DE2846940A1 - Verstaerkerschaltungsanordnung - Google Patents

Verstaerkerschaltungsanordnung

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DE2846940A1 DE19782846940 DE2846940A DE2846940A1 DE 2846940 A1 DE2846940 A1 DE 2846940A1 DE 19782846940 DE19782846940 DE 19782846940 DE 2846940 A DE2846940 A DE 2846940A DE 2846940 A1 DE2846940 A1 DE 2846940A1
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Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. H. We ic km an ν, Dipl.-Phys. Dr. K. Fincke
Dipl.-Ing. R A.WEICKMANN, Dipl.-Chem. B. Huber
Dr.-Ing.H.Liska Λ
^ 2S4694Q
8 MÜNCHEN 86, DEN
POSTFACH 860 820 ' :", !>r 1Q7fi
MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 98 3921/22
Tektronix Ine.
14150 S.W. Karl Braun Drive, Beaverton, Oregon 97077,
V.St.A.
Verstärkerschaltungsanordnung
909819/0718
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltungsanordnung und insbesondere eine Geradeausverstärker -Schaltung s anordnung ,
Die zwei Hauptgründe für Fehler in Verstärkern sind nicht Linearitäten sowie Verzerrungen aufgrund von thermischen Effekten. Diese Mechanismen, welche zu unerwünschten Nichtlinearitäten in Verstärkercharakteristiken führen, sind durch die grundlegenden physikalischen Eigenschaften von Halbleiter-pn-übergängen bedingt. Signalamplitudenfehler in einem unkompensierten Breitbandverstärker, können bis zu 10 % betragen. Bei Einbau in die Schaltung von komplexen Kompensationsnetzwerken sind jedoch komplizierte Meßinstrumente realisierbar, deren Nenn-Verstärkergenauigkeit im Bereich von 1 bis 3 % liegt.
Für viele Anwendungsfälle, insbesondere bei Meßinstrumenten sind Verstärker mit einem hohen Genauigkeitsgrad von beispielsweise 0,01 bis 0,1 % erforderlich. Eine' bekannte Möglichkeit zur Reduzierung von Verstärkerfehlern besteht in der Anwendung von Rückkopplungstechniken. In Rückkopplungsverstärkern werden die Ausgangssignale auf den Eingang rückgekoppelt, so daß Linearitätsfehler und durch thermische Effekte bedingte Verzerrungen in einem wesentlichen Maß kompensiert werden. Es ist zwar möglich, Rückkopplungsverstärker mit sehr hoher Genauigkeit zu realisieren. Derartige hochgenaue Rückkopplungsverstärker eignen sich jedoch nur für sehr kleine Arbeitsfrequenzen, wobei sich für eine hochgenaue breitbandige Signalverstärkung zahlreiche Beschränkungen ergeben. Beispielsweise ist mit zunehmender Frequenz eine geeignete Bedämpf ung nur schwer zu realisieren. Weiterhin bewirken
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kleine Zeitverzögerungen in der Rückkopplungsschleife eine Phasenverschiebung des Ausgangssignals in Bezug auf das Eingangssignal. Eine derartige mit wachsender Frequenz zunehmende Phasenverzerfung beeinflußt die Verstärkergenauigkeit entsprechend nachteilig. Während bestimmte Operationsverstärker breitbandig bis beispielsweise zu einigen 100 MHz arbeiten können, besitzen Gleichspannungs-Operationsverstärker mit einer Genauigkeit im Bereich von 0,001 bis 0,01 % eine maximale effektive Bandbreite von Gleichspannung bis zu lediglich 20 oder 50 kHz, wobei die Genauigkeit bei höheren Frequenzen stark abnimmt.
Der vorliegenden■Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine hochgenaue Verstärkerschaltungsanordnung anzugeben, in der Transistor-Nichtlinearitäten und durch thermische Effekte bedingte Verzerrungen ohne Phasenverzerrung kompensierbar sind.
Die Verstärkerschaltungsanordnung soll dabei bei einfachem Aufbau mit wenigen Schaltungskomponenten eine Genauigkeit in einem Bereich von 0,001 bis 0,1 % und einen Frequenzbereich von Gleichspannung bis etwa 500 MHz besitzen.
Diese Aufgabe wird bei einer Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch einen ein Eingangssignal aufnehmenden und ein verstärktes Signal liefernden Hauptverstärkerkanal in Form eines ersten Halbleiterverstärkers, einen an den ersten Halbleiterverstärker angekoppelten Geradeauskanal in Form eines zweiten Halbleiterverstärkers zur Erfassung einer durch den Hauptverstärkerkanal verursachten Verzerrung sowie zur Erzeugung eines Korrektursignals und einen das verstärkte Signal und das Korrektursignal summierenden Knoten zur Erzeugung eines verzerrungsfreien Ausgangssignals gelöst.
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Bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungsanordnung kommt zur Realisierung einer Korrektur erster Ordnung der Verstärkerverzerrung eine Geradeausverstärker-Technik zur Anwendung. Der an den Hauptverstärkerkanal angekoppelte Korrektur-Geradeauskanal erfasst Basis-Emitter-Verzerrungen im Hauptverstärkerkanal und erzeugt ein Fehlersignal·, das zur Kompensation von Verzerrungen im Ausgangssignal des Hauptverstärkerkanals diesem Ausgangssignal im Ausgangsknoten überlagert wird.
Bei einer Ausführungsform als Differenzverstärker-Schaltungsanordnung enthält ein Hauptverstärker ein erstes Emitter-gekoppeltes Transistorpaar, dem an den Basen ein Differenzsignal eingespeist wird. Die entsprechenden Basen eines Korrekturverstärkers in Form eines zweiten Emitter-gekoppelten Transistorpaars sind an die Emitter des ersten Transistorpaars angekoppelt. Die entsprechenden Kollektoren des zweiten Transistorpaars sind mit den Kollektoren des ersten Transistorpaars kreuzge- ' koppelt, um ein Paar von summierenden Ausgangsknoter * ; bilden. Eine derartige Schaltungskonfiguration stellt eine von Hause aus stabile Geradeausverstärkerschaltung dar, in welcher der Korrekturverstärker die Basis-Emitter-Signalverzerrung des Hauptverstärkers erfasst und ein Fehlerkorrektursignal in die Ausgangsknoten einspeist, um ein fehlerfreies Differenzausgangssignal zu erzeugen. Auf diese Weise werden durch Transistor-Nichtlinearitäten und thermische Effekte hervorgerufene Fehler korrigiert. Im gesamten Frequenzbereich von Gleichspannung bis etwa 200 MHz ist eine Genauigkeit von 0,01 bis 0,1 % realisierbar.
Andere Ausführungsformen der Verstärkerschaltungsanordnung unter Ausnutzung einer Geradeausverstärkertechnik ent-
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halten einen schnellen, bis oberhalb 500 MHz arbeitenden Cascode-Differenzverstärker sowie eine differentiell angepaßte Konstantstromquelle.
Weitere Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungsanordnung mit einem Geradeaus-Korrekturkanal;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungsanordnung in Form eines Differenzverstärkers .mit einem Geradeaus-Korrekturkanal;
Fig. 3A ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Geradeaus-Differenzverstärkers;
Fig. 3B ein eine Transistorcharakteristik nachbildendes Netzwerk, das in die Schaltung nach Fig. 3A eingeschaltet werden kann;
Fig. 3C eine andere Ausführungsform eines eine Tranistorcharakteristik nachbildenden Netzwerkes, das in die Schaltung nach Fig. 3A eingeschaltet werden kann;
Fig. 4 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Cascode-Geradeausverstärkers; und
Fig. 5 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen differentiell angepaßten Geradeaus-Stromquelle.
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Gemäß dem Blockschaltbild nach Fig. 1 wird an einer Klemme 10 ein Eingangssignal V in einen Verstärker 12 eingespeist. Dieser Verstärker 12 besitzt einen Verstärkungsfaktor K, welcher durch einen dem Verstärker eigenen bestimmten Betrag d an Verzerrung modifiziert wird, so daß sich eine übertragungsfunktion (K + d) ergibt. Das Ausgangssignal des-Verstärkers 12 wird über ein Netzwerk 14, dessen komplexe übertragungsfunktion gleich dem reziproken Wert des komplexen Verstärkungsfaktors K des Verstärkers 12 ist, in einen algebraisch summierenden Knoten 16 eingespeist, in dem ein modifiziertes Signal (V.+ Vd/K) vom Eingangssignal V subtrahiert wird. Dieses algebraisch summierte Signal wird in einen Verstärker eingespeist, welcher die gleiche Verstärkungs- und Verzerrungscharakteristik wie der Verstärker 12 besitzt, um ein Fehlersignal E = -(Vd + Vd /K) zu erzeugen. Das Fehlersignal E wird in einen algebraisch summierenden Knoten 20 eingespeist, in dem es dem Ausgangssignal des Verstärkers 12 hinzuaddiert wird, um an einer Ausgangs-
klemme 22 ein Ausgangssignal Y = VK - Vd /K zu erzeugen.
Die Verzerrungskompönente ist nunmehr ein Ausdruck zweiter Ordnung, welcher durch den Verstärkungsfaktor des Verstärkers dividiert wird. Ist beispielsweise K = 10 und d = 0,1, so ist die Ausgangs-Verzerrungskomponente
d /K = 0,001. Dieser Wert ist in der Praxis vernachlässigbar. Der Geradeauskreis über das Netzwerk 14, den Summationsknoten 16 und den Verstärker 18 besitzt keine ihm eigenen Verzögerungen, so daß er für Frequenzen bis oberhalb 500 MHz ebenso "schnell" wie der Hauptverstärkerkanal ist.
Das Blockschaltbild nach Fig. 2 zeigt einen Geradeausverstärker in einer Differenzverstärker-Schaltungskonfiguration. In einen durch Verstärker 35 und 37 gebildeten Differenzverstärker-Hauptkanal werden an. Eingangsklemmen
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30 und 32 differentieller Eingangsignale V und V eingespeist. Der Verstärker 35 enthält Verzerrungen bedingende Komponenten, welche beispielsweise durch die Basis-Emitter-Strecke mindestens eines Transistors gebildet werden können, so daß die Übertragungsfunktion dieses Teils = (1 + d) ist. Vier identische Netzwerke 40 bis 43 mit einer Übertragungsfunktion ß sowie ein Paar von algebraisch summierenden Knoten 45 und 47 dienen zur Summierung der unverzerrten und der verzerrten Signale, so daß Eingangssignale -Vßd und Vßd für einen Korrekturverstärker 50 entstehen, welcher eine übertragungsfunktion K+d/ß besitzt. Die Netzwerke 40 bis 43 können passive Spannungsteiler mit einem Teilerverhältnis von ß = 1/2 sein. Die Verstärkung des Korrekturverstärkers wird durch den Faktor 1/ß modifiziert, so daß komplementäre Fehler-Ausgangsignale E und E nicht beeinflußt werden. Diese komplementären Fehlersignale vom Korrekturverstärker 50 werden in Summationsknoten 52 und 54 den komplementären Ausgangssignalen des Hauptverstärkers hinzuaddiert, um an Ausgangsklemmen 56 und 58 korrigierte Ausgangssignale Y und Y zu erzeugen. Wie oben bereits angegeben, ist die Verzerrung ein Ausdruck zweiter Ordnung und damit minimal.
Fig. 3A zeigt ein Schaltbild eines Geradeaus-Differenzverstärkers bei dem es sich um eine konkrete Ausführungsform des mathematischen Modells nach Fig. 2 handelt. Der Hauptverstärkerkanal enthält ein Paar von Tranistoren 70 und 72, deren Emitter über einen Widerstand 75 zusammengeschaltet sind. Die Kollektoren der Transistoren 70 und 72 sind mit den Emittern eines Paars von in Basisschaltung geschalteten Transistoren 78 und 80 gekoppelt, während die Emitter über Stromsenken 82 und 84 an einer negativen Versorgungsspannung -VE„ liegen. Die Kollektoren der Transistoren 78 und 80 liegen über Lastwiderstände
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86 und 88 an einer positiven Versorgungsspannung +V_r, während die Basen der Transistoren 78 und 80 an einer Vorspannung +V07, liegen. An Eingangsklemmen 90 und 92
an
werden differentielle Eingangssignale +V . und -V . eingespeist, während das Ausgangssignal an Ausgangsklemmen 94 und 96 von den Kollektoren der Transistoren 78 und 80 abnehmbar ist. Der vorstehend beschriebene Teil des Verstärkers, welcher den Hauptverstärkerkanal eines erfindungsgemäßen Geradeaus-Differenzverstärkers bildet, stellt einen konventionellen Cascode-Differenzverstärker dar. Das differentielle Eingangssignal wird am Emitterwiderstand 75 erzeugt. Aufgrund der Basis-Emitter spannungen V-J7-,. und V_.„„ der Transistoren 70 und 72 und der damit verbundenen Verzerrung, ist die am Widerstand 75 erzeugte Signalspannung jedoch verzerrt. Das bedeutet, daß bei Einspeisen eines Differenzsignalb V131-
n ι
Vx,,, an den Basen der Transistoren 70 und 72 am Widerstand 75 ein Differenzsignal V„.-V„„ entsteht.
Der Korrekturverstärker enthält Transistoren 100 und ', j .., deren Emitter über einen Widerstand 105 zusammengeschaltet sind. Die Kollektoren dieser Transistoren 100 und 102 sind an die Kollektoren der Tranistoren 78 und 80 geschaltet, während die Emitter über Stromsenken 108 und 110 an einer negativen Versorgungsspannung -VE„ liegen. Die Basisspannungen.V1 und V-, des Hauptverstärkers 70, 72 werden mit den verzerrten Emitterspannungen V„2 un<^ V-., mittels eines aus vier Widerständen 115 bis 118 gebildeten Dämpfungswiderstandsnetzwerkes arithmetisch kombiniert. Die vier Widerstände besitzen alle den gleichen Widerstandswert, so daß die Summenspannung an der Basis des Transistors 100 etwa gleich 1/2(VB1+V ~) und die Summenspannung an der Basis des Transistors 102 etwa gleich 1/2(VB2+VE1) ist. Der Wert des Widerstandes 105
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ist bei dieser Ausführungsform so gewählt, daß er etwa gleich der Hälfte des Wertes des Widerstandes 75 ist, so daß der Kollektorstrom der Transistoren 100 und an den Kollektorstrom der Transistoren 70 und 72 richtig angepaßt ist. Die durch die Lastwiderstände 86 und 88 fließenden summierten Lastströme sind fehlerfrei, wodurch korrigierte Ausgangssignale erzeugt werden, die durch die mathematischen Begriffe Y und Y gemäß dem Blockschaltbildmodell nach Fig. 2 definiert sind. Eingangswiderstände 123 und 125 dienen zur Festlegung eines vorgegebenen Eingangswiderständes R . von beispielsweise 50 Ohm.
Zur Realisierung optimaler Ergebnisse sollten die aktiven Schaltungskomponenten genau aneinander angepaßt sein. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3A arbeitet zufriedenstellend bis zu Frequenzen von oberhalb 200 MHz, wobei eine Genauigkeit zwischen 0,01 und 0,1 % erhalten bleibt. Eine solche Schaltungsanordnung ist von Hause aus stabil und insbesondere zur Realisierung als integrierter Schaltkreis hervorragend geeignet. Der Wert für die Widerstände 115 bis 118 liegt in der Größenordnung von jeweils 100 Ohm. Aus den folgenden Gleichungen können die geeigneten Werte R ermittelt werden:
R11 5=R118' R116=R117;R123=R125 (1}
Rein=R123 1 /2 (RVi5+R117^
R115=hib,Q70+R117
R R115 2R75R116
105 hfb,Q70(R115+R117) R75+2R116
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Der Gesamt-Übertragungsleitwert des Verstärkers ist gleich:
hfb,Q70hfb,Q78R116
rT _ 2R75R116 . (5)
115
R75+2R116
Durch Ersatz der Widerstände 115 und 118 in der Schaltung nach Fig. 3A durch ein Netzwerk nach Fig. 3B auf jeder Seite des Verstärkers kann ein besseres Hochfrequenzverhalten realisiert werden. Das Netzwerk nach Fig. 3B enthält zwei in Serie liegende Widerstände 130 und 132, wobei dem Widerstand 130 eine Kapazität 134 parallelliegt. Der Widerstand 130 und die Kapazität 134 besitzen Wert r und c , welche an die Parameter r und c des Hybrid-Tt-Ersatzbildes der Transistoren 70 und 72 angepaßt sind. Der Wert des Widerstandes 132 ist so gewählt, daß er den aus Gleichung (3) errechneten Gesamtwert E.,,., R118 ergibt.
Zur Realisierung einer höheren Genauigkeit der Schaltungsanordnung nach Fig. 3A wird jedoch gemäß dem Teilschaltbild nach Fig. 3C ein zusätzliches Paar von an die Transistoren 70 und 72 angepaßten Transistoren in den Kreis eingeschaltet. In Fig. 3C ist aus Übersichtlichkeitsgründen lediglich eine Seite der Schaltungsanordnung dargestellt. In dieser Schaltungsanordnung ist der Widerstand 115 von der Basis des Transistors 70 abgeschaltet, und an den Emitter eines zusätzlichen Transistors 136 angeschaltet, dessen Basis an der Basis des Transistors 70 liegt. Der Kollektor des Transistors 163 liegt an einer positiven Versorgungsspannung +Mnn, während sein Emitter über eine Stromsenke 138 an einer negativen Versorgungsspannung -V™ liegt. Der Transistor 136 -ist identisch mit
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dem Transistor 72, während die Stromsenke 138 identisch mit der Stromsenke 84 ist, so. daß die Verzerrungen hervorrufenden Komponenten aneinander angepaßt sind. In den Kreis zwischen der Basis des Transistors 72 und den Widerstand 118 ist natürlich entsprechend ein identischer Transistor eingeschaltet. Für diese Ausführungsform können die Widerstände 115, 116, 117 und 118 den gleichen Wert besitzen. Um die Koppelimpedanzen besser anzupassen, kann die Eingangsimpedanz R . durch den Wert der Widerstände 123 und 125 festgelegt werden. Die bei dieser Ausführungsform sich ergebende hohe Genauigkeit wird durch eine höhere Stromaufnahme und damit durch eine höhere Leistungsaufnahme bedingt durch den Transistor 136 und sein Gegenstück auf der anderen Seite der Schaltungsanordnung erkauft. Darüber hinaus ist auch die Frequenzcharakteristik beschränkt. Wird die Schaltung jedoch als integrierter Schaltkreis realisiert, so können die Leistungsverluste durch entsprechende Auslegung der pn-übergangsbereiche der zusätzlichen Transistoren in Anpassung an die entsprechenden Bereiche der Transistoren 70 und 72 so klein wie möglich gehalten werden. Die durch die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 136 hervorgerufene Verzerrung kann durch ausreichend große Werte für die Widerstände 115 bis 118 minimal gehalten werden.
Fig. 4 zeigt einen Cascode-Geradeausverstärker, in dem gleiche Elemente wie in den vorangehenden-Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die Verstärkerstufen entsprechen dabei den Verstärkerstufen der Ausführungsform nach Fig. 3A. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von oben beschriebenen Ausführungsformen darin, daß die Korrekturverstärker-Transistoren 102 und 100 an die Kollektorkreise der Hauptverstärker-Transistoren 70 und 72 angeschaltet sind, wodurch Spannungsteiler-
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netzwerke entfallen können. Die Ausführungsform besitzt bei guter Stabilität den Vorteil der Schnelligkeit und einer geringen Anzahl von Schaltungskomponenten. Der Wert des Widerstands 105 ist gleich dem des Widerstandes 75, so daß.der Korrekturverstärkerkanal die gleiche Verstärkung und Bandbreite wie der Hauptverstärkerkanal besitzt. Eine praktisch entwickelte Ausführungsform besitzt eine breitbandige Frequenzcharakteristik bis über 500 MHz-. Eine zusätzliche Cascode-Stufe mit Transistoren 140 und 142 in Basisschaltung liegt zwischen den Kollektorstrom-Summationsknoten und den Lastwiderständen 86 und 88, um durch thermische Effekte bedingte Verzerrungen in den unteren Transistoren zu reduzieren. An der Klemme 92 ist gestrichelt eine Masseverbindung dargestellt, da die Schaltungsanordnung auch mit lediglich einer Eingangsklemme 90 arbeiten kann.
Die Parameter der Transistoren 70, 72, 78 und 80 sollen so weit wie möglich aneinander angepaßt sein, wobei deren Kollektor-Emitter spannungen gleich sein sollen, so <-~" Leistungsverluste gleich sind, weil bei dieser Ausführungsform die Transistoren 78 und 80 zur Nachbildung von Verzerrungen hervorrufenden Komponenten der Transistoren 70 und 72 dienen. Die dynamischen Leistungsverluste im oberen Transistorpaar sollen an die des unteren Transistorpaares angepaßt sein. Zwei zusätzliche Vorteile dieser Schaltungsanordnung sind darin zu sehen, daß ihre Übersteuerungscharakteristik derjenigen eines konventionellen Differenzverstärkers entspricht und daß die Eingangsimpedanz leicht einzustellen ist.
Da im Cascode-Geradeausverstärker nach Fig. 4 weniger Schaltungskomponenten vorhanden sind, eignet sich diese Ausführungsform ideal für eine Ausbildung als bipolarer integrierter Schaltkreis mit NPN-Planartransistoren.
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Die Schaltungsanordnung kann natürlich ebenso gut diskret aufgebaut werden. Bei Ausbildung als integrierter Schaltkreis ist jedoch die Anpassung der Komponenten zur Sicherstellung einer hochgenauen Charakteristik der Schaltungsanordnung leichter zu realisieren. Da der in integrierten Schaltungen auftretende Spannungshub klein ist, treten Kapazitätsprobleme nicht auf.
Figur 5 zeigt ein Schaltbild einer differentiell angepaßten Stromquelle unter Ausnutzung der erfindungsgemäßen Geradeausverstärker-Technik. Hauptverstärkertransistoren 150 und 152 sind über Emitterwiderstände 154 und 156 als Differenzverstärker geschaltet, wobei der Verbindungspunkt der genannten Widerstände an einer Versorgungsspannung ~Vpp liegt. Die Basen der Transistoren 150 und 152 liegen zusammen an einer eine stabile Bezugsspannung liefernden Quelle, welche im vorliegenden Fall in Form eines Spannungsteilers mit Widerständen 160 und sowie mit einem als Diode geschalteten Transistor 165 ausgebildet ist. Dieser Spannungsteiler liegt zwischen Masse und der Versorgungsspannung -V„„. Der Korrektur·^- verstärker enthält Transistoren 170 und 172, deren Emitter über einen Emitterwiderstand 175 zusammengeschaltet sind. Die Kollektoren der Transistoren 170 und 172 sind mit den Kollektoren der Transistoren 152 und 150 kreuzgekoppelt, während die Emitter der Transistoren 170 und 172 über Widerstände 177 und 179.an der negativen Versorgungsspannung -V„_ liegen. Alle Emitterwiderstände 154, 156, Hihi
175, 177 und 179 sind so gewählt, daß die Kollektorströme der vier Transistoren aneinander angepaßt sind. Auf Ausgangsleitungen 180 und 182 stehen differentiell angepaßte Ströme I_ und IQ zur Verfügung. Bei dieser Schaltungskonfiguration bedingt jede Änderung der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 150 und 152 die Erzeugung eines Differenzsignals an den Basen der Transistoren 170 und 172,
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wo durch Ausgangsknoten 180 und 182 zur Konstanthaltung der Ströme IQ und ÜL der richtige Strombetrag zugeführt wird. Die über die Transistoren 170 und 172 fließenden Ströme können wesentlich kleiner als die von den Transistoren 150 und 152 geführten Ströme sein.
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Claims (8)

  1. Patentansprüche
    ;1i Verstärkerschaltungsanordnung, gekennzeichnet durch einen ein Eingangssignal aufnehmenden und ein verstärktes Signal liefernden Hauptverstärkerkanal (12) in Form eines ersten· Halbleiterverstärkers (70, 72; 150, 152), durch einen an den ersten Halbleiterverstärker angekoppelten Geradeauskanal (14, 16, 18) in Form eines zweiten Halbleiterverstärkers (100, 102; 170, 172) zur Erfassung einer durch den Hauptverstärkerkanal (12) verursachten Verzerrung sowie zur Erzeugung eines Korrektursignals und durch einen das verstärkte Signal und das Korrektursignal summierenden Knoten (20) zur Erzeugung eines verzerrungsfreien Ausgangssignals.
  2. 2. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Halbleiterverstärker sowie der zweite Halbleiterverstärker durch ein erstes bzw. ein zweites Emitter-gekoppeltes Transistorpaar (70,72; 150, 152 bzw. 100,102; 170,172) gebildet sind, deren Kollektoren zur Bildung des Knotens derart gekoppelt sind, daß sich eine algebraische Summation ergibt.
  3. 3. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Gerädeauskanal (14, 16, 18) ein an die Basen und Emitter der Transistoren des ersten Emitter-gekoppelten Transistorpaars (70,72) angekoppeltes Netzwerk (115, 116, 117, 118; 130, 132, 134; 115, 116, 117, 118, 136) enthält, das Verzerrungssignale erzeugt, welche einer durch die Basis-Emitter-
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    ORIGINAL INSPECTED
    Strecken des ersten Emitter-gekoppelten Transistorpaars bedingten Verzerrung proportional und an die Basen des zweiten Emitter-gekoppelten Transistorpaars (100", 102) angekoppelt sind.
  4. 4. Verstärkerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch-gekennzeichnet, daß das Netzwerk (115, 116, 117, 118) ein erstes an die Basen des ersten Transistorpaars (70, 72) angekoppeltes Paar von angepaßten Widerständen (115, 118) sowie ein zweites an die Emitter des ersten Transistorpaars (70, 72) angekoppeltes Paar von angepaßten Widerständen (116, 117) enthält, und daß die Widerstandspaare zur Erzeugung des Verzerrungsignals an ihren Verbindungspunkten kreuzgekoppelt sind.
  5. 5. Verstärkerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (115 bis 118, 136) zwischen dem ersten Widerstandspaar (115, 118) und den Basen des ersten Transistorpaars (70, 72) liegende, eine pn-Übergangscharakteristik nachbildende Zweige (136) zur Erhöhung der Verstärkergenauigkeit enthält.
  6. 6. Verstärkerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Halbleiterverstärker ein zwischen den Kollektoren des ersten Emitter-gekoppelten Transistorpaars (70,72) und dem Knoten liegendes Transistorpaar (78, 80) in BcsLsschaltung enthält.
  7. 7. Verstärkerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung von differentiell angepaßten Ausgangsströmen durch
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    Überlagerung des verstärkten Signals und des Korrektursignals die Basen des zweiten Emitter-gekoppelten Transistorpaars (100, 102) an die Kollektoren des ersten Emitter-gekoppelten Transistorpaars (70, 72) angekoppelt und die Kollektoren des zweiten Emittergekoppelten Transistorpaars (100, 102) mit den Kollektoren des ersten Emitter-gekoppelten Transistorpaars (70, 72) kreuzgekoppelt sind.
  8. 8. Verstärkerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung von differentiell angepaßten Ausgangsströmen durch überlagerung des verstärkten Signals und des Korrektursignals die Basen des ersten Emitter-gekoppelten Transxstorspaars (150, 152) an eine Stromquelle (160, 164, 165) angekoppelt, die Basen des zweiten Emittergekoppelten Transistorpaars (170, 172) an die Emitter des ersten Emitter-gekoppelten Transistorpaars (150, 152) gekoppelt und die Kollektoren des zweiten Emittergekoppelten Transistorpaars (170, 172) mit den KoI ...-,-toren des ersten Emitter-gekoppelten Transistorpaars (150, 152) kreuzgekoppelt sind.
    909819/071S
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