DE3224209C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungsgleichrichterschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Spannungsgleichrichterschaltung ist monolitisch integrierbar und eignet sich für Telefone, wo sie zur Koppelung der elektronischen Schaltkreise eines Teilnehmer-Telefonapparates mit einer Zweidraht-Telefonleitung niedriger Speisespannung dient.

Die Polarität der Spannung an den Klemmen einer Zweidraht-Telefonübertragungsleitung ist nicht genau festgelegt, denn während Wartungs- oder Reparaturarbeiten können unbeabsichtigt Polaritätsumkehrungen vorkommen.

An den Anschlüssen elektronischer Schaltungen von Telefonapparaten muß jedoch eine Speisespannung anliegen, die eine vorbestimmte und konstante Polarität hat; diese Schaltungen müssen daher mit der Zweidraht-Telefonleitung über eine Schaltung gekoppelt werden, die die Spannung der Leitung gleichrichtet, wenn deren Polarität bezüglich der geforderten Polarität umgekehrt ist.

Die zu diesem Zweck am meisten gebräuchlichen Schaltungen sind die Gleichrichterschaltungen mit einer Schaltungsanordnung mit "GRAETZ-Brücke".

Eine Spannungsgleichrichterschaltung der eingangs angegebenen Art ist bekannt aus der CH-PS 5 92 989 und der DE-AS 29 31 436. Eine Schaltung entsprechend Fig. 2 der genannten CH-PS ist in Fig. 1 der vorliegenden Anmeldung gezeigt und wird nachfolgend erläutert.

Wie die Fig. 1 zeigt, hat ein bekannter Brückengleichrichter eine Brückenstruktur mit einem ersten bipolaren pnp-Transistor T₁, einem zweiten bipolaren pnp-Transistor T₂, einem dritten bipolaren pnp-Transistor T₃ und einem vierten bipolaren pnp-Transistor T₄.

Der Kollektor von T₁ ist mit dem Kollektor von T₂ und der Kollektor von T₃ mit dem Kollektor von T₄ verbunden, wobei diese Kollektoren einen ersten und einen zweiten Anschluß bilden, an welche die zu versorgende Telefonschaltung C angeschlossen wird.

Die Emitter von T₁ und T₃ sind mit dem Draht a einer Zweidraht-Telefonleitung verbunden, und die Emitter von T₂ und T₄ sind mit dem Draht b dieser Telefonleitung verbunden.

Die Basen von T₁ und T₃ sind mit dem Draht b dieser Telefonleitung über einen Widerstand R₁ bzw. einen Widerstand R₃ verbunden, während die Basen von T₂ und T₄ mit dem Draht a dieser Telefonleitung über einen Widerstand R₂ bzw. einen Widerstand R₄ verbunden sind.

Diese Basiswiderstände dienen dazu, die Transistoren der Brücke in geeigneter Weise vorzuspannen.

Für eine bestimmte Polarität der Leitung sind im leitenden Zustand nur der pnp-Transistor, dessen Emitter mit dem Anschluß der Leitung höheren Potentials verbunden ist, und derjenige npn-Transistor, dessen Emitter mit dem Anschluß niedrigeren Potentials verbunden ist.

Die anderen beiden Transistoren sind gesperrt.

Aus diesem Grund fließt der Speisestrom der Telefonschaltung unabhängig von der tatsächlichen Polarität der Leitung durch die Schaltung immer von dem Anschluß, der durch die Verbindung zwischen den Kollektoren der beiden pnp-Transistoren gebildet wird, zum Anschluß, der durch die Verbindung zwischen den Kollektoren der beiden npn-Transistoren gebildet wird, und die Polarität der Spannung zwischen den beiden Anschlüssen ist konstant.

Eine bekannte Brückengleichrichterschaltung der beschriebenen Bauart verbraucht einen Strom, der gleich der Summe der Basisströme der beiden im leitenden Zustand befindlichen Transistoren ist.

Die Impedanz der Vorspannschaltung für die Basis jedes Transistors der Brücke ist gleich der Impedanz des Basiswiderstandes desselben Transistors und ist konstant.

Die Impedanz der Gleichrichterschaltung, von der Leitung aus gesehen, ist daher konstant und gleich der Impedanz eines Widerstandes, der gleichwertig der Parallelschaltung der Basiswiderstände der beiden leitenden Transistoren ist.

Weil die Last der Transistoren der Brücke aus einer elektronischen Telefonschaltung besteht, die bei Wechselstrom eine höhere Impedanz hat als bei Gleichstrom, wäre es jedoch, wie es sich aus der Erläuterung der Betriebsweise einer Schaltung gemäß der Erfindung noch ergibt, günstiger, bei Wechselstrombetrieb der Vorspannschaltung für die Basis dieser Transistoren eine höhere Impedanz zu haben als bei Gleichstrom.

Das läßt sich jedoch bei der bekannten Gleichrichterschaltung nicht verwirklichen, auch dann nicht, wenn der Gleichrichterschaltung Blindkomponenten hinzugefügt werden.

Der "Spannungsverlust" der Gleichrichterschaltung, der als Differenz zwischen der Spannung an den Anschlüssen der Leitung und der Spannung an den Anschlüssen der Brücke, mit denen die Schaltung des Telefonapparates verbunden wird, definiert ist, ist im normalen Betrieb gleich der Summe der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannungen der beiden leitenden Transistoren.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Spannungs­ gleichrichterschaltung mit Transistorbrücke zu schaffen, die monolitisch integrierbar ist, dazu verwendet werden kann, mit einer Zweidraht-Telefonleitung niedriger Speisespannung die elektronischen Schaltkreise eines Teilnehmer- Telefonapparates zu koppeln, bei gleichbleibendem Spannungsverlust eine geringere Stromaufnahme als die bekannten Schaltungen hat, an der Leitung eine größere Impedanz aufweist und die gestattet, das Verhältnis zwischen der Impedanz der Vorspannschaltung für die Basis der Transistoren der Brücke bei Wechselstrom und dieser Impedanz bei Gleichstrom mit der Hinzufügung einer Minimalzahl von Blindkomponenten zu wählen.

Diese Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Brückengleichrichterschaltung mit Transistoren durch das Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind.

Es zeigt

Fig. 1 das bereits beschriebene Schema einer bekannten Schaltungsanordnung mit Transistorbrücke zur Versorgung von Telefonapparaten,

Fig. 2 das Schaltschema einer Brückengleichrichterschaltung mit Transistoren für Telefone gemäß der Erfindung und

Fig. 3 eine Variante des Schaltschemas der Fig. 2.

In den Figuren werden für übereinstimmende Bauteile dieselben Bezugszeichen verwendet.

Die Gleichrichterschaltung gemäß der Erfindung, die in Fig. 2 dargestellt ist, hat einen Schaltungsaufbau mit Transistorbrücke, bestehend aus einem Paar bipolarer pnp-Transistoren T₁ und T₂ und einem Paar bipolarer pnp-Transistoren T₃ und T₄.

Der Kollektor von T₁ ist mit dem Kollektor von T₂ verbunden, und der Kollektor von T₃ ist mit dem Kollektor von T₄ verbunden; diese Kollektoren bilden einen ersten Anschluß, der mit + bezeichnet ist, bzw. einen zweiten Anschluß, der mit - bezeichnet ist, mit denen der elektronische Schaltkreis C des zu versorgenden Telefonapparates verbunden wird.

Die Emitter von T₁ und T₃ sind mit einem ersten Draht a der Zweidraht-Telefonleitung verbunden, während die Emitter von T₂ und T₄ mit einem zweiten Draht b der Leitung verbunden sind.

Die Basis von T₁ und die Basis von T₄ sind mit dem Emitter bzw. mit dem Kollektor eines bipolaren pnp-Transistors T₅ verbunden; die Basis von T₂ und die Basis von T₃ sind mit dem Emitter bzw. mit dem Kollektor eines bipolaren pnp-Transistors T₆ verbunden.

Die Basen von T₅ und T₆ sind mit dem Kollektor eines bipolaren pnp-Transistors T₁₀ bzw. mit dem Kollektor eines bipolaren npn-Transistors T₁₂ verbunden; außerdem sind die Basis und der Emitter von T₅ mit der Kathode bzw. mit der Anode einer Diode D₅ verbunden, und die Basis und der Emitter von T₆ sind mit der Kathode bzw. der Anode einer Diode D₆ verbunden.

Die Basis und der Emitter von T₁₀ sind mit der Anode einer Diode D₁₀ bzw. dem Draht b der Leitung verbunden.

Die Basis und der Emitter von T₁₂ sind mit der Anode einer Diode D₁₂ bzw. dem Draht a der Leitung verbunden.

Die Kathode von D₁₀ und die Kathode von D₁₂ sind mit dem Draht b bzw. mit dem Draht a der Leitung verbunden.

Die Anode von D₁₀ ist auch mit dem Kollektor eines bipolaren pnp-Transistors T₁₁ verbunden, dessen Basis und Emitter mit der Kathode einer Diode D₁₁ bzw. mit dem Draht a der Leitung verbunden sind.

Die Anode und die Kathode der Diode D₁₁ sind mit dem ersten Draht bzw. dem ersten Anschluß eines Widerstandes R₁ verbunden; mit diesem Anschluß ist auch die Anode der Diode D₁₂ verbunden. Der zweite Anschluß des Widerstandes R₁ ist direkt mit dem zweiten Draht b der Leitung verbunden.

In Fig. 3 ist eine Variante des Teils der Schaltung der Fig. 2 gezeigt, der den bipolaren pnp-Transistor T₁₁, den bipolaren pnp-Transistor T₁₂ sowie die Dioden D₁₁ und D₁₂ aufweist.

In Fig. 3 ist der Teil der Gleichrichterschaltung, der mit den Kollektoren von T₁₁ und T₁₂ verbunden ist, nicht dargestellt, da er mit dem in Fig. 2 übereinstimmt.

Die Basis und der Emitter von T₁₁ sind mit der Kathode von D₁₁ bzw. dem Draht a der Leitung verbunden, und die Basis und der Emitter von T₁₂ sind mit der Anode von D₁₂ bzw. dem Draht a der Leitung verbunden.

Die Kathode von D₁₁ und die Anode von D₁₂ sind auch mit einem ersten Anschluß eines Widerstandes R₁ verbunden, dessen zweiter Anschluß mit einem ersten Anschluß eines Widerstandes R₂ verbunden ist. Der zweite Anschluß von R₂ ist mit dem Draht b der Leitung verbunden. Zwischen die Verbindung des zweiten Anschlusses von R₁ und des ersten Anschlusses von R₂ und den Draht a der Leitung ist ein Kondensator C₁ eingesetzt.

An den Anschlüssen des Widerstandes R₁ (bzw. des Wider­ standes, der mit den in Reihe geschalteten Widerständen R₁ und R₂ im Beispiel der Variante der Fig. 3 übereinstimmt, die auch den Kondensator C₁ umfaßt) liegt bei Abwesenheit eines Leitungssignals eine konstante Spannung an, die gleich der Differenz zwischen der Spannung der Leitung und der Übergangsspannung einer Diode (D₁₁ oder D₁₂) ist.

Wegen des Ohmschen Gesetzes fließt daher durch den Widerstand R₁ (bzw. im zweiten Fall durch die Widerstände R₁ und R₂) ein Strom konstanter Größe, dessen Richtung durch die Polarität der Leitung bestimmt ist.

Die Dioden D₁₀ und D₁₁, die Transistoren T₁₀ und T₁₁ und ihre Verbindungen bilden eine erste Stromspiegelschaltung, die in Fig. 2 durch gestrichelte Linien abgegrenzt und mit S₁ bezeichnet ist; in gleicher Weise bilden die Diode D₁₂, der Transistor T₁₂ und ihre Verbindungen eine zweite Stromspiegelschaltung, die mit S₂ bezeichnet ist.

Der Transistor T₅ bildet mit der mit ihm verbundenen Diode D₅ eine erste Struktur, die gewöhnlich als "bipolarer pnp-Transistor mit gesteuerter Stromverstärkung (β)" bezeichnet wird und in Fig. 2 durch gestrichelte Linien begrenzt und mit Q₁ bezeichnet ist; der Transistor T₆ bildet mit der mit ihm verbundenen Diode D₆ einen zweiten bipolaren pnp-Transistor mit gesteuerter Stromverstärkung, der mit Q₂ bezeichnet ist.

Wie bekannt, können für einen so ausgebildeten bipolaren Transistor mit gesteuerter Stromverstärkung eine "Basis", ein "Emitter", ein "Kollektor" sowie ein bestimmter Leitfähigkeitstyp angegeben werden, und zwar entsprechend der Basis, dem Emitter, dem Kollektor und dem Leitfähigkeitstyp des bipolaren Transistors, der in dieser Struktur enthalten ist.

Der Eingangszweig der Stromspiegelschaltung S₁ und der Eingangszweig der Stromspiegelschaltung S₂ sind mit dem ersten Anschluß des Widerstandes R₁ verbunden, und die Ausgangszweige von S₁ und S₂ sind mit der Basis von Q₁ bzw. der Basis von Q₂ verbunden.

Der Eingangsstrom der Stromspiegelschaltungen S₁ und S₂ wird am Ausgang mit einem bestimmten Stromübertragungsfaktor gespiegelt, um Q₁ bzw. Q₂ an der Basis zu steuern.

Wenn der Draht a der Leitung ein höheres elektrisches Potential als der Draht b hat, gelangen T₁, T₄, T₅, D₅, T₁₀, D₁₀, T₁₁ und D₁₁ in den leitenden Zustand, während T₂, T₃, T₆, D₆, T₁₂ und D₁₂ gesperrt sind; das Gegenteil tritt ein, wenn der Draht a der Leitung ein niedrigeres elektrisches Potential als der Draht b hat, d. h., wenn die Polarität der Leitung bezüglich dem zuvor genannten Fall umgekehrt ist.

Wenn der Draht a auf einem höheren Potential ist, sind jedoch nur die Stromspiegelschaltung S₁, der β-gesteuerte Transistor Q₁, der von S₁ gesteuert wird, sowie die an der Basis von Q₁ gesteuerten Transistoren T₁ und T₄ aktiv; wenn jedoch der Draht b der Leitung auf einem höheren Potential ist, sind nur die Stromspiegelschaltung S₂, der β-gesteuerte Transistor Q₂, der von S₂ gesteuert ist, und die an der Basis von Q₂ gesteuerten Transistoren aktiv.

Im ersten Fall fließt der Speisestrom durch die Telefonschaltung C vom Transistor T₁ zum Transistor T₄; im zweiten Fall fließt der Speisestrom durch C vom Transistor T₂ zum Transistor T₃.

Mithin fließt die Versorgungsenergie durch die Telefonschaltung immer in derselben Richtung vom Anschluß "+" der Brücke zum Anschluß "-", unabhängig von der Polarität der Telefonleitung.

Die Parameter der Gleichrichterschaltung sind so ausgelegt, daß die Transistoren der Brücke im Sättigungsbereich arbeiten, wenn sie im leitenden Zustand sind.

Der Nutzspannungsverlust einer Schaltung gemäß der Erfindung ist gleich dem minimalen für eine Brückenschaltung mit Transistoren, d. h. gleich der Summe der Kollektor-Emitter-Spannungen im Sättigungszustand der beiden Transistoren der Brücke, die im leitenden Zustand sind.

Eine Gleichrichterschaltung gemäß der Erfindung hat eine Stromaufnahme, die etwa die Hälfte derjenigen einer Brückenschaltung nach dem Stand der Technik ist, denn der ausgehende Basis-Vorspannungsstrom desjenigen pnp-Transistors der Brücke, der gemäß der Polarität der Leitung im leitenden Zustand ist, wird durch den mit diesem Transistor verbundenen Transistor mit gesteuerter Stromverstärkung als eingehender Basis-Vorspannungsstrom des entsprechenden, leitenden npn-Transistors wiederverwendet (abzüglich des vernachlässigbaren Basisstroms des β-gesteuerten Transistors).

Die Stromaufnahme ist damit gleich der Größe des Basisstroms eines pnp-Transistors.

Wie bereits erwähnt, werden die Transistoren der Brücke so vorgespannt, daß sie im Sättigungsbereich arbeiten, um den Spannungsverlust auf den mit einer Transistorbrücke niedrigst möglichen Wert zu verringern.

Die Stromverstärkung bei Sättigung eines Transistors (b _sat ) ist für den Transistor technisch vorgegeben und gleich dem Verhältnis zwischen dem Kollektorstrom I _{C sat} und dem Basisstrom I _{B sat} .

Unter Vernachlässigung kleiner Spannungsabfälle wie der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung und der Basis- Emitter-Spannung kann für jeden Transistor der Brücke näherungsweise eingesetzt werden:

wobei V die Leitungsspannung und Z _B und Z _L die Impedanz der Basis-Vorspannungsschaltung des Transistors bzw. die Impedanz der Last, die durch die mit den Anschlüssen der Brücke verbundene Telefonschaltung gebildet wird, bedeuten.

Damit ist die Vorspannungsbedingung für die Sättigung des Transistors

Z _B = β _sat · Z _L

Die Impedanz der Gleichrichterschaltung, von den Anschlüssen der Telefonleitung aus gesehen, wird hauptsächlich bestimmt von der Impedanz Z _B der Basisvor­ spannschaltungen der Brückentransistoren.

Die Impedanz, die die bekannte und beschriebene Gleichrichterschaltung an der Leitung aufweist, weil die Impedanz Z _B bezüglich jedes einzelnen Transistors der Brücke gleich der Impedanz des Basiswiderstandes dieses Transistors ist, kann unter Vernachlässigung der inneren Widerstände und der inneren Kapazitäten der Transistoren berechnet werden aus

diese Impedanz ist daher kleiner (etwa um die Hälfte) als die Basisimpedanz Z _B .

Die von der Leitung aus gesehene Impedanz einer Gleichrichterschaltung gemäß der Erfindung ist jedoch näherungsweise gleich der Impedanz der Vorspannschaltung für die Basis jedes einzelnen Transistors der Brücke, denn die Vorspannschaltung ist für jedes Paar von Transistoren, die gleichzeitig im leitenden Zustand sind, gleich, weil beide, wie erläutert wurde, von demselben Strom gesteuert werden, der durch den mit diesen verbundenen Transistor mit gesteuerter Stromverstärkung fließt.

Damit hat bei gleichbleibender Last und gleichbleibenden verwendeten Transistoren die Schaltung gemäß der Erfindung eine von der Leitung aus gesehene Impedanz, die etwa doppelt so groß ist wie die Impedanz der bekannten Schaltung.

Die Impedanz einer Last, die von einer elektronischen Telefonschaltung gebildet wird, hat bei Wechselstrom einen höheren Wert als bei Gleichstrom (beispielsweise 6mal größer): die Impedanz der Vorspannschaltung für die Basis der Transistoren der Brücke, mit der diese Last verbunden ist, hat jedoch einen konstanten Wert, wenn in dieser Schaltung keine Blindelemente enthalten sind.

Da die Vorspannbedingung für die Sättigung

Z _B = β sat · Z _L

nicht berücksichtigt werden kann, wird der Betrieb bei Wechselstrom negativ beeinflußt.

Um die Vorspannbedingung für die Sättigung sowohl bei Gleichstrom als auch bei Wechselstrom zu berücksichtigen, kann zur Grundschaltung gemäß der Erfindung ein geeigneter Kondensator C₁ hinzugefügt werden (vgl. Fig. 3), wobei außerdem der einzige Widerstand R₁ durch ein äquivalentes Paar von in Reihe geschalteten Widerständen R₁ und R₂ ersetzt wird.

Im Unterschied zur Schaltungsanordnung des Standes der Technik erlaubt die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung mit dieser einfachen Variante, den Wert für die Impedanz der Vorspannschaltung bei Wechselstrom bezüglich demjenigen bei Gleichstrom zu steigern, da sie in der Vorspannschaltung für die Basis der Transistoren der Brücke eine Stromspiegelstruktur für die Verstärkung des Steuerstroms dieser Transistoren aufweist.

Bei Wechselstrom ist der Eingangsstrom der Stromspiegel S₁ und S₂, der von diesen verstärkt wird, um an der Basis die Transistoren der Brücke durch Q₁ und Q₂ zu steuern, nur ein Teil des Gesamteingangsstromes bei Gleichstrom, weil auch Strom durch den Kondensator C₁ fließt, der in Parallelschaltung mit dem Eingangszweig der Spiegel verbunden ist. Der Steuerstrom der Transistoren der Brücke ist daher kleiner bei Wechselstrom, und die Impedanz der Vorspannschaltung ist höher als bei Gleichstrom.

Der Widerstand R₁ bzw. das Widerstandspaar und der Kondensator C₁ müssen Impedanzwerte mit geringen Toleranzen haben, weshalb sie im allgemeinen nicht monolitisch mit dem Rest der Schaltung integriert werden, denn in einem solchen Fall können die Toleranzen für die Kennwerte 30 Prozent erreichen.

Bezüglich der integrierten Komponenten bringen die diskreten Komponenten und ihre Verbindungen jedoch wesentlich höhere Kosten mit sich.

Daraus ergibt sich auch der wirtschaftliche Vorteil, den die vereinfachte Variante der Fig. 3 hat.

Eine Gleichrichterschaltung gemäß der Erfindung ist insbesondere dazu geeignet, mit den bekannten Technologien in einem monolithischen Halbleiterblock integriert zu werden.

Wie bereits erwähnt, ist es vorteilhafterweise möglich, von der integrierten Schaltung nur die Widerstände und den Kondensator der Vorspannschaltung auszunehmen, um die Eichtoleranzen der Vorrichtungen in engsten Grenzen zu halten.

Vorstehend sind Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben und dargestellt, die im Rahmen des Erfindungsgedankens abgeändert werden können. So können beispielsweise die beiden einfachen Stromspiegelschaltungen durch geeignete Schaltungsabänderungen vom Fachmann durch komplexere Stromspiegelschaltungen ersetzt werden, die eine Schaltungsanordnung haben, die beispielsweise in der Lage ist, die Gleichrichterschaltung unempfindlich für Temperaturschwankungen zu machen. Auch kann jeder Transistor der Brücke (sowohl der npn- als auch der pnp-Transistor) durch mehrere Transistoren ersetzt werden, die in Reihe miteinander verbunden sind.

Claims (7)

1. Spannungsgleichrichterschaltung mit Transistorenbrücke, verwendbar zur Koppelung elektronischer Schaltungen eines Teilnehmer-Telefonapparates mit einer Zweidraht-Telefonleitung, umfassend einen ersten, bipolaren Transistor (T₁) und einen zweiten bipolaren Transistor (T₂) eines ersten Leitfähigkeitstyps und einen dritten, bipolaren Transistor (T₃) sowie einen vierten, bipolaren Transistor (T₄) eines zweiten Leitfähigkeitstyps entgegengesetzt zum Leitfähigkeitstyp des ersten und des zweiten Transistors, wobei der Kollektor des ersten Transistors (T₁) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (T₂) und der Kollektor des dritten Transistors (T₃) mit dem Kollektor des vierten Transistors (T₄) verbunden ist und diese Verbindungen einen ersten Anschluß (+) bzw. einen zweiten Anschluß (-) bilden, mit denen die elektronische Schaltung des Telefonapparates verbunden wird, und wobei der Emitter des ersten Transistors (T₁) und der Emitter des dritten Transistors (T₃) mit einem ersten Draht (a) der Telefonleitung verbunden sind, während der Emitter des zweiten Transistors und der Emitter des vierten Transistors mit einem zweiten Draht (b) der Telefonleitung verbunden sind, und wobei eine Vorspannschaltung vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannschaltung einen ersten (Q₁) und einen zweiten (Q₂) bipolaren Transistor mit gesteuerter Stromverstärkung aufweist, welche vom ersten Leitfähigkeitstyp sind, wobei der Emitter bzw. der Kollektor des ersten Transistors (Q₁) mit gesteuerter Stromverstärkung mit der Basis des ersten Transistors (T₁) bzw. mit der Basis des vierten Transistors (T₄) verbunden ist, während der Emitter bzw. der Kollektor des zweiten Transisotrs (Q₂) mit gesteuerter Spannungsverstärkung mit der Basis des zweiten Transistors (T₂) bzw. mit der Basis des dritten Transistors (T₃) verbunden ist, und daß die Vorspanneinrichtung ferner eine Steuerschaltung für die Transistoren (Q₁, (Q₂) mit gesteuerter Stromverstärkung aufweist, die auf die Polarität der Spannung der Telefonleitung anspricht und mit der Basis des ersten Transistors (Q₁) mit gesteuerter Stromverstärkung sowie mit der Basis des zweiten Transistors (Q₂) mit gesteuerter Stromverstärkung verbunden ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung, die auf die Polarität der Spannung der Telefonleitung anspricht, eine Stromquellenschaltungseinrichtung sowie eine erste (S₁) und eine zweite (S₂) Stromspiegelschaltung aufweist, von denen die erste Stromspiegelschaltung (S₁) einen fünften bipolaren Transistor (T₁₀) des zweiten Leitfähigkeitstyps, einen sechsten bipolaren Transistor (T₁₁) des ersten Leitfähigkeitstyps, eine erste Diode (D₁₀) und eine zweite Diode (D₁₁) aufweist, wobei der Kollektor des fünften Transistors (T₁₀) mit der Basis des ersten Transistors (Q₁) mit gesteuerter Stromverstärkung, die Kathode der ersten Diode (D₁₀) und der Emitter des fünften Transistors (T₁₀) mit dem zweiten Draht (b) der Telefonleitung, die Anode der ersten Diode (D₁₀) mit der Basis des fünften Transistors (T₁₀) und mit dem Kollektor des sechsten Transistors (T₁₁), die Anode der zweiten Diode (D₁₁) und der Emitter des sechsten Transistors (T₁₁) mit dem ersten Draht (a) der Telefonleitung und die Kathode der zweiten Diode (D₁₁) mit der Basis des sechsten Transistors (T₁₁) sowie mit der Stromquellenschaltungseinrichtung verbunden sind, wobei ferner die zweite Stromspiegelschaltung (S₂) einen siebten bipolaren Transistor (T₁₂) des zweiten Leitfähigkeitstyps und eine dritte Diode (D₁₂) aufweist und in der zweiten Stromspiegelschaltung (S₂) der Kollektor des siebten Transistors (T₁₂) mit der Basis des zweiten Transistors (Q₂) mit gesteuerter Stromverstärkung, die Kathode der dritten Diode (D₁₂) und der Emitter des siebten Transistors (T₁₂) mit dem ersten Draht (a) der Leitung und die Anode der dritten Diode (D₁₂) mit der Basis des siebten Transistors (T₁₂) und der Stromquellenschaltungseinrichtung verbunden sind.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellenschaltungseinrichtung einen Widerstand (R₁) aufweist, der einen ersten und einen zweiten Anschluß hat, von denen der erste Anschluß mit der Kathode der zweiten Diode (D₁₁) und der Anode der dritten Diode (D₁₂) verbunden ist, während der zweite Anschluß mit dem zweiten Draht (b) der Leitung verbunden ist.

4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellenschaltungseinrichtung einen ersten Widerstand (R₁) und einen zweiten Widerstand (R₂) aufweist, von denen jeder einen ersten und einen zweiten Anschluß hat, wobei der erste Anschluß des ersten Widerstandes (R₁) mit der Kathode der zweiten Diode (D₁₁) und der Anode der dritten Diode (D₁₂) verbunden ist, während der erste bzw. der zweite Anschluß des zweiten Widerstandes (R₂) mit dem zweiten Anschluß des ersten Widerstandes (R₁) bzw. mit dem zweiten Draht (b) der Leitung verbunden sind, und daß die Stromquellenschaltungseinrichtung ferner einen Kondensator (C₁) aufweist, der zwischen den ersten Draht (a) der Leitung und den Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Anschluß des ersten Widerstandes (R₁) und den ersten Anschluß des zweiten Widerstandes (R₂) geschaltet ist.

5. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die gesamte Schaltung in einem monolithischen Halbleiterblock integriert ist.

6. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die gesamte Schaltung mit Ausnahme des Widerstandes (R₁) in einem monolithischen Halbleiterblock integriert ist und der Widerstand (R₁) eine diskrete, damit verbundene Komponente ist.

7. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die gesamte Schaltung mit Ausnahme des Kondensators (C₁), des ersten (R₁) und des zweiten (R₂) Widerstandes in einen monolithischen Halbleiterblock integriert ist und der Kondensator (C₁) der erste (R₁) und der zweite Widerstand (R₂) diskrete Komponenten sind, die mit diesem verbunden sind.