.

Wenn die Quellenelektroden 5 der beiden Feldeffekttransistoren 100a und 1006 über den Widerstand R verbunden sind, wie F i g. 1 zeigt, ändert sich die Spannung Vc$ zwischen der Steuer- und der Quellenelektrode in -V'gs; (V'gs\>0). Hierbei werden die Kennlinienkurven Vsd2 — Id und Vos 1 — h gleich den Kurven 112 und 113 in Fig.3, in der F deren Schnittpunkt, d. h. der Arbeitspunkt ist. Der erste und der zweite Feldeffekttransistor 100a und 1006 ist zwischen seiner Steuer- und Quellenelektrode in Sperrichtung vorgespannt. Selbst wenn daher ein Eingangssignal eine große Amplitude hat, ergibt sich zwischen Steuer- und Quellenelektroden keine Spannung in Durchlaßrichtung. Da der erste und zweite Feldeffekttransistor 100a und 1006 zwischen Steuer- und Quellenelektrode vorgespannt sind, ist es zulässig, daß sie nicht vollkommen komplementär sind, sondern in ihrer Kennlinie etwas voneinander abweichen. Der erste und der zweite Feldeffekttransistor 100a und 1006 erzeugen sich daher an der Steuerelektrode ihre Vorspannung; und dadurch ist der Arbeitspunkt auch ohne Steuerelektroden-Vorspannungswiderstand stabil.

Bei den Vsd—Id-Kennlinienkurven 112 und 113 der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 wird der Κ,οη-stantstrombereich flacher, wenn der Strom /_o abnimmt. Die Änderung des Arbeitsstroms h aufgrund der Amplitude des Wechselspannungssigncls wird daher kleiner und die sich ergebende Verzerrung geringer als im Falle von V_Cs=0.

Damit der Verstärker PA 10 der F i g. 1 ein Mikrophonausgangssignal hoher Qualität erzeagt, muß er folgende Bedingungen erfüllen:

(A) Da das Mikrophon 102 eine hohe Impedanz hat, werden Störungen in den Feldeffekttransistoren 100a und 1006 am meisten durch Rauschströme verursacht, die zwischen deren Steuer- und Quellenelektroden erzeugt werden. Diese Rauschströme sind proportional den Steuerelektroden-Leckströmen Ig der Feldeffekttransistoren 100a und 1006, die daher so klein wie möglich sein sollen.

(B) Bei dem Verstärker PA10 in F i g. 1 ist die Wechselspannungsbelastungslinie, z. B. die gerade Linie 124 in F i g. 3; wenn jedoch der Strom /ossder Feldeffekttransistoren 100a und 1006 klein ist, verschiebt sich seine Wechselspannungsbelastungslinie von der Linie 124 parallel nach rechts. Dadurch ergibt sich ein schmaler dynamischer Bereich für die gleiche Last. Aus diesem Grunde ist ein größerer Strom loss der Feldeffekttransistoren 100a und 100f> für die gleiche Last vorzuziehen.

(C) Wenn die Steilheit gm der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 groß ist, ist die Bedingung

Λ K₅₀₂ > A V₀S
erfüllt.

(D) Um den dynamischen Bereich zu erweitern, sollte die Speisespannung Vdd erhöht werden; zu diesem Zweck muß die Stehspannung der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 hoch sein.

Bezeichnet man die Kanallänge der Feldeffekttransistören 100a und 100ά mit L (normalerweise 2 bis 10 Mikron), die Kanalbreite mit IV(0,7 bis 2 mm) und den spezifischen Kanalwiderstand mit ρ (0,5 bis 5 Ohm/cm), so bestehen allgemein folgende Beziehungen:
a) I_GaW

(wobei α eine experimentell bestimmte Konstante ist)

χ ^w 1

O gma-j-j

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d) Die Stehspannung des Transistors ist in einer Potenzfunktion etwa proportional Q.

Es ist daher schwierig, alle obigen Bedingungen (A) bis (D) zu erfüllen. Wird ζ. Β. ρ klein gemacht, um dadurch loss zu vergrößern, so wird die Stehspannung niedrig und der dynamische Bereich schmal. Wird der Sieuerelektroden-Leckstrom Ig klein gemacht, um dadurch das entsprechende Rauschen zu verkleinern, so werden loss und gm klein.

Wird ferner eine Last kleiner Größe an den Verstärker PA 10 angeschlossen, so wird seine Wechselspannungsbelastungslinie gegenüber der Linie 124 in Fig.3 in gleicher Weise nach rechts verschoben, und der dynamische Bereich wird schmaL Dieser Nachteil wird jedoch durch den nachstehend beschriebenen Schaltungsaufbau behoben. In den folgenden Figuren haben die gleichen Bauelemente wie die oben beschriebenen die gleichen Bezugszeichen.

Bei dem in F i g. 4 dargestellten Verstärker PA 20 sind Feldeffekttransistoren 100a und 1006 komplementär zu einem Quellenfolger zusammengeschaltet, und in gleicher Weise sind ein N-Kanal-Feldeffekttransistor 200a und ein P-Kanal-Feldeffekttransistor 2006 komplementär zu einem Quellenfolger zusammengeschaltet. Die beiden Transistorpaare sind außerdem in Kaskade geschaltet

Jede Steuerelektrode G der komplementär verbundenen Feldeffekttransistoren 100a und 1006 ist über ein Mikrophon 102 geerdet, und die jeweiligen Quellenelektroden S sind über eine Serienschaltung von Widerständen 201 und 202 verbunden. Die Senkenelektrode D des Feldeffekttransistors 100a ist mit einem Spannungsquellenanschluß 203 verbunden, während die Senkenelektrode D des Feldeffekttransistors 1006 geerdet ist. Der Verbindungspunkt der Widerstände 201 und 202 ist mit jeder Steuerelektrode G der komplementär verbundenen Feldeffekttransistoren 200a und 2006 verbunden, und die jeweiligen Quellenelektroden 5 hiervon sind über einen Widerstand 204 verbunden. Die Senkenelektrode D des Feldeffekttransistors 200a ist mit dem Anschluß 203 verbunden, während die Senkenelektrode D des Feldeffekttransistors 2006 geerdet ist. Die jeweiligen Quellenelektroden S der Feldeffekttransistoren 200a und 2006 sind außerdem durch eine Serienschaltung von Kondensatoren 205 und 206 verbunden, deren Verbindungspunkt über einen Transformator 207 mit einem Ausgangskreis 208 verbunden ist.

Da die Feldeffekttransistoren 100a und 1006 so ausgewählt sind, daß sie einen kleinen Strom Ic haben, wird deren Strom loss klein; die Feldeffekttransistoren 200a und 2006 sind dagegen so ausgewählt, daß der Strom Ic und demgemäß der Strom loss groß ist.

Bei der obigen Anordnung werden die Feldeffekttransistoren 100a und 1006 so ausgewählt, daß ihr Strom Ic und damit ihr Rauschen klein ist. Die Feldeffekttransistoren 100a und 1006 arbeiten als Quellenfolger, so daß die Ausgangsimpedanz niedrig ist. Daher ist die Signalquellenimpedanz gegenüber den Feldeffekttransistoren 200a und 2006 niedrig, so daß, selbst wenn der Strom Jdss der Feldeffekttransistoren 20Oa und 2006 groß ist, das dadurch erzeugte Rauschen klein ist und damit die gesamte Schaltungsanordnung eben^ralls ein geringes Rauschen hat.

Da die Last der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 durch die Feldeffekttransistoren 200a und 2006 gebildet wird, die als Quellenfolger geschaltet sind, ist die Impedanz hoch; selbst wenn der Strom fass der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 klein ist ist der dynamische Bereich der Feldeffekttransistoren 200a und 2006 groß. Da der Strom loss der Feldeffekttransistoren 200a und 2006 groß ist, ergibt sich — selbst wenn die Lastimpedanz niedrig ist — ein großer dynamischer Bereich. Somit ist der dynamische Bereich der gesamten Schaltungsanordnung ebenfalls groß. Der Senkenstrom der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 wird entsprechend dem Eingangssignal nahezu nicht geändert; damit ergibt sich auch keine Rückwirkung auf die Speisespannung Vdd, so daß hierdurch bedingte Tonverzerrungen vermieden werden.

Bei den Verstärkern PA 30 und PA 40 der F i g. 5 und 6 sind Konstantstromquellen 300 und 400 jeweils an die nächste Stufe von Feldeffekttransistoren 100a und 1006 angeschlossen. In F i g. 5 ist ein N-Kanal-Feldeffekttransistor 301 vorgesehen. Die Steuer- und Quellenelektroden G bzw. 5 hiervon sind jeweils geerdet und die Senkenelektrode Dist mit der Quellenelektrode Seines Feldeffekttransistors 200a verbunden; auf diese Weise wird die Konstantstromquelle 300 gebildet Die Konstantstromquelle 300 dient als Quellenelektrodenlast des Feldeffekttransistors 200a. Der Feldeffekttransistor 200a ist somit als Quellenfolger geschaltet Das Ausgangssignal des Feldeffekttransistors 200a wird fiber einen Kondensator 303 zu einem Transformator 207 geleitet

F ϊ g. 6 zeigt ein Beispiel, bei dem die Konstantstromquelle 400 von einem bipolaren Transistor 401 gebildet wird. Hierbei wird die Basisvorspannung des Transistors 401 von dem Verbindungspunkt von Widerständen 402 und 403 abgenommen, die zwischen die Speisespannungsquelle und Erde geschaltet sind.

Auch bei diesem Beispiel sind die Feldeffekttransistoren 100a und 1006 so ausgewählt, daß loss klein ist, und der Feldeffekttransistor 200a ist so gewählt, daß /oss groß ist. Wie bei dem Beispiel der F i g. 4 ist daher das Rauschen klein und der dynamische Bereich groß. Selbst wenn nur der einzige Feldeffekttransistor 200a verwendet wird, ist seine Gleichstromlast die Konstantstromquelle, so daß der Senkenstrom des Feldeffekttransistors 200a gegenüber dem Eingangssignal nahezu konstant ist. Wenn daher ein Ausgangstransformator mit dem richtigen Wicklungsverhältnis in dem Bereich der praktischen Lastimpedanz verwendet wird, tritt keine durch eine Änderung der Speisespannung Vdd verursachte Tonverzerrung auf. Bei dem Verstärker PA 30 der Fig. 5 ist der Verzerrungsfaktor kleiner als 1% für eine Last von 350 0hm im Bereich einer Eingangsspannung von 10 Vm und es kann ein

Rauschabstandsverhältnis von etwa 53 dB unter der Bedingung erhalten werden, daß bei einer Eingangssignalspannung von 1 mV die Mikrophonkapazität 50 pF beträgt.

F i g. 7 zeigt einen Verstärker PA 50, bei dem das Quellenausgangssignal der Feldeffekttransistoren 100a und 1006 einem bipolaren Transistor 501 zugeführt wird, der als Emitterfolger geschaltet ist und eine Konstantstromquelle 300 als Gleichstromlast hat. Die Feldeffekt501 sind so ausgewählt, daß der Strom loss klein und der Kollektorstrom groß ist, so daß auch hier die. oben beschriebenen Wirkungen erreicht werden.

Bei dem oben beschriebenen Beispiel kann anstelle des Mikrophons 102 ein Wandler verwendet werden, der eine hohe Ausgangsimpedanz hat, z. B. ein Kondensator-Tonabnehmersystem. Außerdem kann jeder Feldeffekttransistor ein MOS-Transistor sein.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verstärker mit zwei Feldeffekttransistoren von komplementärem Leitfähigkeitstyp, deren Steuerelektrode miteinander verbunden und an eine Eingangssignalquelle angeschlossen sind, während die Quellen-Senken-Strecken der beiden Feldeffekttransistoren in Reihe miteinander an eine Speisespannungsquelle angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Quellenelektroden (S) beider Feldeffekttransistoren (z. B. 100a, iOOb) über einen Widerstand (z. B. Ra) miteinander verbunden sind und daß im Ausgangskreis wenigstens ein Kondensator (z. B. 104a, \Mb) als Verbindung dieses Widerstandes (z. B. Ra) mit einem Transformator (z. B. 103) vorgesehen ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem die Quellenelektroden (Sjbeider Feldeffekttransistoren (110a, lOOtyverbindenden Widerstand (Ra)'die Reihenschaltung zweier Kondensatoren (104a, 104.!^ vorgesehen ist, an deren Verbindungspunkt der Transformator (103) angeschlossen ist

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in Kaskade zu den beiden Feldeffekttransistoren (100a, XWb) zwei weitere Feldeffekttransistoren (200a, 2006^ von komplementärem Leitfähigkeitstyp angeordnet sind, wobei der Verbindungspunkt der zwischen den Quellenelektroden (S) des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (100a, 100ty angeordneten Widerstände (201,202) an die Steuerelektrode (G) des dritten und vierten Feldeffekttransistors (200,3, 2006,J angeschlossen ist und ein die Quellenelektroden (S) des dritten und vierten Feldeffekttransistors (200a, 20üb) verbindender Widerstand (204) durch zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren (205, 206) überbrückt ist, deren Verbindungspunkt an den Transformator (207) angeschlossen ist.

4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelektroden-Leckströme des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (100a, lOOb) kleiner als die des dritten und vierten Feldeffekttransistors (200a, 2006; sind.

5. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiteres, mit drei Elektroden versehenes aktives Element (z. B. 200a,) sowie eine Konstantstromquelle (z. B. 300) vorgesehen ist, wobei die erste Elektrode (G) des aktiven Elementes an den Verbindungspunkt der zwischen den Quellenelektroden (S) der beiden Feldeffekttransistoren (100a, XQOb) angeordneten Widerstände (201, 202) angeschlossen ist, die zweite Elektrode (D) an die Speisespannungsquelle und die dritte Elektrode (S) einerseits über den Kondensator (303) an den Transformator (207) und andererseits an die Konstantstromquelle (300).

6. Verstärker nach \nspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere aktive Element durch einen dritten Feldeffekttransistor (20Oa^ gebildet wird und die Konstantstromquelle (300) einen vierten Feldeffekttransistor (301) enthält, wobei einerseits die Quellenelektrode (S) des dritten Feldeffekttransistors (200a) und die Senkenelektrode (D) des vierten Feldeffekttransistors (301) und andererseits die Steuerelektrode (G) und die Quellenelektrode (S) des vierten Feldeffekttransi

stors (301) miteinander verbunden sind.

7. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere aktive Element durch einen dritten Feldeffekttransistor (20OaJ gebildet wird und die Konstantsiromquelle (400) einen bipolaren Transistor (401) enthält, wobei die Quellenelektrode (S) des dritten Feldeffekttransistors (200a,) mit dem Kollektor des Transistors (401) verbunden ist

8. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet daß das weitere aktive Element durch einen bipolaren Transistor (501) gebildet wird und die Konstantstromquelle (300) einen dritten Feldeffekttransistor (301) enthält, wobei einerseits der Emitter des Transistors (501) und die Senkenelektrode (D) des dritten Feldeffekttransistors (301) und andererseits die Steuerelektrode (G) und die Quellenelektrode (S) des dritten Feldeffekttransistors (301) miteinander verbunden sind.