DE2310266A1

DE2310266A1 - Verstaerker

Info

Publication number: DE2310266A1
Application number: DE19732310266
Authority: DE
Inventors: Makoto Ishikawa; Osamu Kono; Takeshi Matsudaira
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1972-03-02
Filing date: 1973-03-01
Publication date: 1973-09-06
Also published as: US3993869A; JPS4939351A; USB513756I5; JPS5612049B2; CA987749A; DE2310266C2; FR2174287A1; JPS4890447A; GB1411197A; US3862367A; NL7302950A; FR2174287B1

Description

It 2410

SONY CORPORATION Tokyo / Japan

Verstärker

Die Erfindung betrifft einen Verstärker für einen Wandler und insbesondere einen Verstärker zur Verstärkung eines Signals einer Quelle hoher Impedanz.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Verstärker für einen Wandler zu schaffen, der eine hohe Eingangsimpedanz und ein erhöhtes Rauschverhältnis und einen großen dynamischen Bereich hat. Gelöst wird diese Aufgabe durch einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor unterschiedlicher Leitfähigkeitsart, deren Steuerelektroden und deren Quellenelektroden verbunden sind, eine mit der Senken-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors verbundenen Spannungsquelle, eine zwischen die Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren und die Senken-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors geschaltete Signalquelle, und einen Ausgangskreis, der an die Quellenelektroden der Feldeffekttransistoren angeschlossen ist.

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Die Erfindung wird nachstehend anhand der Figuren 1 bis 10 erläutert. Es zeigt:

Figur 1 ein Schaltbild eines bekannten Verstärkers für ein elektrostatisches Mikrophon,

Figur 2 ein Gleichstromersatzschaltbild zur Erläuterung der Schaltungsanordnung der Fig. 1,

Figur 3 Kennlinienkurven zur Erläuterung der Schaltungsanordnung der Fig. 1,

Figur 4 ein Schaltbild eines Beispiels eines Verstärkers gemäß der Erfindung für einen Wandler,

Figur 5 ein Gleichstromersatzschaltbild zur Erläuterung der Schaltungsanordnung der Fig. 4,

Figur 6 Kennlinienkurven zur Erläuterung der Schaltungsanordnung der Fig. 4, und

Figur 7 bis 10 Schaltbilder weiterer Beispiele der Erfindung.

Es ist bekannt, zur Verstärkung in NF-Kreisen Feldeffekttransistoren zu verwenden, da sie eine lange Lebensdauer, eine hohe Zuverlässigkeit haben und allgemein im Handel leicht erhältlich sind. Derartige Feldeffekttransistoren werden zusammen mit elektrostatischen Wandlern für Vorverstärker verwendet. Die übliche Schaltungsanordnung für einen solchen Vorverstärker zeigt Fig. 1.

In Fig. 1, die ein Schaltbild eines typischen bekannten Kreises zur Verwendung mit einem elektrostatischen

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"—* 'ί. —

Mikrophon zeigt, ist ein Feldeffekttransistor, d.h. ein N-Kanal-FET bei diesem Beispiel, mit der Senkenelektrode mit einer Gleichspannungsquelle ⁺V__ und mit seiner Quellenelektrode über einen Serienkreis aus den Widerständen R. und R₂ mit Erde verbunden. Ein Widerstand bzw. ein Steuerelektrodenvorspannungswiderstand R_ß ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R. und R₂ und der Steuerelektrode verbunden. Ein elektrostatischer mechanisch-elektrischer Wandler 12, der eine Kapazität von z.B. 10 bis 100 pF hat, ist zwischen die Steuerelektrode, d.h. einen Eingangsanschluß t. und einen Erdanschluß t., geschaltet. Ein Anpassungstransformator 13 ist derart vorgesehen, daß die Primärwicklung 13a an ihrem einen Ende mit der Quellenelektrode des Transistors 10 über einen Kondensator (über einen Koppelkondenrator) 14 und an ihrem anderen Ende mit Erde verbunden ist, während die Sekundärwicklung 13b an ihren entgegengesetzten Enden mit Ausgangsanschlüssen t₂ und t_2b verbunden ist. Mit t~ ist ein weiterer Ausgangsanschluß bezeichnet, der geerdet ist. Ein derartiger Kreis wird daher als sogenannter Quellenfolger-Verstärker bezeichnet.

Es ist erwünscht, daß der Widerstandswert des Steuerelektroden-Vorspannungswiderstands R eines solchen Verstärkers relativ groß ist, um die Eingangsimpedanz des Vorverstärkers z.B. auf mehr als 500 MOhm zu erhöhen und die Wirkung von durch den Widerstand R_ erzeugtem

Rauschen zu vermindern. Je größer der Widerstandswert dieses Widerstands R_ ist, desto besser wird der Ton.

In diesem Zusammenhang könnte man nun in Erwägung ziehen, die Größe dieses Widerstands R„ unendlich zu machen, d.h.

den Widerstand R_ nicht zu verwenden. Zwar wird dadurch

die oben beschriebene Forderung erfüllt, jedoch wird der Gleichspannungsarbeitspunkt der Steuerelektrode instabil

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und der dynamische Bereich des Vorverstärkers wird begrenzt .

Die obigen Probleme werden anhand der Fig. 2 und 3 weiter erläutert. Fig. 2 zeigt ein Schaltbild zur Erläuterung eines Verstärkers, der einen Quellenfolger-Feldeffekttransistor hat. R- ist ein Quellenelektrodenwiderstand entsprechend den Widerständen R und R~ der Fig. 1, die in Reihe geschaltet sind. Mit V ist eine Spannungsquelle, mit V die Spannung zwischen der Senken- und

JL/o

der Quellenelektrode, mit V die Spannung über dem Quellenelektrodenwiderstand R- (Ausgangsspannung), mit V_ die Spannung zwischen der Steuerelektrode und der Quellenelektrode, mit V_ die Gleichspannung der Steuerelektrode und mit I_ der Senkenelektrodenstrom bezeichnet.

Fig. 3 zeigt die V_-I_n-Arbeitskennlinienkurven des Quellenfolger-Feldeffekttransistors der Fig. 2, wenn V₀₀ als Parameter genommen wird. 15, 16 und 17 sind V_n- und I -Kurven unter den Bedingungen, daß V = O,

t\ U Gb

^VGS = -^VGS1 ^(VGS1 > ^{0) Und V}GS = "^VGS2 ^(VGS2 > ^VGS1 > ⁰⁾'

18 ist eine Belastungslinie (I_n = ^VR ).

"⁵T

In Fig. 3 ist z.B. A der Arbeitspunkt, wenn die Bedingung V_ot, = -V__, erfüllt wird. Damit wird die Ausgangsspannung V„ = V_ -(-V^₀₁) und unterscheidet sich von der Gleich-

K Ca Vjbl

spannung V_ der Steuerelektrode um den absoluten Wert von V^₀₁. Allgemein wird in einem Fläche- bzw. Sperrschicht-Feldeffekttransistor, wenn die Steuer- und Quellenelektroden in Durchlaßrichtung vorgespannt sind, die Eingangsimpedanz schnell vermindert und um die Eingangsimpedanz zu erhöhen,müssen daher die Steuer- und Quellenelektroden in Sperrichtung vorgespannt werden. Daher muß der Arbeitspunkt auf der Belastungslinie 18 zwischen dem Ursprung O und einem Schnittpunkt E (V = RI_ncc und I = I _cc) der Kurve 15 und der Belastungslinie 18 newählt

werden. Aus der obigen Beschreibung ergibt sich, dan

3G9S3S/-1133

die obere Grenze des Ausgangsspannung V die Spannung RI_._OC ist, und wenn ihr dynamischer Bereich groß sein soll, ist es notwendig, die Spannung RI _c_ zu erhöhen

Do ο

und sich soweit wie möglich der Spannung V der Spannungsquelle zu nähern. Der Arbeitsbereich der Ausgangsspannung V reicht von Null bis ^RI _DSS' wie oben erläutert wurde, und ein Eingangssignal, das an dem Feldeffekttransistor 10 angelegt wird, das einem Ausgangssignal eines elektrostatischen mechanisch-elektrischen Wandler entspricht, hat eine solche Amplitude, daß seine positiven und negativen Teile bezüglich des Arbeitspunktes einander gleich sein dürften. Wenn daher der Arbeits-

RI

punkt derart gewählt wird, daß die Bedingung V_ = DSS

R 5

erfüllt wird, ist der dynamische Bereich am größten.

Bei einem Quellenfolger-Feldeffekttransitstor-Verstärker kann daher, wenn der dynamische Bereich so große wie möglich gemacht werden soll, ein Steuerelektroden-Vorspannungswiderstand notwendig sein, um die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 10 gegenüber der Quellenelektrode in Sperrichtung vorzuspannen.

Dagegen verursacht der Torelektroden-Vorspannungswiderstand infolge des in ihm erzeugten Rauschens eine Verzerrung und eine Verminderung der Eingangsimpedanz. Darüber hinaus besteht eine Differenz von V_„ zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung und die Spannung V__s zwischen der Steuerelektrode und der Quellenelektrode ändert-sich im wesentlichen quadratisch entsprechend dem Senkenstrom I . Daher wird die Spannung V_oc, erhöht, wenn der Strom I_n. klein ist, während

bo U

sie vermindert wird, wenn der Strom im Sperrspannungszustand groß ist. Wie Fig. 3 zeigt, wird daher die Ausgangsspannung V in dem Bereich zusammengedrückt, in

R.

dem die Spannung V_ß niedrig ist, so daß die Verzerrung groß wird.

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Die obige Beschreibung erfolgte anhand eines Sperrschicht-Feldeffekttransistors. Selbst im Falle eines MOS-FeIdeffekttransistors ist ein Steuerelektroden-Vorspannungswiderstand für den großen dynamischen Bereich erforderlich.

Fig. 4 zeigt einen Vorverstärker in einer der besonderen Ausfuhrungsformen der Erfindung. In Fig. 4 ist der Vorverstärker insgesamt mit PAlO bezeichnet. 100a ist ein erster und 100b ein zweiter Feldeffekttransistor, die verschiedenen Leitfähigkeitstyp haben. Der erste Transistor 100a ist ein N-Kanal-Feldeffekttransistor und der zweite 100b ist ein P-Kanal-Feldeffektransistor. Die Senkenelektrode des ersten Feldeffekttransistors 100a ist mit einer Gleichspannungsquelle V und die Quellenelektrode davon ist über einen Widerstand R₄ mit der Quellenelektrode des zweiten Feldeffekttransistors 100b verbunden, dessen Senkenelektrode geerdet ist. Eine Reihenschaltung aus Kondensatoren 104a und 104b ist parallel zu dem Widerstand R₄ geschaltet. Die jeweiligen Steuerelektroden des ersten und zweiten Feldeffekttransistors 100a und 100b sind miteinander verbunden und der Verbindungspunkt ist mit einem Ausgangsanschluß t,_Q einer Signalquelle 102 (bei diesem Beispiel ein Mikrophon) verbunden, während der andere Ausgangsanschluß t._o, der Signalquelle 102 geerdet ist. Die Primärwicklung 103a eines Anpassungstransformators 103 ist an ihrem einen Ende mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren 104a und 104b und an ihrem anderen Ende mit Erde verbunden. Die Sekundärwicklung 103b des Anpassungstransformators 103 ist an ihren beiden Enden mit Ausgangsanschlüssen t.-. und t_l2, verbunden. Mit t-₂ ist ein weiterer, geerdeter Ausgangsanschluß bezeichnet. Es wird nun die Arbeitsweise des Vorverstärkers PAlO anhand der Fig. 5 und 6 beschrieben.

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Fig. 5 zeigt ein Schaltbild zur Erläuterung des Vorverstärkers in Fig. 4. In Fig. 5 ist mit V eine Quellenspannung, mit V die Spannung zwischen der Senken- und Quellenelektrode des ersten Feldeffekttransistors 100a, mit V_ 2 die Spannung zwischen der Quellen- und Senkenelektrode des zweiten Feldeffekttransistors 100b, mit V__o eine Spannung zwischen der gemeinsamen Steuerelektrode

und der Quellenelektrode des ersten und zweiten Feldeffekttransistors 100a und 100b und mit V die Steuerelektrodenspannung bezeichnet.

Fig. 6 zeigt ein Diagramm, aus dem die Arbeitskennlinienkurven Vp₁₀₁-I^ und V--.--I- hervorgehen, wenn die Größe V__o des Vorverstärkers 5 als Parameter genommen wird.

In Fig. 6 geben 110 und 111 Arbeitskennlinienkurven V₀₁^₀-Ir. und ν,-ρ.-Ι- unter der Bedingung an, daß V__ =

bUZ L UdI D Cjo

D ist der Schnittpunkt der Kurven 110 und 111. D ist die Stelle, an der die Bedingung V_gD2 = V = ^VDD erfüllt

ist, wenn die Feldeffekttransistoren 100a und 100b in einer völlig komplementären Beziehung zueinander stehen. Die Teile auf den V„^„-I und V₁-I -Kennlinienkurven

U üb J. LJ

110 und 111 in der Nähe des Arbeitspunktes D zeigen Konstantstromeigenschaften und sind nahezu flach. Wenn ein Wechselspannungssignal V„, das an die Steuerelek-

Vj

troden angelegt wird, in positiver Richtung zunimmt, nimmt die Spannung V__ des Feldeffekttransistors 100b

CjO

ab, während die Spannung V__ des Feldeffekttransistors

Go

lOOa zunimmt, wodurch der Arbeitspunkt D nach D¹ verschoben wird. Dies bedeutet, daß, wenn die Spannung V.,,,

CjO

sich nach V^_cl., nämlich V__c + v__c ( V__c > 0) während

UO CjO VjO lao '

der Halbperiode durch das Ausgangssingal des Mikrophons 102 ändert, der Arbeitspunkt D der Feldeffekttransistoren 100a und 100b sich nach D' verschiebt. Die Ausgangskennlinien der Feldeffekttransistoren 100a und 100b sind jedoch in dem Bereich ^νΐ-)ςι^>|^νρ| ^{und v}cn2 *^l^Vpl nahezu flach, vzobei V die Abschnürspannung der FeId-

3 Ci 9 B 3 B / 1 1 3 3

effekttransistoren 100a und 100b ist. Daher ist die Änderung /£*V_ £ ^^er Spannung V _ relativ groß verglichen mit der Änderung^ V__
folgende Beziehung gilt:

mit der Änderung^ V__ der Spannung V_„, so daß die

^VSD2 ^> ^VGS

Dies bedeutet, daß, selbst wenn die Spannung V_ von

ti

V__n/2 um Δ,ν_, geändert wird, V_re, nur wenig geändert wird und die Spannung V_gD2 leicht der Änderung von V_r folgen kann. Daher ist die Änderung Av_gD2 der Spannung V nahezu gleich dem Ausgangssignal /\V_ des Mikrophons 102 (/\Vg_D2 &&V ) und daher kann das Ausgangssignal des Mikrophons 102 von den Quellenelektroden der Feldeffekttransistoren 100a und 100b ohne Verzerrung abgenommen werden.

Der Senkenstrom I an dem Schnittpunkt D¹ ist nahezu gleich I , da die Feldeffekttransistoren 100a und 100b komplementär sind und innerhalb des Bereichs der Konstantstromeigenschaften verwendet werden. Daher kann die Ausgangsspannung V_ j im wesentlichen proportional zu V erhalten werden. Es ist somit möglich, den Verzerrungsfaktor extrem kleiner als bei dem Quellenfolger-Feldeffekttransistor-Verstärker der Fig. 1 zu machen und seinen dynamischen Bereich proportional zu der Verminderung des Verzerrungsfaktors zu vergrößern.

Da die Änderung des Arbeitsstroms I entsprechend der Änderung der Amplitude des Wechselspannungssignal V sehr klein ist, kann die Änderung der Quellenspannung entsprechend der Quellenimpedanz auf nahezu Null begrenzt werden, so daß der Arbeitspunkt stabil wird und die sich ergebende Verzerrung unterdrückt werden kann.

Wenn der erste und zweite Feldeffekttransistor 100a und 100b durch den Widerstand R- zwischen den jeweiligen

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Quellenelektroden verbunden sind, wie Fig. 4 zeigt, ändert sich die Spannung V zwischen der Steuer- und der Quellenelektrode in -V* . (V· _ol > O). Hierbei werden die Kennlinienkurven Vgr^^n ^und ^Sl^-1D 9^{leicn den} Kurven und 113 in Fig. 6, in der F deren Schnittpunkt, d.h. der Arbeitspunkt ist. Der erste und der zweite Feldeffekttransistor 100a und 100b ist zwischen seiner Steuer- und Quellenelektrode in Sperrichtung vorgespannt und daher werden, selbst wenn ein Eingangssignal eine große Amplitude hat, ihre Steuer- und Quellenelektroden nicht in Durchlaßrichtung vorgespannt. Da der erste und zweite Feldeffekttransistor 100a und lOOb zwischen jeder Steuer- und Quellenelektrode voneinander vorgespannt werden, kann es sein, daß sie nicht vollkommen komplementär sind, d.h. in ihrer Kennlinie etwas voneinander abweichen. Daher sind der erste und der zweite Feldeffekttransistor 100a und 100b geeignet, sich an der Steuerelektrode gegenseitig vorzuspannen und dadurch ist der Arbeitspunkt auch ohne Steuerelektroden-Vorspannungswiderstand stabil.

Bei den V_ -I -Kennlinienkurven 112 und 113 der Feld-

bü D

effekttransistoren 100a und 100b wird der Konstantstrombereich flacher, wenn der Strom I abnimmt, so daß die Änderung des Arbeitsstroms I_D entsprechend der Amplitude des Wechselspannungssignals kleiner gemacht und die sich ergebende Verzerrung stärker als im Falle von V„_ = 0 vermindert wird.

Gemäß der oben beschriebenen Erfindung ist es möglich, einen Vorverstärker zur Verwendung mit einem elektrostatischen mechanisch-elektrischen Wandler zu schaffen, der aus einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor besteht, die unterschiedlichen Leitfähigkeitstyp haben, deren Steuerelektroden miteinander und außer dem mit dem elektrostatischen mechanisch-elektrischen Wandler verbunden sind, deren Quellenelektroden miteinander und außerdem mit einem Ausgangsanschluß ver-

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-IG-

bunden sind, und deren Senkenelektroden mit einer Gleichspannungsquelle verbunden sind, wobei die verbundenen Steuerelektroden mit keinem Vorspannungswiderstand verbunden sind, so daß ihr dynamischer Bereich groß gemacht werden kann, keine Tonverzerrung verursacht wird, der Arbeitspunkt stabil ist und das Einschwingverhalten verbessert wird.

Der Vorverstärker PAlO der Fig. 4 erzeugt ein Mikrophonausgangssignal hoher Qualität, jedoch muß der Vorverstärker PAlO die folgenden Bedingungen erfüllen:

(A) Da das Mikrophon 102 eine hohe Impedanz hat, werden Störungen in den Feldeffekttransistoren 100a und 100b am meisten durch äquivalente Rauschströme verursacht, die zwischen deren Steuer- und Quellenelektroden erzeugt werden. Die entsprechenden Rauschströme sind proportional

den Steuerelektroden-Leck-Strömen I-, der FeIdeffekttranti

sistoren 100a und 100b, so daß diese so klein wie möglich sein müssen.

(B) Bei dem Vorverstärker PAlO in Fig. 4 ist die Wechselspannungsbelastungslinie z.B. die gerade Linie 124 in Fig. 6, wenn jedoch der Strom I_DSS ^der Feldeffekttransistoren 100a und 100b klein ist, verläuft seine Wechselspannungsbelastungslinie parallel nach rechts bezüglich der Linie 124. Dadurch wird der dynamische Bereich für die gleiche Last schmal. Somit ist der Strom I_ncc

Dbb

der Feldeffekttransistoren 100a und 100b bezüglich der gleichen Last vorzugsweise größer.

(C) Wenn die Steilheit gm der Feldeffekttransistoren 100a und 100b groß ist, besteht die Bedingung /^V_SD2*^>

(D) Um den dynamischen Bereich zu erweitern, sollte die Quellenspannung V erhöht werden, und zu diesem Zweck

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die Stehspannung der Feldeffekttransistoren 100a und 100b hoch sein.

Nimmt man jedoch in diesen Fällen an, daß die Kanallänge der Feldeffekttransistoren 100a und lOOb L (normalerweise 2 bis 10 Mikron), die Kanalbreite W (0,7 bis 2 mm) und der spezifische Kanalwiderstand % (0,5 bis 5 Ohm/cm) ist, ergeben sich allgemein die folgenden Beziehungen:

a) I_GoCW

I„oCL (wobei o( eine experimentell bestimmte Konstante ist)

b) I_DSS oC—

c) gm oC -f- -|-

d) Die Stehspannung des Transistors ist etwa proportional 0,6 Quadrat von ο

Es war schwierig, alle obigen Bedingungen (A) bis (D) zu erfüllen. Wenn z.B. 9 klein gemacht wird, um dadurch I__oo

groß zu machen, wird die Stehspannung niedrig, wodurch der dynamische Bereich schmal wird. Wenn der Steuerelektroden-Leck-Strom I klein gemacht wird, um dadurch das entsprechende Rauschen zu verkleinern, werden I_Dc_S und gm klein.

Wenn eine Last kleiner Größe an den Vorverstärker PAlO angeschlossen wird, wird seine Wechselspannungsbelastungslinie gegenüber der Linie 124 in Fig. 6 in gleicher Weise nach rechts verschoben und der dynamische Bereich wird schmal. Dieser Nachteil wird jedoch durch einen nachstehend beschriebenen Schaltungsaufbau behoben. In den folgenden Figuren haben die gleichen Bauelemente wie die oben beschriebenen die gleichen Bezugszeichen.

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Fig. 7 zeigt einen verbesserten Vorverstärker ΡΛ2Ο. Feldeffekttransistoren 100a und 100b sind komplementär in einem Quellenfolger zusammengeschaltet und in gleicher Weise sind ein N-Kanal-Feldeffekttransistor 200a und ein P-Kanal-Feldeffekttransistor 200b komplementär in einem Quellenfolger zusammengeschaltet. Die beiden Transistorpaare sind außerdem in Kaskade geschaltet.

Jede Steuerelektrode der komplementär verbundenen Feldeffekttransistoren 100a und 100b ist über ein Mikrophon 102 geerdet und die jeweiligen Quellenelektroden sind über eine Serienschaltung von Widerständen 201 und 202 verbunden. Die Senkenelektrode des Feldeffekttransistors 100a ist mit einem Spannungsquellenanschluß 203 verbunden, während die Senkenelektrode des Feldeffekttransistors 100b geerdet ist. Der Verbindungspunkt der Widerstände 201 und 202 ist mit jeder Steuerelektrode der komplementär verbundenen Feldeffekttransistoren 200a und 200b verbunden und die jeweiligen Quellenelektroden hiervon sind über einen Widerstand 204 verbunden. Die Senkenelektrode des Feldeffekttransistors 200a ist mit dem Anschluß 203 verbunden, während die Senkenelektrode des Feldeffekttransistors 200b geerdet ist. Die jeweiligen Quellenelektroden der Feldeffekttransistoren 200a und 200b sind außerdem durch eine Serienschaltung von Kondensatoren 205 und 206 verbunden, deren Verbindungspunkt über einen Transformator 207 mit einem Ausgangskreis 208 verbunden ist.

Da die Feldeffekttransistoren 100a und 100b so ausgewählt sind, daß sie einen kleinen Strom I_ haben, wird deren Strom I_._oc klein, während, da die Feldeffekttransistoren 200a und 200b so ausgewählt sind, daß der Strom I groß ist, der Strom 1^₀₀ groß wird.

Bei der obigen Anordnung werden die Feldeffekttransistoren 100a und 100b so ausgewählt, daß der Strom I_r

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und damit deren Rauschen klein ist. Die Feldeffekttransistoren lOOa und 100b arbeiten als Quellenfolger, so daß die Ausgangsimpedanz niedrig ist. Daher ist die Signalquellenimpedanz gegenüber den Feldeffekttransistoren 20Oa und 200b niedrig, so daß, selbst wenn der Strom I-.ec der Feldeffekttransistoren 200a und 200b groß ist, das dadurch erzeugte Rauschen klein und damit die gesamte Schaltungsanordnung ebenfalls ein geringes Rauschen hat.

Da die Last der Feldeffekttransistoren 100a und 100b die Feldeffekttransistoren 200a und 200b sind, die als Quellenfolger geschaltet sind, ist die Impedanz hoch und selbst wenn der Strom I_DSS der Feldeffekttransistoren 100a und 100b klein ist, ist der dynamische Bereich der Feldeffekttransistoren 200a und 200b groß. Da der Strom I_DSS der Feldeffekttransistoren 200a und 200b groß ist, ist, selbst wenn die Lastimpedanz niedrig ist, der dynamische Bereich groß. Somit ist der dynamische Bereich der gesamten Schaltungsanordnung ebenfalls groß. Der Senkenstrom der Feldeffekttransistoren 100a und 100b wird entsprechend dem Eingangssignal nahezu nicht geändert und damit wird die Quellenspannung V _D nicht geändert, so daß dadurch keine Tonverzerrung erzeugt wird.

Bei den Vorverstärkern PA30 und PA40 der Fig. 8 und 9 sind Konstantstromkreise 300 und 400 jeweils an die nächste Stufe von Feldeffekttransistoren lOOa und 100b angeschlossen. In Fig. 8 z.B. ist ein N-Kanal-Feldeffekttransistor 301 vorgesehen. Die Steuer- und Quellenelektroden hiervon sind jeweils geerdet und die Senkenelektrode ist mit der Quellenelektrode eines Feldeffekttransistors 200a verbunden; auf diese Weise wird die Konstantstromquelle 300 gebildet. Die Konstantstromquelle 300 dient als Quellenelektrodenlast des

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2 3 1 Ü 2 6

Feldeffekttransistors 200a. Der Feldeffekttransistor 200a ist somit als Quellenfolger geschaltet. Das Ausgangssignal des Feldeffekttransistors 200a wird über einen Kondensator 303 zu einem Transformator 207 geleitet.

Fig. 9 zeigt ein Beispiel, bei dem der Konstantstromkreis 400 von einem bipolaren Transistor 401 gebildet wird. Hierbei wird die Basisvorspannung des Transistors 401 von dem Verbindungspunkt von Widerständen 402 und 403 abgenommen, die zwischen die Spannungsquelle und Erde geschaltet sind.

Auch bei diesem Beispiel sind die Feldeffekttransistoren 100a und 100b so ausgewählt, daß I_DSS klein ist, und der Feldeffekttransistor 200a ist so gewählt, daß I__oo groß

Db O

ist. Wie bei dem Beispiel der Fig. 7 ist daher das Rauschen klein und der dynamische Bereich wird groß. Selbst wenn nur der einzige Feldeffekttransistor 200a verwendet wird, ist seine Wechselstromlast die Konstantstromquelle, so daß der Senkenstrom des Feldeffekttransistors 200a gegenüber dem Eingangssignal nahezu konstant ist. Wenn daher ein Ausgangstransformator mit dem richtigen Wicklungsverhältnis in dem Bereich der praktischen Lastimpedanz verwendet wird, tritt keine durch die Änderung der Quellenspannung V verursachte Tonverzerrung auf. Bei dem Vorverstärker PA30 der Fig. 8 ist der Verzerrungsfaktor kleiner als 1% für eine Last von 350 0hm in dem Bereich der Eingangsspannung 10 V ^ und es kann ein Rauschabstandsverhältnis von etwa 53 dB unter der Bedingung erhalten werden, daß bei einer Eingangssignalspannung von 1 mV die Mikrophonkapazität 50 pF beträgt.

Fig. 10 zeigt einen Vorverstärker PA50, bei dem zwei Quellenausgangs- Feldeffekttransistoren 100a und 100b auf einen bipolaren Transistor 501 angewandt sind, der als Emitterfolger geschaltet ist und einen Konstantstromkreis 300 als Gleichstromlast hat. Die Feldeffekt-

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transistoren 100a und 100b und der bipolare Transistor 501 sind so ausgewählt, daß der Strom 1-^₀ klein und der Kollektorstrom groß ist, so daß die gleichen wie oben beschriebenen Wirkungen erreicht werden können.

Bei dem oben beschriebenen Beispiel kann ein Transistor, der eine hohe Ausgangsimpedanz hat, z.B.ein
Kondensatortonabnehmersystem anstelle des Mikrophons 102 verwendet werden. Außerdem kann jeder Feldeffekttransistor ein MOS-Transistor sein.

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Claims

Patentansprüche

!Ii Verstärker für einen Wandler, gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor unterschiedlicher Leitfähigkeitsart, deren Steuerelektroden und deren Quellenelektroden verbunden sind, eine mit der Senken-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors verbundenen Spannungsquelle, eine zwischen die Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren und die Senken-Elektrode des zweiten Feldeffektranstistors geschaltete Signalquelle, und einen Ausgangskreis, der an die Quellenelektroden der Feldeffekttransistoren angeschlossen ist.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Quellenelektroden der Feldeffekttransistoren über einen Widerstand verbunden sind, daß der Ausgangskreis aus einem ersten und einen zweiten Kondensator besteht, die in Reihe parallel zu dem Widerstand geschaltet sind, und daß ein Transformator mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren verbunden ist.
3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalquelle ein elektrostatischer mechanischelektrischer Wandler ist.
4. Verstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen dritten und einen vierten Feldeffekttransistor, die zwischen die Quellenelektroden des ersten und zweiten Feldeffekttransistors und den Ausgangskreis geschaltet sind, die von unterschiedlicher Leitfähigkeitsart sind, deren Steuerelektroden miteinander und außerdem mit den Quellenelektroden des ersten und des zweiten Transistors verbunden sind und deren Quellenelektroden miteinander und außerdem mit dem Ausgangskreis verbunden sind.

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5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelektroden-Leck-Ströme des ersten und zweiten Feldeffekttransistors kleiner als die des
dritten und vierten Feldeffekttransistors sind.
6. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Quellenelektroden des ersten und
zweiten Feldeffektransistors ein erster und zweiter Widerstand in Reihe geschaltet ist, und daß der Verbindungspunkt der Widerstände mit den Steuerelektroden der dritten und vierten Feldeffekttransistoren verbunden ist.
7. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Quellenelektroden des dritten und vierten
Feldeffekttransistors durch Widerstände verbunden
sind, daß der Ausgangskreis aus einem ersten und
einem zweiten Kondensator besteht, die in Reihe parallel zu den Widerständen geschaltet sind, und daß ein Transformator mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren verbunden ist.
8. Verstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein aktives Element mit einer ersten, zweiten und dritten Elektrode, wobei die erste Elektrode mit den Quellenelektroden des ersten und zweiten Feldeffekttransistors, die zweite Elektrode mit der Spannungsquelle und die dritte Elektrode mit dem Ausgangskreis verbunden ist, und durch eine Konstantstromquelle, die an die dritte Elektrode des aktiven Elements angeschlossen ist.
9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangskreis aus einem Kondensator und einem Transformator besteht.

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2 3 1 U 2 6
10. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Element ein dritter Feldeffekttransistor ist, und daß die Konstantstromquelle aus einem vierten Feldeffekttransistor besteht, wobei die Quellenelektrode des dritten Feldeffekttransistors und die Senkenelektrode des vierten Feldeffektransistors sowie die Steuerelektrode und die Quellenelektrode des vierten Feldeffekttransistors verbunden sind.
11. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Element aus einem dritten Feldeffekttransistor besteht, und daß die Konstantstromquelle aus einem bipolaren Transistor besteht, wobei die Quellenelektrode des dritten Feldeffekttransistors und der Kollektor des bipolaren Transistors verbunden sind und deren Verbindungspunkt mit dem Ausgangskreis verbunden ist.
12. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Element ein bipolarer Transistor ist, und daß die Konstantstromquelle aus einem dritten Feldeffekttransistor besteht, wobei die Emitterelektrode des bipolaren Transistors und die Senkenelektrode des dritten Feldeffekttransistors miteinander und zugleich mit dem Ausgangskreis verbunden sind und die Steuerelektrode und die Quellenelektrode des dritten Feldeffekttransistors miteinander verbunden sind.

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