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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkeranordnung, wie im nicht
charakteristischen Teil von Anspruch 1 beschrieben.
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Eine
solche Verstärkeranordnung
ist bereits in der Technik bekannt, z.B. aus dem US-PATENT 3 772
606 "Multi-level
power amplifier".
Darin werden Verstärkeranordnungen
gezeigt, die aus einer Reihenschaltung von 4 Transistoren bestehen.
In den 2 und 3 dieses Dokumentes
nach dem bisherigen Stand der Technik ist ein erstes Paar von Transistoren 39 und 40,
die einen ersten Emitterfolger bilden, über ein Paar von Dioden zwischen
einem ersten Paar von Stromversorgungen angeschlossen, die ein erstes
Paar von Vorspannungen liefern. Ein zweites Paar von Stromversorgungen,
die an ein zweites Paar von Stromversorgungsanschlüssen ein
zweites Paar von Vorspannungen derselben Polarität mit größerer Amplitude als das erste
Paar liefern, ist zwischen den ganz außen liegenden Transistoren 44 und 49 in 2 und 3 dieses Dokumentes nach dem bisherigen
Stand der Technik angeschlossen.
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Diese
Konfiguration von 4 in Reihe geschalteten Transistoren ist allgemein
als Bipolar- oder Gegentakt-Version eines Klasse-G-Verstärkers bekannt.
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Die
vier Eingangs-Anschlüsse
dieser Variante eines Klasse-G-Verstärkers sind
mit der Eingangssignalquelle über
Vorspannungs-Mittel gekoppelt, wobei letztere dem Ansteuerungs-Schaltkreis
von Anspruch 1 entsprechen.
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In 2 dieses
Dokumentes nach dem bisherigen Stand der Technik entsprechen diese
Vorspannungs-Mittel einem Paar von Widerständen, die mit 47 und 48 bezeichnet
sind. In 3 sind die Transistoren auf
andere Art mit der Eingangssignalquelle gekoppelt, nämlich durch
Reihenschaltung der Widerstände 60, 56, 58 und 62 und
der beiden Dioden 64 und 66. All diese Varianten
können
jedoch als unterschiedliche Ausführungen
eines solchen Ansteuerungs-Steuerungs- Schaltkreises betrachtet werden, der
den Eingangs-Anschluss der Anordnung mit den verschiedenen Eingangs-Anschlüssen des
Klasse-G-Leistungsverstärkers
koppelt.
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Es
hat sich gezeigt, dass solche Klasse-G-Leistungsverstärker vom Standpunkt des Leistungsverbrauchs
effizient sind. Ein Haupt-Nachteil ist jedoch, dass sie eine große Silizium-Fläche benötigen, wenn
sie als integrierter Schaltkreis realisiert werden müssen. In
der Tat müssen
zum Beispiel in der Bipolar- oder Gegentakt-Variante der Ausführung nach
dem bisherigen Stand der Technik alle vier Transistoren so dimensioniert
werden, dass sie in der Lage sind, die größtmögliche Leistung oder den größtmöglichen
Strom am die Last zu liefern, bzw. von ihr aufzunehmen. In Anwendungen,
wie Audioverstärkern
oder ADSL-(Asymmetric Digital Subscriber Line)-Verstärkern muss
dieser größte Strom
jedoch nur in seltenen Ausnahmefällen
geliefert werden. Der Grund dafür
ist, dass das Eingangssignal einen hohen Crest-Faktor hat, was bedeutet, dass das Eingangssignal
im Allgemeinen einen ziemlich kleinen Mittelwert hat, und dass nur
in diesen selten auftretenden Fällen
das Eingangssignal Spitzen bis zu diesem maximalen Pegel aufweist.
Nur in diesen Fällen
muss dieser maximale Strom an die Last geliefert werden. Da dieser
hohe Strom nicht nur durch die Transistoren fließt, die mit der höchsten Versorgungsspannung
verbunden sind, sondern auch durch die inneren Transistoren, die
mit der kleineren Versorgungsspannung verbunden sind, müssen trotzdem
alle vier Transistoren so dimensioniert werden, dass sie diese selten
auftretenden hohen Ströme
führen
können.
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Aus
EP-A-0 092 206 ist ein Verstärker
bekannt, in dem ein Signal mit kleiner Amplitude durch einen Signal-Verstärkungs-Teil für kleine
Amplituden verstärkt
wird und ein Signal mit großer
Amplitude durch einen Signal-Verstärkungs-Teil für große Amplituden
verstärkt
wird. Der Signal-Verstärkungs-Teil für große Amplituden
wird durch eine erste Quellenspannung versorgt, an den Signal-Verstärkungs-Teil für kleine Amplituden
wird eine zweite Quellenspannung angelegt, wobei die erste Quellenspannung größer ist
als die zweite Quellenspannung. Ein Ausgangssignal des Verstärkers wird
an eine Last über einen
Ausgangs-Anschluss geliefert, der dem Signal-Verstärkungs-Teil
für kleine
Amplituden und dem Signal-Verstärkungs-Teil
für große Amplituden
gemeinsam ist.
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Es
ist somit eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Verstärkeranordnung
des bekannten, oben erwähnten
Typs bereitzustellen, wie in US-A-3772606 beschrieben, die aber
im Vergleich zum Klasse-G-Verstärker
nach dem bisherigen Stand der Technik weniger Chipfläche benötigt.
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Gemäß der Erfindung
wird dieses Ziel durch die Tatsache erreicht, dass die Verstärkeranordnung weiterhin
einen zweiten Verstärker
enthält,
wie im charakteristischen Teil von Anspruch 1 beschrieben.
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Die
Hinzufügung
eines zweiten Verstärkers, der
durch das zweite Paar von Vorspannungen versorgt wird, und parallel
zum Klasse-G-Verstärker
angeschlossen ist, führt
dazu, dass die selten auftretenden Stromspitzen nun auf den zweiten
Verstärker und
den Klasse-G-Verstärker
verteilt werden. Die Transistoren können dadurch viel kleiner gehalten werden,
als die ursprünglichen
Klasse-G-Verstärker-Transistoren.
Da Ausführungen
eines solchen zweiten Verstärkers
nur zwei Transistoren enthalten können, wird die gesamte Transistor-Fläche der
resultierenden Anordnung beträchtlich
kleiner sein als die ursprüngliche
Klasse-G-Anordnung. Dies wird in einem weiteren Abschnitt explizit
gezeigt. Der Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreis
wird dadurch weiterhin den normalen Klasse-G-Betrieb garantieren,
wobei vom inneren Klasse-G-Übergangspunkt der
zweite Verstärker
auch einschalten wird. Dieser innere Klasse-G-Übergangspunkt wird im Allgemeinen
für Eingangsspannungen
erreicht, die gleich oder größer als
die Spannungswerte des ersten Paares von Vorspannungen sind.
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Eine
weitere charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung
ist, dass der zweite Verstärker
ein Klasse-C-Verstärker
ist.
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Auf
diese Weise wird auch der Leistungsverbrauch der gesamten Anordnung
weiterhin vergleichbar zu dem des ursprünglichen Klasse-G-Verstärkers sein.
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Noch
eine weitere charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung
wird in Anspruch 3 erwähnt.
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In
einigen Ausführungen
der Verstärkeranordnung
bestimmt nicht nur die Ansteuerungs-Steuerung das Einschalten des
zweiten Verstärkers,
sondern auch der Widerstand im Klasse-G-Verstärker. Dies wird detaillierter
im beschreibenden Teil dieses Dokumentes erklärt.
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Noch
eine weitere charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung
wird in Anspruch 4 beschrieben.
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Diese
führt im
Vergleich zum bisherigen Stand der Technik nicht nur zu einer Verringerung
der Fläche
der gesamten Anordnung, sondern hilft gleichzeitig bei der Realisierung
einer Differenz des Widerstandes in den Stromzweigen durch beide
Verstärker.
Diese Differenz erlaubt es dabei, den Strom durch den Klasse-G-Verstärker ziemlich
zu begrenzen. Zusätzlich
dazu kann die Ausgangsimpedanz der kompletten Verstärkeranordnung
dadurch so abgestimmt werden, dass man einen sanften Übergang vom
Betrieb in Klasse G auf den Klasse-G-Betrieb parallel zum zweiten Verstärker erreicht.
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Die
obigen und weitere Aufgaben und Eigenschaften der Erfindung werden
deutlicher, und die Erfindung selbst wird am besten verstanden,
wenn auf die folgende Beschreibung einer Ausführung zusammen mit den begleitenden
Zeichnungen Bezug genommen wird, in denen:
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1 ein
Blockschaltbild einer Verstärkeranordnung
A gemäß der Erfindung
zeigt,
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2 eine
einfache Ausführung
der Verstärkeranordnung
A aus 1 zeigt.
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Ein
grundlegendes Schaltbild einer Verstärkeranordnung A gemäß der Erfindung
wird in 1 gezeigt. Diese Verstärkeranordnung
enthält
einen Klasse-G-Verstärker
G, der ein erstes Paar von Stromversorgungs-Anschlüssen GV1+
und GV1– enthält, um ein
erstes Paar von Vorspannungen V1+ und V1– zu erhalten. Dieser Klasse-G-Verstärker enthält auch
ein zweites Paar von Stromversorgungs-Anschlüssen, GV2+ und GV2–, um daran
ein erstes Paar von Vorspannungen V2+ und V2– zu erhalten. In einige Ausführungen
haben die Spannungen jedes der beiden Paare entgegengesetzte Polarität und die
gleiche Größe, zum
Beispiel +5 und –5
V für das
erste Paar und +10 und –10
V für das
zweite Paar. Es gibt jedoch auch andere Ausführungen, bei denen V1+ und
V1– nicht
symmetrisch um die Masse-Referenz von Null liegen, und zum Beispiel
+5 V und –2
V für das
erste Paar und +10 und –4
V für das zweite
Paar entsprechen. Eine der Vorspannungen für jedes Paar kann auch dem
Masse- oder Referenzpotential entsprechen, zum Beispiel 0 und +5
V für V1– und V1+,
bzw. 0 und +10 V für
V2– und
V2+. Im letztgenannten Fall wird eine unipolare Variante des Klasse-G-Verstärkers benutzt,
in den davor erwähnten
Fällen
wird eine bipolare oder Gegentakt-Variante des Klasse-G-Verstärkers benutzt.
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In
jedem Fall liegen die Spannungen im ersten Bereich, der durch das
erste Paar von Vorspannungen definiert ist, auch im zweiten Bereich,
der durch das zweite Paar von Vorspannungen definiert ist, und dieser
zweite Bereich überlappt
diesen ersten Bereich mindestens an einer Seite des ersten Bereichs.
Der zweite Bereich überdeckt
somit den ersten Bereich komplett und ist größer als er.
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Die
Verstärkeranordnung
A enthält
weiterhin einen Eingangs-Anschluss IN, der mit einem Eingangs-Anschluss
DCDIN eines Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreises DCD gekoppelt
ist. In dem Schaltbild von 1 hat der
DCD sechs Ausgangs-Anschlüsse, DCDOUT1
bis DCDOUT6. Vier dieser Ausgangs-Anschlüsse DCDOUT1 bis DCDOUT4 sind
mit entsprechenden Eingangs-Anschlüssen ING1 bis ING4 des Klasse-G-Verstärkers gekoppelt.
Zwei verbleibende Ausgangs-Anschlüsse DCDOUT5 und DCDOUT6 sind
mit entsprechenden Eingangs-Anschlüssen INC1 und INC2 eines zweiten Verstärkers C
gekoppelt, der auch zur Verstärkeranordnung
gehört.
Es gibt jedoch auch andere Pläne der
Verstärkeranordnung,
bei denen der Klasse-G-Verstärker
nur zwei Eingangs-Anschlüsse
hat und der zweite Verstärker
nur einen. Dies ist zum Beispiel der Fall für die unipolaren Varianten
des Klasse-G-Verstärkers.
Für diese
unipolaren Varianten des Klasse-G-Verstärkers wird auch eine unipolare
Variante des zweiten Verstärkers
in der Verstärkeranordnung
benutzt, die auch nur einen Eingangs-Anschluss enthält. In diesem
Fall enthält
der Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreis, der angepasst ist, den
Betrieb beider Verstärker
als Funktion des Signals am Eingang der Anordnung zu steuern, somit auch
weniger Ausgangs-Anschlüsse.
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Ausführungen
sowohl der unipolaren als auch der bipolaren Variante solcher Klasse-G-Verstärker werden
in der zitierten US-Patentanmeldung nach dem bisherigen Stand der
Technik beschrieben. Es gibt jedoch weitere Ausführungen, die man in der Spezialliteratur über Leistungsverstärker findet.
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Ein
Ausgangs-Anschluss OUTG des Klasse G-Verstärkers ist mit einem Ausgangs-Anschluss OUT
der Verstärkeranordnung
A gekoppelt.
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Der
zweite Verstärker
C wird vom zweiten Paar von Vorspannungen V2+, V2– mittels
eines zusätzlichen
Paares von Stromversorgungs-Anschlüssen, die mit CV2+, bzw. CV2– bezeichnet
sind, mit Vorspannungen versorgt. In 1 enthält der zweite Verstärker zwei
Eingangs-Anschlüsse
INC1 und INC2. Wie bereits in einem vorherigen Abschnitt dieses
Dokumentes kurz erwähnt
wurde, gibt es jedoch andere Ausführungen, in denen der zweite
Verstärker
nur einen Eingangs-Anschluss hat.
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Der
Ausgangs-Anschluss OUTC des zweiten Verstärkers ist ebenfalls mit dem
Ausgangs-Anschluss OUT der Verstärkeranordnung
gekoppelt. Letztere ist im Allgemeinen, aber nicht notwendigerweise, über einen
Lastwiderstand RLOAD mit Masse oder dem Referenz-Anschluss gekoppelt.
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Der
Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreis DCD ist angepasst, den Betrieb
beider Verstärker
als Funktion des Eingangssignals am Eingangs-Anschluss IN zu steuern.
Neben der Steuerung des Betriebs des Klasse-G-Verstärkers selbst,
ist der DCD weiterhin angepasst, zu regeln, dass der zweite Verstärker Strom
führt,
wenn das Eingangssignal einen Wert hat, der größer oder gleich dem Wert ist,
der den internen Übergang
im Klasse-G-Verstärker
realisiert.
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Durch
Hinzufügung
des zweiten Verstärkers zum
Klasse-G-Verstärker werden
hohe Ströme
zur oder von der Last nun sowohl auf den Klasse-G-Verstärker, als
auch den zweiten Verstärker
verteilt. Dies hat den Vorteil, dass die Transistoren der Klasse-G-Verstärker nun
so konstruiert werden können, dass
sie kleiner sind als in einer einfachen Klasse-G-Konfiguration,
um denselben Strom zur Last zu liefern oder von ihr aufzunehmen.
Die resultierende Konfiguration ist dabei viel kleiner als der ursprüngliche
Klasse-G-Verstärker,
wie an der in 2 gezeigten Ausführung detailliert
erläutert
wird.
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Damit
die Verstärkeranordnung
weiterhin effizient bezüglich
des Stromverbrauchs ist, hat der zweite Verstärker üblicherweise eine Klasse-C-Verstärker-Konfiguration,
wobei der Klasse-C-Betrieb weiterhin durch einen geeigneten Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreis
erzielt wird.
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Zusätzlich dazu
kann, indem man die Transistoren des zweiten Verstärkers so
konstruiert, dass sie einen vorher festgelegten Faktor größer sind
als die Transistoren des Klasse-G-Verstärkers, der Umschaltpunkt zwischen
den beiden Verstärkern
durch diesen Faktor beeinflusst werden. Der Übergang des Betriebs des Klasse-G-Verstärkers auf
den zweiten Verstärker
hängt somit
nicht allein vom Betrieb des Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreises
DCD selbst ab.
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Dies
wird nun an 2 weiter erläutert, die eine mögliche Ausführung einer
Gegentakt-Variante der betreffenden Verstärkeranordnung zeigt. Man beachte,
dass um die Zeichnung nicht zu überladen, nicht
alle Anschlüsse
von 1 dargestellt werden. Auf sie wird jedoch im folgenden
Teil Bezug genommen.
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Wie
man in dieser Figur sehen kann, besteht der Klasse-G-Verstärker aus
der gut bekannten Konfiguration einer Reihenschaltung von vier Transistoren:
T1, T2, T3 und T4. T1 ist ein n-Typ-Transistor, dessen Kollektor
mit GV2+ verbunden ist, dessen Basis den ersten Eingangs-Anschluss
ING1 des Klasse-G-Verstärkers
bildet und dessen Emitter mit dem Kollektor eines zweiten Transistors
T2 verbunden ist. Der letztgenannte Transistor ist ebenfalls ein n-Typ-Transistor,
dessen Basis einen zweiten Eingangs-Anschluss ING2 des Klasse-G-Verstärkers bildet
und dessen Emitter den Ausgangs-Anschluss OUTG dieses Klasse-G-Verstärkers bildet.
Der Kollektor von T2 ist über
eine Diode D1 mit GV1+ gekoppelt, um zu garantieren, dass für hohe Eingangssignale
T1 Strom über
T2 an die Last liefert und nicht an GV1+. Der Emitter von T2 ist
mit dem Emitter eines dritten Transistors T3 verbunden, der ein
p-Typ-Transistor
ist. Die Basis von T3 bildet einen dritten Eingangs-Anschluss ING3
des Klasse-G-Verstärkers, wobei
der Kollektor von T3 mit dem Emitter eines vierten Transistors T4
und mit der Anode einer zweiten Diode D2 verbunden ist. Die Kathode
dieser zweiten Diode D2 ist mit GV1– verbunden. T4 ist ebenfalls ein
p-Typ-Transistor, dessen Kollektor mit V2– gekoppelt ist, und die Basis
bildet einen vierten Eingangs-Anschluss
ING4 des Klasse-G-Verstärkers.
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Der
zweite Verstärker
C besteht aus einem sehr einfachen Klasse-C-Verstärker, der
aus nur zwei Transistoren zusammengesetzt ist: T5 und T6. T5 ist ein
n-Typ-Transistor, dessen Kollektor mit CV2+ verbunden ist, dessen
Emitter den Ausgangs-Anschluss OUTC dieses zweiten Verstärkers bildet
und auch mit dem Emitter-Anschluss von T6 verbunden ist. T6 ist ein
p-Typ-Transistor, dessen Kollektor mit CV2– verbunden ist. Die Basis
von T5 bildet einen ersten Eingangs-Anschluss INC1 des zweiten Verstärkers; die Basis
von T6 bildet einen zweiten Eingangs-Anschluss INC2 dieses zweiten
Verstärkers
C. Der Ausgangs-Anschluss OUTC des zweiten Verstärkers ist mit dem Ausgangs-Anschluss
OUTG des Klasse-G-Verstärkers
verbunden und ist weiterhin über den
Lastwiderstand RLOAD mit dem Masse-Anschluss verbunden.
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In
der Ausführung
des Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreises
DCD in 2 ist der Eingangs-Anschluss DCDIN direkt mit
dem ersten Ausgangs-Anschluss DCDOUT1 und mit dem vierten Ausgangs-Anschluss
DCDOUT4 des Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreises
DCD verbunden. Da der Eingangs-Anschluss
DCDIN auch den Eingangs-Anschluss der Verstärkeranordnung A bildet, und
da DCDOUT1, bzw. DCDOUT4 direkt mit ING1, bzw. ING4 verbunden sind,
wird das Eingangssignal somit direkt an die Basis-Anschlüsse von
T1 und T4 angelegt. Der Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreises DCD
enthält
weiterhin eine dritte Diode D3, deren Anode mit DCDIN verbunden
ist und deren Kathode mit DCDOUT5 verbunden ist. Im DCD ist auch
eine vierte Diode D4 enthalten, wobei die Kathode von D4 mit DCDIN
und die Anode mit DCDOUT6 verbunden ist. Der DCD enthält weiterhin
einen ersten Widerstand R1, der zwischen DCDIN und DCDOUT2 angeschlossen
ist, und einen zweiten Widerstand R2, der zwischen DCDIN und DCDOUT3
angeschlossen ist.
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Im
Folgenden wird der Betrieb dieser Ausführung erläutert. Für Werte des Eingangssignals zwischen
V1– und
V1+ leiten nur die Transistoren T2 und T3 des Klasse-G-Verstärkers Strom.
Für positive Werte
des Eingangssignals unter V1+ verhindert die Diode D1, dass Transistor
T1 Strom leitet, während die
Diode D3 verhindert, dass Transistor T5 des zweiten Verstärkers Strom
leitet, da die Spannung am Ausgang der Eingangsspannung mit einer
Differenz der Basis-Emitter-Spannung von T2 folgt. Daher bleibt
die Basis-Emitter-Spannung von T5 um Null, so dass verhindert wird,
dass T5 einschaltet. Für
negative Werte des Eingangssignals aber positivere als V1–, verhindert
die Diode D2, dass T4 Strom leitet, und die Diode D4 verhindert
aus ähnlichen
Gründen, wie
oben für
positive Spannungen erläutert,
dass T6 Strom leitet.
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Der
Rest der Beschreibung wird nun für
den Fall positiver Eingangsspannungen angegeben. Es ist für einen
Fachmann offensichtlich, wie dieselben Schlussfolgerungen für den Fall
negativer Eingangsspannung gezogen werden können.
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Wenn
die Eingangsspannung V1+ übersteigt,
wird Transistor T2 in die Sättigung
gesteuert, während
Transistor T1 aktiv wird. Eine Erhöhung der Eingangsspannung zwingt
den Emitter von T1, dieser Eingangsspannung mit einer Diodenspannungs-Differenz zu folgen,
während
T2 mit seiner Sättigungsspannung über Kollektor
und Emitter als Widerstand wirkt. Die Diode D1 ist ausgeschaltet.
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Durch
den Strom, der nun durch die Transistoren T1 und T2 zur Last fließt und durch
die inhärenten
Widerstände
der Transistoren T1 und T2, wie z.B. die Emitter- und Kollektor-Widerstände, kann
die Spannung am Ausgangs-Anschluss den Punkt erreichen, wo sie gleich
der Eingangsspannung minus zweimal 0,7 V ist, was die eingebaute
Spannung für eine
positive Vorspannungsversorgung einer Diode ist. Von dem Moment
an kann T5 des zweiten Verstärkers
ebenfalls Strom leiten, da seine Basis-Emitter-Diode in Vorwärtsrichtung
gepolt ist. Es ist möglich,
dass durch die Abmessungen und den Herstellungsprozess der Transistoren
T1 und T2 der Emitterwiderstand diesen kritischen Wert nicht erreicht, damit
der erforderliche Spannungsabfall von 1,4 V zwischen der Spannung
an IN und OUT auftritt. In diesem Fall ist es erforderlich, einen
zusätzlichen
Widerstand in Reihe zu T1 und T2 hinzuzufügen.
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Wenn
der zweite Verstärker
eingeschaltet ist, beruht die Aufteilung des Gesamtstromes durch
die Last RLOAD auf den Klasse-G- und den zweiten Verstärker C von
dem Augenblick an komplett auf dem Verhältnis zwischen den Widerständen, die
in beiden parallelen Pfaden vorhanden sind. Ein erster Strompfad durch
T5 befindet sich im zweiten Verstärker, ein zweiter durch T1
in Reihe zu T2 im Klasse-G-Verstärker.
Vom Standpunkt der Chip-Fläche
ist es wünschenswert,
dass ein im Vergleich zu T1 und T2 viel größerer Strom durch T5 fließt. In diesem
Fall muss T5 in der Tat der größte Transistor
sein, der entsprechend den größten Strom
führt.
T1 und T2 können kleiner
gehalten werden, wodurch sie nur einen kleineren Strom zulassen.
Die Gesamt-Chipfläche
der gesamten Anordnung wird in diesem Fall viel kleiner sein als
im Fall der Anordnung, die nur einen Klasse-G-Verstärker enthält.
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Dies
kann man leicht anhand des folgenden Beispiels verstehen: In einer
Konfiguration, in der nur ein Klasse-G-Verstärker zur Verfügung steht,
müssen
sowohl T1 als auch T2 so dimensioniert werden, dass sie einen maximalen
Strom führen
können,
der ungefähr
gleich V2+ dividiert durch RLOAD ist. Dieser Bereich wird AT1 genannt.
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Mit
der Hinzufügung
des zweiten Verstärkers kann
dieser maximale Strom nun auf T5 und T1 in Reihe zu T2 aufgeteilt
werden. Betrachten wir zum Beispiel den Fall, in dem die Fläche von
T5 ungefähr 80%
von AT1 ist, und T1 und T2 beide 20% von AT1 haben. Wie dieses Verhältnis gewählt wird,
wird in einem weiteren Abschnitt erklärt. Es ist offensichtlich, dass
(80% + 20% + 20%)·AT1
kleiner als 2·AT1. Durch
die Tatsache, dass diese Gesamt-Konfiguration zur Verarbeitung der
negativen Eingangsspannungen wiederholt wird, wird der Effekt noch
mehr ausgeprägt:
2,4·AT1
im Vergleich zu 4·AT1
in der ursprünglichen
Klasse-G-Konfiguration. Dies bedeutet somit eine Einsparung von
40% der Fläche.
Nimmt man einen noch größeren Transistor
für T5,
können diese Änderungen
noch ausgeprägter
sein.
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Als
inhärente
Konsequenz dieser Asymmetrie der Abmessungen der Transistoren in
beiden Strompfaden ist der inhärente
Widerstand im Klasse-G-Pfad von T1 und T2 im Vergleich zum Klasse-C-Pfad
durch T5 größer. In
der Tat steigen im Fall von Bipolartransistoren die Emitter- und
Kollektor-Widerstände mehr
oder weniger umgekehrt proportional zur Emitter-Fläche und
folglich zur Transistor-Fläche.
Im Fall von MOS-Transistoren
bestimmt die Breite dividiert durch die Länge des Transistors den Strom,
der durch ihn fließen
kann. Da im Allgemeinen eine kurze Länge gewählt wird, bestimmt die Breite des
Transistors die Fläche
des Transistors. Gleichzeitig bestimmt dieses Verhältnis von
Breite dividiert durch die Länge
auch den inhärenten
Widerstand. Dieser Widerstand ist somit umgekehrt proportional zur
Transistor-Breite.
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In
der Konfiguration mit dem zweiten Verstärker parallel zum Klasse-G-Verstärker folgt
das Einschalten des zweiten Verstärkers somit in den meisten
Fällen
automatisch aus dem inhärenten
Widerstand der Klasse-G-Verstärker-Transistoren,
da diese die kleinsten Transistoren sind. Ab dann und für den Fall,
dass in keinem der beiden Pfade ein zusätzlicher Widerstand hinzugefügt wurde, übernimmt
im Fall des oben erwähnten
Beispiels, in dem zwischen der Fläche von T5 und T1 ein Faktor
von 4 verwendet wird, der zweite Verstärker mindestens 80% des zusätzlichen
Stroms, während
der Klasse-G-Verstärker maximal
20% dieses zusätzlichen
Stroms übernimmt.
In der Tat folgt dies aus der Tatsache, dass der Widerstand von
T1 in Reihe zum Widerstand von T2 liegt, wodurch sich wieder der
Gesamtwiderstand des Klasse-G-Pfades erhöht. Für die Ausführung in 2 gelten
die folgenden Gleichungen für
den positiven Hub des Eingangssignals: Vin – Vout – 1,4 V
= IT5·(RT1/4) Vin – Vout – VsatT2 – 0,7
V = IT1·2·RT1 IT1 + IT5 =
Vout/Rload
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Hierbei
bezeichnet Vin den Wert der Eingangsspannung, Vout den Wert der
Ausgangsspannung, 1,4 V entspricht dem Spannungsabfall über der Diode
D3 und der Basis-Emitter-Diode von T5, VsatT2 ist
die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
von Transistor T2, wobei ein typischer Wert 0,2 V ist, 0,7 V entspricht
dem Spannungsabfall über
der Basis-Emitter-Diode von T1.
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Im
Allgemeinen sind die Transistoren so konstruiert, dass sie in der
Lage sind, ihren Teil des maximalen Stroms durch die Last zu führen. Der
letztere ist völlig
bestimmt als V2+ dividiert durch RLOAD. Für einen gewählten Faktor zwischen den Flächen von T5
und T1, der auf der Grundlage der Werte von V2+ und V1+ und RLOAD
gewählt
wird, können
dann ihre maximalen Ströme,
und folglich ihre Flächen,
bestimmt werden.
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Es
ist offensichtlich, dass es eine Vielzahl anderer Ausführungen
des Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreises gibt. Tatsächlich muss
jeder existierende Ansteuerungs-Steuerungs-Schaltkreis für eine bestimmte Ausführung eines
Klasse-G-Verstärkers so
angepasst werden, dass verhindert wird, dass der hinzugefügte zweite
Verstärker
vor dem internen Einschalten des Klasse-G-Verstärkers einschaltet, was normalerweise
bei Spannungen von V1+ für
den positiven Hub des Eingangssignals, oder bei V1– für den negativen
Hub des Eingangssignals geschieht.
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In 2 wird
eine Ausführung
unter Verwendung von Bipolartransistoren gezeigt. Es ist jedoch offensichtlich,
dass die npn-, bzw. pnp-Bipolartransistoren durch nMOS-, bzw. pMOS-Transistoren
ersetzt werden können.
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Obwohl
die Prinzipien der Erfindung oben in Verbindung mit einer speziellen
Vorrichtung beschrieben wurden, muss deutlich verstanden werden,
dass diese Beschreibung nur als Beispiel erfolgt und nicht als Einschränkung des
Umfangs der Erfindung, wie in den beigefügten Ansprüchen definiert.