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Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung mit einer
Eingangsklemme, einer Reihenschaltung eines ersten Transistors von einem ersten
Leitfähigkeitstyp und eines zweiten Transistors von einem zweiten Leitfähigkeitstyp, die beide
als Dioden geschaltet sind, und einer Reihenschaltung eines dritten Transistors vom
ersten Leitfähigkeitstyp und eines vierten Transistors vom zweiten Leitfähigkeitstyp,
wobei jeder Transistor eine erste und eine zweite Hauptelektrode und eine
Steuerelektrode besitzt, die Steuerelektroden des ersten und des zweiten Transistors miteinander
verbunden sind, die erste Hauptelektrode des ersten Transistors mit der Steuerelektrode
des vierten Transistors und die erste Hauptelektrode des zweiten Transistors mit der
Steuerelektrode des dritten Transistors gekoppelt sind, und wobei die verkoppelten
ersten Hauptelektroden des dritten und des vierten Transistors auch mit einer
Ausgangsklemme (5) gekoppelt sind.
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Eine Verstärkerschaltung dieser Art ist aus dem Buch "Analysis and
design of analog integrated circuits" von P.R. Gray und R.G. Meyer, John Wiley, New
York, 1984, S. 335 bekannt und dient als Komplementärquelle oder als Emitterfolger-
Ausgangsstufe in einem Verstärker mit AB-Betrieb. Also ist bei Bipolartransistoren die
erste Hauptelektrode der Emitter und bei Unipolartransistoren (wie z. B.
MOS-Transistoren und JFETs) die Quelle. Die zweite Hauptelektrode (d. h. der Kollektor oder der
Abzug) des ersten Transistors ist mit der zugeordneten Steuerelektrode dieses
Transistors gekoppelt. Die zweite Hauptelektrode des zweiten Transistors ist mit der
zugeordneten Steuerelektrode dieses Transistors gekoppelt. Die Steuerelektroden des ersten und
des zweiten Transistors sind miteinander verbunden. Der Ausgangs-Ruhestrom Iout
durch den dritten und den vierten Transistor, die als Ausgangstransistoren dienen, und
der Eingangs-Ruhestrom Iin durch den ersten und den zweiten Transistor verhalten sich
zueinander wie Iout = Iin/n, worin für die Bipolartransistoren n der
Emitteroberflächenquotient AE des ersten Transistors in bezug auf den dritten Transistor und des
zweiten Transistors in bezug auf den vierten Transistor ist (also beträgt n = AE1/AE3
= AE2/AE4) und in Unipolartransistoren beträgt der W/L-Quotient (n = (W/L)&sub1;
(W/L)&sub3; = (W/L)&sub2;: (W/L)&sub4;, worin W die Kanalbreite, und
L die Kanallänge ist.
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In einigen Verwendungen der Verstärkerschaltung ist es erforderlich, daß
der Ausgangs-Ruhestrom Iout im Vergleich zum Eingangsstrom Iin klein ist. Das
bedeutet, daß n groß sein soll. Das beinhaltet, daß die ersten und zweiten Transistoren in
Diodenschaltung größer sein sollen als der dritte und der vierte Transistor. Die dritten
und vierten Transistoren sind sowieso groß, weil sie den für einen
AB-Betrieb-Verstärker erforderlichen großen Ausgangsstrom liefern können müssen.
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Bei einer Integration nimmt die Verstärkerschaltung einen unerwünscht
großen Teil des Chip-Oberflächengebiets ein. Außerdem besitzen die ersten und zweiten
Transistoren in bezug auf das Substrat eine große Störkapazität.
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Zur Beseitigung dieser Probleme ist es bekannt, den Spannungsabfall am
ersten und zweiten Transistor beispielsweise
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(a) durch Auslassen eines der beiden Transistoren, siehe z. B. das Buch von Gray
und Meyer, S. 410,
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(b) oder durch die Anordnung negativer Rückkopplungswiderstände in der
Ausgangsschaltung mit den dritten und vierten Transistoren, siehe z. B. U. Tietze
und Ch. Schenk, Halbleiterschaltungstechnik, Springer Verlag 1980, S. 350
herabzusetzen.
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All diese Lösungen sind mit ihren spezifischen Nachteilen behaftet. Ein
großer Nachteil der erstgenannten Lösung ist der Verlust der Symmetrie in der
Verstärkerschaltung. Streuungen in der Schwellenspannung des Transistors, dessen
Transistordiode vom entsprechenden Leitfähigkeitstyp ausgelassen wurde, beeinflussen
dabei den Ausgangs-Ruhestrom Iout, was unerwünscht ist.
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Ein Nachteil der zweiten Lösung ist, daß der Widerstandswert groß sein
soll, so daß bei der Integration ein großes Chipoberflächengebiet erforderlich ist und
außerdem die Ausgangsimpedanz der Verstärkerschaltung ansteigt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschaltung zu
schaffen, die ein kleines Chipoberflächengebiet einnimmt, eine geringe Störkapazität
besitzt und für Schwellenspannungen weitgehend unempfindlich ist. Zu diesem Zweck
ist die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung dadurch gekennzeichnet, daß
eine Reihenschaltung einer Impedanz und eines fünften Transistors vom zweiten
Leitfähigkeitstyp zur Reihenschaltung des ersten und zweiten Transistors
parallelgeschaltet
ist, die Steuerelektrode des zweiten Transistors mit der Steuerelektrode des
fünften Transistors gekoppelt ist, die erste Hauptelektrode des ersten Transistors über
die Impedanz mit der Steuerelektrode des ersten (vierten?) Transistors und die erste
Hauptelektrode des zweiten Transistors mit der ersten Hauptelektrode des fünften
Transistors gekoppelt sind.
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Hierdurch wird es möglich, eine Verstärkerschaltung in Form einer AB-
Betrieb-Ausgangsstufe mit verhältnismäßig kleinen Eingangstransistoren und
verhältnismäßig großen Ausgangstransistoren zu verwirklichen, mit denen trotzdem ein
kleiner Ruhestrom in den Ausgangstransistoren möglich ist. Insbesondere wird hierdurch
ein (BI)MOS)-Aufbau dieser Verstärkerschaltung möglich.
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Die Impedanz ist vorzugsweise ein Widerstand mit einem
Widerstandswert R, der gleich (1/S&sub1; + 1/S&sub2;) l/m ist, worin S&sub1; und S&sub2; die Flanken des ersten bzw.
des zweiten Transistors und m das Verhältnis der Verstärkungsfaktoren des fünften
Transistors zum zweiten Transistor ist, also m = (W/L)&sub5;: (W/L)&sub2; für
Unipolartransistoren. Dadurch kann der Ausgangs-Ruhestrom für Änderungen im Ausgangsstrom durch
die Parallelschaltung der reihengeschalteten ersten und zweiten Transistoren und der
reihengeschalteten Impedanz mit dem fünften Transistor sogar noch unempfindlicher
gemacht werden.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden mit weiteren Einzelheiten
anhand der Zeichnung nachstehend näher erläutert. Es zeigen
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Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel, und
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Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel der Verstärkerschaltung.
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In Fig. 1 ist eine Verstärkerschaltung in Form einer
AB-Betrieb-Ausgangsstufe mit einer Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten Transistors T&sub1;
bzw. T&sub2;, beide in MOS-FET-Ausführungen dargestellt, die zwischen den Klemmen 1
und 2 gekoppelt sind. Der erste Transistor T&sub1; ist ein MOSFET vom n-Typ und der
zweite Transistor ist ein MOSFET vom p-Typ. Beide Transistoren sind als Dioden
geschaltet. Das bedeutet, daß die Steuerelektrode (Gate) jedes der zwei Transistoren mit
der einen (d. h. der zweiten) Hauptelektrode (dem Abzug) des betreffenden Transistors
gekoppelt ist. Eine Reihenschaltung eines dritten Transistors T&sub3; und eines vierten
Transistors T&sub4; ist zwischen den Klemmen 3 und 4 angeordnet. Der dritte Transistor ist
ein MOSFET vom n-Typ und der vierte Transistor ist ein MOSFET vom p-Typ. Die
Quellen-Hauptelektroden der beiden Transistoren T&sub3; und T&sub4; sind miteinander und mit
einer Ausgangsklemme 5 der Verstärkerschaltung gekoppelt.
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Die Quellen-Hauptelektrode des Transistors T&sub2; ist mit der
Steuerelektrode des Transistors T&sub3; gekoppelt. Die Quellen-Hauptelektrode des Transistors T&sub1; ist
über eine Impedanz in Form eines Widerstands R mit der
Steuerelektrode des Transistors T&sub4; verbunden.
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Eine Reihenschaltung der Impedanz R und eines fünften Transistors T&sub5;
ist zur Reihenschaltung der Transistoren T&sub1; und T&sub2; zwischen den Klemmen 1 und 2
parallel geschaltet. Die Quellen-Hauptelektroden der Transistoren T&sub2; und T&sub5; sind
miteinander und mit der Klemme 1 gekoppelt. Ahnlich sind die Steuerelektroden (Gates)
der Transistoren T&sub2; und T&sub5; miteinander gekoppelt.
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Die Quellen-Hauptelektrode des Transistors T&sub1; ist mit der Klemme 2
gekoppelt. Ruheströme Iin und Iout durchfließen die Schaltungen. Der Eingangs-
Ruhestrom Iin fließt von der Klemme 1 zur Klemme 2 und verteilt sich über die zwei
parallelgeschalteten Schaltungen, die aus den Transistoren T&sub1; und T&sub2;, denen ein
Ruhestrom I&sub1;&sub2; durchfließt, und aus dem Transistor T&sub5; und der Impedanz R bestehen,
denen ein Ruhestrom Ir durchfließt.
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Der Ausgangs-Ruhestrom Iout fließt von der Klemme 3 über die
Transistoren T&sub3; und T&sub4; nach der Klemme 4. Den Ruhestrom Iin liefert eine Stromquelle
(nicht dargestellt), die mit einer der Klemmen 1 oder 2 verbunden ist. Ein von der
Verstärkerschaltung zu verstärkendes Eingangssignal kann einer der Klemme 1 oder 2
oder der Klemme 6 zugeführt werden, die der Knotenpunkt zwischen den Abzugs-
Hauptelektroden der Transistoren T&sub1; und T&sub2; ist. Das (strom-)verstärkte Ausgangssignal
liegt an der Ausgangsklemme 5 vor. Die Klemmen 3 und 4 sind mit geeigneten
Speisespannungen gekoppelt.
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Die Transistoren T&sub1; und T&sub2; bewirken einen Spannungsabfall, dessen
Wert durch die Schwellenspannungen und die Verstärkungsfaktoren von T&sub1; und T&sub2;
sowie den Strom (I&sub1;&sub2;) durch T&sub1; und T&sub2; bestimmt wird. Ein Spannungsabfall, der vom
Spannungsabfall über T&sub1; und T&sub2; abgezogen wird, entsteht über den Widerstand R. Der
Strom Ir über den Widerstand R ist mit dem Strom I&sub1;&sub2; durch T&sub1; und T&sub2; über den
Transistor T&sub5; gekoppelt, der einen Stromspiegel mit T&sub2; bildet. Wenn T&sub5; einen W/L-
Quotienten hat, der im Vergleich zu T&sub2; um den Faktor m größer ist, so gilt
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Ir = Iin·m/(m+1)
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und
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I&sub1;&sub2; = Iin/(m+1).
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Es gibt die Möglichkeit, den Ausgangs-Ruhestrom gut für Änderungen in Iin durch eine
derartige Wahl des Widerstands R unempfindlich zu machen, daß
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m·R = (1/S&sub1; + 1/S&sub2;),
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worin S&sub1; und S&sub2; die Flanken von T&sub1; bzw. T&sub2; sind. Der Ausgangs-Ruhestrom Iout ist
vom Wert von R und vom Wert von Iin und von den Verstärkungsfaktoren der vier
Transistoren T&sub1; bis T&sub4; abhängig. In MOS-Vorgängen kann dies als nachteilig
angesehen werden, weil der Wert des (Mehr-)Plattenwiderstands nicht genau festgelegt ist. In
modernen (Bi)MOS-Vorgängen spielt dieser Nachteil keine Rolle, da genau implantierte
Widerstände zur Verfügung stehen.
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In Fig. 2 ist ein zweites Ausführungsbeispiel mit großer Ähnlichkeit mit
dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 dargestellt. Die Transistoren T&sub1; und T&sub2; sind
zwischen den Klemmen 1 und 2 in umgekehrter Reihefolge in der Schaltung angeordnet.
Außerdem sind die Transistoren von ungleichem Leitfähigkeitstyp. Der Transistor T&sub1; ist
vom p-Typ und der Transistor T&sub2; ist vom n-Typ. Dasselbe gilt für die Transistoren T&sub3;
und T&sub4;. Ebenso zeigen der Transistor T&sub5; und die Impedanz R eine umgekehrte
Reihenfolge und der Transistor T&sub5; ist vom abweichenden Leitfähigkeitstyp (d. h. vom
n-Typ). Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 2 weicht im Prinzip nicht von der
der Schaltung nach Fig. 1 ab, so daß sie keiner weiteren Erläuterung bedarf.
Kurzgefaßt sind die Vorteile:
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1. Die Transistorsymmetrie wird aufrechterhalten: der Ausgangs-Ruhestrom Iout ist
unempfindlich für die Werte der Schwellenspannungen, solange Transistoren
vom selben Leitfähigkeitstyp dieselbe Schwellenspannung führen, was in einer
integrierten Schaltung der Fall ist.
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2. Die Anzahl erforderlicher Isolationsinseln ist klein: nur 2, nämlich eine Insel
für den Transistor T&sub1; und eine Insel für die Transistoren T&sub2;, T&sub5; und die
Impedanz R.
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3. Die "Dioden" T&sub1; und T&sub2; sowie der Spiegeltransistor T&sub5; können klein sein, was
für ein kleines Chipoberflächengebiet und für eine geringe Störkapazität
vorteilhaft ist.
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4. Die Ausgangsimpedanz der Ausgangsstufe steigt nicht an durch die Einschaltung
des Widerstands R.
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5. Bei einem verhältnismäßig biedrigen Wert für R kann immer noch ein
erheblicher
Spannungsabfall erhalten werden, weil Iin verhältnismäßig groß ist.
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6. Der zulässige Spannungsabfall an R, der die Summe
der Schwellenspannung von T&sub2; und des Spannungsabfalls an T&sub1; ist, ist
groß; die Gefahr ist klein, daß die Transistoren außerhalb ihres
Sättigungsbereichs gesetzt werden.
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7. Die einfache Anwendungsmöglichkeit in modernen (Bi)MOS-Vorgängen.
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Es sei bemerkt, daß sich die Erfindung nicht auf der in den
Ausführungsbeispielen dargestellten Verstärkerschaltung beschränkt. Die Erfindung ist ebenfalls für
solche Verstärkerschaltungen anwendbar, die sich von den Ausführungen in
Eigenschaften unterscheiden, die sich nicht auf die Erfindung beziehen. Beispielsweise ist
auch eine Verstärkerschaltung möglich, in der die Transistoren die Form von
Bipolartransistoren haben.