DE1804597A1

DE1804597A1 - Tastbarer Gegentaktverstaerker mit komplementaeren Transistoren

Info

Publication number: DE1804597A1
Application number: DE19681804597
Authority: DE
Inventors: Heidecker Robert Fred; Leonardi Joseph Rosario
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1967-10-24
Filing date: 1968-10-23
Publication date: 1969-06-26
Also published as: FR1581292A; US3487320A; GB1239599A; JPS537779B1

Description

Amtliches Aktenzeichen :

Aktenzeichen d. Anmelderin

Neuanmeldung
Docket BO 9-67-005

Tastbarer Gegentaktverstärker mit komplementären Transistoren

Es gibt bereits eine grosse Anzahl von Schaltungen, mit deren Hilfe bipolare Signale verarbeitet werden können. Bei einer solchen Schaltungsgruppe wird das bipolare Signal entsprechend der jeweiligen Polarität aufgespalten und in jeweils einem separaten Kanal weiterverarbeitet. Am Ausgang dieser Schaltungen wird das endgültige Ausgangssignal aus diesen beiden Anteilen wieder zusammengesetzt. Diese Kanäle benötigen jedoch einen sehr sorgfältigen Abgleich, damit keine Verzerrungen auftreten. Auch bei Gegentaktver star kern ist es nötig, die einzelnen Bauteile genau auszusuchen und die Schaltung so abzugleichen, daß das eine Verstärkungselement gerade dann aufhört zu leiten, wenn · das andere zu leiten beginnt.

Ein Verstärker für bipolare Signale mit komplementären aktiven Bauelementen wurde mit der Einführung der, Halbleiterbauelemente möglich, BO 9-67-005

da hier erstmalig Bauelemente entgegengesetzten Leitungstyps geschaffen werden konnten. Aber auch diese Anordnungen benötigten eine sehr sorgfältige Auslese der einzelnen Bauteile, wenn man eine hohe Verzerrungsfreiheit erreichen wollte. Gerade der Abgleich von Halbleiterbauelementen entgegengesetzten Leitungstyps ist nicht einfach. Zusätzlich weisen Halbleiterbauelemente eine sogenannte "tote Zone" auf, die durch die endliche Basis-Emitter-Spannung im leitenden Zustand der Basis-Emitter-Diode bedingt ist. Diese Basis-Emitter-Spannung (Vbe) hält den Transistor im gesperrten Zustand, bis ein entsprechend grosser Basisstrom fliesst. Durch diese "tote Zone" wurden weitere Verzerrungen, insbesondere beim. Nulldurchgang der Signalspannung, verursacht.

Darüberhinaus wurden bei den bisher bekannten Verstärkern für bipolare Signale auch bipolare Abtastimpulse benötigt, für den Fall, daß man diesen Verstärker als Tastverstärker betreiben wollte.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht nun darin, einen Verstärker für bipolare Signale anzugeben, der aus Halbleiterbauelementen aufgebaut ist, der aber dennoch keine Nullüber gangs Verzerrungen aufweist. Dieser Verstärker soll insbesondere eine Tastung des Eingangssignals gestatten, und auch bei hohen Tast-

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frequenzen soll die Verstärkeranordnung stabil bleiben.

Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß zwischen die Eingangsklemme und den eigentlichen Gegentaktverstärker eine Dioden enthaltende Koppelschaltung eingefügt ist, deren Leitzustand durch eine weitere Schaltstufe gesteuert wird. Diese Koppelstufe besteht nach einer vorteilhaften Ausbildungsform der Erfindung einmal aus einer B rücken schaltung, deren beide Zweige gleich aufgebaut sind, und je die Reihenschaltung von zwei gleichgepolten Dioden enthalten. Diese beiden Brückenzweige sind zwischen zwei schaltbare Konstantstromquellen eingeschaltet, wobei die Mittelpunkte der Brückenzweige mit der Eingangsklemme der Schaltung bzw. mit dem Eingang des eigentlichen Gegentaktverstärker s verbunden sind.

andere
Eine/vereinfachte Koppels chaltung besteht erfindungsgemäss aus zwei hinsichtlich eines Anschlusses parallel geschalteten Dioden, wobei die erste Diode zwischen zwei schaltbare Konstantstromquellen eingeschaltet und mit ihrem anderen Anschluss mit dem Eingang des eigentlichen Gegentaktver stärkers verbunden ist und wobei der freie Anschluss der zweiten Diode an die Eingangsklemtne der Schaltung angeschlossen ist. Zum Betrieb der letztgenannten vorteilhaften und vereinfachten Schaltung erweist es sich als zweckmässig, die Stromwerte der beiden Konstantstromquellen etwa im

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Verhältnis ItE zu wählen.. .

Die entscheidenden Vorteile dieser Schaltung bestehen darin, daß einmal keine Nullübergangsverzerrungen infolge der endliehen Basis-Emitter - Spannung ,der Verstärkertr ansistpr en im leitenden Zustand : auf tr eten. Di e ses wird in er st er Linie dadu r eh e r r ei cht, daß im Ruhezustand beide Transistoren der Gegentaktanordnung leitend sind. Zudem kann die Koppelschaltung, also die Diodenbrückenschaltung, nicht losgelöst von dem eigentlichen Gegentaktverstärker gesehen werden. Vielmehr wirkt sich gerade die Zusammenschaltung dieser beiden Schaltkreise günstig mit Hinsicht auf eine Verringerung dieser Ansprechschwelle aus. Ein anderer Vorteil der erfindungsgemässen Schaltung besteht darin, daß keine besonders ausgesuchten und abgeglichenen Einzelbaüelemente verwendet werdenmüssen, um den gewünschten Grad von Verzerrungsfreiheit zu erreichen.

Die vorliegende Erfindung wird im folgenden anhand der Ausführungsbeispiele und der zugehörigen Zeichnungen näher erklärt. Es zeigen :

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Erfindung,

Fig. 2 die Darstellung eines erfindungsgemässen Ver-

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stärkers mit einer Diodenbrücke zur Kopplung,

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Fig. 3 die Darstellung eines anderen Ausführungsbeispieles

der vorliegenden Erfindung mit einem vereinfachten Diodenkoppler,

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild der erfindungsgemässen

Schaltung,

Figf 5 Ausgangsspannungsverläufe in Abhängigkeit vom

Koppelwiderstand der Komplementär verstärker.

In dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel wird ein zu tastendes oder zu verstärkendes bipolares Signal Vl an die Eingangsklemme gelegt. Dieses Signal wird vom Diodenkoppler 11 weitergeleitet oder gesperrt abhängig davonj ob von einer Stromquelle 12 eine entsprechende Spannung an den Diodenkoppler gelegt wird oder nicht. Wenn der Diodenkoppler 11 vorgespannt ist, leitet er das Eingangssignal von der Anschlussklemme 10 zum Komplementär verstärker 15; wenn er nicht vorgespannt ist, ist der Stromkreis zwischen der Eingangsklemme 10 und dem Komplementär verstärker 15 unterbrochen. Der Verstärker 15 folgt der Eingangsspannung und liefert ein Ausgangs signal V2, dasfo ei minimaler Verzerrung in direkter Beziehung zum Eingangssignal steht und nicht durch die Tatsache einer endlichen Knickspannung der im Verstärker verwendeten Halbleiterelemente nachteilig beeinflusst ist.

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Die erfindungsgemässe Schaltung kann verwendet werden, ent-^¹'^* '·^: weder zum Tasten des Eingangssignales an Klemme 10 durch entsprechende Steuerung der Vorspannung von der Stromquelle 12 oder bei dauernder Vorspannung des Diodenkopplers 11 als Linearverstärker.

Im Tastbetrieb ist die Schaltung nicht gesättigt, wodurch sie schneller schaltet. Ausserdem ist in dieser Betriebsart die Ausgangsspannung von der Eingangs spannung getrennt, ausgenommen in der Tastzeit. Die Schaltung behält ihre Genauigkeit auch bei relativ niederohmiger Belastung und kurzen Tastzeiten im Vergleich zur bisherigen Technik und ist weitgehend unabhängig von Schwankungen in der Stromversorgung.

Fig. 2 ist eine genauere Darstellung der in Fig. 1 grundsätzlich gezeigten Schaltung. Diese Schaltung arbeitet mit einem Brücken-Diodenkoppler zum Tasten der Eingangs- oder Bezugs spannung VR am Anschluss 20. Dieses Eingangssignal wird an die Anschlussklemme der Brückenschaltung gebracht, die aus den Dioden 21 bis 24 und den Widerständen 25 bis 28 besteht. Eine Stromquelle und eine Stromsenke 31 werden mit den Schaltern 32 und 33 über diese Brücke gelegt.

Die Transistoren 35 und 36 sind durch die Widerstände 37 und 38

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in Reihe zwischen eine ^positive Spannungsquelle V+ und eine negative Sp annungs quelle V- nach Art einer Komplementär verstärker schaltung gelegt. Die Emitter-Basis schaltkreise der Transistoren 35 und 36 sind über den Widerstand 40 miteinander verbunden. Die Transistoren 35 und 36 sind vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp.

Wenn die Schalter 32 und 33 geöffnet sind, ist der ganze Stromkreis abgeschaltet, da alle aktiven Elemente ausgeschaltet sind. D.h. jedes am Anschluss 20 ankommende Signal wird von beiden Verstärkertransistoren 35 und 36 wegen der Dioden 21 bis 24 blockiert. Es leitet keiner dieser beiden Transistoren und die Ausgangs spannung am Anschluss 42 ist in der Ruhelage 0 Volt. Wenn die Eingangsspannung VR getastet werden soll, werden die Schalter 32 und 33 geschlossen. In Abhängigkeit von der Polarität des Eingangssignales VR relativ zur Aus gangs spannung V2 arbeitet die Schaltung in einer von zwei Betriebsarten.

wird
Für die erste Betriebsart/angenommen, daß VR eine positive Spannung grosser als V2 ist, so daß die Dioden 21 und 24 am Anfang ausgeschaltet sind. Dementsprechend beginnen die Dioden 22 und 23 sowie der Transistor 35 schwerer zu leiten, während der Transistor 36 abgeschaltet wird. Die Ausgangs spannung V2 an der Klemme 42 wird positiv, da der Transistor 35 leitet. Wenn sich die Ausgangs-

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spannung der Eingangsspannung nähert, TDegiiinenjdieiJDioden; 2jl und 24 zu leiten, d^s An^teuerjsignal für Transistor 35 nimmt ab . und schliesslich wird der Transistor 36 leitend. Wird die Ausgangs spannung gleich der Eingangs spannung, ist die. Summe der Ströme durch die Widerstände 26 und 27 gleich der Summe»der Ströme durch die Widerstände 28 und, 38 zuzüglich--d-.es Stromes durch ZL. Die Schaltung bleibt in diesem Zustand, bis die Schalter 32 und 33 geöffnet werden und kehrt dann in den Ausgangszustand zurück mit der Ausnahme, daß sich die Ausgangs spannung V2 als Funktion der Ausgangslast ZL wieder dem Anfangswert nähert. Wenn die Ausgangslast z.B. ein RC-Netzwerk ist, fällt das Ausgangssignal exponentiell nach Null ab. 1st die Ausgangslast dagegen eine Wirklast, fällt das Ausgangs signal direkt auf Null ab.

Für die zweite Betriebsart wird angenommen, daß die Eingangsspannung VR negativer sei als die Ausgangs spannung V2. In diesem Fall sind die Dioden 22 und 23 sowie der Transistor 35 abgeschaltet und die Dioden 21 und 24 sowie der Transistor 36 leitend. Dementsprechend wird die Ausgangsspannung negativer; wenn sie die Eingangsspannung erreicht, schalten die Dioden 22 und 23 ab und die Steuer spannung des Transistors 36 wird reduziert, bis der Transistor 35 zu leiten beginnt. Bei Gleichheit von Ausgangs spannung und Eingangs spannung reagiert die Schaltungen ,ähnlicher- Weise wie bei der Tastung eines positiven. Signa|es, jedoch mit nähme, daß das Aus gangs signal negatiy,ist. ; .

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Bei einer positiven Eingangs spannung und daher gesperrter Diode 21 flies st der Strom über den Widerstand 27 und die Diode 23 zur Stromsenke 31. Wird umgekehrt ein negatives Signal an der Klemme 20 getastet, wird die Diode 23 gesperrt und der Strom fliesst von der Stromquelle 30 über die Diode 21 und den Widerstand 25 zur Eingangsklemme 20.

Wenn im Ruhezustand kein Eingangssignal an der Klemme 20 anliegt, teilt sich der von der Stromquelle 30 erzeugte und dem zur Stromsenke 31 fliessende Strom zwischen den beiden Zweigen der Brückenschaltung. Beide Transistoren 35 und 36 werden leitend vorgespannt, ihre Ströme heben sich jedoch hinsichtlich der Last effektiv auf. Wenn die Eingangs spannung positiv wird, nimmt der Zweig mit der Diode weniger Strom auf und folgedessen wird ein stärkerer Strom von der Quelle 30 über die Diode 22 auf die Basis des Transistors 35 gegeben, wodurch dieser stärker leitend wird.

Gleichzeitig liefert die .Eingangsspannung einen Teil des Stromes an die Stromsenke 31 über die Diode 23 und der Transistor 36 wird abgeschaltet, da durch die Stromsenke 31 von der Diode 24 weniger Strom aufgenommen werden kann, d.h. der normale Ruhestromfluss über die Dioden 22 und 24 und die Widerstände 26 und 28 hält diese Transistoren leitend. Wenn die Spannung an der Eingangsklemme positiv wird, kann durch die Diode 21 von der Konstantstromquelle 30

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kein Strom mehr aufgenommen werden, während die Strombedingungen am Anschluss 20 durch die Konstantstromquelle entgegengesetzter Polarität oder Stromsenke 31 über die Diode 23 erfüllt werden müssen. Infolgedessen wird der Transistor 35 stark in Durchlassrichtung vorgespannt und der Transistor 36 soweit in Sperrichtung vorgespannt, daß er abschaltet. Die Spannung arfi Ver-. bindungspünkt der Widerstände 37 und 38 nähert sich der Eingangsspannung bei 20 und der Widerstand 40 beschleunigt das Leitendwerden des Transistor 35.

Umgekehrt fliesst bei der Tastung einer negativen Eingangs spannung ein Strom über den Widerstand 40, der das Leitentwerden des Transistors 36 beschleunigt. Wenn die Brücke abgeglichen ist, so daß die Spannung am Knotenpunkt 29 gleich der Eingangs spannung ist, fliesst kein Strom über den Widerstand 40 und der Transistor 35 hält eine konstante Ausgangs spannung aufrecht, so daß die Spannung am Punkt 42 gleich der Spannung sowohl am Knotenpunkt 29 als auch an der Eingangsklemme 20 ist.

Da die Brücke statisch abgeglichen ist, wenn beide Transistoren leiten, wird ein an der Eingangsklemme 20 anliegender Wechselstrom an den Transistoren 35 und 36 beim Durchgang durch den Nullpunkt

an den beiden leitenden Transistoren reflektiert. Somit führt die Spannungszone bis zum Einsatzpunkt dieser Transistoren nicht zu »

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einer Verzerrung bei Zunahme oder Abnahme des Stromes von Nullwert aus. Man würde eigentlich annehmen, daß zu einem späteren Zeitpunkt einer dieser Transistoren plötzlich auf Grund der Basis-Emitter spannung aufhören würde, leitend zu sein, und so Verzerrungen des Ausgangssignales aufträten. Bei einem erfindungsgemäss nach den Grundzügen der in Fig. 2 gezeigten Schaltung aufgebauten Ausführungsbeispiel wurde bei der gesamten f

Ausgangs spannung für diesen Verstärker keine erkennbare Verzerrung festgestellt. Diese Erscheinung kann so erklärt werden, daß der leitende Transistor das plötzliche Abschalten des anderen Transistors während der Anstiegs- und Abfallzeit der Eingangs signale kompensiert. Der normale Stromfluss von der Quelle 30 zur Senke 31 über die Widerstände 26 und 28 stellt im Ruhestand die Basis spannungen der Transistoren 35 und 36 relativ zum Knotenpunkt 42 so ein, daß die Transistoren 35 und 36 leiten. Somit ist für jede praktische ä

Anwendung der Ruhestrom durch den Widerstand 40 gleich Null.

Bei typischen Komplementär-Transistorverstärkern herkömmlicher Art führt die Basis-Emitter-Spannung Vbe, die den Transistor abgeschaltet hält, zu einer "toten Zone" für diese Schaltung. Wenn z.B. an die beiden in Reihe geschalteten Transistoren ein gemeinsames Eingangssignal gelegt wird, muss dieses Eingangssignal den Wert Vbe in einer Richtung überschreiten, bevor ein Aus gangs signal erzeugt wird. Wenn die Eingangs spannung diesen erforderlichen Wert über-

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schreitet, wird eine Ausgangs spannung reduzierter Grosse mit einer Verzerrung am Nullübergangspunkt wiedergegeben, da an dieser Stelle kein Transistor leitet.

Abhängig von der gewünschten Ansprechzeit kann der Widerstand 40 jeden Wert von Null bis'Unendlich besitzen. Für die Tastung von hochfrequenten Signalen wird der Widerstand 40 jedoch zweckmäßigerweise in Verbindung mit den Hochfrequenzparametern der Transistoren und Kondensatoren 44 und 45 gewählt. Für eine grössere Dämpfung sollte der Widerstand relativ klein sein, für den normalen Betrieb der Schaltung mit einem Kurzschluss anstelle des Widerstandes 40 steigt die Ausgangsspannung zwar nicht so steil an, zeigt andererseits aber auch nur eine geringere Neigung zur Schwingung um die Endspannung. Diese Umstände gehen aus der Zeichnung in Fig. 5 hervor, in der das Verhalten der Ausgangs spannung V2 zur Zeit TS für Werte des Widerstandes 40 (in der Zeichnung mit R bezeichnet) von Null bis Unendlich wiedergegeben ist.

Die Kondensatoren 44 und 45 können eingebaut werden, wenn die Hochfrequenzeigenschaften der Schaltung bei veränderlicher Last verbessert werden soll. Andernfalls neigt bei veränderlicher Last das Ausgangssignäl vor der Stabilisierung zu leichten Schwingungen. Bei relativ konstanter Last und fester Betriebsfrequenz brauchen bei entsprechender Dimensionierung die Kondensatoren 44 und 45 nicht ein-

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gebaut zu werden.

Um die Verstärkung der Schaltung zu erhöhen, können die Widerstände 46 und 47 und die Verstärker stufen 48 bzw. 50 eingebaut werden. Diese zusätzlichen Verstärker stuf en 48 und 50 können somit den durch den Widerstand 40 auftretenden Verstärkungs-

verlust kompensieren und zwar bei gleichzeitig gewährleisteter - ■ ■■ -

Stabilität. Die Schaltung kann jedoch auch für den Betrieb als linearer Komplementär- bzw. Gegentaktverstärker ohne Übergangsverzerrung umgebaut werden, ohne daß besonders ausgesuchte Halbleiter verwendet werden, indem man die Schalter 32 und 33 kurzschliesst.

Die Fig. 3 der vorliegenden Erfindungsbeschreibung zeigt eine andere Kopplungsart zwischen dem Komplementärverstärker und dem zu f

tastenden Eingangssignal. Das am Anschluss 55 angelegte Eingangssignal VR kann bipolar sein. Wenn die Schalter 56 und 57 geöffnet sind, sind die Stromquellen 58 und 59 von den Kopplungsdioden 60 und 61 getrennt. Die Stromquelle 59 arbeitet als Stromsenke ähnlich wie die Stromsenke 31 in Fig. 2. Wenn die Schalter 56 und 57 geöffnet sind, ist demnach das Eingangssignal VR infolge der Dioden 60 und 6.1 von den Verstärker stufen getrennt. Um die Eingangs spannung zu tasten, werden die Schalter 56 und 57 geschlossen. Abhängig von der Polarität der Eingangsspannung relativ zur Aus gangs spannung

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zum Schließzeitpunkt der Schalter 56 und 57 arbeitet die Schaltung in einer ^von zwei Betriebsarten.

Angenommen, die Eingangs spannung sei positiv und grosser als die Aus gangs spannung, so daß die Diode 60 abgeschaltet ist, dann leiten die Diode 61 und der Transistor 64. Infolgedessen wird die Ausgangs spannung V2 am Aus gangs anschluss 65 positiv bis der Transistor 64 abzuschalten beginnt. Zu diesem Zeitpunkt nähert sich die Ausgangs spannung der Eingangs spannung. Die Ausgangs spannung wird in der Praxis etwas von der Eingangs spannung abweichen. Der Spannungsfehler kann sehr klein gehalten werden, indem man den Widerstand 66 wesentlich kleiner wählt als den Lastwiderstand ZL und Germanium-Halbleiter und/oder angepasste Dioden verwendet.

Die Ausgangs spannung wird etwa den Wert der Eingangs spannung behalten, bis die Schalter 56 und 57 geöffnet werden. Die Schaltung kehrt zu diesem Zeitpunkt in die Ausgangsstellung zurück mit dem Unterschied, daß die Ausgangsspannung eine Funktion der Lastimpedanz ZL ist, wie es bereits im Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben wurde.

Angenommen die Eingangs spannung VR sei negativer als die Ausgangsspannung V2, so daß die Diode 60 eingeschaltet ist. Dann ist die Diode 61 abgeschaltet, und der ganze Strom von der Stromquelle

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fliesst über den Widerstand 66 und die Basis des Transistors 68. Dementsprechend wird der Transistor 64 ein- und der Transistor 68 ausgeschaltet und die Ausgangs spannung negativ. Wenn sich der Wert der Ausgangs spannung der Eingangs spannungen nähert, schaltet Transistor 68 ab und die Schaltung ist wie bei dem Beispiel für eine positive Eingangs spannung abgeglichen und es läuft auch derselbe Abschaltvorgang ab. ™

Der von der Stromquelle 58 gelieferte Strom muss ungefähr doppelt so gross sein wie der der Stromquelle 59 um für die Tastung eines negativen und positiven Si ^ ..- die Komplementärverstärker-Transistoren und den Widerstand 66. mit etwa gleichem Strom zu speisen. Das ergibt sich daraus, daß im Leitzustand der Diode 61 der von der Stromquelle 58 erzeugte Strom über den Widerstand 66 gegen den Strom arbeiten muss, der für die in diesem Fall als Verbraucher i

wirkende Stromquelle 59 erforderlich ist. Somuit muss der Ausgangsstrom der Stromquelle 58 sowohl die Stromquelle 59 kompensieren, als auch den Transistor 64 in den leitenden Zustand bringen können und zwar während eine positive Spannung an der Klemme 55 anliegt. Wird eine weitere Verstärkung gewünscht, können zusätzlich die Verstärker 70 und 71 und die Widerstände 72 bis 75 eingebaut werden.

Fig. 4 zeigt in ausführlicherer Form die Anwendung der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung in dem mit 77 bezeichneten Bereich

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die

übernimmt/Vorspannungs- und Umschaltfunktion, die durch die Stromquellen 30 und 31 und die Schalter 32 und 33 in Fig. 2 ausgeführt werden. Die Brücken- und Komplementärverstärkerschaltung, die allgemein in Block 78 der Fig. 4 dargestellt ist, entspricht direkt der oben für Fig. 2 beschriebenen Arbeitsweise der entsprechenden Bauteile. Ausserdem liefern die in Block 79 in Fig. 4 dargestellten.■Verstärkerstufen eine Kaskadenverstärkung für jeden der Transistoren des Komplementärverstärkers. Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung ist wesentlich schneller beim Betrieb einer niederohmigen Last als bisher gebräuchliche Schaltungen und weist keine "tote Zone" auf, die zu Tastfehlern führt.

Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung erfordert keine bipolaren Steuerimpulse am Anschluss 90 . Die Schaltung arbeitet nicht im Sättigungsgebiet und ist somit zwangsläufig schneller als bisher gebräuchliche Schaltungen. Die Schaltung weist denselben verzerrungsfreien Nullübergang und dieselben kurzen Tastzeiten auf wie die in Fig; 2 gezeigte Schaltung. Ausserdem schaltet äie in Fig. 4 gezeigte Schaltung durch Anwendung des Stromübernahmeschaltungsprinzips eine irrtümliche Vorspannung auf der Last aiii Ende der Tastzeit aus.

Wenn kein Eingangssignal vorliegt, sind die Transistoren 91 und 92 eingeschaltet, während die Transistoren 93 bis 98 alle ausgeschaltet

sind. Infolgedessen sind auch die Dioden 81 bis 84 ausgeschaltet. Im

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Ruhezustand sind die Aus gangs spannung V2 am Anschluss 100 und ebenfalls der Strom Il Null. Die Diode 101 ist eingeschaltet und die Basis des Transistors 91 negativer als die des Transistors 93, weshalb der Transistor 91 leitet. Entsprechend ist der Transistor bei leitender Diode 102 leitend und der Transistor 94 abgeschaltet.

Wenn der Tastimpuls auf den Anschluss 90 gegeben wird, wird er kapazitiv auf die Basis der Transistoren 92 und 93 gekoppelt und die Transistoren 91 und 92 werden abgeschaltet, während die Transistoren 92 und 94 zu leiten beginnen, d. h. da die Dioden 101 und 102 durch den Impuls in Sperrichtung vorgespannt sind und die Kondensatoren 103 und 104 die ursprünglich durch die Dioden 101 und 102 bestimmten Spannungen halten, bewirken diese Spannungen die Beendigung des Leitzustandes der Transistoren 91 und 92. Der Tastimpuls muss mindestens doppelt so gross sein, wie der Spannungsabfall an einer der Dioden 101 oder 102, um eine Umschaltung der Schaltung sicherzustellen. Somit übernehmen die Transistoren 91 und 92 im wesentlichen dieselbe Funktion, wie die Schalter 32 und 33 in Fig. 2 und bewirken eine Vorspannung der Brückenschaltung 78 über die Transistoren 93 und 94 mit einem Vorspannstrom I . Nachdem der Tastimpuls auf die Klemme 90 gegeben wurde, tastet die Brückenschaltung die Eingangsspannung an der Klemme 80 und leitet sie auf die Komplementärverstilrker-Transistoren 95 und 96» die genauso arbeiten, wie es in Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben wurde. Beim Abschalten des Tastimpulses an der Klemme 90 sinkt die Aus gangs spannung an der

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Klemme 100 auf Null abhängig vom jeweiligen last wider stand 99. Die Kondensatoren 103 und 104 weisen zusammen mit den Köpplungskondensatoren 105 und 106 für die Tastimpulse einen lediglich geringen Wechselstromwiderstand auf.

Die Transistoren 97 und 98 liefern in Verbindung mit den Widerständen 107 bis 110 eine zusätzliche Leistungsverstärkung, die „ für niederohmige Lasten gebraucht wird. Zusätzlich können die Kondensatoren 111 bis 114 eingebaut werden, um die Hochfrequenzeigenschaften zu verbessern.

Positive Tastimpulse können verwendet werden, wenn man die Kollektoren der Transistoren 91 und 93 und der Transistoren 92 und 94 sowie die Vorspannung der Schaltung so vertauscht, daß die Transistoren 91 und 92 abgeschaltet und die Transistoren 93 und 94 am Anfang eingeschaltet sind.

Ein Ausführungsbeispiel der in Fig. 4 gezeigten Schaltung wurde erfolgreich mit 300 MHz als Linear verstärker ohne erkennbare Verzerrung betrieben. Für den Tastbetrieb kann grundsätzlich eine Ansprechzeit von 20 ns angenommen werden. Die gemäss Fig. 4 aufgebaute Schaltung arbeitet mit einem Tastimpuls von 100 ns Dauer (jeweils Anstieg bzw. Abfall auf 50 %). Der Widerstand 115

war kurzgeschlossen, die Lastimpedanz 99 betrug 1 Kilo Ohm parallel zu ' einer Kapazität von 1-5 nF. Es wurden Hochfrequenzsilizium-

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Transistoren und Dioden benutzt. Die übrigen Bauelemente hatten folgende Werte :

Bauelement Wert

85,87	80, 6 Ohm
86,88	40, 2 "
103 - 106	33 nF
107,109	51 Ohm
108,110	12 Ohm
111-114	200 pf
115	0 Ohm
117,118	10 Ohm

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Claims

Patentansprüche

1. Tastbarer Gegentaktverstärker mit komplementären Transistoren, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Eingangsklemme (10) und den eigentlichen Gegentaktverstärker (15) eine Dioden enthaltende Koppelschaltung (11) eingefügt ist, deren Leitzustand durch eine weitere Schaltstufe (12) gesteuert wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelstufe (11) aus einer Brückenschaltung besteht, deren beide Zweige gleich aufgebaut sind und je die Reihenschaltung von zwei gleichgepolten Dioden (21, 23; 22, 24) enthalten, daß diese beiden Brückenzweige zwischen zwei schaltbare Konstantstromquellen (30,31) eingeschaltet sind, und daß die Mittelpunkte der Brückenzweige mit der Eingangsklemme (20) der Schaltung bzw. mit dem Eingang des eigentlichen Gegentaktver stärkers verbunden sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelstufe (11) zwei hinsichtlich eines Anschlusses parallel geschaltete Dioden (60, 61) enthält, wobei die erste Diode (61) zwischen zwei schaltbare Kon-

s tant stromquell en (58, 59) eingeschaltet und mit ihrem an-

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deren Anschluss mit dem Eingang des eigentlichen Gegentaktverstärkers verbunden ist und wobei der freie Anschluss der zweiten Diode (60) an die Eingangsklemme (55)' der Schaltung angeschlossen ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromwerte der beiden Konstantstromquellen (58, 59) etwa im Verhältnis 1:2 stehen.

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