DE2526119A1

DE2526119A1 - Verbindungstransistorschaltung

Info

Publication number: DE2526119A1
Application number: DE19752526119
Authority: DE
Inventors: Yasuonori Mochida; Jun-Ichi Nishizawa
Original assignee: Zaidan Hojin Handotai Kenkyu Shinkokai
Current assignee: Zaidan Hojin Handotai Kenkyu Shinkokai
Priority date: 1974-06-11
Filing date: 1975-06-11
Publication date: 1976-01-02
Also published as: GB1472495A; US3986060A; NL7506597A; JPS50159236A; CA1016245A; DE2526119B2

Description

Zaidan Hojin Handotai Kenkyu Shinkokai, Kawauchi, Sendai-shi, Miyagi-ken, Japan

Verbindungstransistorschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Verbindungstransistorschaltung, die eine Kombination aus einem Feldeffekttransistor der Nichtsättigungsbauart, einem Feldeffekttransistor der Sättigungsbauart oder einem bipolaren Transistor und mit oder ohne einem Reaktanzelement ist.

Ein Feldeffekttransistor (im folgenden FET genannt), wie er bereits bekannt ist, hat eine Kennlinie, die derjenigen einer Pentode ähnelt und besitzt einen Sättigungsbereich in seiner Senkenstrom/Senkenspannungs-Kennlinie. Obwohl sich dieser bekannte FET vom bekannten bipolaren Transistor insoferne unterscheidet, als ersterer spannungsgesteuert und letzterer stromgesteuert ist, besitzt der FET Kennlinien, die denjenigen des bipolaren Transistors sehr ähnlich sind. Demgemäß wird der bekannte FET (der im folgenden

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einfach als Sättigungs-FET bezeichnet wird) unter bestimmten Betriebsbedingungen verwendet, die im wesentlichen denjenigen für eine Pentode oder den bipolaren Transistor ähneln. Anders ' ausgedrückt, der Sättigungs-FET wird normalerweise in dem Bereich betrieben, wo sein Senkenstrom gestättigt ist. In diesem Bereich zeigt dieser Sättigungs-FET einen sehr großen dynamischen Innenwiderstand.

Kürzlich wurde jedoch ein Nichtsättigungs-FET vorgeschlagen und auf den Markt gebracht, der Nichtsättigungskennlinien aufweist, die, anders als beim Sättigungs-FET, sehr de- Kennlinien einer Triode ähneln. Ein Beispiel dieses Nichtsättigungs-FET ist ein Sperrschicht-FET der Vertikalbauart.

Dieser Nichtsättigungs-FET entwickelt das Sättigungsphärxomen in der Senkenstrom/Senkenspannungs-Kennlinie nicht, besitzt aber einen sehr geringen dynamischen Innenwiderstand, d^r- mit der Triode über den gesamten Betriebsbereich hinweg vergl eichbar ist. Demgemäß ist dieser Nichtsättigungs-FET zum Betrieb einer Last mit geringer Impedanz recht geeignet. Ferner ist dieser FET wegen seines geringen dynamischen Innenwiderstands kaum durch seine innere elektrostatische Kapazität und durch die Streukapazität beeinflußt. Somit ist dieser Nichtsättigungs-FET zur Durchführung einer Hochfrequenzverstärkung vorteilhaft.

Dieser Nichtsättigungs-FET hat zwar einerseits die oben erwähnten Vorteile, andererseits den Nachteil, daß dann, wenn dieser FET übersteuert wird, sein Senkenstrom den zulässigen Wert übersteigt und sodann leicht ausfällt. Wenn beispielsweise ein impulsförmiges Rauschsignal von großer Amplitude an die Torelektrode dieses FET im Betrieb angelegt wird, so entsteht ein impulsförmiger Stromfluß mit sehr großer Amplitude durch die Senkenelektrode. Der Spitzenwert dieses Stromes wird demgemäß den zulässigen Wert des Senkenstromes dieses FET übersteigen, und infolgedessen könnte der FET ausfallen. Es ist wünschenswert, einen solchen Ausfall zu verhindern

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Ferner wird bei dem erwähnten Sperrschicht-FET der Vertikalbauart ein sehr großer Strom durch seine Senkenelektrode fließen, wenn der Torkreis geöffnet ist. Der Wert dieses Senkenstroms ist durch die Spannung der Leistungsquelle bestimmt, welche zwischen Senke und Quelle liegt, und durch die Impedanz einer Last, die in Reihe mit der Stromflußbahn des Senkenstroms liegt. Wenn demgemäß ein Verstärker oder eine ähnliche Vorrichtung zum Betrieb einer eine niedrige Impedanz aufweisenden Last durch diesen Nichtsättigungs-FET aufgebaut wird, so übersteigt der Senkenstrom seinen zulässigen Wert zu dem Zeitpunkt, wo die Torschaltung geöffnet wird, was den Ausfall dieses FET hervorruft. Im Hinblick auf die wirkungsvolle Ausnutzung der Vorteile des Nichtsättigungs-FET ist es jedoch nicht erwünscht, die Impedanz der Last zum Zwecke der Verhinderung dieses Ausfalls des FET zu erhöhen.

Die Erfindung hat sich in erster Linie zum Ziel gesetzt, eine Verbindungstransistorschaltung vorzusehen, die einen Nichtsättigungs-FET verwendet, der die Nachteile dieses FET ausgleicht, ohne die Vorteile nachteilig zu beeinflußen. Die Erfindung sieht insbesondere eine Schaltung der oben beschriebenen Art vor, die von solcher Art ist, daß der Senkenstrom des Nichtsättigungs-FET nicht in den Sättigungsbereich gelangt, bis der Senkenstrom einen bestimmten Wert erreicht, und daß dieser Senkenstrom gesättigt wird, im Fall, daß er diesen Wert übersteigt. Die Erfindung sieht ferner eine Verbindungstransistorschaltung der beschriebenen Art vor, bei welcher der Wert, wo sich der oben erwähnte Senkenstrom beginnt zu sättigen, variabel ist. Ferner sieht die Erfindung eine Verbindungstransistorschaltung der oben beschriebenen Art vor, wo keine Sättigung des oben erwähnten Senkenstroms eintritt für ein Steuersignal einer erforderlichen speziellen Frequenz.

Weitere Vorteile, Ziele und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich insbesondere aus den Ansprüchen sowie aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen an Hand der Zeichnung; in der Zeichnung zeigt:

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Fig. 1 die Ausgangskennlinien eines Nichtsättigungs-FET;

Fig. 2 die Ausgangskennlinien eines bekannten Sättigungs-FET;

Fig. 3 eine Verstärkerschaltung, die ein Beispiel der Verbindungstransistorschaltung gemäß der Erfindung zeigt;

Fig. 4 die Ausgangskennlinien der in Fig. 3 gezeigten Verbindungstransistorschaltung;

Fig. 5 und 6 Verstärkerschaltungen, welche abgewandelte Beispiele der erfindungsgemäßen Verbindungstransistorschaltung darstellen;

Fig. 7 eine Verstärkerschaltung, die ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verbindungstransistorschaltung zeigt;

Fig. 8 Kennlinien der Verbindungstransistorschaltung gemäß Fig. 7;

Fig. 9 eine Verstärkerschaltung eines weiteren Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Verbindungstransistorschaltung;

Fig. 10 eine Amplitudenbegrenzungsverstärkerschaltung, die mit der Verbindungstransistorschaltung gemäß Fig. 3 zusammengesetzt ist.

Bevor die Erfindung im einzelnen beschrieben wird, seien zunächst die Ausgangskennlinien von einem Nichtsättigungs-FET und dem Sättigungs-FET beschrieben.

Fig. 1 zeigt die Ausgangskennlinien eines Nichtsättigungs-FET, d.h. die Senkenkennlinien (Senkenstrom I abhängig von der Senkenspannung V_ß, wobei die Torspannung V_Q der Parameter ist). Wie man aus dieser Zeichnung erkennt, hat im Nichtsättigungs-FET der Senkenstrom I_Q keine Sättigungscharakteristik bezüglich der Senkenspannung V . Der dynamische Innenwiderstand, d.h. der

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dynamische Widerstand zwischen Senken- und Quellenelektroden, bildet einen im wesentlichen konstanten kleinen Wert, beispielsweise 10 Ohm, über den gesamten Bereich der Senkenspannung hinweg.

Demgegenüber ist in Fig. 2 das Ausgangskennlinienfeld eines bekannten Sättigungs-FET gezeigt, d.h. die Senkenkennlinien (Senkenstrom I abhängig von der Senkenspannung V mit der Torspannung V_r als Parameter). Aus Fig. 2 erkennt man, daß für den bekannten Sättigungs-FET für die Senkenspannung V unterhalb der Pinch-off-Spannung V_p der Senkenstrom I im wesentlichen direkt proportional zur Senkenspannung V ansteigt. Wenn jedoch die Senkenspannung V die Pinch-off-Spannung V_p übersteigt, so wird der Senkenstrom I plötzlich gesättigt, Wenn sich die Senkenspannung V unterhalb der Pinch-off-Spannung V befindet, so verbleibt der dynamische Innenwiderstand, d.h. der dynamische Widerstand zwischen Senken- und Quellenelektroden, auf einem im wesentlichen konstanten kleinen Wert von beispielsweise 10 Ohm. Wenn jedoch die Senkenspannung V_n die Pinch-off-Spannung Vp übersteigt, so wird der dynamische Widerstand einen sehr großen Wert von beispielsweise 1 Megohm erreichen.

Da die Ausgangskennlinien eines bipolaren Transistors, d.h. die Kollektorkennlinien (Kollektorstrom abhängig von Kollektorspannung, wobei der Basistrom als Parameter dient) ebenfalls den Ausgangskennlinien des Sättigungs-FET ähneln, wird diese Erläuterung hier weggelassen.

Als Nächstes werden einige Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben.

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Unter Bezugnahme auf Fig. 3 wird nunmehr die erfindungsgemäße Verbindungstransistorschaltung A1 beschrieben, und zwar angewendet auf eine Verstärkerschaltung.

Das Symbol Q1 bezeichnet einen η-Kanal Nichtsättigungs-FET, und Symbol Q2 bezeichnet einen η-Kanal Sättigungs-FET. Die Senkenelektrode des Nichtsättigungs-FET Q1 ist mit einer ersten Klemme T1 und seine Quellenelektrode ist mit der Senkenelektrode des Sättigungs-FET Q2 verbunden. Die Quellenelektrode dieses Sättigungs-FET Q2 steht mit einer zweiten Klemme T2 in Verbindung. Anders ausgedrückt, kann man sagen, daß der Sättigungs-FET Q2 in Reihe mit der Quellenschaltung des Nichtsättiungs-FET Q1 liegt. Die Torelektrode dieses Nichtsättigungs-FET Q1 steht mit einer dritten Klemme T3 in Verbindung, die zusammen mit der erwähnten zweiten Klemme 2 eine Treiber- oder Steuer-Signaleingangsklemme bildet. Die Torelektrode des Sättigungs-FET Q2 ist mit einer vierten Klemme T4 verbunden.

Eine Steuersignalquelle SG liegt an der zweiten Klemme T2 und der dritten Klemme T3. Eine veränderbare Spannungsversorgung_;squelle Bi dient als Torvorspannungsquelle für den Sättigungs-FET Q2 und liegt an der vierten Klemme T4 und der zweiten Klemme T2. Ferner ist eine Serienschaltung aus einer Last Z und einer Senkenspannungsversorgungsquelle B2 an die erste Klemme Ti und die zweite Klemme T2 angeschaltet. T5 ist eine Ausgangsklemme der Verstärkerschaltung.

Die eben beschriebene Verbindungstransistorschaltung Λ1 hat die in Fig. 4 gezeigten Ausgangskennlinien. Es gilt dabei insbesondere, daß der Strom I, der durch die erste und zweite Klemme T1 und T2 fließt, im wesentlichen direkt proportional zu einem Anstieg in der Spannung V an diesen Klemmen T1 und T2 ansteigt, wobei angenommen ist, daß das Potential der dritten Klemme T3 konstant ist. Dieser Strom I steigt jedoch nicht an, sondern gerät in einen Sättigungsbereich dann, wenn

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der Strom einen bestimmten Wert I erreicht. Dieser Wert I des Sättigungsstromes stimmt im wesentlichen mit dem Sättigungswert I des Senkenstroms überein, wenn die Torspannung des Sättigungs-FET Q2 den Wert V_G annimmt.Demgemäß kann der Wert I des Sättigungsstromes beliebig dadurch eingestellt werden, daß man die Torspannung des FET Q2 durch Einstellung der Ausgangsspannung der veränderbaren Spannungsversorgungsquelle B1 einstellt.

Es sei darauf hingewiesen, daß bei gradueller Erhöhung des Potentials der dritten Klemme T3 der Strom I im wesentlichen direkt proportional zu dem Potential dieser Klemme T3 ansteigt. Während dieser Betriebsart steigt der Senkenstrom des Sättiungs-FET Q2, der gleich dem Strom I ist, längs der durch eine dicke Linie in Fig. 2 dargestellten Kurve an. Wenn der Strom I bis zu einem Wert nahe dem Sättigungs-Senkenstrom Wert I ansteigt, oder in anderen Worten, wenn die Senkenspannung des Sättigungs-FET Q2 sich der Pinch-off-Spannung V_p nähert, so wird der dynamische Innenwiderstand dieses Sättigungs-FET Q2 plötzlich ansteigen. Ferner wird sich dann, wenn der Strom I eine weitere Erhöhung erfährt, die Senkenspannung des Sättigungs-FET plötzlich erhöhen. Infolgedessen wird die Torvorspannung des Nichtsättigungs-FET Q1 niedriger werden, und zwar um eine Größe entsprechend der Komponente des Anstiegs in der Senkenspannung des Sättigungs-FET. Somit wird der Strom I, d.h. der Senkenstrom der FET's Q1 und Q2, gehindert, irgendeine weitere Erhöhung durchzumachen. Anders ausgedrückt kann man sagen, daß als Folge der Tatsache, daß der Spannungsabfall, der sich im dynamischen Innenwiderstand des Sättigungs-FET Q2 entwickelt gegengekoppelt, d.h. negativ, zur Torelektrode des Nichtsättigungs-FET Q1 zurückgespeist wird, der Strom I bei einem Stromwert I gesättigt wird, wobei dieser Wert im wesentlichen gleich dem Sättigungs-Senkenstromwert I des Sättigungs-FET ist, wie in Fig.4 dargestellt.

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Wie erwähnt, hat die erfindungsgemäße Verbindungstransistorschaltung A1 die Wirkung, daß der Strom I, der gleich dem Senkenstrom des Nichtsättigungs-FET Q1 ist, bei einem bestimmten Stromwert I gesättigt wird. Durch Einstellung der Vorspannung des Sättigungs-FET Q2 durch Einstellung der Spannungsversorgungsquelle B1 derart, daß dieser Sättigungsstromwert I kleiner ist als der maximal zulässige Wert des Senkenstroms des Nichtsättigungs-FET Q1, wird daher der Nichtsättigungs-FET Q2 niemals infolge eines Übersteuerns des FET Q1 zerstört, selbst wenn ein übermäßig großes Signal an der dritten Klemme T3 eingegeben wird. Demgemäß muß die Impedanz der Last Z und die Spannung der Senkenspannungsversorgungsquelle B2 niemals für den Zweck des Schutzes des FET Q1 gegenüber Steuerbetrieb begrenzt werden.

In dem Bereich, wo der Strom I kleiner ist als der Sättigungsstromwert I , ist der dynamische Innenwiderstand des Sättigungs-FET Q2 sehr klein und im wesentlichen konstant. Der dynamische Widerstand an den ersten und zweiten Klemmen T1 und T2 wird daher im wesentlichen gleich dem dynamischen Innenwiderstand des Nichtsättigungs-FET Q1 werden und ebenfalls wird die Steilheit der Verbindungstransistorschaltung A1 im wesentli nhen gleich der Steilheit des Nichtsättigungs-FET Q1 selbst sein.

Wenn es beabsichtigt ist, ein Steuersignal einer symmetrischen Welle, wie beispielsweise einer Sinuswelle, durch die Verwendung der oben beschriebenen Verstärkungsschaltung getreu zu verstärken, so ist es erforderlich, daß man den Arbeitspunkt des Sättigungs-FET Q2 zu dem Zeitpunkt, wenn kein Signal an die dritte Klemme T3 angelegt ist, im wesentlichen auf den Mittelpunkt (beispielsweise Punkt 0 in Fig. 2) des Nichtsättigungsbetriebsbereichs dieses Sättigungs-FET Q2 einstellt. Um dieser Bedingung Genüge zu tun, kann eine gesonderte Vorspannungsversorgung an die dritte Klemme T3, wenn erforderlich, angeschaltet werden.

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In den Fig. 5 und 6 sind Verstärkerschaltungen dargestellt, die aus Verbindungstransistorschaltungen A2 bzw. A3 gemäß der Erfindung bestehen und die Abwandlungen der oben beschriebenen Verbindungstransistorschaltung A1 darstellen. In der Fig. 5 gezeigte Verbindungstransistorschaltung A2 wird ein p-Kanal Sättigungs-FET als der Sättigungs-FET Q2 verwendet. Demgemäß ist die Verbindung der Quellen- und Senken-Elektroden dieses Sättigungs-FET Q2 entgegengesetzt zur Verbindung der in Fig. 3 gezeigten Verbindungstransistorschaltung A1. In der in Fig. 5 gezeigten Schaltung ist eine sechste Klemme T6 vorgesehen, und es ist ebenfalls die veränderbare Spannungsversorgungsquelle B1 zum Anlegen einer Torvorspannung an den Sättigungs-FET Q2 zwischen die vierte Klemme T4 und die sechste Klemme T6 geschaltet.

Auch die in Fig. 6 dargestellte Verbindungstransistorschaltung A3 ist von der Anordnung, daß ein bipolarer Transistor Q3 an Stelle des Sättigungs-FET Q2 verwendet wird, und daß die veränderbare Spannungsversorgungsquelle B1 von der umgekehrten Vorspannpolarität durch eine veränderbare Spannungsversorgungsquelle B3 der normalen Vorspannungspolarität mit einem Widerstand R ersetzt ist.

Die Tatsache, daß die Funktionen dieser Verbindungstransistorschaltungen A2 und A3 ähnlich den Funktionen der oben erwähnten Verbindungstransistorschaltung A1 sind, macht eine weitere Erläuterung hier unnötig.

Fig. 7 zeigt eine Verstärkerschaltung, die aus einer anderen die Erfindung verkörpernden Verbindungstransistorschaltung A4 aufgebaut ist. Der Unterschied zwischen dieser Verbindungstransistorschaltung A4 und der erwähnten Verbindungstransistorschaltung A1 besteht darin, daß bei ersterer ein Kondensator C1 die Quellen und Senkenelektroden des Sättigungs-FET Q2 verbindet.

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Diese Verbindungstransistorschaltung A4 hat die in Fig. 8 gezeigten Ausgangskennlinien. Der Einfluß des Kondensators C1 braucht für ein Steuersignal nicht berücksichtigt werden, welches eine solche Frequenz besitzt, daß die Impedanz des Kondensators C1 außerordentlich viel größer wird als der dynamische Innenwiderstand, der sich zur Zeit der Sättigung des Sättigung-FET Q2 entwickelt. Die Ausgangskennlinien dieser Verbindungstransistorschaltung A4 sind daher vollkommen identisch mit den Ausgangskennlinien (vergleiche Fig. 4) der Verbindungstransistorschaltung A1, und dies ist durch die ausgezogene Linie in Fig. 8 dargestellt. Für ein Steuersignal mit einer solchen Frequenz, daß die Impedanz des Kondensators C1 einen Wert annimmt, der hinreichend viel kleiner ist als der dynamische Innenwiderstand des Sättigungs-FET Q2 im Sättigungsbetrieb, ergibt sich keine Gegenkopplungswirkung dieses Sättigungs-FET Q2. Daher sind die Ausgangskennlinien der Verbindungstransistorschaltung A4 durch die strichpunktierten Linien-in Fig. 8 dargestellt und es tritt kein Sättigungsvorgang auf.

Eine Verstärkerschaltung, die aus dieser Verbindungstransistorschaltung A4 aufgebaut ist, hat als solche den Vorteil, daß durch geeignete Auswahl des Kapazitätswerts des Kondensators C1 ein Übersteuerbetrieb der Verstärkerschaltung infolge einer nicht notwendigen, eine niedrigere Frequenz aufweisenden Komponente, wie beispielsweise eines Brummens, die in dem Antriebssignal vorhanden sein kann, vermieden werden kann, und daß die Verstärkerschaltung eine getreue Verstärkung der erforderlichen Hochfrequenzkomponente des Steuersignals durchführen kann, ohne daß dabei irgendeine Verzerrung infolge der Sättigung der Gesamtschaltung entsteht.

Fig. 9 zeigt eine Verstärkerschaltung, die aus einer anderen erfindungsgemäßen Verbindungstransistorschaltung A5 aufgebaut ist. Diese Verbindungstransistorschaltung A5 sieht vor, daß ein Serienresonanzkreis, der aus einem Kondensator C2 und einer Induktivität L besteht, zwischen die Senkenelektrode

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und die Quellenelektrode des Sättigungs-FET Q2 geschaltet ist. Diese Schaltung zeigt ein ungesättigtes Ausgangsgrößenverhalten, wie dies durch die strichpunktierte Linie in Fig. 8 dargestellt ist, und zwar für ein Steuersignal mit einer Frequenz nahe der Resonanzfrequenz der Serienresonanzschaltung. Für irgendein Antriebs- oder Steuersignal mit einer anderen als der oben erwähnten Frequenz zeigt die Schaltung gesättigte Ausgangskennlinien, wie sie in Fig. 8 ausgezogen dargestellt sind. Diese Verstärkerschaltung hat ähnliche Vorteile wie die Verstärkerschaltung gemäß Fig. 7.

Fig. 10 zeigt eine Amplitudenbegrenzer-Verstärkerschaltung, welche die Sättigungskennlinien oder Charakteristik der Verbindungstransistorschaltung A1 gemäß Fig. 3 verwendet. In dieser Zeichnung stellt T einen Transformator dar, der zusammen mit einem Kondensator C3 einen Oszillatorschwenkkreis bildet.

In der obigen Beschreibung wurde erwähnt, daß der Nichtsättigungs-FET Q1 ein n-Kanal-FET ist. Es sei jedoch darauf hin-jewiesen, daß dieser FET Q1 durch einen p-Kanal-Nichtsättigungs-FET ersetzt werden kann. In einem solchen Fall brauchte eigentlich nicht darauf hingewiesen zu werden, daß die Senkenstromversorgungsquelle B2 dann eine umgekehrte Polarität haben sollte, daß der Sättigungs-FET Q2 einen entgegengesetzten Leitfähigkeitskanal besitzt, und daß der bipolare Transistor Q3 einen umgekehrten Trägertyp besitzt, und daß ferner die Vorspannungsversorgungsquellen B1 bzw. B3 umgekehrte Polaritäten besitzen müssen. Darüber hinaus kann der Nichtsättigungs-FET Q1 und der Sättigungs- ^VY Q2 -icv/c-: I.-- eine Vxelzahl von Parallelverbindungen haben. Beienielsweise l^ann in der in Fig. 9 gezeigten Verbindungstransistorschaltung A5 eine Vielzahl von parallelgeschalteten Sättigungs-FET's Q2 vorgesehen sein, wobei durch Anschalten von Serxenresonanzschaltungen mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen zueinander an einer Stelle zwischen den Quellenelektroden und den Senkenelektroden dieser entsprechenden FET Q2 eine Verbindungstransistorschaltung realisiert werden kann, welche unge-

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sättigte Ausgangskennlinien für ein Steuersignal von einer Vielzahl von Frequenzen aufweist.

Ferner sei darauf hingewiesen, daß der Nichtsättigungs-FET Q1, der Sättigungs-FET Q2, der bipolare Transistor Q3 und darüber hinaus die Kondensatoren C1 und C2 und die Induktivität L nicht unabhängige (diskrete) Teile zu sein brauchen, sondern die Verbindungstransistorschaltungen A1, A2, A3, A4 und A5 können als eine einzige integrale monolytische Festkörperschaltung ausgebildet sein.

Zusammengefaßt sieht die Erfindung eine Verbindungstransistorschaltung vor, die aus einem ersten nicht gesättigten Feldeffekttransistor und einem zweiten gesättigten Feldeffekttransistor besteht, der direkt mit der Quellenschaltung des ersten FET gekuppelt ist. Der dynamische Innenwiderstand des zweiten FET wirkt als ein Gegenkopplungselement für den ersten FET. Dieser dynamische Innenwiderstand steigt dann stark an, wenn der Senkenstrom des zweiten FET in den Sättigungsbereich gelangt. Infolgedessen zeigt die Verbindungstransistorschaltunq eine Ausgangscharakteristik, die innerhalb des Betriebsbereichs, wo der zweite FET nicht gesättigt ist, eng derjenigen des ersten FET gleicht, wohingegen die Schaltung innerhalb des Betriebsbereichs, wo der zweite FET gesättigt ist, eine Ausgangscharakteristik besitzt mit Stromsättigung auf einem Niveau im wesentlichen gleich dem Sättigungsstrom des zweiten FET.

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Claims

ANSPRÜCHE

J Verbindungstransistorschaltung mit einer ersten, zweiten, dritten und vierten Klemme, dadurch gekennzeichnet, daß die Senkenelektrode eines Nichtsättigungs-FET (Q1) mit der ersten Klemme (T1) verbunden ist, daß ein Sättigungs-FET(Q2) in Serie mit der Quellenelektrode des Nichtsättigungs-FET und der zweiten Klemme (T2) liegt, daß die Torelektrode des Nichtsättigungs-FET mit der dritten Klemme (T3) verbunden ist, daß die Torelektrode des Sättigungs-FET mit der vierten Klemme (T4) verbunden ist, daß die dritte Klemme derart angeordnet ist, daß eine Steuersignalquelle (SG) zum Ansteuern der Verbindungstransistorschaltung zwischen diese dritte Klemme und die zweite Klemme schaltbar ist, und daß an die vierte Klemme eine Vorspannungsversorgungsquelle angeschaltet ist, um eine Torvorspannung an den Sättigungs-FET anzulegen.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Nichtsättigungs-FET und der Sättigungs-FET beide einen Kanal von der gleichen Leitfähigkeitsart besitzen, und daß die Quellenelektrode bzw. die Senkenelektrode des Sättigungs-FET mit der zweiten Klemme bzw. der Quellenelektrode des Nichtsättigungs-FET verbunden sind.
3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Nichtsättigungs-FET und der Sättigungs-FET Kanäle von entgegengesetzten Leitfähigkeitsarten bezüglich einander aufweisen, und daß die Senkenelektrode bzw. die Quellenelektrode des Sättigungs-FET mit der zweiten Klemme bzw. der Quellenelektrode des Sättigungs-FET verbunden sind.
4. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen parallelgeschalteten Kondensator (C1), der zwischen der Quellenelektrode und der Senkenelektrode des Sättigungs-FET (Q2) liegt.

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5. Schaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen zwischen Quellenelektrode und Senkenelektrode des Sättigungs-FET parallelgeschalteten Kondensator.
6. Schaltung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen parallel zwischen Quellenelektrode und Senkenelektrode des Sättigungs-FET geschalteten Kondensator.
7. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Serienresonanzschaltung (C2,l), die parallel zwischen der Quellenelektrode und der Senkenelektrode des Sättigungs-FET (Q2) liegt.
8. Schaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine Serienresonanzschaltung, die parallel zwischen die Quellenelektrode und die Senkenelektrode des Sättigungs-FET geschaltet ist.
9. Schaltung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen Serienresonanzkreis, der parallel zwischen die Quellenelektrode und die Senkenelektrode des Sättigungs-FET geschaltet ist.
10. Verbindungstransistorschaltung, insbesondere nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Nichtsättigungs-FET (Q1) und einen bipolaren Transistor (Q3), wobei die Senkenelektrode des Nichtsättigungs-FET mit einer ersten Klemme (T1) verbunden ist, der bipolare Transistor (Q3) in Serie zwischen der Quellenelektrode des Nichtsättigungs-FET und einer zweiten Klemme (T2) liegt, die Torelektrode des Nichtsättigungs-FET mit einer dritten Klemme (T3) verbunden ist, die Basis des bipolaren Transistors mit einer vierten Klemme (T4) in Verbindung steht, wobei ferner eine Ansteuersignalquelle (SG) zum Ansteuern der Verbindungstransistorschaltung zwischen die dritte Klemme und die zweite Klemme einschaltbar ist, und wobei schließlich an die vierte Klemme (T4) eine Vorspannungsversorgungsquelle angelegt ist, um eine Vorspannung an die

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Basis des bipolaren Transistors zu legen.
11. Verbindungstransistorschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Nichtsättigungs-FET ein n-Kanal-FET 'ist, und daß der bipolare Transistor ein mpn-Transistor ist, und daß Emitter und Kollektor dieses bipolaren Transistors mit der zweiten Klemme bzw. der Quellenelektrode des Nichtsättigungs-FET verbunden sind.

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