DE2601193C3

DE2601193C3 - Breitband-Transistorverstärker

Info

Publication number: DE2601193C3
Application number: DE2601193A
Authority: DE
Inventors: Peter Wilhelm Millenaar; Engel Roza
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1975-01-27
Filing date: 1976-01-14
Publication date: 1980-03-20
Also published as: DE2601193A1; NL174106C; FR2298902B1; SE7600675L; NL7500898A; CA1069594A; AU500632B2; US3986133A; FR2298902A1; JPS5199960A; DE2601193B2; GB1516190A; SE403229B; JPS5522962B2; NL174106B; IT1055842B; AU1052276A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Breitband-Transistorverstärker gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruches. Derartige Breitbandverstärker können allgemein angewandt werden, beispielsweise in Zwischenverstärkern von Systemen zur Übertragung analoger oder digitaler Signale über Koaxialkabel, in Leseverstärkern von Systemen zur magnetischen Aufzeichnung von Signalen, aber auch als Antennenverstärker oder Oszillographenverstärker.

Wenn ein Verstärker mit großem Verstärkungsfaktor für Signale mit großer Bandbreite verwirklicht werden muß, wird vorzugsweise ein Verstärker verwendet, dessen Verstärkung über eine Anzahl in Kaskade geschalteter Stufen verteilt ist, die je ihre eigene Gegenkopplung aufweisen. Diese Verteilung bietet u. a. den Vorteil, daß die Gegenkopplung einfacher und insbesondere bei hohen Frequenzen stabiler ist als bei einem Mehrstufenverstärker mit einem einzigen Gegenkopplungskreis für den ganzen Verstärker.

Der eingangs beschriebene verteilte Breitband-Transistorverstärker benutzt eine Verstärker-Stufe eines bekannten Typs, der von C h e r r y, E. M. und Hooper, M. E., in »The design of wide-band transistor feedback amplifiers«, Proc. IEE, Heft 110, Nr. 2, Februar 1963, S. 375-389, beschrieben worden ist. Dieser Typ von Verstärker-Stufe hat eine hohe Eingangsimpedanz und eine niedrige Ausgangsimpedanz, wodurch die Verstärker-Stufe ohne nennenswerte Wechselwirkung in Kaskade geschaltet werden können. Außerdem zeichnet sich dieser Typ von Verstärker-Stufe durch ihr hohes Verstärkungs-Bandbreitenprodukt aus, wobei die Verstärkung und Bandbreite gegen Änderungen der Transistorparameter nui wenig empfindlich sind und große Ausgangsspannungen erhalten werden können.

Zur Erhaltung großer Verstärkungsfaktoren über ein breites Frequenzband ist jedoch eine verhältnismäßig große Anzahl Verstärker-Stufen erforderlich, wodurch die Verlustleistung eines derartigen Verstärkers groß wird. Außerdem wird dann der Frequenzgang eines derartigen Verstärkers durch die Vielzahl von Kopplungs- und Entkopplungselementen beeinträchtigt

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Breitband-Transistorverstärker der eingangs erwähnten Art zu schaffen, in dem ein hoher Wert des Verstärkuiigs-Bandbreitenproduktes mit einer niedrigen Verlustleistung und einer geringen Anzahl von Kopplungs- und Entkopplungselementen einhergeht wobei der Verstärker zur monolithischen Integration geeignet ist und sich weiter zur Ausbildung als verteilter Entzerrungsverstärker eignet indem die Verstärkung sowie die Entzerrung über die in Kaskade geschalteten Verstärker-Stufen verteilt ist

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Hauptanspruchs angegebenen Maßnahmen gelöst

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 das elementare Schaltbild eines verteilten Breitband-Transistorverstärkers mit einer darin verwendeten bekannten Verstärker-Stufe,

F i g. 2 eine detaillierte Darstellung einer bekannten Anschlußart einer Verstärker-Stufe in F i g. 1,

F i g. 3 einen vollständigen Schaltplan eines verteilten Breitband-Transistorverstärkers nach der Erfindung,

F i g. 4 einen Schaltplan und

Fig.5 ein Frequenzdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Breitbandverstärkers nach F i g. 3, wenn dieser als verteilter Entzerrungsverstärker ausgebildet ist,

F i g. 6 ein Schaltdiagramm einer anderen Ausführungsform des Breitbandverstärkers nach F i g. 3, wenn dieser als verteilter entzerrender Verstärker ausgebildet ist.

F i g. 1 zeigt das elementare Schaltbild eines Breitband-Transistorverstärkers, dessen Gesamtverstärkung über eine Kaskadenschaltung identisch aufgebauter Verstärker-Stufen I₁ 2, .... (n-i), η verteilt ist. Wie in Fig. 1 für die Verstärker-Stufe 2 dargestellt, enthält jede Verstärker-Stufe eine erste Transistorstufe S\ mit Strom-Reihengegenkopplung und eine darauffolgende zweite Transistorstufe S₂ mit Spannungs-Parallelgegenkopplung. Die erste Stufe Si enthält einen Transistor 71 in Emitterschaltung, dessen Emitter-Kollektorstrecke zwischen einem ersten Emitter-Speisepunkt 11 und einem ersten Kollektor-Speisepunkt 12, in die ein Emitterwidörstand /?_cund ein Kollektorwiderstand R_c\ aufgenommen ist Die Basis des Transistors Ί] bildet den Signaleingang 13 der Verstärker-Stufe. Die zweite Stufe S₂ enthält e'nen Transistor T₂ ebenfalls in Emitterschaltung, dessei Emitter-Kollektorstrecke zwischen einem zweiten EiMitter-Speisepunkt 14 und einem zweiten Kollektor-f'peisepunkt 15 geschaltet ist, wobei in die Kollektorzm^itung ein Kollektorwiderstand R_c2 aufgenommen ist. Die Basis des Transistors T₂ ist mit den, Kollektor Ί« Transistors 7", verbunden, während der Kollektor Ht^u\ die Basis des Transistors T₂ über einen GegenkopoH'ngswiderstand R/ miteinander verbunden sind und A^r Kollektor des Transistors T₂ den Signalausgaflg 16 der Verstärker-Stufe bildet, der mit dem Signaleingang 13 der folgenden Verstärker-Stufe eekoDDelt ist.

F i g. 2 zeigt detailliert, wie die Verstärker-Stufe 2 in F i g. 1 auf bekannte Weise an die benachbarten Verstärker-Stufen 1, 3 und die Speisespannungsleitungen angeschlossen ist

In Fig.2 sind die Speiseströme der beiden Transistorstufen Su S₂ aller Stufen 1 bis π parallel geschaltet Dazu sind in jeder Verstärker-Stufe die beiden Kollektor-Speisepunkte 12, 15 unmittelbar an eine gemeinsame Speiseleitung 17 angeschlossen, während die ersten und zweiten Emitter-Speisepunkte U und 14 an eine gemeinsame Speiseleitung 18 über einen Widerstand R\ bzw. R₂ angeschlossen sind, der durch einen Entkopplungskondensator C\ bzw. C₂ überbrückt ist Weiter sind der Signalausgang 16 einer Verstärker-Stufe und der Signaleingang 13 der nachfolgenden Verstärker-Stufe über einen Koppelkondensator C₃ miteinander verbunden, weil eine unmittelbare Verbindung wegen der Pegelverschiebung zwischen dem Eingang 13 und dem Ausgang 16 jeder Stufe unmöglich ist Diese Pegelverschiebung entspricht der Summe der Kollektorschwünge der Transistoren Γι und T₂, welche Kollektorschwünge groß genug sein müssen, um die Verzerrung bei großen Signalen und den unerwünschten Einfluß der Kollektor-Basis-Kapazität auf den Frequenzgang geringzuhalten. Damit in diesem Fall die richtige Stromeinstellung des Transistors Ti erhalten wird, ist die Basis des Transistors 71 zugleich über zwei Widerstände A3 und Ra an die Speiseleitungen 17 und 18 angeschlossen.

Wenn die Verstärker-Stufen, die selbst je 2 Transistoren Γι, T₂ und 4 Widerstände R_a Reu Rc₂, Rrenthalten, auf die in F i g. 2 dargestellte Weise angeschlossen werden, werden also pro Verstärker-Stufe noch 4 zusätzliche Widerstände R], R₂, R3, Ra und 3 zusätzliche

j5 Kondensatoren Ci, C₂, C₃ benötigt Diese relativ große Anzahl zusätzlicher Elemente pro Verstärker-Stufe trägt in wesentlichem Maße zur Gesamtverlustleistung des Breitbandverstärkers bei und beeinträchtigt außerdem den Frequenzgang.

Bei dem in F i g. 3 dargestellten verteilten Breitband-Transistorverstärker wird nun eine wesentliche Einsparung der Anzahl zusätzlicher Elemente pro Verstärker-Stufe erhalten, und zwar dadurch, daß nach der Erfindung die Emitter-Kollektorstrecken 14—15 der zweiten Transistorstufen S₂ in aufeinanderfolgenden Verstärker-Stufen 1, 2, ..., η einen Teil eines ersten Speisestromweges P\ — P\ bilden und die Emitter-Kollektorstrecken 11 — 12 der ersten Transistorstufen Si in aufeinanderfolgenden Verstärker-Stufen 1, 2 η

w abwechselnd einen Teil eines zweiten Speisestromweges P₂ - P₂ und eines dritten Speisestromweges P₃ - Pi' bilden; in Fig.3 ist die Anzahl π der Verstärker-Stufen ungerade dargestellt und umfaßt der zweite Speisestromweg P₂-P₂', die Emitter-Kollektorstrecken 11 — 12 der ersten Stufen Si der Verstärker-Stufen 1, 3, .... (n-2), η und der dritte Speisestromweg P₃-ZY, die der Stufen 2,4,..., (n-i). Alle Speisestromwege sind mit einem ersten gemeinsamen Speisepunkt 21 gekoppelt, der über Widerstände 22,23,24 an den zweiten bzw. den

bo ersten Emitter-Speisepunkt 14 bzw. 11 der Verstärker-Stufe 1 und den ersten Emitter-Speisepunkt 11 der Verstärker-Stufe 2 angeschlossen ist, während alle Speisestromwege zugleich mit einem zweiten gemeinsamen Speisepunkt 25 gekoppelt sind, der unmittelbar an den ersten und zweiten Kollektor-Speisepunkt 12 und 15 der Verstärker-Stufe η und über einen Widerstand 26 an den ersten Kollektor-Speisepunkt 12 der Verstärker-Stufe (n-i) angeschlossen ist. Außerdem ist der erste

Speisestromweg P\ *- P_x' mit den zweiten und dritten Speisestromv/egen P2 — P2, P3 — P3 über Stromverteilungswiderstände Rd gekoppelt, die zwischen den zweiten Emitter-Speisepunkt 14 einer Verstärker-Stufe und den ersten Emitter-Speisepunkt 11 der folgenden Verstärker-Stufe und zwischen den zweiten Emitter-Speisepunkt 14 der Verstärker-Stufe η und den ersten Kollektor-Speisepunkt 12 der Verstärker-Stufe (n-l) angeschlossen sind. Die ersten und zweiten Emitter-Speisepunkte 11 und 14 aller Verstärker-Stufen bilden zugleich Anschlüsse zum Verbinden dieser Speisepunkte mit einem Punkt mit Bezugspotential (Erde oder Masse) über Kondensatoren C_e und Cd- Der Signaleingang des Breitbandverstärkers nach F i g. 3 wird durch den Signaleingang 13 der Verstärker-Stufe 1 gebildet, der an einen Abgriff des Widerstandes 22 zwischen dem zweiten Emitter-Speisepunkt dieser Verstärker-Stufe 1 und dem ersten gemeinsamen Speisepunkt 21 angeschlossen ist Weiter ist der Signalausgang 16 einer Verstärker-Stufe unmittelbar mit dem Signaleingang 13 der folgenden Verstärker-Stufe verbunden, während der Signalausgang des Breitbandverstärkers in F i g. 3 durch den Signalausgang 16 der Verstärker-Stufe η gebildet wird.

Die Vorteile, die durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen erreicht werden, werden nun näher erläutert.

Dadurch, daß die Verstärker-Stufen auf die in F i g. 3 dargestellte Art und Weise angeschlossen werden, werden die Speiseströme der zweiten Transistorstufen Si aller Verstärk'.r-Stufen 1, 2, ..„ (n-\), η in Reihe geschaltet; auf gleiche Weise werden die Speiseströme der ersten Transistorstufen Si der Verstärker-Stufen 1, 3, ..., (n-2), η in Reihe geschaltet sowie die der Verstärker-Stufen 2,4,..., (n-3), fc-1). Die Größe dieser Speiseströme in den Wegen Pi-P_x', P2-P2, P3-P3' wird mit Hilfe der Widerstände 22, 23, 24, 26 und der Lage des Abgriffes des Widerstandes 22 eingestellt

Diese erste Maßnahme führt zu einer wesentlichen Einsparung der Anzahl zusätzlicher Elemente pro Verstärker-Stufe. An erster Stelle kann die Funktion der Einstellwiderstände R_x, R2 in F i g. 2 nun durch die Transistor-Stufen Si, S₂ der beiden vorhergehenden Verstärker-Stufen erfüllt werden und insbesondere kann für die Verstärker-Stufe k die Rolle des Widerstandes R\ durch die erste Stufe Si der Verstärker-Stufe (k-2) übernommen werden und die Rolle des Widerstandes R2 durch die zweite Stufe S₂ der Verstärker-Stufe (Ar-I). An zweiter Stelle können der Koppelkondensator C₃ und folglich die Einstellwiderstände A3, Ra in Fig.2 nun fortfallen. Denn der verwendete Verstärker-Stufentyp bietet die Möglichkeit, die Werte der Kollektorwiderstände R_cX, R_c2 innerhalb weiter Grenzen zu ändern und dennoch den Verstärkungsfaktor konstantzuhalten. Diese Freiheit in der Wahl der Widerstände R_ci, R_c2 ist in Fig.3 dazu benutzt worden, den Speisespannungsabfall an der ersten Stufe Si der Verstärker-Stufen 1,.., (n-2) um so viel größer zu machen, als den an der zweiten Stufe S?, daß die Pegelverschiebung des Signals zwischen dem Eingang 13 und dem Ausgang 16 der Verstärker-Stufen 2, .., (n-l) mit einer gleichen Verschiebung des Einstellpegels am Eingang 13 der nachfolgenden Verstärker-Stufen 3,.., π einhergeht und daß dennoch der richtige Einstellstrom für die Transistoren Ti, T₂ beibehalten wird

Für den richtigen Einstellstrom und den richtigen Einstellpegel sind dann im ganzen Breitbandverstärker nach Fig.3 nur noch 5 zusätzliche Widerstände notwendig: die beiden Teile 22', 22" des Widerstandes 22, deren Gesamtwert den Speisestrom im ersten Weg P_x-P_x' bestimmt, den Widerstand 23, dessen Wert zusammen mit dem Verhältnis der beiden Teilwiderstände 22', 22" für den Speisestrom im zweiten Weg Pi-Pi bestimmend ist und die Widerstände 24, 26, deren Gesamtwert den Speisestrom im dritten Weg P3 — /y bestimmt und wobei der Wert des Widerstandes 24 zugleich derart gewählt ist, daß der Einstellpegel am Eingang 13 der Verstärker-Stufe 2 gerade dem Pegel am Ausgang 16 der Verstärker-Stufe 1 entspricht. Zum Erhalten der richtigen Einstellpegel an den Eingängen 13 der Verstärker-Stufen 3, .., η sind dann keine zusätzlichen Widerstände mehr erforderlich, weil in der Verstärker-Stufe 1 der Wert des Widerstandes R_ci um soviel größer gewählt werden kann als der des Widerstandes R_ci, daß der Einstellpegel am Eingang 13 der Verstärker-Stufe 3 dem Ausgang 16 der Verstärkerstufe 2 genau entspricht und für die Verstärker-Stufen 2, ..., n-2) auf gleiche Weise verfahren werden kann wie für die Verstärker-Stufe 1.

Im Gegensatz zu Fig.2, in der pro Verstärker-Stufe 4 zusätzliche Einstellwiderstände R_x, R₂, R3, Ra, ein Koppelkondensator C3 und 2 Entkopplungskondensatoren Ci, C₂ notwendig sind, erfordert der Breitbandverstärker in F i g. 3 nur noch 2 Entkopplungskondensatoren Ce, Cd pro Verstärker-Stufe und 5 zusätzliche Einstellwiderstände 22', 22", 23, 24, 26 für den ganzer Verstärker. Die obenstehend erläuterte erste Maßnahme bewerkstelligt auf diese Weise eine wesentliche Verringerung der Gesamtverlustleistung des Breitbandverstärkers und hat außerdem einen günstigen Einfluß auf den Frequenzgang infolge der Tatsache, daß die Koppelkondensatoren zwischen den Verstärker-Stufer fehlen.

Wenn man sich jedoch ausschließlich auf diese erste Maßnahme beschränken würde, wäre es schwierig, eine gute Annäherung der gewünschten Einstellpegel und eine gute Annäherung der gewünschten Einstellströme gleichzeitig für alle Verstärker-Stufen des Breitbandverstärkers zu verwirklichen, insbesondere wenn ihre Anzahl verhältnismäßig groß ist Denn in jedei Verstärker-Stufe sind die Emitter-Kollektor-Strecker 11 — 12, 14—15 der beiden Transistorstufen Si, S₂ übei den Gegenkoppelwiderstand Rr zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors T₂ miteinandei gekoppelt. Dies hat zur Folge, daß für eine unmittelbare Verbindung des Signalausganges 16 mit dem Signalein gang 13 der folgenden Verstärker-Stufe die restlich« Freiheit in der Wahl der Speiseströme und Widerstände für die Wege Pi — F_x', P₂ — P₂', P3—P3¹ nicht ausreichenc um denselben Emitter-Gleichstrom für alle Transistorer T_x, T₂ zu erhalten. Dadurch wird die Verlustleistung übei die jeweiligen Transistorstufen Si, S₂ ungleichmäßig verteilt und außerdem wird der Frequenzgang des Breitbandverstärkers beeinträchtigt, da das Stromver stärkungs-Bandbreitenprodukt fr - β der Transistorer T_x, T₂ und folglich auch das Verstärkungs-Bandbreiten· produkt der Stufen Si, S₂ vom Emitter-Gleichstron· abhängig ist und fr ein Optimum für einen bestimmter Wert des Emitter-Gleichstromes aufweist

Diese Nachteile sind in F i g. 3 durch Verwendung dei Stromverteilungswiderstände Rd aufgehoben, die derar gewählt worden sind, daß für jede Verstärker-Stufe dei Gleichstrom, der vom ersten Speisestromweg P_x — P_x über den Widerstand Rf wegfließt, durch den Gleich strom, der zum ersten Speisestromweg P_x-P_x über der

Widerstand /f^zufließt, ausgeglichen wird.

Infolge dieser zweiten Maßnahme führen alle Transistoren in einem Speisestromweg nahezu denselben Emitter-Gleichstrom, der außerdem für alle Speisestromwege dem für ein Optimum des Stromver- -, stärkungs-Bandbreitenprodukts /> erforderlichen Wert durch eine geeignete Wahl der Einslellwiderslände 22', 22", 23, 24, 26 gleich gemacht werden kann. Zugleich wird dadurch das Erzeugen der gewünschten Einstellpegel vereinfacht.

Diese zweite Maßnahme bewirkt folglich eine praktische gleichmäßige Verteilung der Verlustleistung über die jeweiligen Transistorstufen und hat weiter einen günstigen Einfluß auf den Frequenzgang, weil für alle Transistoren optimale Werte des Stromverstär- r> kungs-Bandbreitenproduktes erreicht werden kann. Die durch diese zweite Maßnahme verursachte Zunahme der Gesamtverlustleistung ist sehr gering, da in der Praxis der Gleichstrom im Widerstand Rf gegenüber dem Gleichstrom in den Speisestromwegen klein ist, so 2<i daß für den Gleichstrom im Widerstand /?ddasselbe gilt.

Diese zweite Maßnahme hat also praktisch kaum einen Einfluß auf die wesentliche Verringerung der Gesamtverlustleistung, die durch die erste Maßnahme erreicht ist. i-,

Auf diese Weise wird durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahme ein Breitband-Transistorverstärker erhalten, der sich durch eine sehr geringe Verlustleistung und eine geringe Anzahl Koppel- und Entkoppelelemente pro Verstärker-Stufe und einen jo hohen Wert des Verstärkungs-Bandbreitenproduktes auszeichnet. Weiter ist dieser Breitbandverstärker durchaus zur Ausbildung als in einem Halbleiterkörper integrierte Schaltung geeignet, u. a. infolge der Tatsache, daß bei dem verwendeten Verstärker-Stufen-Typ j-> die Verstärkung und Bandbreite gegen Änderungen der Transistorparameter wenig empfindlich sind. Bei dieser monolithischen Integration hängt es dann von der spezifischen Anwendung ab, ob die Entkoppelkondensatoren im Halbleiterkörper untergebracht werden oder ob das Anordnen der Anschlußpunkte für äußere Entkoppelkondensatoren ausreicht.

In manchen Anwendungsgebieten wird ein Breitbandverstärker zusammen mit einem Entzerrer verwendet. Dies ist beispielsweise bei regenerativen Zwischenverstärkern von Systemen zur Übertragung digitaler Signale über Koaxialkabel der Fall, wobei die Amplituden- und Phasenkennlinien des Kabelabschnittes vor dem Zwischenverstärker entzerrt werden müssen. Wenn bei derartigen Anwendungen der Entzerrer dem Breitbandverstärker vorgeschaltet wird, ist der Einfluß des Verstärkerrauschens auf das Signal-Rauschverhältnis am Ausgang der Kombination groß. Wenn dagegen der Entzerrer dem Breitbandverstärker nachgeschaltet wird, muß der dynamische Bereich am Ausgang des Verstärkers sehr groß sein, was mit einer hohen Verlustleistung einhergeht. Für derartige Anwendungen wird dann ein verteilter entzerrender Verstärker bevorzugt, indem die Entzerrung sowie die Verstärkung über eine Anzahl in ω Kaskade geschalteter Stufen verteilt ist, da dann der Einfluß des Verstärkerrauschens auf das Signal-Rauschverhältnis am Ausgang möglichst niedrig ist, der " dynamische Bereich am Ausgang niedrig bleiben kann und folglich auch die Verlustleistung niedrig gehalten b5 werden kann.

Der vorliegende Breitband-Transistorverstärker eignet sich durchaus für eine Ausbildung als verteilter entzerrender Verstärker, da der Verstärkungsfaktor A einer Verstärker-Stufe auf einfache Weise frequenzabhängig gemacht werden kann, indem in F i g. 3 der Wert des Kondensators C_c gegenüber dem des Entkoppelkondensators ^verhältnismäßig klein gewählt wird.

Dies läßt sich wie folgt darlegen. Wenn C₁. und C₁ beide Entkoppelkondensatoren sind, wird der Verstärkungsfaktor A einer Verstärker-Stufe in guter Annäherung durch die nachfolgende Beziehung gegeben:

A =

in der R/ die Parallelschaltung des Kollektorwiderstandes R_C2 und des Gegenkoppelwiderstandes Rf in der Stufe S₂ darstellt und R_c den Emitterwiderstand in der Stufe Si, insofern dafür gesorgt ist, daß Rr gegenüber dem Quotienten des Stromverstärkungsfaktors und der Steilheit des Transistors T₂ klein ist. Bei einem vorgegebenen Wert von A wird die Wahl von R_c2 dann durch einen praktischen Kompromiß zwischen dem Bestreben nach einer möglichst niedrigen Verlustleistung, was einen niedrigen Wert von R_c2 bedeutet, und dem Bestreben nach einer Verstärkung bestimmt, die möglichst wenig von den Transistorparametern abhängig ist, was einen großen Gegenkoppelfaktor und folglich einen hohen Wert von R_c2 bedeutet.

Wenn nun der Emitterwiderstand R_c durch eine komplexe Impedanz Z_c ersetzt wird, wird der Verstärkungsfaktor A frequenzabhängig. In dem oben betrachteten Fall ist Cc gegenüber Q klein, so daß diese Impedanz Z_c durch R_c\n Reihe mit der Parallelschaltung von /?dund Cc gebildet wird, da der Entkoppelkondensator Cd ein Ende von Rd für praktisch alle Frequenzen an den Punkt mit Bezugspotential legt. Z_c hat also die in F i g. 4 dargestellte Form und entspricht der Beziehung:

1/T₁ + ]/t₂

j- + l/r,

in der

I/t, = 1/R_-C,,
l/r, + 1/t₂ = \/R_d C_c + \/R_e C_e .

Auf Grund der Formeln (1) und (2) entspricht der Verstärkungsfaktor A als Funktion der Frequenz ω der Beziehung:

T₂ Jr, + 1/t, + 1/T₂

in der

der Verstärkungsfaktor bei ₍.» = 0 ist.

Aus den Formeln (3) und (4) geht hervor, daß Α(ω) eine reelle Nullstelle und einen reellen Pol aufweist und daß die zur Nullstelle gehörende Frequenz ω = \Ιτι immer niedriger ist als die zum Pol gehörende Frequenz ω=1/τι + 1/Γ₂- Für Α(ω) nach der Formel (4) ist der Verlauf des Absolutwertes \Α(ω)\ als Funktion der Frequenz in F i g. 5 dargestellt, wobei längs der beiden Achsen eine logarithmische Skala angewandt ist. Wie aus Fig.5 hervorgeht, ist \(A)\ als Funktion von ω iianezu konstant und gleich A(Q) von ω = 0 bis zur

Kipp-Frequenz ω = 1/τι, die zum Nullpunkt gehört, wonach |Α(ω)| bis zur Kipp-Frequenz w—\/t\ + Vt₂, die zum Pol gehört, monoton zunimmt und |/4(ω)| für höhere Frequenzen wieder nahezu konstant ist, und zwar gleich A(O) · (τ \+T₂)It₂- Vollständigkeitshalber sind in F i g. 5 ebenfalls die Asymptoten dargestellt.

In vielen praktischen Anwendungen eines verteilten entzerrenden Verstärkers wird gerade ein derartiger Verlauf der frequenzabhängigen Verstärkung einer Verstärker-Stufe für die Entzerrung verlangt. Die gewünschte Lage der beiden Kipp-Frequenzen kann dann durch eine geeignete Wahl der Werte für R_a Rd und Ce in jeder der Verstärker-Stufen 2,..., η und für R_a C_e und den Widerstand 23 in der Verstärkerstufe 1 erhalten werden, welcher Widerstand 23 die Rolle von Rd'm der impedanz Z_e für die Verstärker-Stufe J erfüllen kann. Auch die Werte für Re und Rd können dazu innerhalb weiter Grenzen geändert werden, ohne daß die Einstellpegel und die Einstellströme nennenswert beeinflußt werden, sogar wenn die Anforderung gestellt wird, daß der Verstärkungsfaktor für die Frequenz Null praktisch gleich bleiben muß.

Unter bestimmten ungünstigen Umständen kann die Tatsache, daß C_e gegenüber Cd verhältnismäßig klein ist, Schwierigkeiten verursachen, wie an Hand der F i g. 6 näher erläutert wird. In F i g. 6 ist ein beliebiger Teil von Fig.3 mit drei aufeinanderfolgenden Stufen (k-2), (k-\) und k nochmals dargestellt.

Das Signal im ersten Emitter-Speisepunkt 11 von der Verstärker-Stufe k in Fig.6 ist nicht für alle Frequenzen gleich Null, und zwar infolge des verhältnismäßig kleinen Wertes des an diesen Punkt 11 angeschlossenen Kondensators C₆. Dadurch tritt auch ein geringer Bruchteil dieses Signals an der Basis des Transistors T₂ in der Verstärker-Stufe (k-2) auf, die ebenso wie die Verstärker-Stufe k eine erste Transistor-Stufe Si aufweist, deren Emitter-Kollektor-Strecke 11 — 12 einen Teil des zweiten Speisestromweges P₂-P₂' bildet Dieser geringe Signalbruchteil wird im Transistor T₂ der Verstärker-Stufe (k-2) und in den Transistoren Γι, T₂ der Verstärker-Stufe (Jt-1) verstärkt, danach fast unverändert von der Basis zum Emitter des Transistors Γι in der Verstärker-Stufe k weitergeleitet, um zum Schluß nach Dämpfung in der komplexen Impedanz R_a Rd, C_e wieder dem ersten Emitter-Speisepunkt 11 der Verstärker-Stufe- Jt zugeführt. In einigen Fällen könnte die auf diese Weise gebildete parasitäre Rückkopplungsschleife unerwünschte Abweichungen im Verlauf der frequenzabhängigen Verstärkung verursachen.

Bei der in F i g. 6 dargestellten Rückkopplungsschleife werden diese Schwierigkeiten jedoch auf einfache Weise dadurch vermieden, daß in den zweiten Speisestromweg Pi-P₂ ein Widerstand 27 aufgenommen wird, der zwischen dem ersten Kollektor-Speise-) punkt 12 der Verstärker-Stufe (k-2) und dem ersten Emitter-Speisepunkt 11 der Verstärker-Stufe k liegt, und dadurch, daß weiter der erste Kollektor-Speisepunkt 12 der Verstärker-Stufe (k-2) über einen Entkoppelkondensator CJ mit dem Punkt mit Bezugs-

U) potential verbunden wird.

Diese Maßnahme führt zu einer Unterbrechung der betrachteten parasitären Rückkopplungsschleife für das Signal und vermeidet auf diese Weise die Schwierigkeiten, die in dieser Schleife verursacht werden könnten.

ι ^r> Der Wert des Widerstandes 27 wird nun derart gewählt, daß die Widerslände 27 und n_ci der Verstärker-Stufe (k-2) zusammen wieder die gewünschte Verschiebung des Einstellpegels für die Verstärker-Stufe k ergeben. Dadurch ist zugleich erreicht, daß die Gesamtverlustleistung nicht größer ist als die in Fig.3, in der der Widerstand 27 fehlt, aber der Kollektor-Widerstand R_c ι einen größeren Wert als in F i g. 6 haben muß, damit der richtige Einstellpegel erhalten wird. In Fig. 6 muß die Tatsache berücksichtigt werden, daß, was die Entzer-

2^r> rung anbelangt, der Stromverteilungswiderstand in der komplexen Impedanz R_a Rd, C_e und der Widerstand 27 parallel geschaltet sind.

Die Maßnahme, die in F i g. 6 für die Verstärker-Stufen (k-2) und k, die beide eine erste Transistor-Stufe Si

jo aufweisen, deren Emitter-Kollektor-Strecke 11 — 12 einen Teil des zweiten Speisestromweges P₂-P₂ bildet, wird mutatis mutandis auch für die Verstärker-Stufen (k-3) und (k-i) angewandt, die beide eine erste Stufe Si aufweisen, deren Emitter-Kollektor-Strecke 11 — 12

j5 einen Teil des dritten Speisestromweges Pi — Pj bildet.

Selbstverständlich gibt es noch andere Möglichkeiten, im vorliegenden Breitbandverstärker eine frequenzabhängige Verstärkung zu erhalten. Wenn in Fig.3 beispielsweise der Gegenkoppelwiderstand Rf durch eine komplexe Impedanz Zfm Form einer Parallelschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators ersetzt wird, ist die Verstärkung für höhere Frequenzen niedriger als die für niedrigere Frequenzen, dies im Gegensatz zu der an Hand der F i g. 4 und 5 erläuterten Ersetzung des Emitterwiderstandes R_e durch die Impedanz Ze. Gewünschtenfalls können die beiden Möglichkeiten kombiniert werden. In der Praxis wird jedoch die in Fig.4 dargestellte Möglichkeit am meisten angewandt werden, zumal wenn keine zusätzlichen Elemente notwendig sind.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Breitband-Transistorverstärker, dessen Gesamtverstärkung über eine Anzahl in Kaskade geschalteter Verstärker-Stufen verteilt ist, wobei jede Verstärker-Stufe eine erste Transistorstufe mit Strom-Reihengegenkopplung und eine darauffolgende zweite Transistorstufe mit Spannungs-Parallelgegenkopplung enthält, und die Transistorstufe als Emitterstufe mit einer Emitter-Koilektorstrecke zwischen einem ersten Emitter-Speisepunkt und einem ersten Kollektor-Speisepunkt ausgebildet ist und dazwischen einen Emitter-Widerstand und einen Kollektor-Widerstand umfaßt, wobei die Basis des ersten Transistors den Signaleingang der Verstärker-Stufe bildet und wobei die zweite Transistorstufe ebenfalls als Lmitterstufe mit einer Emitter-Kollektorstrecke zwischen einem zweiten Emitter-Speisepunkt und einem zweiten Kollektor-Speisepunkt ausgebildet ist, und einen Kollektor-Widerstand umfaßt, wobei die Basis des zweiten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, der Kollektor und die Basis des zweiten Transistors über einen Gegenkoppelwiderstand miteinander verbunden sind und der Kollektor des zweiten Transistors den Signalausgang der Verstärker-Stufe bildet, die mit dem Signaleingang der folgenden Verstärker-Stufe gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter-Kollektorstrecken der zweiten Transistorstufen (S₂) in aufeinanderfolgenden Verstärker-Stufen einen Teil eines ersten Speisestromweges (P\ - P\) bilden und die Emitter-Kollektorstrecken der ersten Transistorstufen (S\) in aufeinanderfolgenden Verstärker-Stufen abwechselnd einen Teil eines zweiten (Pi- Pi) und eines dritten (Pi-Pz) Speisestromweges bilden, wobei alle Speisestromwege mit einem ersten gemeinsamen Speisepunkt (21) gekoppelt sind, der über Widerstände (22, 23, 24) an den zweiten und ersten Emitter-Speisepunkt (14,11) der ersten Verstärker-Stufe angeschlossen ist und an den ersten Emitter-Speisepunkt (11) der zweiten Verstärker-Stufe, und alle Speisestromwege weiter mit einem zweiten gemeinsamen Speisepunkt (25) gekoppelt sind, der unmittelbar an den ersten und zweiten Kollektor-Speisepunkt (12, 15) der letzten Verstärker-Stufe und über einen Widerstand (26) an den ersten Kollektor-Speisepunkt (12) der vorletzten Verstärker-Stufe angeschlossen ist, während der so erste Speisestromweg (P\ — P\) mit den zweiten (Pi-Pi) und dritten Speisestromwegen (Pi-Pj) über Stromverteilungswiderstände (Rd) gekoppelt ist, die zwischen dem zweiten Emitter-Speisepunkt (14) einer Verstärkerstufe des ersten Speisestromweges und dem ersten Emitter-Speisepunkt (11) der folgenden Verstärkerstufe im zweiten bzw. dritten Speisestromweg sowie zwischen dem zweiten Emitter-Speisepunkt (14) der letzten Verstärkerstufe im ersten Speisestromweg mit dem ersten t>o Kollektor-Speisepunkt der vorletzten Verstärkerstufe im zweiten bzw. dritten Speisestromweg angeschlossen sind, wobei weiter die ersten und zweiten Emitter-Speisepunkte aller Verstärker-Stufen Anschlüsse zum Verbinden dieser Speisepunkte »-^r. mit einem Punkt mit Bezugspotential über Kondensatoren bilden, und wobei der Signaleingang (13) der ersten Verstärker-Stufe an einen Abgriff des Widerstandes (22) angeschlossen ist, der den zweiten Emitter-Speisepunkt (14) dieser Verstärker-Stufe an den ersten gemeinsamen Speisepunkt (23) anschließt

2. Breitband-Transistorverstärker nach Anspruch

1, der als entzerrender Verstärker ausgebildet ist, dessen Entzerrung über die in Kaskade geschalteten Verstärker-Stufen verteilt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Emitter-Speisepunkte (14) aller Verstärker-Stufen über Entkoppelkondensatoren (Cd) mit dem Punkt mit Bezugspotential verbunden sind und die ersten Emitter-Speisepunkte (11) aller Verstärker-Stufen mit dem Punkt mit Bezugspotential verbunden sind, und zwar über Kondensatoren (Q) deren Kapazitätswerte gegenüber denen der Entkoppelkondensatoren (Q) klein sind, welche Kondensatoren mii den damit verbundenen Stromverteilungs- und Emitter-Widerständen zum Erhalten von Verstärker-Stufen mit einer frequenzabhängigen Verstärkung zusammenarbeiten.

3. Breitband-Trafsistorverstärker nach Anspruch

2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der zweiten (Pi-Pi) und dritten Speisestromwege (P₃-Pi') Widerstände (27) enthält, die zwischen dem ersten Kollektor-Speisepunkt (12) einer Verstärker-Stufe und dem ersten Emitter-Speisepunkt (11) der darauffolgenden Verstärker-Stufe im betreffenden Speisestromweg liegen und diese ersten Kollektor-Speisepunkte über Entkoppelkondensatoren (C/) mit dem Punkt mit Bezugspotential verbunden sind.