DE2412031B2

DE2412031B2 - Gegentaktverstärker

Info

Publication number: DE2412031B2
Application number: DE2412031A
Authority: DE
Inventors: Paul L. Los Angeles Calif. Rebeles (V.St.A.)
Original assignee: TRW Inc
Current assignee: Northrop Grumman Space and Mission Systems Corp
Priority date: 1973-05-29
Filing date: 1974-03-13
Publication date: 1978-05-03
Also published as: NL7403067A; FR2232142A1; DE2412031A1; PH10554A; DE2412031C3; FR2232142B1; GB1437913A; JPS5054270A; US3895306A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Gegentaktverstärker mit einem Verstärkerpaar, einer ein Eingangssignal mit entgegengesetzten Phasen an die Eingänge der beiden Verstärker anlegenden Signal-Einkopplungseinrichtung, einer mit den Verstärkerausgängen verbundenen Signal-Auskopplungseinrichtung, an deren Ausgang ein der Differenz der Ausgangssignale der beiden Verstärker entsprechendes Ausgangssiignal gebildet ist, und mit einer Rückkopplungsschaltung zur Symmetrierung des Gegentaktverstärkers.

Bei der ursprünglichen Zuordnung von Frequenzen ^r) für Fernsehkanäle wurde besondere Aufmerksamkeit denjenigen Frequenzen gewidmet, die sicherstellen sollen, daß die durch nichtlineare Verstärkung erzeugten Verzerrungsprodukte nicht zur Erzeugung von Signalen innerhalb des Durchlaßbandes eines ausge-

K) wählten Kanals führen. Mit der Entwicklung von Gemeinschaftsantennenanlagen führte der Bedarf an zusätzlichen Kanälen zur Benutzung neuer Kanäle mit Frequenzen, welche im Falle von Nicht-Linearitäten in der Verstärkung Störsignale auf einigen Kanälen

π hervorrufen. Für diese Störungen sind in weitem Umfang geradzahlige Verzerrungsprodukte ursächlich, welche durch die Nicht-Linearität des Verstärkersystems hervorgerufen werden.

Die übliche Methode zur Reduzierung bzw. Unter-

i(i drückung geradzahliger Verzerrungsprodukte besteht in der Verwendung eines aus zwei identischen A-Verstärkern bestehenden Gegentaktverstärkers. Es ist bekannt, daß ein den beiden Röhren eines Gegentaktverstärkers gemeinsamer Kathodenwider-

2Ί stand ausgleichend auf unterschiedliche Kennlinieneigenschaften der beiden Röhren wirkt, da die an ihm auftretende Spannung auf die eine Röhre eine negative und auf die andere Röhre eine positivere Kopplung ausübt, die beide im Sinne einer Symmetrierung wirken.

ίο Für viele Anwendungen ist diese Methode zufriedenstellend; jedoch schaffen die geradzahligen Verzerrungsprodukte in einem Gemeinschaftsantennensystem Probleme, welche das übliche Maß übersteigen. Ein Gemeinschaftsantennen-Verteilersystem umfaßt einen

i^ri oder mehrere lange Leitungsstränge über den zu bedienenden Bereich, wobei jeder Verbraucher den Leitungsstrang an einer Stelle anzapft, an der der Leitungsstrang im eigenen Zugriffsbereich (Wohung) liegt. Leitungsverluste und Verbraucherlasten machen

4(! es erforderlich, daß breitbandige Booster-Verstärker in die Verteilerleitung in relativ kurzen Abständen eingesetzt werden. Die in jedem Booster-Verstärker hervorgerufene Verzerrung (Klirrfaktor) wird von jeder nachfolgenden Verstärkerstufe verstärkt, mit dem Ergebnis, daß ohne exzeptionell linear arbeitende Booster-Verstärker größere Störungen am Leitungsende auftreten.

Aus der DE-PS 8 39 656 ist eine Schaltungsanordnung zur Kompensation der geradzahligen Oberschwingungen in einem Gegentaktverstärker bekannt, bei der zwischen zwei gegenphasig schwingenden Punkten des Anodenkreises ein aus wenigstens zwei Widerständen bestehender Spannungsteiler gelegt ist, dessen Verbindungspunkt über einen Widerstand mit der Masse des Verstärkers verbunden ist. Dieser Widerstand ist entweder in den Gitterkreis der Verstärkerröhren oder einer vorhergehenden Stufe gelegt. Alle Widerstände sind im Verhältnis zueinander so einzustellen, daß der Klirrfaktor minimalisiert wird. Die Einstellung der den

W) Spannungsteiler bildenden Widerstände ist dabei so vorzunehmen, daß der den Spannungsteiler mit der Verstärkermasse verbindende Widerstand genau in der Diagonalen einer von den Spannungsteilerwiderständen einerseits und den beiden Verstärkerhälfien mit dem Ausgangsübertrager andererseits gebildeten Brücke liegt. Die geradzahligen Oberschwingungen wirken bei einer solchen Einstellung während der einen Halbschwingung der Gitterwechselspannung für diejenige

Röhre gegenkoppelnd, welche gerade die positive Halbschwingung führt, und positiv rückkoppelnd auf die andere Röhre. Beides wirkt in dem Sinn, daß der infolge einer Unsymmetrie der Röhren und der anderen Schaltungselemente auftretende Unterschied der Am- ■-, plituden und Phasen der geradzahligen Oberschwingungen verringert oder sogar beseitigt wird.

Zur Verbesserung der Frequenzunabhängigkeit eines Niederfrequenz-Gegentaktverstärkers ist es außerdem bekannt, auf den Sekundärseiten eines eine Signal-Ein- ι ο kopplungseinrichtung bildenden Transformators Ohmsche Widerstände parallel zu schalten und die beiden Widerstände so abzugleichen, daß die Beträge der Wechselspannungen der beiden Sekundärseiten genau einander gleich sind. ι -,

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit überraschend einfachen Mitteln eine Selbstsymrnetrierung des Gegentaktverstärkers und damit eine besonders gute Unterdrückung der geradzahligen Harmonischen zu erreichen.

Ausgehend von einem Gegentaktverstärker der eingangs angegebenen Art, schlägt die Erfindung zur Lösung dieser Aufgabe vor, daß eine der Summe der Ausgangssignale der beiden Verstärker entsprechendes Signal erzeugende Summierschaltung mit den beiden 2> Verstärkern verbunden ist und daß die Rückkopplungsschaltung von der Summierschaltung über Widerstände derart auf die Eingänge des Gegentaktverstärkers führt, daß das Summensignal gegenkoppelnd für den Verstärker mit höherer Verstärkung und mitkoppelnd für den ji> Verstärker mit niedriger Verstärkung wirkt. Hierdurch werden die Verstärkungen in den beiden Hälften des Gegentaktverstärkers gleichgemacht und eine vollständige Unterdrückung geradzahliger Harmonischer erreicht, ohne aufwendige und zeitraubende Anpassungs- r> und Abgleichsbedingungen herstellen zu müssen.

Besonders vorteilhaft läßt sich der erfindungsgemäße Gegentaktverstärker als breitbandiger Booster-Verstärker mit zwei A-Kaskodeverstärkem in Gegentaktschaltung für eine Gemeinschaftsantennenanlage einsetzen. Die Basiselektroden der emittergesteuerten Transistoren sind dabei vorzugsweise zusammengeschaitet, und von diesem Punkt geht das Rückkopplungssignal gleichzeitig an beide Eingänge der Verstärkerhälften. Ohne besondere Abgleichmaßnahmen führt dies zu einer Selbstsymmetrierung der beiden Hälften des Gegentaktverstärkers, und zwar selbst dann, wenn der Gegentaktverstärker eine hohe Verstärkung hat, also an sich zu erheblichen Verzerrungen bei ungleichen Übertragungscharakteristiken in den -,o beiden Hälften neigt.

In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt. Es zeigt

F i g. 1 ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform des neuen Gegentaktverstärkers und -,-,

F i g. 2 ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform des Gegentaktverstärkers.

Zunächst wird auf F i g. 1 Bezug genommen, in der ein Ausführungsbeispiel des beschriebenen Gegentaktverstärkers in schematischer Form dargestellt ist. In der (,0 Darstellung gemäß F i g. 1 sind nur die Signalwege gezeigt, während die Betriebsspannungsanschlüsse und die erforderliche Entkopplung in der Technik bekannte Maßnahmen sind. Zwei nominell identische Verstärkerstufen 10 und 11 sind in Gegentaktschaltung vorgese- bs hen, wobei ein Eingangsübertrager 12 und ein Ausgangsübertrager 13 Verwendung finden. Die Verstärkerstufen sind invertierend, d. h., ein positives Signal an ihren Eingängen 14 und 15 führt zu einem negativen Signal an ihren Ausgängen 16 und 17. Nichtinvertierende Stufen könnten gegebenenfalls verwendet werden, wobei allerdings irgendeine signalinvertierende Schaltung, z. B. ein geeignet angeordneter Übertrager in die Rückkopplungsschleife eingesetzt werden müßte, um die geeigneten Phasenbeziehungen um die Schleife herzustellen. Derartige Einrichtungen zur Phaseneinstellung sind bekannt und brauchen hier nicht näher erörtert zu werden.

Ein dem Eingang des Übertragers 12 aufgedrücktes Signal erscheint an den Eingängen 14 und 15 der Verstärker 10 und 11 mit der gleichen Amplitude, jedoch mit einer Phasendifferenz von 180°. Zur Erleichterung der Erläuterung ist der Punkt 18 an Erde gelegt und bildet daher den Referenzpunkt, auf den andere Schaltungsspannungen bezogen sind.

Wenn die Verstärkungen der Verstärker 10 und 11 identisch sind, so erscheinen an den Verstärkerausgängen 16 und 17 verstärkte Signale, welche entgegengesetzt gleiche Größe haben. Solange die Signale auf den Leitungen 16 und 17 gleich und entgegengesetzt sind, steht keine Spannung an der Rückkopplungsleitung 19, d. h. der Mittelanzapfung des Ausgangsübertragers an. Wenn jedoch die Verstärkung des Verstärkers 10 kleiner als diejenige des Verstärkers 11 ist, so ergeben sich ungleiche Spannungen, und es erscheint eine Spannung am Punkt 19, die mit der Spannung auf der Leitung 17 phasengleich ist. Selbstverständlich wäre das Gegenteil der Fall, wenn der Verstärker 10 eine höhere Verstärkung hätte.

Im oben zuerst genannten Falle, bei dem der Verstärker 11 die höhere Verstärkung hat, wird die Spannung am Mittelabgriff 19 zu den Verstärkereingängen 14 und 15 über Widerstände 20 und 21 rückgekoppelt, wobei die Rückkopplungsspannung am Eingang 14 mit dem Signal vom Übertrager 12 gleichphasig und die Rückkopplung am Eingang 15 gegenphasig ist. Die positive Rückkopplung (Mitkopplung) am Verstärker 10 bewirkt eine Erhöhung der Spannung am Ausgang 16 und die negative Rückkopplung (Gegenkopplung) am Verstärker 11 dämpft dessen Ausgangssignal bei 17. Im Ergebnis werden dadurch die Ausgangsspannungen der Verstärker 10 und 11 im wesentlichen gleichgemacht, wodurch im wesentlichen gleiche harmonische Verzerrungen erzeugt werden, deren geradzahlige Komponenten gleichphasig, anstatt um 180° phasenverschoben sind. Dies gilt aus dem Grunde, da die für eine Halbperiode eines Signals erforderliche Zeit mit der Zeit für eine Periode der zweiten Harmonischen und einem Vielfachen der Perioden von geradzahligen Harmonischen höherer Ordnung identisch ist. Wenn daher zwei identische Signale eine 180°-Phasenbeziehung haben, sind die geradzahligen Harmonischen in den Signalen gleichphasig.

Daher sind die Ausgangssignale 16 und 17 der Verstärker 10 und 11 in bezug auf die Grundwelle des über den Eingangsübertrager 12 eingespeisten Signals um 180° phasenverschoben und additiv am Ausgangsübertrager, so daß sie ein starkes Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 22 hervorrufen, während die geradzahligen Harmonischen der Signale bei 16 und 17 gleichphasig und von im wesentlichen gleicher Amplitude sind, so daß sie keine Spannung an der Primärwicklung des Ausgangsübertragers 13 und daher kein Signal bei 22 hervorrufen.

Es leuchtet ein, daß die in F i g. 1 durch das

Verstärkersymbol dargestellten Verstärker 10 und 11 beliebige Verstärkerausführung unter Verwendung von Elektronenröhren, Transistoren und ein- oder mehrstufigen Ausführungen haben können.

Ein zweites Ausführungsbeispiel des beschriebenen ■> Gegentaktverstärkers ist anhand eines detaillierteren schematischen Schaltbildes in F i g. 2 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind zwei Kaskodeverstärker, bestehend aus Transistoren 31 und 32 sowie 33 und 34 in Gegentaktschaltung mit einem Eingangsübertrager 35 κι und einem Ausgangsübertrager 36 vorgesehen. Widerstände 37 und 38 bilden eine gewisse Gegenkopplung in jedem Verstärkerabschnitt, ebenso wie die Serienschaltung des Widerstands 40 mit dem Kondensator 41 und des Widerstands 42 mit dem Kondensator 43. Der Zweck dieser Rückkopplungselemente liegt in der Linearisierung der Verstärkerabschnitte und der Abflachung des Frequenzgangs. Die Einbeziehung dieser Elemente in die Schaltung bildet nicht Gegenstand der Erfindung, zumal sie zu herkömmlichen Schaltungsmaß- 2;> nahmen gehört. Widerstände 44, 45, 46, 47 und 48 sind so gewählt, daß sie die richtigen Vorspannungen an die Transistorelemente zur Einstellung des geeigneten Verstärker-Arbeitsbereichs anlegen. Die Basiselektroden der emittergetriebenen Transistoren 32 und 34 sind 2 > zusammengeschlossen und mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 44 und 45 gekoppelt. Bezüglich des zu verstärkenden Signals ist diese Verbindung das Äquivalent zu der bei herkömmlichen Kaskodeverstärkern üblichen Verbindung der Basiselektroden mit Erde. Diese Maßnahme ist darin begründet, daß die an diesen Basiselektroden erscheinenden Signale eine 180°-Phasenbeziehung haben und einander auslöschen. Die Verzerrungsprodukte geradzahliger Harmonischer haben jedoch nach der vorstehenden Erläuterung keine r> 180°-Phasenbeziehung, sondern sind gleichphasig. Derartige Verzerrungsprodukte treten an der Verbindungsstelle des Widerstands 44 mit der Kombination aus Widerstand 45 und Kondensator 49 auf.

Die in F i g. 2 gezeigte Schaltung arbeitet in der ·»< > gleichen Weise wie die Ausführung gemäß Fig. 1. Der Eingangsübertrager 35 legt gleiche jedoch entgegengesetzte Signale an die Basiselektroden der Transistoren 31 und 33 an, die als Verstärker in Emitterschaltung (common emitter amplifiers) wirken. Die in den ·τ> Kollektorstrecken entwickelten Ausgangssignale werden den Emittern der Transistoren 32 und 34 zugeführt, welche in Basisschaltung angeordnet sind und ihre Ausgangssignale an den Ausgangsübertrager 36 anlegen. In dem Maße, in welchem die beiden Kaskodever- >o stärker identisch sind und identische Verstärkungen haben, löschen sich alle von den beiden Verstärkern hervorgerufene Verzerrungen der geradzahligen Harmonischen im Ausgangsübertrager 36 aus.

Wie im vorstehenden erläutert wurde, ist die von Vi einem Verstärker hervorgerufene harmonische Verzerrung auf das Ausgangssignal des Verstärkers bezogen, wobei die von den beiden nominell identischen Verstärkern hervorgerufenen Verzerrungen nahezu identisch sind, wenn die Ausgangsgrundwellen der wi beiden Verstärker übereinstimmende Amplituden haben.

Eine Ausgangssignaldifferenz zwischen dem die Transistoren 31 und 32 umfassenden Verstärkerabschnitt und dem die Transistoren 33 und 34 umfassenden h^r> Vcrstärkerabschnitt äußert sich in einer Spannung an der Verbindungsstelle der Basiselektroden der Transistoren 32 und 34. Diese Spannung wird an die Basiselektroden der Transistoren 31 und 33 über den Kondensator 49, den Widerstand 45 und die Widerstände 46 bzw. 48 rückgekoppelt. Die Spannung ist gleichphasig mit Bezug auf den eine geringere Ausgangsspannung entwickelnden Verstärker und gegenphasig mit Bezug auf den das höhere Ausgangssignal entwickelnden Verstärker; wenn daher die Rückkopplung genügend hoch ist, werden die beiden Verstärkerausgänge symmetriert. Jede Hälfte der im wesentlichen übereinstimmende Ausgangssignale entwickelnden Gegentaktstufen ergibt im wesentlichen die gleiche Verzerrung von Harmonischen, woraus eine Auslöschung der geradzahligen Harmonischen und ein Ausgangssignal mit sehr geringer Verzerrung resultiert. Als Beispiel der mit der beschriebenen Schaltung erzielbaren Unterdrückung geradzahliger Verzerrungen wurden Messungen mit einem entsprechend F i g. 2 aufgebauten typischen Verstärker durchgeführt. Die gesamten Verzerrungsprodukte der geradzahligen Harmonischen bei drei Eingangsfrequenzen (Gemeinschaftsantennenkanäle 2,13 und R) sind in der Tabelle 1 unter den Bedingungen mit und ohne den Rückkopplungskondensator 49 gezeigt. Die Werte der Elemente der Rückkopplungsschaltung waren zum Zeitpunkt der Messung wie folgt:

Widerstand 44	Tabelle 1	750 0hm
Widerstand 45	530 Ohm
Widerstand 46	220 Ohm
Widerstand 47	3700hm
Widerstand 48	220 Ohm
Kondensator 49	0,01 mF

Verzerrung zweiter Ordnung

(Verzerrung der geradzahligen

Harmonischen)

(DB unter +50dbm V)

Kanal	2	13	R
Frequenz (MHz)	55,25	211,25	266,85
Ohne Kondensator 49	-78	-72	-66
Mit Kondensator 49	-78	-80	-74

Aus der Tabelle 1 ergibt sich, daß eine wesentliche Reduktion der Verzerrung zweier Ordnung (Verzerrung der geradzahligen Harmonischen) in den Kanälen 13 und R erreicht wurde, daß der Verstärker jedoch anfänglich auf Kanal 2 gut symmetriert war, so daß keine Verbesserung festgestellt wurde. Dieses Ergebnis unterstreicht einen der Nachteile bekannter Verstärker in bezug auf die Verminderung der Verzerrung bzw. des Klirrfaktors eines breitbandigen Verstärkers. Wenn auch der Verstärker unter entsprechendem Aufwand bei einer bestimmten Frequenz zur Erzeugung minimaler Verzerrung symmetriert werden kann, so ist die erforderliche Symmetrierung doch frequenzabhängig so daß nach dem bisherigen Stande der Technik eine Minimalverzerrung nicht auf einer Breitbandbasis erzielbar war.

Der gleiche Verstärker, anhand dessen die Dater gemäß Tabelle I abgeleitet wurden, wurde danach modifiziert, um ihn bewußt derart zu asymmetrieren daß sich ein Verstärker ergibt, bei dem die Toleranzer der Komponenten additiv sind. Der Widerstand 4f wurde auf 250 Ohm erhöht. Die Ergebnisse unter diesel Bedingung sind in Tubcllc 2 gezeigt.

Tabelle 2

Verzerrung zweiter Ordnung

(Verzerrung der geradzahligen

Harmonischen)

(DB unter +50dbm V)

Kanal 2 13 R

Frequenz (MHz) 55,25 211,25 266,85

Ohne Kondensator 49 -70 -65 -58

Mit Kondensator 49 - 76 - 77 - 72

Wie erwartet, ergibt sich eine wesentlich größere Verzerrung bei der Schaltung ohne Kondensator 49, während die Verzerrung unter Einbeziehung des Rückkopplungskondensators immer noch extrem gering ist, nämlich um nur wenige db schlechter als im Falle eines nominell symmetrischen Verstärkers ist.

Ein zusätzlicher Test wurde anhand von vier Verstärkern durchgeführt, die ähnlich dem verwendeten Verstärker aufgebaut waren, um die Daten der Tabellen 1 und 2 abzuleiten. In diesem Falle wurde der Test nur auf einem Kanal (Kanal 13, 211,25 MHz) durchgeführt, jedoch unter den folgenden Bedingungen: ohne Rückkopplung, Rückkopplung über den Widerstand 45

und Rückkopplung sowohl über den Widerstand 45 als auch über den Kondensator 49. Die Ergebnisse sind in Tabelle 3 zusammengestellt.

Tabelle 3

Verzerrung zweiter Ordnung

(Verzerrung der geradzahligen

Harmonischen)

(DB unter +50dbm V)

Verstärker Nr. 1

Ohne Rückkopplung - 70
Nur Widerstand 45 -72
Widerstand 45 und
Kondensator 49 -80

-65,5

-67

-72 -72,5

-60

-62,5

-77,5 -80 -68,5

Durch die Einbeziehung einer Rückkopplungsschaltung in den Gegentaktverstärker werden also Verzerrungen zweiter Ordnung (Verzerrungen geradzahliger Harmonischer) reduziert. Die beschriebene Schaltung läßt sich mit großen Vorteilen für breitbandige HF-Anwendungen, z. B. als Gemeinschaftsantennen-Relaisverstärker anwenden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Gegentaktverstärker mit einem Verstärkerpaar, einer ein Eingangssignal mit entgegengesetzten Phasen an die Eingänge der beiden Verstärker anlegenden Signal-Einkopplungseinrichtung, einer mit den Verstärkerausgängen verbundenen Signal-Auskopplungseinrichtung, an deren Ausgang ein der Differenz der Ausgangssignale der beiden Verstärker entsprechendes Ausgangssignal gebildet ist, und mit einer Rückkopplungsschaltung zur Symmetrierung des Gegentaktverstärkers, dadurch gekennzeichnet, daß eine ein der Summe der Ausgangssignale der beiden Verstärker (10, 11; 31, 32, 33, 34) entsprechendes Sigiial erzeugende Summierschaltung (13, 19; 36, ß+) mit den beiden Verstärkern verbunden ist und daß die Rückkopplungsschaltung (20, 21; 45, 46, 48, 49) von der Summierschaltung über Widerstände (20,21; 46,48) derart auf die Eingänge (14, 15; 31, 33) des Gegentaktverstärkers führt, daß das Summensignal gegenkoppelnd für den Verstärker mit höherer Verstärkung und mitkoppelnd für den Verstärker mit niedrigerer Verstärkung wirkt.

2. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der das Summensignal führende, mit der Rückkopplungsschaltung (20, 21; 44 ... 49) verbundene Ausgang der Summierschaltung der Mittelabgriff (19; B+) der Primärwicklung eines die Signal-Auskopplungseinrichtung bildenden Ausgangsübertragers (13; 36) ist.

3. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Verstärker (10,11; 31,32 und 33,34) Kaskodeverstärker sind.

4. Gegentaktverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Kaskodeverstärker eine Transistorstufe (31 bzw. 33) in Emitterschaltung, gefolgt von einer Transistorstufe (32 bzw. 34) in Basisschaltung aufweist.

5. Gegentaktverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektroden der Transistorstufen (32,34) in Basisschaltung miteinander und mit der Summierschaltung (B+, 44) verbunden sind und das Rückkopplungssignal von der Verbindungsschaltung der beiden Basiselektroden abgeleitet ist.

6. Gegentaktverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektroden der beiden Transistoren (31, 33) in Emitterschaltung die Eingänge der beiden Verstärker bilden und mit den Basiselektroden der beiden Transistoren (32, 34) in Basisschaltung über die Rückkopplungsschaltung (45,46,48,49) verbunden sind.

7. Gegentaktverstärker nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung ein Widerstands-Kondensator-Netzwerk (45,49) aufweist.