DE3523400A1 - Schaltungsanordnung fuer eine ausgangsstufe der klasse ab mit grosser schwingungsweite - Google Patents
Schaltungsanordnung fuer eine ausgangsstufe der klasse ab mit grosser schwingungsweiteInfo
- Publication number
- DE3523400A1 DE3523400A1 DE19853523400 DE3523400A DE3523400A1 DE 3523400 A1 DE3523400 A1 DE 3523400A1 DE 19853523400 DE19853523400 DE 19853523400 DE 3523400 A DE3523400 A DE 3523400A DE 3523400 A1 DE3523400 A1 DE 3523400A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- channel
- output
- constant current
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3066—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the collectors of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3067—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the collectors of complementary power transistors being connected to the output with asymmetrical driving of the end stage
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für eine Ausgangsstufe der Klasse AB in
CMOS-Technik oder mit komplementären Bipolartransistoren.
Integrierte Schaltungen mit komplementären Metalloxid-Halbleitern (CMOS) sind allgemein bekannt.
Digitale Schaltungsanordnungen dieser Art haben einen breiten Marktanteil erobert. Neuerdings
ist die CMOS-Technik auf lineare Schaltungen angewendet worden. In vielen Fällen erfordert eine
integrierte Schaltung sowohl lineare als auch digitale Funktionen auf einem einzigen Plättchen.
Es war ein erwünschtes Ziel, lineare Schaltungen in CMOS-Technik ohne Einbuße der ausgezeichneten
Erfolge auszuführen, die durch die Anwendung der Technologie bipolarer Vorrichtungen erreicht worden
sind. Im vorliegenden Fall ist es erwünscht, eine Verstärker-Ausgangsstufe der Klasse AB unter
Verwendung entweder bipolarer oder CMOS-Transistoren zu schaffen, die in der Lage ist,
relativ schwere Belastungen anzutreiben und sehr nahe an den Speisenpotentialen zu schwingen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Transistor-Ausgangsstufe mit den Eigenschäften
der Klasse AB zu schaffen.
Es soll also eine Transistor-Verstärker-Ausgangsstufe nach Klasse AB geschaffen werden, die
dazu geeignet ist, schwere Belastungen im Gegentakt mit Antriebsfähigkeit von Schiene zu Schiene
(with rail to rail drive capability) zu treiben, wobei die Stufe unempfindlich gegen Schwankungen
der Speisespannung und sonstiger Betriebsbedingungen, wie insbesondere auch der Temperatur,
ist.
Diese Aufgabe läßt sich mit Hilfe einer Schaltung erfüllen, die folgendermaßen ausgebildet sein
kann: Ein komplementäres Paar Ausgangstransistoren von relativ großer Bemessung wird mit seinen Drain-Elektroden
(oder Kollektoren) zwischen die Speiseenergieschienen gelegt und bildet die Ausgangsstufe.
Die Gates (oder Basis-Elektroden) des Ausgangstransistorenpaares werden durch ein komplementäres
Paar parallel geschalteter Treiber miteinander verbunden, welche als gemeinsame Gate-(oder
Basis-) Pegelverschieber wirken. Die Ruhevorspannung des Ausgangspaares wird aus einem
komplementären Paar Konstantstromtransistoren erhalten, die als Stromspiegel betrieben werden.
Die Stromspiegeleingaben werden in relativ niedriger Höhe von einer Stromquelle und einer
Stromsenke erhalten. Die Abmessungen der Tran-
_ τι _
sistoren werden in einem solchen Verhältnis zueinander gewählt, daß das Ausgangsruhestrompaar ein
relativ großes Vielfaches der Stromspiegeleingaben ist. Ein Bipolartransistor-Emitter-Folgeglied
dient zum Betreiben der Gate-Elektrode (oder der Basis) eines der Ausgangstransistoren.
Wenngleich die Ausgangsstufe hier im einzelnen mit Begriffen der CMOS-Technik beschrieben wird,
läßt sie sich dennoch auch als Bipolartransistorschaltung ausführen.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert.
Es zeigen
Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltschema der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung,
F i g. 2 ein CMOS-Schaltschema der Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung und
F i g. 3 ein Bipolartransistorschaltschema der Schaltungsanordnung gemäß der Erfin-0
dung.
Die Schaltung nach Fig. 1 wird aus einer Energiequelle betrieben, deren Plusanschluß
bei 10 und deren Minusanschluß als Erdung angegeben ist. Der Ausgang der Ausgangsstufe befindet
sich an dem Anschluß 11, ihr Eingang an dem Anschluß 12. Ein großflächiger P-Kanal-Aus-
gangstransistor 13 ist in Reihe mit einem großflächigen N-Kanal-Ausgangstransistor 14 geschaltet, so
daß beide den gleichen Ruhestrom führen. Demgemäß sind ihre beiden Ruheströme I, = I-. Die Ausgangstransistoren
sind zweckmäßig so bemessen, daß sie praktisch denselben Verstärkungsgrad haben.
Eine Stromquelle 15 leitet den Strom I3 vom
Anschluß 10 zur Gate-Elektrode des Transistors I- wird aufgeteilt in zwei Teilströme I. und I1-,
die in Komplementärtransistoren 16 und 17 fließen, die zwischen den Gate-Elektroden der Transistoren
13 und 14 angeschlossen sind.
Eine Stromsenke 18 leitet den Strom Ig von der Gate-Elektrode des Transistors 14 nach Erde.
Der Treiber 19 moduliert einen Strom I7, der als
Teil von Ig in die Stromsenke 18 fließt. Ig =
I. + I- + I7. Eine KonstantspannungsquelIe 20
hält die Gate-Elektrode des Transistors 16 um zwei P-Kanal-Transistorschwellwerte unterhalb
des Potentials an der Klemme 10. Eine weitere KonstantspannungsquelIe 21 hält die Gate-Elektrode
des Transistors 17 um zwei N-Kanal-Transistorschwellwerte
oberhalb des Erdpotentials. Diese Vorspannungsanordnung veranlaßt die Transistoren
16 und 17 als Spannungspegelschieber mit gemeinsamem Gate-Anschluß und dem Ver-
starkungsgrad eins zu wirken.
Ein Treiber 19 moduliert den Strom I7 unter
Kleinsignalbedingungen, wobei das Potential an der Gate-Elektrode des Transistors 14 und damit I~ verändert
wird. Wenn I7 größer wird, steigt das Potential an der Gate-Elektrode des Transistors 14 an
und I5 nimmt ab, weil I6 konstant ist. Dadurch
wird das Potential an der Gate-Elektrode des Transistors 13 angehoben, wodurch I. verkleinert
wird, so daß der Anschluß 11 Strom abführt. Da die Drain-Elektrode des Transistors 17 der Source-Elektrode
des Transistors 16 zugewandt ist, erzeugt die gemeinsame Gateverbindung einen Verstärkungsgrad eins aus der Gate-Elektrode des Transistors
14 zur Gate-Elektrode des Transistors 13. Umgekehrt wird, wenn der Treiber 19 den Strom I7
verkleinert, I,- zunehmen müssen. Dadurch wird das Potential an der Gate-Elektrode des Transistors
14 erniedrigt und der Strom I- fällt ab.
Diese Wirkung des Transistos 17 zieht das Potential an der Gate-Elektrode des Transistors 13
nach unten und vergrößert dabei I-, so daß der Anschluß 11 als Stromquelle wirkt. Auf diese
Weise werden die Transistoren 13 und 14 im Gegentakt betrieben.
Es ist zu beachten, daß, wenngleich der Treiber 19 als direkt mit der Gate-Elektrode des Transistors
14 verbunden dargestellt ist, er auch mit der Gate-Elektrode des Transistors 13 verbunden sein könnte.
Bei Anwendung dieser Schaltungsalternative würde der Treiberstrom I7 als Komponente von I3, I4
und I1- fließen.
Der Kondensator 22, der zwischen die Gate-Elektroden der Transistoren 13 und 14 geschaltet
ist, dient zur Frequenzkompensation des Verstärkers. Er wirkt praktisch als ein Mischkopplungselement
(feed-forward element), das besonders unter Großsignalbedingungen nützlich ist. In
■?, diesem Fall wird der Anschluß 12 sehr niedrig
genommen und veranlaßt, daß I4 auf nahezu null
abnimmt, wenn die Gate-Elektrode des Transistors 13 abfällt. Es ist dann ein hoher Widerstand an
der Drain-Elektrode des Transistors 17 vorhanden, der ihn veranlaßt, Spannungsverstärkung und außerordentliche
Phasenverschiebung aufzuweisen. Der Kondensator 22 leitet das Signal von dem Treiber
19 weiter fort von der Stufe mit möglicherweise unerwünschtem Verstärkungsgrad, welche der Transistor
17 darstellt.
Fig. 2 zeigt ein Schaltschema des in Betrieb befindlichen Stromkreises. Soweit die Teile wie
in Fig, 1 beschrieben wirken, sind die gleichen Bezugsziffern verwendet. Die Transistoren 13, 14,
und 17 wirken entsprechend.
Die Stromquelle 15 wird durch den P-Kanal-Transistor
15' gebildet, dessen Gate-Elektrode mit dem Stromspiegeltransistor 23 verbunden ist,
dessen Gate-Elektrode mit seinem Drain-Anschluß verbunden ist. Auch der P-Kanal-Transistor 24
weist eine Verbindung seiner Gate-Elektrode mit seinem Drain-Anschluß auf. Er ist in Reihe mit
dem Transistor 23 geschaltet. Die Stromsenke 25 läßt den Strom Ig in die Transistoren 23 und 24
fließen. Diese Transistoren entwickeln im leitenden Zustand einen kombinierten Spannungsabfall
von zwei P-Kanal-Transistorschwellwerten. Die Transistoren 23 und 15* können in ihren Abmessungen
so abgestimmt sein, daß I3 ein Vielfaches
von I0 ist. Außerdem ist ersichtlich,
daß der Transistor 13 als Stromspiegel für den Strom in dem Transistor 15' wirkt. Somit kann
ein bestimmtes Verhältnis zwischen diesen Transistoren I, zu einem Bruchteil von I, machen.
Dies bedeutet, daß der rohe Stromwert von I, als Folge der geometrischen Transistorabmessungs-Verhältnisse
steuerbar ist. Wie nachstehend gezeigt, können die Transistoren 23, 15' und 13
in ein solches Verhältnis zueinander gebracht werden, daß I, das Zwanzigfache von Ig beträgt.
Die Stromsenke 18 wird durch einen N-Kanal-Transistor
18' gebildet, der ein von dem Transistor 26 betriebener Stromspiegel ist, dessen Gate-Elektrode
mit seiner Drain-Elektrode verbunden ist. Der damit in Reihe geschaltete Transistor 27 weist
gleichfalls eine Verbindung seiner Gate-Elektrode mit seiner Drain-Elektrode auf. Die Stromquelle
verursacht das Fließen eines Stromes Ig in den
Transistoren 26 und 27, an denen daher ein Spannungsabfall in Höhe von zwei N-Kanal-Transistorschwellwerten
entsteht. Diese Transistoren sind bezüglich ihres Abmessungsverhältnisses so aufeinander
abgestimmt, daß das Verhältnis von Ip/Iq das gleiche ist wie I./I«. Somit bilden
relativ niedrige Vorspannungsströme den Verstärkerruhestrom für den Betrieb nach Klasse AB.
Der Treiber 19 wird wirkungsmäßig durch den Emitter-Folgetransistor 19" vervollständigt.
Der Kollektor dieses Transistors ist mit dem Speiseanschluß 10 verbunden, der von dem Substrat
des CMOS IC gebildet wird. Diese Vorrichtung hat eine große Stromverstärkung, so daß der Eingangsstrom,
welcher dem Anschluß 12 zugeführt wird, ein sehr kleiner Bruchteil von I7 ist.
Fig. 3 ist ein Schaltschema der Bipolartransistorversion der Schaltung nach Fig. 2. Die verschiedenen
Transistoren sind mit denselben Bezugsziffern wie bei Fig. 2 versehen, wobei jedoch ein
Strichindex zu den Bezeichnungen der Bipolarvorrichtungen hinzugefügt ist, um diese zu unterscheiden.
Die Schaltung wirkt im wesentlichen in derselben Weise. Das X-Zeichen bezieht sich
auf die PNP-Transistorflachen und das Y-Zeichen auf die NPN-Transistorflachen. Es werden die
gleichen Flächenverhältnisse angewendet und es können auch die gleichen Vorspannungsströme benutzt
werden. So dient eine 10 Mikroampere-Stromquelle 28 zur Vorbelastung der Ausgangstransistoren
mit 200 Mikroampere. Es wurde gefunden, daß bei der Bipolartransistorversion der feedforward-Kondensator
22 nicht erforderlich ist. Beispiel
Die Schaltung von Fig. 2 wurde unter Verwendung einer gebräuchlichen integrierten
Schaltungsanordnung mit CMOS und P-Wanne aufgebaut. Die P-Wannen für die N-Kanal-Transistoren
waren alle geerdet. Es wurden die folgenden Transistorverhältnisse benutzt:
Vorrichtung
(Bezugsziffer) Gezogene Größe /T Mikron
13 2200/7
14 1500/9
15' 440/7
16, 17 150/11
18 600/9
23 110/7
24, 27 75/11
26 75/9
Die Stromsenke 25 und die Stromquelle 28 wurden beide mit 10 Mikroampere betrieben, und der Kondensator
22 hatte eine Kapazität von 10 Pikofarad. Die Ruheströme betrugen 200 Mikroampere. Die Schwingungsweite
am Ausgang lag bei einer Last von 2 Kilo Ohm im Bereich von 200 Millivolt an jeder Stromschiene,
wenn eine Energiequelle mit 4 bis 16 Volt Spannung benutzt wurde und der Stromkreis beim
Betrieb einer kapazitiven Last mit 100 Pikofarad stabil war. Bei Benutzung einer Energiequelle mit
10 Volt-Spannung betrug das Speiseenergie-Aussteuerungsverhältnis (the power supply rejection
ratio) mehr als 80 db, der Stromkreis konnte bis zu 50 mA beim Betrieb nach Klasse B abgeben und
aufnehmen, und er hatte eine Anstiegsgeschwindigkeit von 1,7 Volt pro Mikrosekunde.
- Leerseite -
COPY
Claims (12)
1. Schaltungsanordnung für eine CMOS-Ausgangsstufe der Klasse AB mit je einem Anschluß für Signaleingang
und Signalausgang sowie folgenden weiteren Merkmalen:
je ein positiver und negativer Speiseenergieanschluß
zur Verbindung mit einer betriebsmäßigen Energiequelle;
ein P-Kanal-Ausgangstransistor, dessen Source-Elektrode
mit dem positiven Speiseanschluß und
dessen Drain-Elektrode mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist und der eine Gate-Elektrode aufweist;
ein N-Kanal-Ausgangstransistor, dessen Source-Elektrode
mit dem negativen Speiseanschluß und dessen Drain-Elektrode mit dem Ausgangsanschluß
verbunden ist und der eine Gate-Elektrode aufweist; ein P-Kanal-Vorspanntransistor mit gemeinsamem
Gate-Anschluß, dessen Source-Elektrode mit der Gate-Elektrode des P-Kanal-Ausgangstransistors, dessen
Drain-Elektrode mit der Gate-Elektrode des N-Kanal-Ausgangstransistors
und dessen Gate-Elektrode mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist, die bei etwa zwei P-Kanal-Transistorschwellwerten unterhalb
des positiven Speiseanschlußpotentials betrieben wird;
ein N-Kanal-Vorspannungstransistor mit gemeinsamem
Gate-Anschluß, dessen Source-Elektrode mit der Gate-Elektrode des N-Kanal-Ausgangstransistors,
dessen Drain-Elektrode mit der Gate-Elektrode des P-Kanal-Ausgangstransistors und
dessen Gate-Elektrode mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist, die bei etwa zwei N-Kanal-Transistorschwellwerten
oberhalb des negativen Spexseanschlußpotentials betrieben wird; eine Konstantstromquelle, die zwischen dem
positiven Speiseanschluß und der Gate-Elektrode
des P-Kanal-Ausgangstransistors angeschlossen ist;
eine Konstantstromsenke, die zwischen dem negativen Speiseanschluß und der Gate-Elektrode
des N-Kanal-Ausgangstransistors angeschlossen ist; und
eine Einrichtung zum Anlegen eines Signals an die Gate-Elektrode eines der Ausgangtransistoren.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung
zum Anlegen eines Signals aus einer Bipolartransistor-Source-Folgestufe
besteht.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle
einen ersten Stromspiegel mit einem ersten P-Kanal-Konstantstromtransistor bildet,
dessen Drain-Elektrode direkt mit seiner Gate-Elektrode verbunden ist, daß der erste Stromspiegel
einen zweiten Stromspiegel mit dem P-Kanal-Ausgangstransistor bildet, daß die Konstantstromsenke
einen dritten Stromspiegel mit einem ersten N-Kanal-Konstantstromtransistor
bildet, dessen Gate-Elektrode direkt mit seiner Drain-Elektrode verbunden ist, und daß der dritte
Stromspiegel einen vierten Stromspiegel mit dem N-Kanal-Ausgangstransistor bildet.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste P-Kanal-Konstantstromtransistor
in Reihe mit einem zweiten P-Kanal-Konstantstromtransistor geschaltet
ist, der dazu dient, das erwähnte Potential von etwa zwei P-Kanal-Transistorschwellwerten unterhalb
des positiven Speiseanschlußpotentials zu bilden, und daß ein zweiter N-Kanal-Konstantstromtransistor
in Reihe mit dem ersten N-Kanal-Konstantstromtransistor geschaltet ist, der dazu
dient, das erwähnte Potential von etwa zwei N-Kanal-Transistorschwellwerten oberhalb des negativen
Speiseanschlußpotentials zu bilden.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die Stromverstärkung des ersten Stromspiegels etwa vier, die des zweiten
Stromspiegels etwa fünf, die des dritten Stromspiegels etwa acht und die des vierten Stromspiegels
etwa 2,5 beträgt, und daß der erste P-Kanal-Konstantstromtransistor bei etwa dem
gleichen Strom betrieben wird wie der erste N-Kanal-Transistor, so daß der P-Kanal-Ausgangstransistor
etwa denselben Ruhestrom führt wie der N-Kanal-Ausgangtransistor.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der P-Kanal-Aus-
gangstransistor in Bezug auf den N-Kanal-Ausgangstransistor
so proportioniert ist, daß die Ausgangstransistoren zumindest annähernd denselben Verstärkungsgrad
aufweisen.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Gate-Elektroden
des P-Kanal- und des N-Kanal-Ausgangstransistors
ein Mischkopplungskondensator (feed forward capacitor) angeschlossen ist.
8. Schaltungsanordnung für eine Ausgangsstufe
mit komplementären Bipolartransistoren der Klasse AB mit je einem Anschluß für Signaleingang
und Signalausgang sowie folgenden weiteren Merkmalen:
je ein positiver und negativer Speiseenergieanschluß zur Verbindung mit einer betriebsmäßigen
Energiequelle;
ein PNP-Ausgangstransistor, dessen Emitter mit dem positiven Speiseanschluß und dessen Drain-Elektrode
mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist, und der eine Basis-Elektrode aufweist;
ein NPN-Ausgangstransistor, dessen Emitter mit dem negativen Speiseanschluß und dessen Drain-Elektrode
mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist, und der eine Basis-Elektrode aufweist; ein PNP-Vorspanntransistor mit gemeinsamem
Basisanschluß, dessen Emitter mit der Basis des PNP-Ausgangstransistors, dessen Kollektor mit der
Basis des NPN-Ausgangstransistors und dessen Basis mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist,
die bei etwa zwei V„F unterhalb des positiven
Potentials des Eingangsanschlusses betrieben ist;
ein NPN-Vorspanntransistor mit gemeinsamem Basisanschluß, dessen Emitter mit der Basis des
NPN-Ausgangstransistors, dessen Kollektor mit der Basis des PNP-Ausgangstransistors und dessen
Basis mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist, die bei etwa zwei VOT:, oberhalb des Potentials
der negativen Speisespannung betrieben ist;
eine Konstantstromquelle, die zwischen dem positiven Speiseenergieanschluß und der Basis
des NPN-Ausgangstransistors angeschlossen ist;
eine Konstantstromsenke, die zwischen dem negativen Speiseenergieanschluß und der Basis
des NPN-Ausgangstransistors angeschlossen ist; und
eine Einrichtung zum Anlegen eines Signals an die Basis eines der beiden Ausgangstransistoren.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum
Anlegen eines Signals eine Bipolartransistor-
Source-Folgestufe aufweist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle
einen ersten Stromspiegel bildet, der einen ersten PNP-Konstantstromtransistor aufweist,
dessen Kollektor unmittelbar mit seiner Basis verbunden ist, daß der erste Stromspiegel
einen zweiten Stromspiegel mit dem PNP-Ausgangstransistor bildet, daß die Konstantstromsenke
einen dritten Stromspiegel mit dem ersten NPN-Konstantstromtransistor bildet, dessen Kollektor
unmittelbar mit seiner Basis verbunden ist, und daß der dritte Stromspiegel einen vierten Stromspiegel
mit dem NPN-Ausgangstransistor bildet.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet, daß der erste PNP-Konstantstromtransistor in Reihe mit einem zweiten
PNP-Konstantstromtransistor geschaltet ist, um das Potential von etwa zwei VßE unterhalb des
positiven Speiseanschlußpotentials zu bilden, und daß ein zweiter NPN-Konstantstromtransistor
in Reihe mit dem ersten NPN-Konstantstromtransistor geschaltet ist, um das Potential von
etwa zwei V0^ unterhalb des negativen Speise-
.DCi
anschlußpotentials zu bilden.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromverstärkung
des ersten Stromspiegels etwa vier, die des zweiten Stromspiegels etwa fünf, die des dritten Stromspiegeis
etwa acht, die des vierten Stromspiegels etwa 2,5 beträgt, und daß der erste PNP-Konstantstromtransistor
mit etwa demselben Strom wie der erste NPN-Transistor betrieben wird, so daß der
PNP-Ausgangstransistor etwa denselben Ruhestrom führt wie der NPN-Ausgangstransistor.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/628,101 US4570128A (en) | 1984-07-05 | 1984-07-05 | Class AB output circuit with large swing |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3523400A1 true DE3523400A1 (de) | 1986-02-06 |
DE3523400C2 DE3523400C2 (de) | 1994-02-03 |
Family
ID=24517474
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3523400A Expired - Lifetime DE3523400C2 (de) | 1984-07-05 | 1985-06-29 | Schaltungsanordnung für eine Ausgangsstufe der Klasse AB mit großer Schwingungsweite |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4570128A (de) |
JP (1) | JPH0691379B2 (de) |
DE (1) | DE3523400C2 (de) |
Families Citing this family (72)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4833424A (en) * | 1988-04-04 | 1989-05-23 | Elantec | Linear amplifier with transient current boost |
US4837523A (en) * | 1988-04-04 | 1989-06-06 | Elantec | High slew rate linear amplifier |
JP2647208B2 (ja) * | 1989-09-27 | 1997-08-27 | 株式会社東芝 | A級プッシュプル出力回路 |
US5296754A (en) * | 1989-09-27 | 1994-03-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Push-pull circuit resistant to power supply and temperature induced distortion |
US5039953A (en) * | 1990-05-18 | 1991-08-13 | Hewlett-Packard Company | Class AB CMOS output amplifier |
JPH0447704A (ja) * | 1990-06-14 | 1992-02-17 | Nec Corp | エミッタフォロア回路 |
JP2793891B2 (ja) * | 1990-07-16 | 1998-09-03 | 三菱電機株式会社 | Ab級プッシュプルドライブ回路 |
US5177374A (en) * | 1990-10-03 | 1993-01-05 | International Business Machines Corporation | Current mode gate drive for power mos transistors |
US5440273A (en) * | 1994-06-02 | 1995-08-08 | Analog Devices Inc. | Rail-to-rail gain stage of an amplifier |
US5442320A (en) * | 1994-06-09 | 1995-08-15 | National Semiconductor Corporation | Mirror and bias circuit for class AB output stage with large swing and output drive |
US5491448A (en) * | 1994-07-29 | 1996-02-13 | National Semiconductor Corporation | Class AB output stage with improved frequency stability |
EP0733281B1 (de) * | 1994-10-10 | 2001-06-13 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Verstärker |
GB2297447A (en) * | 1995-01-27 | 1996-07-31 | Seagate Microelectron Ltd | Amplifier |
AU3500395A (en) * | 1995-06-06 | 1996-12-24 | Analog Devices, Inc. | Micro-power rail-to-rail amplifier |
US5521553A (en) * | 1995-06-06 | 1996-05-28 | Analog Devices, Inc. | Method for controlling an output stage of a bipolar micro-power rail-to-rail amplifier |
US5521552A (en) * | 1995-06-06 | 1996-05-28 | Analog Devices, Inc. | Bipolar micro-power rail-to-rail amplifier |
JP3567559B2 (ja) * | 1995-11-02 | 2004-09-22 | ミツミ電機株式会社 | 増幅回路 |
US5659266A (en) * | 1996-01-16 | 1997-08-19 | National Semiconductor Corporation | Low volatage output stage with improved output drive |
US5825228A (en) * | 1996-01-29 | 1998-10-20 | Linear Technology Corp. | Low quiescent power, high output power rail-to rail amplifier output stages and methods for using same |
US5786731A (en) * | 1996-03-29 | 1998-07-28 | National Semiconductor Corporation | Class AB complementary transistor output stage having large output swing and large output drive |
FR2751488B1 (fr) * | 1996-07-16 | 1998-10-16 | Sgs Thomson Microelectronics | Amplificateur de puissance en technologie bicmos a etage de sortie en technologie mos |
US5825246A (en) * | 1996-08-19 | 1998-10-20 | Motorola, Inc. | Low voltage class AB amplifier |
IT1291676B1 (it) * | 1997-04-28 | 1999-01-19 | Sgs Thomson Microelectronics | Stadio di uscita a cmos esente da fenomeni di deriva |
US6078220A (en) * | 1997-11-12 | 2000-06-20 | National Semiconductor Corporation | Complementary class AB current amplifier |
US5973563A (en) * | 1997-12-10 | 1999-10-26 | National Semiconductor Corporation | High power output stage with temperature stable precisely controlled quiescent current and inherent short circuit protection |
US6018267A (en) * | 1998-03-10 | 2000-01-25 | Information Storage Devices, Inc. | High output swing operational amplifier using low voltage devices |
US6366169B1 (en) | 2000-03-16 | 2002-04-02 | Texas Instruments Incorporated | Fast rail-to-rail class AB output stage having stable output bias current and linear performance |
DE10039438C2 (de) * | 2000-08-11 | 2002-06-20 | Infineon Technologies Ag | Zweistufiger Operationsverstärker |
US6545538B1 (en) | 2000-10-03 | 2003-04-08 | Texas Instruments Incorporated | Rail-to-rail class AB output stage for operational amplifier with wide supply range |
US6501334B1 (en) * | 2000-11-13 | 2002-12-31 | Texas Instruments Incorporated | Actively biased class AB output stage with low quiescent power, high output current drive and wide output voltage swing |
US6636117B2 (en) * | 2001-12-28 | 2003-10-21 | Echelon Corporation | Input/output buffer incorporating filter for powerline communications line |
US6774723B2 (en) * | 2002-01-25 | 2004-08-10 | Analog Devices, Inc. | Output stage with stable quiescent current |
EP1353440B1 (de) * | 2002-04-12 | 2009-12-16 | STMicroelectronics Limited | Klasse AB-Ausgangsstufe für einen Verstärker mit einem der Speisespannung entsprechenden Ausgangsspannungsbereich |
US6781463B2 (en) * | 2002-12-31 | 2004-08-24 | Texas Instruments Incorporated | Low voltage amplifier |
US6930551B2 (en) | 2003-08-08 | 2005-08-16 | Texas Instruments Incorporated | Zero voltage class AB minimal delay output stage and method |
KR100620662B1 (ko) | 2003-09-26 | 2006-09-19 | 엔이씨 일렉트로닉스 가부시키가이샤 | 차동 에이비 클래스 증폭 회로 및 이를 이용한 구동 회로 |
US7839994B1 (en) | 2005-03-01 | 2010-11-23 | Marvell International Ltd. | Class A-B line driver for gigabit Ethernet |
JP4789136B2 (ja) | 2005-04-07 | 2011-10-12 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 演算増幅器 |
JP4549274B2 (ja) * | 2005-10-21 | 2010-09-22 | 新日本無線株式会社 | ドライバー出力回路 |
US7236111B2 (en) * | 2005-10-28 | 2007-06-26 | Analog Devices, Inc. | Linearizing methods and structures for amplifiers |
US20070096821A1 (en) * | 2005-11-03 | 2007-05-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Wide-band amplifier |
US7327194B2 (en) * | 2005-11-30 | 2008-02-05 | Freescale Semiconductor, Inc. | Low voltage low power class A/B output stage |
JP2007202127A (ja) * | 2005-12-28 | 2007-08-09 | Nec Electronics Corp | 差動増幅器、及びそれを用いた表示装置 |
JP4275166B2 (ja) * | 2006-11-02 | 2009-06-10 | Necエレクトロニクス株式会社 | データドライバ及び表示装置 |
JP2008122567A (ja) * | 2006-11-10 | 2008-05-29 | Nec Electronics Corp | データドライバ及び表示装置 |
US7791414B1 (en) | 2007-05-25 | 2010-09-07 | National Semiconductor Corporation | Low voltage current feedback amplifier with near rail to rail input common mode voltage range |
US8164386B2 (en) * | 2007-06-29 | 2012-04-24 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus to control rail-to-rail class AB amplifiers |
TWI350647B (en) * | 2007-11-06 | 2011-10-11 | Realtek Semiconductor Corp | Output stage circuit and operational amplifier thereof |
JP2009168841A (ja) * | 2008-01-10 | 2009-07-30 | Nec Electronics Corp | 演算増幅器及び駆動回路、液晶表示装置の駆動方法 |
JP4954924B2 (ja) * | 2008-03-11 | 2012-06-20 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 差動増幅器及びそれを用いた表示装置の駆動回路 |
US20090284317A1 (en) * | 2008-05-16 | 2009-11-19 | Ching-Chung Lee | Source driver of a display, operational amplifier, and method for controlling the operational amplifier thereof |
JP2010226592A (ja) * | 2009-03-25 | 2010-10-07 | Renesas Electronics Corp | 演算増幅器 |
JP2011050040A (ja) * | 2009-07-31 | 2011-03-10 | Renesas Electronics Corp | 演算増幅器及びそれを用いた半導体装置 |
JP5395601B2 (ja) * | 2009-10-02 | 2014-01-22 | ローム株式会社 | 半導体集積回路 |
JP2011172066A (ja) * | 2010-02-19 | 2011-09-01 | Renesas Electronics Corp | 演算増幅器、並びに、それを用いた表示パネルドライバ及び表示装置 |
US8463206B2 (en) * | 2011-08-11 | 2013-06-11 | Fujitsu Semiconductor Limited | System and method for preserving input impedance of a current-mode circuit |
JP5993263B2 (ja) * | 2012-09-21 | 2016-09-14 | 新日本無線株式会社 | 演算増幅器 |
US9054657B2 (en) | 2013-09-30 | 2015-06-09 | Texas Instruments Incorporated | Reducing a settling time after a slew condition in an amplifier |
EP2961064B1 (de) * | 2014-06-26 | 2018-12-19 | Dialog Semiconductor (UK) Limited | Robuste Senk-/Quellenausgangsstufe und Steuerungsschaltung |
DE102014226168B4 (de) * | 2014-12-17 | 2018-04-19 | Dialog Semiconductor (Uk) Limited | Spannungsregler mit Senke/Quelle-Ausgangsstufe mit Betriebspunkt-Stromsteuerschaltung für schnelle transiente Lasten und entsprechendes Verfahren |
US9401679B1 (en) | 2015-05-01 | 2016-07-26 | Analog Devices Global | Apparatus and method for improving power supply rejection ratio |
US10177713B1 (en) | 2016-03-07 | 2019-01-08 | Ali Tasdighi Far | Ultra low power high-performance amplifier |
GB2553796A (en) | 2016-09-14 | 2018-03-21 | Nordic Semiconductor Asa | DC-DC converters |
US10461707B2 (en) | 2018-03-06 | 2019-10-29 | Texas Instruments Incorporated | Amplifier class AB output stage |
FR3085563B1 (fr) | 2018-09-04 | 2020-11-20 | Devialet | Etage de sortie classe a notamment pour casque audio |
US11070181B2 (en) * | 2018-11-20 | 2021-07-20 | Macronix International Co., Ltd. | Push-pull output driver and operational amplifier using same |
US11233482B2 (en) | 2019-07-31 | 2022-01-25 | Skyworks Solutions, Inc. | Receiver front end for digital isolators |
US10840861B1 (en) | 2019-07-31 | 2020-11-17 | Silicon Laboratories Inc. | Receiver intermediate variable gain stage for isolator products |
US10840960B1 (en) | 2019-07-31 | 2020-11-17 | Silicon Laboratories Inc. | Demodulator/detector for digital isolators |
US10942217B2 (en) | 2019-07-31 | 2021-03-09 | Silicon Laboratories Inc. | Calibration of digital isolators |
US11750231B2 (en) | 2020-09-30 | 2023-09-05 | Skyworks Solutions, Inc. | Peak and gain calibration of a receiver in an isolation product |
US11689174B2 (en) | 2021-06-01 | 2023-06-27 | Skyworks Solutions, Inc. | Isolation communications channel using direct demodulation and data-edge encoding |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3611170A (en) * | 1969-10-27 | 1971-10-05 | Rca Corp | Bias networks for class b operation of an amplifier |
-
1984
- 1984-07-05 US US06/628,101 patent/US4570128A/en not_active Expired - Fee Related
-
1985
- 1985-06-26 JP JP60140121A patent/JPH0691379B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1985-06-29 DE DE3523400A patent/DE3523400C2/de not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3611170A (en) * | 1969-10-27 | 1971-10-05 | Rca Corp | Bias networks for class b operation of an amplifier |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4570128A (en) | 1986-02-11 |
DE3523400C2 (de) | 1994-02-03 |
JPH0691379B2 (ja) | 1994-11-14 |
JPS6135004A (ja) | 1986-02-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3523400A1 (de) | Schaltungsanordnung fuer eine ausgangsstufe der klasse ab mit grosser schwingungsweite | |
DE3852930T2 (de) | Gefalteter Kaskodenverstärker mit über den ganzen Betriebsspannungsbereich gehenden Gleichtaktbereich. | |
DE69706954T2 (de) | Niederspannungs-Gegentaktmischer | |
DE69425421T2 (de) | Verstärkervorrichtung | |
DE68927535T2 (de) | Verstärker | |
DE69022108T2 (de) | Verstärkeranordnung. | |
DE69410649T2 (de) | Kapazitätsvervielfacher für innere Frequenzgangkompensation von integrierten Schaltreglern | |
DE3332751C2 (de) | ||
DE2920793C2 (de) | Linearer Gegentakt-B-Verstärker | |
DE1948850A1 (de) | Differenzverstaerker | |
DE69020748T2 (de) | Differenzverstärker mit Spannungsverschiebung zur Erzielung einer Eingangsfähigkeit über den ganzen, sehr niedrigen Versorgungsspannungsbereich. | |
DE4133902A1 (de) | Cmos-leistungsverstaerker | |
DE3713107A1 (de) | Polarisationsschaltung fuer in mos-technologie ausgefuehrte integrierte anordnungen insbesondere des gemischt digital-analogen typs | |
DE3828546C2 (de) | Puffer-Verstärkerschaltung | |
DE68921136T2 (de) | Transistorverstärker für hohe Anstiegsgeschwindigkeiten und kapazitive Belastungen. | |
DE10393755T5 (de) | Schaltung zur aktiven Self-Bias-Kompensation für einen Hochfrequenzleistungsverstärker | |
DE69725277T2 (de) | Rauscharmer Verstärker | |
DE2623245A1 (de) | Stromversorgungseinrichtung | |
DE2462423B2 (de) | Operationsverstärker | |
DE69313177T2 (de) | Verstärker mit Ausgangsstrombegrenzung | |
DE69117032T2 (de) | Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins insbesondere für monolithisch integrierbare Leistungsverstärker | |
DE2526119A1 (de) | Verbindungstransistorschaltung | |
WO2002001710A1 (de) | Integrierter schaltkreis mit einem analogverstärker | |
DE3602551C2 (de) | Operationsverstärker | |
DE69428785T2 (de) | Aktives Filter enthaltend eine Transkonduktanzschaltung mit hochlinearem Differenzeingang |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: RICHTER, J., DIPL.-ING., 1000 BERLIN GERBAULET, H. |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition |