DE2505460A1 - Operationsverstaerker - Google Patents
OperationsverstaerkerInfo
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Description
BLUMBACH · WESER ■ ΒιΓ^βΕΚ -Γ. KRA^E
PATENTANWÄLTE IN WIESBADEN UND MÜNCHEM J .:
DlPl -.NG. P. G. OLUMBACH · DIPL-PHYS. DR. W. WESHR - D.PUNC; DB JUK. Γ. BEKCtH Z '
S WIESBADEN · SONNENBEiIGER STRASSIf 43 ■ TH. (36121) 563?,3, M1999
Western Electric Company
Incorporated
New York, N. Y., 10007/ USA Saari, V. R. 15
New York, N. Y., 10007/ USA Saari, V. R. 15
Operationsverstärker
Die Erfindung betrifft einen Operationsverstärker mit einer Differenz-Eingangs
stuf e, deren Eingänge mit dem invertierenden und dem nichtinvertierenden
Eingang des Operationsverstärkers verbtinden sind,
mit einer Ausgangs stufe, deren Ausgang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist, und mit einer Anzahl von Stufen, die
zwischen die Differenz-Eingangs stufe und die Ausgangsstufe, geschaltet
sind.
Es ist eine Anzahl unterschiedlicher Güte-Kennwerte bekannt, die
für die Anwender von Operationsverstärkern wichtig sind. Dazu zählen
die Lee rl aufver Stärkung, die Eingangs- und Ausgangs -Impedanz,,
niedriger Leistungsverbrauch, die Bandbreite, die Erholungszeit,
d.h., ein Maß für die Geschwindigkeit, mit der der Verstärker in
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einen Ruhezustand nach Durchlauf eines Signals oder Störimpulses
zurückkehrt, das Rauschverhalten, die Gleichtakt-Unterdrückung
und die Eingangs -Fehlkennwerte (offset). Die letztgenannte Eigenschaft
bezieht sich auf diejenige Eingangsspannung, die zur Erzeugung der Ausgangsspannung Null erforderlich ist. Sie ist nur für
einen idealen Verstärker Null und bei den meisten Verstärkern tritt wegen Abweichung zwischen den Schalungselementen eine gewisse
Fehlspannung auf.
Es ist bekannt, daß die erläuterten Güte-Kennwerte untereinander
in Beziehung stehen. Das bedeutet, daß ein Versuch zur Verbesserung
eines bestimmten Kennwertes im allgemeinen bedeutet, daß in einer anderen Beziehung eine Verschlechterung in Kauf genommen
werden muß. Darüberhinaus müssen die Konstrukteure von integrierten Verstärkerschaltungen auf der Grundlage von Silizium
mit den Beschränkungen rechnen, die sich aufgrund der Technologie
von integrierten Schaltungen ergeben. Diese Beschränkungen haben zu einer Vielzahl von integrierten Operationsverstärkerschaltungen
geführt, von denen einige in Richtung auf eine Optimierung einer be~
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stimmten Betriebseigenschaft und andere so ausgelegt worden sind,
daß sich Allzweckschaltungen ergeben, die in einem verhältnismäßig
großen Anwendungsbereich benutzt werden können. In beiden Fällen ist man nach dem Stand der Technik generell davon ausgegangen^ daß
die Erzielung eines hohen Gleichtalrt-Unterdrückungsbereiches notwendigerweise
eine verhältnismäßig hohe Kolle.ktor-Basis-Vorspannung
für die Verstärkereingangsstufen verlangt. Die Verwendung höherer Vorspannungen macht jedoch häufig Pegelstufen notwendig, um im
Bereich annehmbarer Betriebsspannungen zu bleiben»
Es ist zwar bereits erkannt worden, daß Vorwärtskoppelverfahren
zur Verbesserung der Bandbreite und der Nachlaufgeschwindigkeit
verwendet werden können, man ist aber generell davon ausgegangen,
daß diese Verfahren nur für Verstärker anwendbar sind, die allein
im invertierenden Betrieb eingesetzt sind. Schließlich hat die Schwierigkeit, auf wirtschaftliche Weise pnp-Transistoren zu integrieren,
die gute Verstärkungseigenschaften insbesondere bei hohen Frequenzen
besitzen, bekannte Schaltungen auf npn-Ausgangs stufen oder
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komplementäre Ausgangs stufen beschränkt, die seitlich diffundierte
pnp-Transistoren verwenden. Demgemäß haben im Fall von komplementären
Ausganges tufen mit seitlichen php-Transistoren bekannte Schaltungen begrenzte Bandbreite gezeigt.
Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, die erläuterten Nachteile
zu beseitigen. Sie geht dazu aus von einem Operationsverstärker der eingangs genannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß eine getriebene
Vorspannungsschaltung mit einer Mehrzahl von in Reihe geschalteten
Dioden zwischen einen ersten und einen-zweiten Betriebs-Spannungsanschluß
geschaltet ist und daß eine Spannungsfolgeschaltung zwischen dem nichtinvertierenden Eingang und einem Knotenpunkt
der in Reihe geschalteten Dioden liegt.
Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß die Ausgangsstufe eine Kbmplementär-Gegentaktstufe mit einem ersten und einem zweiten
Transistor in Basisschaltung ist, deren Emitter am Eingang der Ausgangsstufe und deren Basen an einem ersten bzw« zweiten Bezugs-Spannungspunkt
liegen, und daß die Ausgangsstufe weiterhin einen
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dritten und einen vierten Transistor in Emitterschaltung enthält, deren KoUelctoren gemeinsam am Ausgang des Operationsverstärkers
liegen,, deren Emitter mit dem ersten bzw. zweiten Betriebsspannungsanschluß verbunden sind und deren Basen einzeln je an
einem Kollektor der Transistoren in' Basisschaltung liegen.
Zusätzliche Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand weiterer
Unteransprüche.
Die Erfindung sieht also vor, daß die Ausgänge der Differenz-Eingangsstufe,
die aktive Belastungsschaltungen enthält, mit den Eingängen einer symmetrischen, komplementären Stufe in Basisschaltung
verbunden sind. Die Differenz-Eingangs stufe und die Stufe in
Basisschaltung wirken so zusammen, daß sich die erforderliche Eingangsimpedanz,Verstärkung und Signalverarbeitungsfähigkeit.
ergeben, während aber ein niedriger Ruhestrom und Freiheit von Aufschaukeln (latch-up) beibehalten werden. Der Ausgang der symmetrischen
Stufe in Basisschaltung ist mit einer zusammengesetzten Emitterfolgerstufe verbunden, die eine Stromverstärkung lie-
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fert und als Impedanzwandler arbeitet. Der Ausgang der Emitterfolgerstufe
ist mit einer komplementären Gegentakt -Ausgangs stufe verbunden, von der jeder Zweig einen Transistor in Basisschaltung und
einen Transistor in Emitterschaltung enthält. Vorzugsweise ist der komplementäre pnp-Ausgangstransistor der Ausgangsstufe ein
vertikal diffundierter Transistor, der entsprechend einem Verfahren
hergestellt ist, das in einem Aufsatz von P. C. Davis und S. F. Moyer
"lon Implanted Compatible Complementary PNPs for High Slew Rate Operational Amplifiers" veröffentlicht ist, der vorgelegt wurde auf
dem International Electron Devices Meeting am 4. - 6. Dezember 1972 in Washington, D.D.
Eine Bereichsvergrösserungsschaltung, die zwischen den Ausgang der Differenz-Eingangsstufe und den Eingang der Ausgangsstufe geschaltet
ist und damit die symmetrische Stufe in Basisschaltung und die zusammengesetzte Emitterfolgerstufe überbrückt, liefert ein
Bandmittensignal an die Ausgangsstufe zur Verbesserung sowohl des Bandmittenbetriebes als auch der Nachführ- oder Impulseigenschaften.
Ein Vorwärtskoppel-Kondensatorj der zwischen den in-
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vertierenden Eingang der Differenz-Eingangsstufe und den Eingang
der Ausgangsstufe geschaltet ist und demgemäß alle Stufen vor der Ausgangsstufe überbrückt, verbessert das Impuls verhalten (slew
rate) weiter.
Zusätzlich werden die internen Vor- odex· Betriebsspannungen auf
die Spannung am nicht invertier enden Eingang der Differenz-Eingangsstufe
bezogen oder mit dieser verrastet. Die internen Vorspannungen
werden demgemäß im Effekt durch das angelegte Eingangssignal gesteuert.
Dadurch wird eine hohe Gleichtakt-Unter drückung ermöglicht,
ohne daß hohe Kollektor-Basis-Vorspannungen und Pegelschiebestufen erforderlich sind. Diese Vorspannungstechnik begrenzt
außerdem die Spannung über den Schaltungskapazitäten so weit, daß Sperrschicht-Kondensatoren verwendet werden können, wodurch
eine Realisierung der Schaltung in monolithischer Form möglich ist. Außerdem kann mit Hilfe dieser Vorspannungstechnik sichergestellt
werden, daß bestimmte Transistoren innerhalb des Verstärkers nicht gesättigt werden, und zwar bei impulsformigen
Signalen oder aufgrund von Bauteilschwankungen innerhalb nor-
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maler Herstellungstoleranzen.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen näher beschrieben,
es zeigen:
Fig. 1 und 2 die Schaltung eines prinzipiellen Ausführungs-
beispiels für einen Operationsverstärker nach der Erfindung;
Fig. 3 die Zusammengehörigkeit der Fig. 1 und 2;
Fig. 4 ein genaues Schaltbild für ein Ausführungsbei
spiel einer getriebenen Vorspannungsschaltung zur praktischen Verwirklichung der Erfindung;
Fig. 5 ein genaues Schaltbild für ein Ausführungsbei
spiel einer komplementären Gegentakt-Ausgangs stufe zur praktischen Verwirklichung
der Erfindung;
der Erfindung;
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Pig. 6 und 7 die Innen schaltung eines monolithischen Aus
führungsbeispiels der Erfindung mit innerer
Kompensation;
Fig. 8 die Zusammengehörigkeit der Fig. 6 und
Zur Erleichterung des Verständnisses sind die Fig. 1 und 2 in-Abschnitte
unterteilt, die die funktionellen Beziehungen zwischen den verschiedenen Stufen verdeutlichen. Gemäß Fig. 1 sind die Ausgänge
der Differenz-Eingangsstufe 11,, die die aktive Lastschaltung 12 enthält, mit der Bereichsvergrößerungsschaltung 16 und der symmetrischen Gegentakt stufe 13 in Basisschaltung verbunden. Der Ausgang
der Stufe 13 liegt an der zusammengesetzten Emitterfolgerstufe 14 (Fig. 2), die wiederum an die Gegentakt-Ausgangsstufe 15 angeschaltet
ist. Die Ausgänge der Bereichsvergrößerungsschaltung 16 sind, mit
dem Eingang der Ausgangsstufe 15 verbunden. Außerdem liegt der Kondensator 17 zwischen dem invertierenden Eingang 22 des Verstärkers
und demEingang der Ausgangsstufe 15. Die Betriebsspannung
wird an die Anschlüsse 33 und 40 angelegt.
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Man erkennt, daß die Differenz-Eingangsstufe 11 in erster Linie aus
dem emittergekoppelten Transistorpaar 25 und 26 besteht, dessen Basiselektroden mit dem invertierenden Eingangsanschluß 22 bzw.
dem nichtin vertierend en Eingangsanschluß 23 verbunden sind. Die
miteinander verbundenen Emitter der Transistoren 25 und 26 liegen am Kollektor des Transistors 27. Dessen Emitter ist über den
Widerstand 31 mit dem Schaltungspunkt 60 verbunden. Wie noch erläutert
wird, liefert der Schaltungspunkt 60 eine Vorspannung, die von der an den niclitiiivertierenden Eingangs anschluß 23 angelegten
Signalspanmmg abhängt. Eine Vorspannung für den Transistor 27 wird mit Hilfe einer üblichen Stromquelle 24 erzeugt, die zwischen
die Basis des Transistors 27 und den Betriebs Spannungsanschluß
geschaltet ist. Der Widerstand 29 und die in Reihe geschaltete Diode
28 vervollständigen den Stromweg und liegen zwischen der Basis des Transistors 27 und dem Schaltungspunkt 60. Die Stromquelle 32 ist
zwischen den Punkt 60 und den Betriebsspannungsanschluß 33 geschaltet.
Die aktive Belastungsschaltung 12 enthält zwei als Differenzverstärker
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geschaltete Transistoren 35 und 36, deren Emitter verbunden sind
und deren Kollektoren an den Kollektor des Transistors 25 bzw. des
Transistors 26 angeschaltet sind. Die Basis des Transistors 36 liegt
am Kollektor des Transistors 25 und die Basis des Transistors 35 am Kollektor des Transistors 26. Ein Betriebsstrom für die aktive
Belastungs Schaltung 12 wird von der Stromquelle 37 geliefert, die
zwischen dem Betriebsspannungsanschluß 40 und den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 35 und 36 liegt.
Als Beispiel für die Betriebsweise der Belastungs schaltung kann die
Vorsj>annung der aktiven Belastungs schaltung 12 so eingestellt sein,
daß ein doppelt so großer Signalstrom in den Eingangskreis der Basisschaltungsstufe
13 wie in die Emitterkreise der aktiven Belastungsschaltung fließt, wodurch eine Stromverstärkung von 6 dB erzielt wird.
Diese Stromverstärkung bewirkt in voi-teilhafter Weise eine Trennung
der Differenz-Eingangsstufe .11 von nachfolgenden Stufen, um sowohl
das Rauschen als auch die Eingangsfehlspannung möglichst klein zu machen. Der Fachmann erkennt, daß eine zusätzliche Verstärkung
durch Einschalten von Widerständen (nicht gezeigt) zwischen jeden
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Kollektor der Transistoren 25 und 26 in der Eingangsstufe 11 und die entsprechende Basis-Elektrode der Transistoren 35 und 3 6 in
der aktiven Belastungsschaltung 12.
Die Basisschaltungs stufe 13 ist eine symmetrische Schaltung mit
den Transistoren 38, 39, 41, 42 und den Dioden 45, 46, 47 und
Die Emitter der komplementären Transistoren 38 und 39 liegen gemeinsam am Kollektor des Transistors 25 in der Differenz-Eingangsstufe
11. Die Basen der Transistoren 39 und 42 liegen gemeinsam über den Widerstand 44 am Anschluß 58 der getriebenen Vorspannungsschaltung 18. Auf entsprechende Weise liegen die Basen der
Transistoren 38 und 41 über den Widerstand 34 am Anschluß 54
der Schaltung 18. Der Kollektor des Transistors 39 ist mit dem Anschluß 60 und der Kollektor des Transistors 38 mit dem Anschluß
52 der getriebenen Vorspannungsschaltung 18 verbunden. Die zusammengeschalteten
Emitter der Transistoren 41 und 42 liegen am Kollektor des Transistors 26 in der Differenz-Eingangsschaltung 11.
Die Kollektoren der Transistoren 41 und 42 sind über in Reihe geschaltete Dioden 45, 46, 47 und 48 verbunden. Diese Dioden stellen
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einen Weg kleiner Impedanz zur Ankopplung des Signals an die Emitterfolgerstufe 14 dar, während gleichzeitig die richtigen Vorspannungen
in der Basisschaltungsstufe 13 sichergestellt \verden. Der Kollektor
des Transistors 41 ist mit der Konstantstromquelle 43 und
der Kollektor des Transistors 42 mit der Konstant stromquelle 49 verbunden.
Die zusammengesetzte Emitterfolgerstufe 14 weist das komplementäre
Transistorpaar 61, 62 und das komplementäre Transistorpäar 63, 64 auf. Die Basen der Transistoren 61, 63 sind miteinander
verbunden. Gleiches gilt für die Kollektoren der Transistoren 61 und 63. Die. zusammengeschalteten Basen der Transistoren 61 und
63 dienen als Eingangsanschluß der zusammengesetzten Emitterfolgerstufe 14 und liegen am Ausgang der Basisschaltungsstufe 13.
Die zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 61 und liegen am Eingangs ans chluß -70. Es sei darauf hingewiesen, daß die
Kollektoren der Transistoren 61 und 63 individuell mit den Betriebsspannungsanschlüssen
33 bzw. 40 verbunden sein könnten. Die gemeinsame Anschaltung an den Eingangs ans chluß 70 hat sich jedoch
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als vorteilhaft herausgestellt, da dann ein kleinerer Betriebsstrom
erforderlich ist. Die Vorspannung für die Emitterfolgerstufe 14 wird durch die positive Stromquelle 65, die zwischen den Betriebsspannungsanschluß
40 und den gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen Emitter und Basis der Transistoren 61, 62 geschaltet ist, sowie
die negative Stromquelle 66 geliefert, die zwischen den Betriebsspannungsanschluß
33 und den Verbindungspunkt zwischen Emitter und Basis der Transistoren 63, 64 liegt. Der Kollektor des Transistors
62 ist mit dem Betriebsspannungsanschluß 40 und der
Kollektor des Transistors 64 mit dem Betriebs Spannungsanschluß
33 verbunden. Die Widerstände 67 und 68 liegen in Reihe zwischen den Emittern der Transistoren 62 und 64. Der Widerstand 69 ist
zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände 67, 68 und den Eingangsanschluß 70 der Gegentakt-Ausgangsstufe 15 geschaltet.
Der Kondensator 76 liegt zwischen den miteinander verbundenen Kollektoren bzw. Basen der Transistoren 61 und 63.
Die Widerstände 67, 68, 69 bewirken in Verbindung mit dem Kondensator
76 einen Übertragungswert Null und bestimmen demgemäß
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das Frequenzansprechen der Emitterfolgerstule 14. Die Widerstände
67 und 68 stellen einen Widerstand in Reihe mit dem wirksamen Emitterwiderstand
der Transistoren 62. und 64 dar. Diesel" Reihenwiderstand stellt sicher, daß der Übertragungswert Null und demgemäß das
Frequenzansprechen nicht bei Signalzuständen mit hohem Strom auswandern, die den inneren Emitterwiderstand der Transistoren 62
und 64 modulieren. Man beachte, daß verschiedene \¥iderstandsnetzwerke
oder andere Netzwerke, die die erforderliche Trennung
und einen Widerstand in Reihe mit den Emittern der Transistoren 62 und 64 ergeben, benutzt werden können. Beispielsweise ist ein
zweites Widerstandsnetzwerk in den Fig. 6 und 7 gezeigt, die ein
spezielles monolithisches AusführungsbeisxDiel für einen Operations verstärker
nach der Erfindimg darstellen.
Die Ausgangsstufe 15 ist eine Gegentakt schaltung mit einer Kombination
der Transistoren 71, 73 in Basisschaltung und der Transistoren
72, 74 in Emitterschaltung. Der Eingangs ans chluß 70 der Ausgangsstufe
15 ist mit den Emittern der Transistoren 71, 73 in Basisschaltung verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 71 und 73 sind mit
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der Basis der Transistoren 72 bzw. 74 verbunden. Diese sind komplementäre
Ausgangstransistoren, deren Kollektor-Emitterstrecken in Reihe zwischen den Vorspannungsanschlüssen 40 und 33 liegen. Die
zusamrnengeschalteten Kollektoren der Transistoren 72 und 74 liegen am Ausgangsanschluß 75 des Verstärkers. Jeder Zweig der Ausgangsstufe
15 erhält seine Vorspannung über eine Transistorschaltung,
die mit der getriebenen Vorspannung sschaltung 18 verbunden
ist. Die Transistoren 71 und 72 erhalten ihre Vorspannung über die Transistoren 77, 79 und die Dioden 78, 84. Der Emitter des Transistors
77 ist mit der Basis des Transistors 71 verbunden , und die Basis des Transistors 77 liegt am Anschluß 52 der getriebenen
Vorspannungsschaltung 18. Der Kollektor des Transistors 77 ist mit der Kathode der Diode 78 und der Basis des Transistors
79 verbunden. Die Anode der Diode 78 liegt am Betriebsspannungsanschluß
40, ebenso wie der Emitter des Transistors 79. Der Kollektor des Transistors 79 ist an die Basis des Transistors 72 angeschaltet.
Im zweiten Zweig der im A-B-Betrieb laufenden Ausgangsstufe
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wird die Vorspannung auf entsprechende Weise durch die Transistoren
81 und 83 in Verbindung mit den Dioden 82 und 85 geliefert. Die Basis des Transistors 81 ist mit dem Anschluß 60 der Schaltung 18
verbunden. Der Emitter des Transistors 81 liegt an dei^Basis des
Transistors 73. Der Kollektor des Transistors 81 ist mit der Anode
der Diode 82 und der Basis des Transistors 83 verbunden. Die Kathode der Diode 82 und der Emitter des Transistors 83 liegen
am Betrieb s sp.annungs ans chluß 83. Der Kollektor des Transistors-83
ist an die Basis des Transistors 74 angeschaltet.
Die Dioden 84 und 85 sind in Reihe zwischen die Basen der Transistoren
71 und 73 gelegt. Der Verbindungspunkt der Dioden 84 und 85 liegt am Ausgangs ans chluß 93 der Bereichsvergrößerungsschaltung 60., deren
Ausgangsanschluß 92 mit dem Eingangsanschluß 70 der Ausgangsstufe 15 verbunden ist. Der Kondensator 17 ist zwischen den invertierenden
Eingangsanschluß 22 und den Eingangs ans chluß 70 der Ausgangsstufe
15 geschaltet.
Die getriebene Vorspannungsschaltung 18 enthält die Dioden 53, 55,,
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57j 59, die Stromquellen 50, 51 und die Sp annungs folge schaltung 56.
Die Dioden und Stromquellen sind in Reihe zwischen die Betriebsspannungsansehlüsso
33, 40 gelegt und die Sp annungs folge schaltung
56 stellt die Spannung am Verbindungspunkt der Dioden 55 und 57 auf einen Wert ein, der im wesentlichen identisch mit der Spannung
am nichtirrvertierenden Eingangsanschluß 23 ist. Man erkennt dann,
daß gewisse vorbestiinmte Spannungsbeziehungen an entsprechenden Knotenpunkten der Vorspannungsschaltung bestehen. Beispielsweise
liegt der Knotenpunkt 54, der eine Vorspannung an die Transistoren 41, 38 der Basisschaltungsstufe 13 legt, auf einer Spannung, die
gleich der Signalspannung am nichtinvertierenden Eingangsanschluß 23 zuzüglich dem Spannungsabfall an der Diode 55 ist. Auf entsprechende
Weise ist die Spannung am Knotenpunkt 58, der eine Vorspannung an die Transistoren 39, 42 der Basisschaltungsstufe liefert,
auf einer Spannung, die gleich der Spannung am nichtinvertierenden Eingangs ans chluß 23 abzüglich des Spannungsabfalls an der Diode
57 ist. Auf ähnliche Weise stellt man fest, daß die Spannung des Knotenpunktes 60 auf der Spannung am nichtinvertierenden Eingangsanschluß
23 abzüglich der Summe der Sp annungs ab fälle an den Dioden
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57 und 59 gehalten wird, während die Spannung am Knotenpunkt 52
gleich der Spannung am nichtinvertierenden Eingangs ans chluß 23
zuzüglich dem Spannungsabfall über den Dioden 53 und 55 ist.
Die Bereichsvergrößerungsschaltung 16 ist eine Schaltung mit symmetrischem
Eingang und symraetrischem Ausgang tind enthält die komplementären Transistoren 86, 87 und die komplementären Transistoren
88, 89. Die Basen der Transistoren 86 und 87 liegen gemeinsam
am Kollektor des Transistors 25 der Differenz-Eingangsstufe 11, und die Basen der Transistoren 88 und 89 sind gemeinsam
an den Kollektor des Transistors 26 der Stufe 11 angeschaltet. Die Emitter der Transistoren 86 und 88 liegen gemeinsam ander Stromquelle 9Oj während die Emitter der Transistoren 87 und 89 mit der
Stromquelle 91 verbunden sind. Die Ausgangs spannung der Schaltung 19 steht an den Anschlüssen 92 und 93 zur Verfügung. Wie oben
erläutert, werden diese Ausgangsspannungen an zwei unterschiedliche Schaltungspunkte der Ausgangsstufe 15 angelegt.
Die Bereich? Vergrößerungsschaltung 16 koppelt Signale vom Ausgang
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dei" Differenz-Eingangs stufe 11 im Impulsbetrieb oder unter Bedingungen
mit hoher Nachführgeschwmdigkeit direkt an den Eingang
der Ausgangsstufe. Ohne die Bereichsvergrößerungsschaltung 16
wäre die Nachführgeschwindigkeit des Verstärkers anfänglich gut, da aber der Vorwärtskoppelkondensator 17 nur eine begrenzte Ladungsmenge
zwischen dem invertierenden Eingang 22 und dem Eingangsanschluß 70 der Ausgangsstufe 15 übertragen kann, wäre für
Eingangssignale mit größeren impulsförmigen Anteilen keine ausreichende
Nachführgüte möglich. Man beachte, daß die Bereichs Vergrößerungsschaltung
besonders vorteilhaft bei einem monolithischen Verstärker beispielsweise entsprechend Fig. 6 und 7 ist, da
in einem solchen Fall der Vorwärtskoppelkondensator 17 notwendigerweise
nur eine kleine Kapazität haben kann.
Die Bereichs vergrößerungs schaltung 16 verbessert das Impulsverhalten
beträchtlich, beispielsweise um einen Faktor von etwa Drei. D. h., daß in einem Betriebszustand mit hoher Nachführgeschwindigkeit
die Bereichsvergrößerungsschaltung 16 einen doppelt so großen Treibstrom an die Ausgangsstufe liefert wie die zusammengesetzte
EmitterJblgerstufe 14. Man beachte, daß diese Verbesserung des
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Impulsansprechens ohne Verschlechterung des Ausgangsrauschens,
erhalten wird, da die Meine Signal verstärkung der Bereichsvergrößerungsschaltung
16 wesentlich niedriger als die Vetstärlcung der Basisschaltungsstufe 13 und der Emitterfolgerstufe 14 ist, die
sie umgeht. .
Fig. 4 zeigt im einzelnen ein Ausiührungsbeispiel der getriebenen
Vorspannungsschaltung 18. In dieser Figur sind Bauteile, die den
Bauteilen in Fig. 1 und 2 entsprechen, auf die gleiche Weise wie
dort bezeichnet,. Die Stromquellen 50 und 51 in Fig. 2 sind durch
den Transistor 108 und den Widerstand 107 bzw. den Transistor 112 und den Widerstand 120 ersetzt. Die Vorspannungen für diese
Stromquellen werden durch den Reihenzweig mit den Dioden 109, 110, 113, 114 und den Widerstand 111 geliefert. Der Reihenzweig
ist zwischen die Betriebsspannungsanschlüsse 40 und 33 gelegt. Die Basis des Transistors 108 liegt am Anschluß 121, nämlich
dem Verbindungspunkt zwischen der Kathode der Diode 110 und dem Widerstand 111, und die Basis des Transistors 112 liegt
am Anschluß 122, dem Vez'bindungspunkt des Widerstandes 111 mit
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der Anode der Diode 113. Bei Überprüfung des monolithischen Ausfuhrungsbeispiels
gemäß Fig. 6 und 7 stellt man fest, daß die Anschlüsse 121 und 122 auch die Vorspannungen für die Stromquellen
liefern können, die als Bauteile 24, 32," 37, 43, 49, 65, 66, 90 und
91 in Fig. 1 und 2 dargestellt sind.
Die Spannungsfolgeschaltung 56 in Fig. 2 ist durch die Transistoren
102 und 103 ersetzt. Die Basen der Transistoren 102 und 103 sind gemeinsam an den nichtinvertierenden Eingangs ans chluß 23 des Verstärkers
angeschaltet. Der Kollektor des Transistors 102 ist mit dem Betriebsspannungsanschluß 33 über die Diode 106 verbunden,,
und der Kollektor des Transistors 103 liegt über die Diode 104 am Betriebsspannuiigsanschluß 40. Die Emitter der Transistoren 102
und 103 sind mit dem Anschluß 54 bzw. 58 der getriebenen Vorspannungsschaltung verbunden. Man erkennt, daß die Transistoren
102 und 103 im wesentliehen als Emitterfolger betrieben werden,
so daß die Spannungen an den getriebenen Vorspannungs anschluss en
52, 54, 58 und 60 veranlaßt werden, der an den nichtinvertierenden Eingang 23 angelegten Spannung genau zu folgen. Insbesondere er-
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kennt man, daß die Basis-Emitterübergänge der Transistoren 102
und 103 die Dioden 55 bzw. 57 in Fig. 2 ersetzen.
Die bisher beschriebene Schaltung liefert zwar die gewünschten
getriebenen Vorspannungen, aber es sind zusätzliche Schaltungsanordnungen
erwünscht, damit die Vorspannungsschaltung auf sich schnell ändernde Spannungen ansprechen kann, die an den nicht invertierenden
Eingang 23 angelegt sein können, wobei aber trotzdem ein niedriger Ruhestrom über die Vorspannungskette beibehalten
sein soll. Dadurch wird also eine Begrenzung der Nachführgeßchwindigkeit
vermieden, ohne den Ruheleistungsverbrauch unnötig zu erhöhen. In der Schaltung gemäß Fig. 4 ermöglichen die Eusammenwirkenden
Stromquellen mit den Transistoren 116, 117, 118 und 119 dieses vorteilhafte Merkmal. Die Basen der Transistoren 118
und 119 sind gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors 102 verbunden, und die Emitter der.Transistoren 118 und 119 liegen am
Betriebsspannungsanschluß 33. Die Kollektoren der Transistoren
118 und 119 sind an die Anschlüsse 52 bzw. 60 angeschaltet. Die Basen der Transistoren 116 und 117 liegen gemeinsam am Kollektor
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des Transistors 103 und die Emitter gemeinsam am Betriebsspannungsanschluß
40. Die Kollektoren der Transistoren 116 und 117 sind mit den Anschlüssen 60 bzw. 52 verbunden.
Man erkennt, daß die von den Transistoren 117 und 118 gelieferten
Ströme durch die Kollektorströme der Transistoren 103 bzw. 102 gesteuert werden. Da die Kollektoren der Transistoren 117 und 118
gemeinsam mit dem Verbindungspunkt 52 der Diodenkette verbunden sind, bestimmen die Transistoren 117 und 118 dai Ruhestrom, der
durch den die Diode 53 und den Transistor 52 enthaltenden Teil der
Diodenkette fließt. Auf entsprechende Weise werden die Transistoren 116 undll9 von den Kollektorströmen der Transistoren 103 und
102 gesteuert. Da die Kollektoren der Transistoren 116 und 119 gemeinsam am Verbindungspunkt 60 der Diodenkette liegen, bestimmen
diese Transistoren den Ruhestrom über denjenigen Teil der Diodenkette, welcher die Diode 59 und den Transistor 103 enthält.
Wenn während der nichtinvertierenden Betriebsweise die Höhe des
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angelegten Signals entweder den Transistor 102 oder den Transistor
103 veranlaßt, in den Sperrbereieh zu gehen, so wird der vom Transistor 117 oder 119 gelieferte Strom entsprechend ansteigen, wodurch sichergestellt wird, daß die T reib spannungen der Diodenkette
die richtige Spannungsbeziehung hinsichtlich des an den nichtiiTver- /
tier enden Eingang 23 angelegten Signals beibehalten. Die Transistoren 116, 117, 118 und 119 liefern also den Strom so an die Diodenkette,
daß eine niedrige Ruheleistung möglich ist, während eine hohe Nachführgeschwindigkeit nicht nur in der invertierenden, sondern
auch in der liichtinvertierenden Betriebs weise erreicht wird.
Fig, 5 zeigt ein ins einzelne gehendes Schaltbild der Gegentakt-Alisgangs
stufe 15. Zur Erleichterung sind diejenigen Baiiteile in Fig. 5,
die identisch mit den Bauteilen in Fig. 2 sind, auf die gleiche Weise
wie dort bezeichnet. Im wesentlichen weicht die Schaltung gemäß , Fig. 5 von der Ausgangsstufe 15 in Fig. 2 dadurch ab, daß zusätzliche Vorspanrmngsschaltungen verwirklicht sind, die zu einer .
niedrigen Ruheleistung und außerdem kleiner "Verzerrung des Ausgangs
signals im Übernahmebereich bewirken. Die Dioden 78 und 82
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in Fig. 2 sind dtirch die als Dioden geschalteten Transistoren 203 und
204 ersetzt. Die Transistoren 71 vind 73 in Fig. 5 weisen zwei Emit terübergange
auf, die mit den zusätzlichen Eingangsanschlüssen bzw. 202 verbunden sind. Anhand des monolithischen Ausführungsbeispiels
in Fig. 6 und 7 ergibt sich, daß diese getrennten Eingangsanschlüsse die Möglichkeit geben, daß die Ausgangsstufe auf die Ausgangssignale
der Bereichsvergrößerungsschaltung 16, den Vorwärtskoppelkondensator
17 und die Ausgangs signale der Emitterfolger stufe 14 anspricht, während gleichzeitig jede dieser Signalquellen von den
anderen isoliert ist.
Der Transistor 72 in Fig. 2 ist durch die Transistoren 217, 218 und
den als Diode geschalteten Transistor 219 ersetzt. Der Kollektor des Transistors 218 ist mit dem Emitter des Transistors 217 und
die Basis des Transistors 218 mit dam Kollektor des Transistors 217 verbunden, Der als Diode geschaltete Transistor 219 ist zwischen
die Basis und den Emitter des Transistors 218 geschaltet. Der Fachmann erkennt, daß der Transistor 218 ur.d der als Diode
geschaltete Transistor 219 ein Stronivcrdoppelungsnetzwerk dar-
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stellen, das im Effekt den Stromverstarkungsfaktor P des Transistors
217 verdoppelt. Darüberhinaus erhöht diese Schaltung die Grenzfrequenz f des Transistors 217 bis zu einem Faktor Zwei,
solange die Grenzfrequenz des Transistors 218 die des Transistors 219 übersteigt. Obwohl die Notwendigkeit einer Stromverdoppelung
und der genaue Wert des realisierten Multiplikationsfaktors von den
Eigenschaften der pnp-Transistorstruktur abhängen, besitzen typische
integrierte pnp-Transistoren nicht die Ve r star kungs werte und Grenzfrequenzeigenschaften integrierter npn-Bauteile. Es kann also
eine zusätzliche Verstärkung, die beispielsweise durch die Transistoren 217 und 218 erzeugt wird, mit Vorteil benutzt werden,
um die Gleichstromverstärkung und die Anstiegszeit der komplementären Ausgangsbauteile anzugleichen.
Die Widerstände 206 und 211 regeln in Verbindung mit dem als Diode
geschalteten Transistor 213 den Ruhestrom über den Transistor 217. Der Widerstand 206 liegt zwischen der Basis des Transistors 79 und
dem Kollektor des Transistors 71. Der als Diode geschaltete Transistor 213 und der Widerstand 211 sind in Reihe zwischen den Emitter und
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die Basis des Transistors 217 geschaltet. Diese Schaltungsanordnung
bewirkt einen Emitterruhestrom des Transistors 217, der etwa gleich dein über den als Diode geschalteten Transistor 203 fließenden Strom
ist. Man erkennt, daß der mit der Basis des Transistors 79 verbundene Anschluß des Widerstandes 206 auf einer Spannung liegt, die gleich
der an den Betriebsspannungsanschluß 40 angelegten Spannung abzüglich
des Basis-EmitterSpannungsabfalls des Transistors 79 ist. Auf
entsprechende Weise ist die Spannung am anderen Anschluß des Widerstandes
206 gleich der an den Anschluß 40 angelegten Betriebsspannung abzüglich des Basis-Emitterspannungsabfalls des Transistors
217. Wenn daher der Basis-Emitterspannungsabfall der Transistoren 79 und 217 gleich ist, fließt kein Strom über den Widerstand 206. Bei
einer Störung dieser Symmetrie fließt ein Strom über den Widerstand 206, wodurch eine Änderung des über den Transistor 79 fließenden
Stromes bewirkt wird. Dieser Stromfluß beeinflußt den Basisstrom des Transistors 217 derart, daß die Schaltung in den symmetrischen
Zustand zurückkehrt. Es ist also ein Gegenkopplungsweg vorhanden,
der den Strom der Ausgangsstufe im Übernahmebereich stabilisiert.
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Der Widerstand 211 und der als Diode geschaltete Transistor 213
bewirken eine weitere Steuerung des Stromes im Übernahmebereich. Wenn die Ausgangs spannung am Anschluß 75 nahe bei Null ist, d.h.
nahe der Übernahme, so fließt nur ein sehr kleiner Strom über den
als Diode geschalteten Transistor 213 und den Widerstand 211. Dieser kleine Strom reicht jedoch aus, um den Basisstrom des Transistors
217 zu verringern, wodurch also die Stabilisierung des
Ruhestroms über den Transistor 207 unterstützt wird. Wenn die Spannung am Ausgangsanschluß 75 wesentlich größer als Null ist,
so hat der über den Widerstand 211 und den Transistor 213 fließende
Strom einen wesentlich kleineren Einfluß auf den über den Transistor 217 fließenden Strom und damit auf das Verhalten der Schaltung.
Der Widerstand 208 ist zwischen den Kollektor des Transistors 79
und die Basis des Transistors 217 geschaltet. Dieser Widerstand verdeckt oder beseitigt die parasitären Kapazitäten des Transistors
79.
Die Vorspannungsschaltung für denjenigen Zweig der Ausgangsstufe
15, welcher den Transistor 74 enthält, beinhaltet den Transistor 207,
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der zwischen die Basis des Transistors 74 und die Basis des Transistors
83 geschaltet ist, sowie den Widerstand 209, der zwischen
den Kollektoren der Transistoren 73 und 83 liegt, und den Widerstand 212 in Reihe mit dem als Diode geschalteten Transistor 214,
die zusammen zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 74 liegen. Diese Schaltung stellt eine komplementäre Anordnung zu
der oben erläuterten Vorspannungsschaltung für den Transistor 217 dar und arbeitet im wesentlichen auf die gleiche Weise.
In den Fig. 6 und 7 ist das Schaltbild eines monolithischen Ausführungsbeispiels
der Erfindung mit interner Kompensation dargestellt.
Man erkennt, daß die verschiedenen Stromquellen in Fig. 1 und 2 durch Transistor-Widerstandskombinationen ersetzt sind. Im einzelnen
ist die Stromquelle 90 ersetzt durch den Transistor 301 und den Widerstand 302, die Stromquelle 37 durch den Transistor 303
und den Widerstand 304, die-Stromquelle 43 durch den Transistor
308 und den Widerstand 307, die Stromquelle 24 durch den Transistor
310 und den Widerstand 309, die Stromquelle 65 durch den Transistor
314 und den Widerstand 313, die Stromquelle 49 durch den Transistor
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311 und den Widerstand 312, die Stromquellen 91, 66 durch den
Transistor 306 bzw. 316 mit einem gemeinsamen.Emitterwiderstand
318. Die Stromquellen 32 und 51 sind durch einen einzigen Transistor 317 ersetzt. Wie in Verbindung mit Fig. 4 erläutert,
verwendet jede dieser Stromquellen die Vorspannungen, an den Anschlüssen 121 und 122.
Der Widerstand 321 liegt mit dem in Reihe geschalteten Kondensator
322 zwischen der Basis des Transistors 25 und dem Kollektor des Transistors 26. Diese Bauelemente sind hinzugefügt worden,
um das an den Eingang der Basisschaltungsstufe 13 angelegte Signal
insbesondere während des Impulsbetriebes zu vergrößern. Die in
Reihe geschalteten Dioden 324 und 325 liegen zwischen den Basen der Transistoren 41 und 42, um eine niedrige dynamische Impedanz an den Basen der Transistoren 38, 39, 41 und 42 aufrechtzuerhalten
, während gleichzeitig der Ruhestrom über jeden dieser
Transistoren gesteuert wird. Der Kondensator 326 überbrückt die in Reihe geschalteten Dioden 45, 46, 47, 48 und läßt Signalimpulse
durch, die kurzzeitig den Ruhestrom der Dioden übersteigen können.
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Die Diode 323 liegt zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstandes
321 und des Kondensators 322 und dem Verbindungspunkt der Dioden 46 und 47. Die Diode 323, die alternativ auch zwischen den invertierenden
Eingang 22 und den Verbindungspunkt der Dioden 46 und 47
geschaltet sein könnte, verhindert, daß der Verstärker in einen Kipp-(latch-up)-Zustand
kommt. Der Kondensator 327 liegt zwischen dem Ausgangsanschluß 75 des Verstärkers und dem invertierenden Eingangsanschluß
22 und bewirkt eine. Gegenkopplung, um den Phasengang des Verstärkers zu verbessern und seine Stabilität sicherzustellen.
Die Widerstände 331, 332, 333 und 334 bilden eine Kopplungsbegrenzung
zwischen der Emitter folger stufe 14 und den Eingängen der Gegentakt-Ausgangsstufe
15. Sie ersetzen die Widerstände 67, 68 und 69 in Fig. 2 und führen zu einer höheren Güte bei Verwendung der
Gegentakt-Ausgangs stufe in Fig. 5. Im einzelnen liegt der Widerstand 332 zwischen den Emittern der Transistoren 62 und 64. Der
Widerstand 331 ist zwischen den Emitter des Transistors 62 und den Eingangs ans chluß 202 der Ausgangsstufe geschaltet. Der
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Claims (6)
- BLUMBACH ■ WESER ■ BERGEN & KRAMERPATENTANWÄLTE IN WIESBADEN UND MÜNCHENDlPL-ING. P. G. BLUMBACH · DIPL-PHYS. Dr. W. WESER · DIPL-ING. DR. JUR. P. BERGEN DIPL-ING. R. KRAMERWIESBADEN · SONNENBERGER STRASSE A3- TEL. (06121) 562943, 561993 MÖNCHEN- 34 -PATENTANSPRÜCHEOperationsverstärker mit einer Differenz "Eingangs stuf e> deren Eingänge mit dem invertierenden und dem nichtinvertiereiiden Eingang des Operations Verstärkers verbunden sind, mit einer Ausgangsstufe, deren Ausgang mit dem Ausgang des Operationsverstärkex-s verbunden ist und mit einer Anzahl von Stufen, die zwischen die Differenz-Eingangsstufe und die Ausgangsstufe geschaltet sind.,dadurch gekennzeichnet, daß eine getriebene Vorspannungsschaltung (18) mit einer Mehrzahl von in Reihe geschalteten Dioden (53, 55, 57, 59) zwischen einen ersten und einen zweiten Betriebsspannungsanschluß (40, 33) geschaltet ist und daßeine Spannungsfolgeschaltung (56) zwischen dem nichtintervieren« den Eingang (23) und einem Knotenpunkt der in Reihe geschalteten Dioden liegt.509833/0718Widerstand 333 liegt zwischen dem Emitter des Transistors 61 und dem Eingang 201 der Ausgangsstufe. Der Widerstand 334 ist zwischen die Eingangsanschlüsse 201 und 202 der Ausgangsstufe geschaltet. Diese Widerstandsanordnung hat sich als besonders vorteilhaft he raus ge stellt, da sie eine gute Trennung des Kondensators 17 vom Kondensator 76 zur Vermeidung einer unerwünschten Rückkopplung und außerdem eine gute Trennung zwischen den Emitterkreisen der Transistoren 76, 64 und dem Kondensator 76 bewirkt, um eine Frequenzformung durch den in Form einer Sperrschicht-Kapazität verwirklichten Kondensator 76 zu ermöglichen.5 09833/0718
- 2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die getriebene Vorspannungsschaltung (18) gesteuerte Stromleitungseinrichtungen (116, 117, 118,, 119) aufweist, die unter Ansprechen auf das an den nichtinvertierenden Eingang (23) angelegte Signal einen zusätzlichen Strom an die in Reihe geschalteten Dioden bei schnellen Änderungen des an den nichtinvertierenden Eingangs an Schluß angelegten Signals liefern. ■
- 3. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die getriebene Vorspannungsschaltung (18) folgende Bauteile aufweist:einen ersten und einen zweiten Transistor (103, 102)j eine erste und eine zweite Stromquelle (112, 108), eine erste und eine zweite Diode (59, 53), wobei die Basen des ersten und zweiten Transistors mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß, die Kollektoren des ersten und zweiten Transistors509833/0718mit einem ersten (40) bzw. zweiten (33) Betriebsspannungsanschluß verbunden sind, der Emitter des ersten Transistors mit der Anode der ersten Diode (59), die erste Stromquelle (112) mit der Kathode der ersten Diode., der Emitter des zweiten Transistors (102) mit der Kathode der zweiten Diode (53) verbunden sind und die zweite Stromquelle (108) zwischen den ersten Betriebsspannungsanschluß (40) und die Anode der zweiten Diode geschaltet ist, danneine dritte und vierte Stromquelle (118, 119), wobei die dritte Stromquelle zwischen die Anode der zweiten Diode (53) und den zweiten Betriebsspannungsanschluß und die vierte Stromquelle (119) zwischen die Kathode der ersten Diode (59) und den zweiten Betriebsspannungsanschluß geschaltet sind, und die dritte und vierte Stromquelle auf den Stromfluß über den Kollektor des zweiten Transistors (102) ansprechen, eine fünfte und sechste Stromquelle (116, 117), wobei die fünfte Stromquelle zwischen den ersten Betriebsspannungsanschluß (40) und die erste Diode (59) und die sechste Stromquelle zwischen die Anode der zweiten Dbde und den ersten Betriebs-509833/0718Spannungsanschluß geschaltet sind und die fünfte und sechste Stromquelle auf den Stromfluß über den Kollektor des ersten Transistors ansprechen.
- 4. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsstufe eine Kbmplementär-Gegentaktstufe mit einem ersten und einem zweiten Transistor (71, 73) in Basisschaltung ist, deren Emitter am Eingang der Atisgangs stufe (70) und deren Basen an einem ersten bzw. zweiten Bezugs Spannungspunkt (52, 60) liegen, unddaß die Ausgangsstufe weiterhin einen dritten und einen vierten Transistor (72, 74) in Emitterschaltung enthält, deren Kollektoren gemeinsam am Ausgang (75) des Operationsverstärkers liegen, deren Emitter mit dem ersten bzw. zweiten Betriebsspannungsanschluß (40; 33) verbunden sind und deren Basen einzeln je an einem Kollektor der Transistoren (71, 73) in Basisschaltung liegen.5 0 9833/0718
- 5. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bereichs Vergrößerungsschaltung (16) zwischen den ersten und zweiten Ausgangsanschluß der Eingangsstufe (11) geschaltet ist, um den Nächführbereich des Operationsverstärkers zu vergrößern, und daß der Ausgang der Bereichsvergrößerungsschaltung an den Eingang der Ausgangsstufe (15) angeschaltet ist.
- 6. Operationsverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Bereichsvergrößerungsschaltung einen ersten (86), zweiten (87), dritten (88), vierten (89) Transistor und eine erste (90) und zweite (91) Stromquelle enthält, daß die Emitter des ersten und dritten Transistors gemeinsam an die erste Stromquelle und die Emitter des zweiten und vierten Transistors gemeinsam an die zweite Stromquelle geschaltet sind, daß die Basen des ersten und zweiten Transistors gemeinsam mit dem ersten Aus gangs ans chluß der Differenz-509833/0718Eingangsstufe (11) verbunden sind, daß die Basen des dritten und vierten Transistors gemeinsam am zweiten Ausgang der Differenz-Eingangs stufe liegen, daß die Kollektoren des ersten und zweiten Transistors gemeinsam mit-einem ersten Eingangsanschluß der Ausgangsstufe (15) und die Kollektoren des dritten und vierten Transistors gemeinsam mit einem zweiten Eingai gsanschluß der Ausgangsstufe verbunden sind.509833/0718
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/441,352 US4240040A (en) | 1974-02-11 | 1974-02-11 | Operational amplifier |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2505460A1 true DE2505460A1 (de) | 1975-08-14 |
Family
ID=23752552
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19752505460 Withdrawn DE2505460A1 (de) | 1974-02-11 | 1975-02-10 | Operationsverstaerker |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4240040A (de) |
JP (1) | JPS50115957A (de) |
CA (1) | CA1055576A (de) |
DE (1) | DE2505460A1 (de) |
FR (1) | FR2260898B1 (de) |
GB (1) | GB1473999A (de) |
Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1974-11-18 CA CA213,951A patent/CA1055576A/en not_active Expired
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1975
- 1975-02-06 FR FR7503709A patent/FR2260898B1/fr not_active Expired
- 1975-02-10 DE DE19752505460 patent/DE2505460A1/de not_active Withdrawn
- 1975-02-10 GB GB563875A patent/GB1473999A/en not_active Expired
- 1975-02-12 JP JP50016971A patent/JPS50115957A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA1055576A (en) | 1979-05-29 |
JPS50115957A (de) | 1975-09-10 |
FR2260898B1 (de) | 1978-02-03 |
FR2260898A1 (de) | 1975-09-05 |
US4240040A (en) | 1980-12-16 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OD | Request for examination | ||
8130 | Withdrawal |