DE2143707C3 - Verzerrungsarmer elektrischer Signalverstärker mit Vorwärtskopplung - Google Patents
Verzerrungsarmer elektrischer Signalverstärker mit VorwärtskopplungInfo
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Description
t'(«>f = 0 ;
ε>
2" !5 + GH2II -ti)'
ή =
G(r..|\2/l-/f\'
J I )
/G(r..|\2/l-
wobei Ο(ω) und #(ω) jeweils die Verstärkungskennlinie
des Hauptverstärkers (21) und des Fehlerverstärkers (24) darstellen.
In einem Aufsatz »Error-Controlled High Power Linear Amplifier at VHF« in »Bell System Technical
Journal«, Mai/Juni 1968, Seiten 651-722, wird ein rausch- und verzerrungsarmer Verstärker mit vorwärtsgekoppelter
Fehlerkorrektur beschrieben. Die beschriebene Schaltung ist besonders geeignet für vorwärtsgekoppelte
Verstärker mit konstanter Verstärkung. Entsprechend der älteren DE-PS 20 19 104 wird die
Technik der Vorwärtskopplung dazu verwendet, unter
ίο Benutzung eines Haupt- und eines Fehlerverstärkers
eine durchgehend frequenzabhängige Verstärkungs-Kennlinie Ηω) zu erzielen, wobei der Haupt- und der
Fehlerverstärker selbst eine frequenzabhängige Verstärkungs-Kennlinie aufweisen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, verbesserte Verstärker einfacher Bauart zu ermöglichen.
Zur Lösung der Aufgabe geht die Erfindung aus von einem elektrischen Signalverstärker mit Vorwärtskopplung,
der eine vorbestimmte Verstärkungs-Frequenzkennlinie Ι\ω) aufweist, mit einem ersten Signalweg, der
in Reihe einen Hauptsignalverstärker und ein erstes Verzögerungsnetzwerk aufweist,
einem zweiten Signalweg, der in Reihe ein zweites Verzögerungsnetzwerk und einen Fehlerverstärker aufweist,
einem zweiten Signalweg, der in Reihe ein zweites Verzögerungsnetzwerk und einen Fehlerverstärker aufweist,
einer Eingangskoppelanordnung zum Aufteilen eines Eingangsssignals in Komponenten und zum Ankoppeln
der unterschiedlichen Komponenten an den Eingang eines jeden Signalweges,
einer Bewertungskoppelanordnung zum Ankoppeln eines Teiles des Hauptverstärkerausgangssignals an den
Eingang des Fehlerverstärkers,
und einer Fehlerkoppelanordnung zum Einkoppein des Fehlerausgangssignals in den ersten Signalweg nach
Zeit und Phase, um Fehlerkomponenten im Ausgangssignal minimal zu machen, und ist dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangskoppelanordnung, die Bewertungskoppelanordnung und die Fehlerkoppelanordnung
Reaktanznetzwerke mit je zwei Paaren konjugierter
w Anschlüsse sind, und daß jede der Anordnungen einen
Übertragungskoeffizienten t, und einen Koppelkoeffizienten k, aufweist, die sich als Funktion von Ρ(ω)
ändern, wobei 1t,\2 + \k,\2 = 1 ist.
Der zweite Signalweg wird Fehlersignalweg genannt und führt ein Abbild der Fehlerkomponenten, die durch den Hauptsignalverstärker in das Signal eingeführt werden. Diese Rausch- und Intermodulationsverzerrungen enthaltenden Fehlerkomponenten werden mit einem bestimmten Pegel und im richtigen Zeit-Phasenverhältnis in den Hauptsignalweg eingespeist, derart. daß die Fehlerkomponenten auf dem Hauptsignalweg ausgelöscht werden.
Der zweite Signalweg wird Fehlersignalweg genannt und führt ein Abbild der Fehlerkomponenten, die durch den Hauptsignalverstärker in das Signal eingeführt werden. Diese Rausch- und Intermodulationsverzerrungen enthaltenden Fehlerkomponenten werden mit einem bestimmten Pegel und im richtigen Zeit-Phasenverhältnis in den Hauptsignalweg eingespeist, derart. daß die Fehlerkomponenten auf dem Hauptsignalweg ausgelöscht werden.
Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß die Verstärkungskennlinie des Hauptverstärkers und die
•55 Verstärkungskf nnlinie des Fehlerverstärkers im vorbestimmten
Frequenzband im wesentlichen frequenzunabhängig sind. Die Frequenzbandbeschneidung erfolgt
hauptsächlich durch Beschneidung der Übertragungskennlinien der Eingangskoppelanordnung, der Bewer-
bo tungskoppelanordnung und der Fehlerkoppelanordnung.
Verstärker mit flacher Verstärkungskennlinie haben eine Reihe von Vorzügen. Ein Vorteil ist darin zu sehen,
daß das Phasenverhalten dieser Verstärker konstanter
1,5 Laufzeit gleichzusetzen ist. Das bedeutet, daß sich eine
Laufzeitangleichung einfach mit Hilfe eines einfachen Stückes Übertragungsleitung erzielen läßt. Somit kann
man auf komplizierte Zeitanpassungsglieder verzichten,
welche nur die Fehlermöglichkeiten erweitern und die Kosten erhöhen. Ein weiterer Vorteil bei der Anwendung
von Verstärkern mit konstanter Verstärkung liegt darin begründet, daß man relativ leicht eine einfache
Fehlerkorrektur mit Vorwärtskopplung bei jedem der Verstärker anwenden kann und die zusätzliche Bandbeschneidung
erst bei der Gesamtkorrektur durchführt Somit können der Hauptverstärker und der Fehlerverstärker
selbst als vorwärtsgekoppelte fehlei korrigierte Verstärker mit durchgehend flacher Frequenzkennlinie
ausgebildet werden. In einer solchen mehrstufigen Anordnung ist die erst bei der abschließenden
Beschneidung vorgenommene Fehlerkorrektur im Verhältnis weniger kritisch. Ein weiterer Vorteil liegt darin,
daß die Bandbeschneidung jeweils nur von passiven Schaltmitteln durchgeführt wird, so daß diese Anlage
sich leicht auf eine bestimmte Kennlinie zuschneiden läßt und stabiler als Verstärkeranlagen arbeitet, wo die
Bandbeschneidung in erster Linie von der Verstärkungskennlinie des Haupt- und des Fehlfcrverstärkers
abhängig ist
Andererseits kann die Bandbeschneidung aber auch sowohl durch die Verstärker als auch durch die
Koppelanordnung vorgenommen werden, wobei diese Aufgabe zwischen beiden aufgeteilt ist
Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden. In der Zeichnung
zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Weitübertragungssystems
mit in Streckenabständen verteilten Verstärkern, jo
F i g. 2 einen erfindungsgemäßen, vorwärtsgekopnelten Verstärker unter Verwendung von Haupt- und
Fehlerverstärkern mit flacher Frequenzverstärkungskennlinie und mit Kopplern, weiche eine abnehmende
Leistungsteilungskennlinie aufweisen, χ
F i g. 3A und 3B Frequenzkennlinien an verschiedenen Stellen des Verstärkers nach F i g. 2,
F i g. 4 eine schematische Darstellung einer Klasse von Vierpol-Reaktanzen mit frequenzvariabler Leistungsteilungskennlinie.
41)
Ein in F i g. 1 dargestelltes Nachrichtensystem enthält einen Sender 5 und einen Empfänger 6, die miteinander
über eine Übertragungsleitung 7 verbunden sind. Wegen der unvermeidbaren Leitungsverluste auf der
Übertragungsleitung 7, wird diese in regelmäßigen Abständen mit Verstärkern 8 besetzt.
Die an diese Verstärker 8 zu stellenden Anforderungen können selbstverständlich von System zu System
unterschiedlich sein. Eine der wesentlichen Forderungen all dieser Verstärker besteht darin, daß sie die w
übertragenen Signale so weit verstärken, daß die Verluste auf der Übertragungsleitung 7 kompensiert
werden. Da typischerweise diese Verluste nicht gleichförmig sind, muß die Verstärkungskenniinie jedes
Verstärkers 8 (als Funktion der Frequenz) so angepaßt >ί
werdsn, daß jeweils die an dieser Stelle der Übertragungsleitung auftretenden Verluste kompensiert werden.
Im allgemeinen sind die Übertragungsverluste mit zunehmender Frequenz größer. Demzufolge besitzen
die Verstärker 8 bei diesen hohen Frequenzen eine w> hfihere Verstärkung.
Ferner sind die Verstärker 8 vorteilhafterweise so ausgelegt, daß sie innerhalb von wirtschaftlich vertretbaren
Grenzen verzerrungsfrei arbeiten. Es ist beispielsweise bekannt, daß Intermodulations-Verzerrungen b>
innerhalb eines Trägerfrequenz-Nachrichtensystems wesentlich die Kapazität dieses Systems einschränken.
Wenn man daher eine bedeutende Verminderung von Intermodulations-Verzerrungen erzielen kann, so erhöht
man damit wesentlich die Kapazität und Wirtschaftlichkeit des gesamten Nachrichtensystems.
Entsprechend der artverwandten DE-PS 19 57 760 erzielt man die gewünschten Verstärkereigenschaften
mit Hilfe einer vorwärtsgekoppelten fehlerkorrigierenden Technik, bei der die angepaßte Verstärkungskennlinie
durch Bemessung der Verstärkungskennlinien des Haupt- und des Fehlerverstärkers sowie der Leistungsübertragungskennlinie
des Bewertungs-Kopplers realisierbar wird.
Bei dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erzielt man eine Vereinfachung im Aufbau
von vorwärtsgekoppelten Verstärkern dadurch, daß Verstärker mit einer im wesentlich flach verlaufenden
Verstärkungskennlinie verwendet werden, und daß die gewünschte Kennlinie nur auf dem Wege über passive
Schaltungselemente erhalten wird. Der vorwärtsgekoppelte Verstärker besitzt in an sich bekannter Weise ein
Paar paralleler Wellenwege 10 und 11, wobei innerhalb des Wellenweges 10 ein Hauptverstärker 21 sowie ein
erstes Verzögerungsnetzwerk 22, und im Wellenweg 11 ein zweites Verzögerungsnetzwerk 23 sowie ein
Fehlerverstärker 24 angeordnet ist. Die Abweichung gegenüber dem Stand der Technik besteht jedoch darin,
daß der Verstärkungsfaktor G des Hauptverstärkers sowie der Verstärkungsfaktor g des Fehlerverstärkers
im wesentlichen über das gesamte interessierende Frequenzband hinweg konstant ist, während die
Leistungsübertragungs-Eigenschaften des Eingangs-Kopplers und des Fehlersignal-Ankopplers in nachfolgend
beschriebener Weise geformt sind. Zur Vereinfachung sei angenommen, daß beide Verstärker 21 und 24
die gleiche Verstärkung haben (d. h. G=g), und daß das
Gesamtverstärkungs-Verhalten Ι\ω) im Verlauf einer
doppeltlogarithmischen Skala linear ansteigt.
Gemäß F i g. 2 wird ein Eingangssignal e an einen Anschluß 1 eines Eingangskopplers 20 gelegt, um darin
in zwei, vorzugsweise ungleiche Komponenten aufgeteilt zu werden. Der Eingangskoppler 20 ist eine mit vier
Anschlüssen oder »Ports«, die zwei Anschluß- oder Portpaare 1 —4 und 3—4 besitzt. Die kleinere der beiden
Komponenten, das Hauptsignal (oder einfach das Signal) wird an Port 3 gegeben, von wo es über den
Haupt-Signalweg 10 an den Eingang des Hauptverstärkers 21 gelangt. Die andere und größere Komponente
des Eingangssignals e wird an Port 4 gelegt und gelangt über den Welienweg 11 zum zweiten Verzögerungsnetzwerk
23. Port 2 des Eingangskopplers 20 besitzt einen ohmschen Abschluß.
In Fig. 3A ist das Signal in Dezibel als Funktion des
Logarithmus der Frequenz an den verschiedenen Ports des Kopplers 20 dargestellt. Wie man sieht, ist die
Amplitude des Eingangssignals am Port 1 konstant über das gesamte Betriebsfrequenzband. Wie schon erwähnt,
wird der größere Anteil des Eingangssignals an Port 4 gelegt. Im Verlauf des interessierenden Frequenzbandes
nimmt dieser Anteil leicht ab im Bereich der höheren Frequenzen. Der kleinere Anteil des Eingangssignals
wird an Port 3 gelegt und nimmt mit steigender Frequenz zu. Damit ist bei allen Frequenzen die Summe
der an die Ports 3 und 4 gelegten Leistungsanteile gleich der an Port 1 anliegenden Eingangsleistung.
Dia Kurven der Fig.3A stellen qualitativ die
Leistungsübertragungskennlinie für den oben beschriebenen Gesamtfrequenzgang dar. In quantitativer Form
sind für irgendeine beliebige Frequenz-Verstärkungskennlinie F{(u) der Übertragungs-Koeffizient t\ und der
Kopplungs-Koeffizient Αϊ des Eingangskopplers 20:
I 21 G2+ I- G4 + 4(l-G2 )F(f»)
'''- 2(G2-1)
'''- 2(G2-1)
Das Signal wird durch den Hauptverstärker 21 verstärkt und ein kleiner Anteil des verstärkten Signals
in den Fehlersignalabschnitt des Wellenweges 11 mit Hilfe eines Bewertungs- oder Sampling-Kopplers 25
eingegeben, wo er mit einem zeitverzögerten Referenz-Signal verglichen wird. Ähnlich wie der Eingangskoppler
20 ist auch der Sampling-Koppler 25 als Vier-Port-Reaktanz mit zwei Portpaaren
ausgebildet, wobei Port 1 an den Ausgang vom Hauptverstärker 21, Port 2 an das zweite Verzögerungsnetzwerk
23, Port 3 an das erste Verzögerungsnetzwerk 22 und Port 4 an den Eingang des Fehlerverstärkers 24
angeschlossen ist
Wie im obenerwähnten Aufsatz angegeben, kann man innerhalb des verstärkten Signals des Hauptverstärkers
21 enthaltene Fehlerkomponenten dadurch abtrennen, daß man das Referenz-Signal und das verarbeitete
Signal in ihrer relativen Amplitude, Phase und Zeitverzögerung so aufeinander abstimmt, daß sich
kohärente Signalkomponenten auslöschen und nur die Fehlerkomponenten auf dem Fehlersignalweg übrigbleiben.
Vergleicht man jedoch die Frequenzabweichung zwischen den an Port 1 und 2 des Sampling-Kopplers
25 angelegten Signalen (siehe F i g. 3B), so kann man feststellen, daß sie nicht zueinander passen.
Da die Verstärkung des Hauptverstärkers über den gesamten Betriebs-Frequenzbereich hinweg einheitlich
ist, stellt das an Port 1 des Sampling-Kopplers 25 anliegende Signal lediglich ein verstärktes Abbild des
Verstärker-Eingangssignals dar, wie durch Port 3 in F i g. 3A dargestellt Weil das Verzögerungsnetzwerk
als lineares pasives Netzwerk aufgebaut ist, stellt das Signal an Port 2 des Sampling-Kopplers 25 ebenfalls ein
Abbild der Kurve 4 von F i g. 3A dar. Daher muß, um einen auswertbaren Vergleich durchführen zu können,
bei Durchführung der Frequenzformung zu dem Eingangskoppler 20 die Arbeitsweise des Sampling-Kopplers
25 berücksichtigt werden. Tatsächlich verhält sich die Leistungs-Übertragungskennlinie des letzteren
umgekehrt wie die des ersteren. Man erhält speziell den Übertragungs-Koeffizienten f2 und den Kopplungs-Koeffizienten
k? des Sampling-Kopplers 25 durch die Formel:
Id!= i-l
(3)
(4)
10
-4
20
25
40
50
Für das dargestellte Ausführungsbeispiel sind die Leistungsübertragungskennlinien zwischen den Ports
1—4 und 2—4 in F i g. 3B durch Kurven 1 —4 und 2—4 dargestellt Mit einer so geformten Leistungsübertra- mi
gungskennlinie 1—4, welche das an Port 1 angelegte verstärkte Hauptsignal bearbeitet, und einer so
geformten Leistungsübertragungskennlinie 2—4, weiche auf das an Port 2 angelegte Referenzsignal einwirkt,
erhält man an Port 4 identische und kohärente Signale, ρ dargestellt durch Kurve 4. Da sie gleiche Amplituden,
gleichen zeitlichen Ablauf und 180° Phasenverschiebung aufweisen, löschen sich die kohärenten Signalkomponenten
über das interessierende Frequenzband hinweg aus, so daß nur die Fehlerkomponenten am
Eingang des Fehlerverstärkers 24 übrigbleiben.
Das gesamte verstärkte Signal wird an Port 3 des Sampling-Kopplers 25 und dann über das Verzögerungsnetzwerk
22 an Pol 1 eines Fehlersignal-Ankopplers 27 angelegt. Da dieses Signal eine frequenzabhängige
steigende Charakteristik aufweist, sind die hochfrequenten Fehlerkomponenten verhältnismäßig größer
als die niederfrequenten Fehlerlcomponenten. Die Abweichung über die Bandbreite hinweg ist im
wesentlichen durch den Kopplungskoeffizienten des Eingangskopplers 20 bestimmt. Da jedoch die Verstärkung
des Fehlerverstärkers 24 über das interessierende Band hinweg flach verläuft, und da die an den
Fehlerverstärker angelegten Fehlersignale ebenfalls einen flachen Verlauf aufweisen, ist es selbstverständlich,
daß der Fehlersignal-Ankoppler 27 eine abnehmende Leistungsübertragungs-Charakteristik haben muß,
um sich der Charakteristik des Signals auf dem Hauptsignalpfad anzupassen. Daher sind bei angenommener
gleicher Verstärkung für den Haupt- und Fehlerverstärker der Übertragungskoeffizient t3 und
der Kopplungs-Koeffizient fe für den Fehlersignal-Ankoppler die gleichen wie für den Eingangskoppler.
Somit ist:
30 h = Ί
k3 = fci
k3 = fci
Hiervon wird angenommen, daß der Hauptverstärker und der Fehlerverstärker den gleichen Verstärkungsfaktor
G aufweisen. Dies ist jedoch bei der erfindungsgemäßen Verstärkeranlage nicht erforderlich. Im
allgemeinen wird ein Unterschied zwischen dem Verstärkungsfaktor G des Hauptverstärkers und dem
Verstärkungsfaktor g des Fehlerverstärkers vorhanden sein, und die Kopplungs-Koeffizienten werden entsprechende
Unterschiede aufweisen, insbesondere wird der Übertragungs-Koeffizient U des Eingangskopplers von
dem System-Parametern nach folgender quadratischer Gleichung in fi2 abhängen:
(rf f{G2 -11 -1\ [g2 - f2m( ι -γ)\ +(y)2^'"»=0
Der Übertragungs-Koeffizient ti des Sampling-Kopplers
25 hängt gemäß folgender Formel von ii ab:
μ_ G2U
-ff)
2 rf+ G2O-ff)'
Ferner hängt der Übertragungs-Koeffizient f3 des
Fehlersignal-Ankopplers27von fi ab nach
In jedem Fall ist der Kopplungs-Koeffizient £, auf den
Übertragungs-Koeffizienten i/bezogen gemäß
I*?
+Itf I =
(10)
In der obigen Beschreibung waren alle drei Koppler als Vier-Port-Reaktanzen beschrieben, deren Übertragungs-Koeffizienten
und Kopplungs-Koeffizienten im Verlauf des interessierenden Frequenzbandes nach den
Formeln (7), (8), (9) und (10) variieren. Da offensichtlich die spezifischen Eigenschaften der einzelnen Koppler
unterschiedlich sein müssen, um die gewünschte Gesamtverstärkungskennlinie /-(ω) zu erhalten, soll
anschließend anhand einer eingehenden Beschreibung eines Kopplers noch einiges Grundsätzliches gesagt
werden.
Als einfachster Koppler gilt der sogenannte »Hybrid-Koppler«, der sich in zwei Hauptklassen einteilen läßt.
In einer Klasse, welche das »magische T« enthält, wird das Eingangssignal in zwei Komponenten aufgeteilt, die
entweder in Phase oder 180° phasenverschoben sind. Bei der zweiten Klasse von Kopplern, den sogenannten
»Quadratur-Kopplern«, sind die aufgeteilten Signalkomponenten um jeweils 90° phasenverschoben.
Da es sich um Vier-Port-Reaktanzen handelt, weisen beide Klassen von Kopplern zwei Kopplungs-Koeffizienten
fund iauf, welche frequenzabhängig sind. Diese
Frequenzabhängigkeit ist im allgemeinen so beschaffen, daß sich die Formeln (7), (8), (9) und (10) anwenden
lassen. Es ist deshalb erforderlich, aufwendigere Kopplerschaltungen zu entwickeln, wie beispielsweise
in F i g. 4 angedeutet
Der in F i g. 4 dargestellte Koppler ist eine Vier-Port-Reaktanz
mit zwei Breitband-Hybrid-Knotenpunkten 40 und 41, die mittels zweier Wellenwege 42 und 43
miteinander verbunden sind. Zum Wellenweg 42 gehört ein Zwei-Por*-Netzwerk N, dessen Übertragungs-Koeffizient
ί(ω) und Kopplungskoeffizient λ(ω) mit der
nötigen Frequenzkennlinie für den jeweiligen Koppler versehen sind, wie es durch die Gleichung (7), (8) oder (9)
und (10) vorgegeben ist Der Aufbau dieses Netzwerkes N läßt sich in Anlehnung an einen Aufsatz von S.
Darlington mit dem Titel »Synthesis of Reactance 4-Poles« aus dem »Journal of Mathematic Physics«,
Ausgabe 30 vom September 1939, Seite 257-353, to
durchführen.
Der andere Wellenweg 43 enthält ebenfalls ein Zwei-Port-Netzwerk N° mit Blindwiderstand, der als
Doppelgänger des Netzwerkes N ausgebildet ist Es besitzt den gleichen Übertragungs-Koeffizienten ί(ω),
jedoch einen gegenüber dem Netzwerk N negativen Reflexions-Koeffizienten — Α(ω).
Im Betrieb werden an Port 1 angelegte und dem interessierenden Band angehörige Signale gleichmäßig
auf die beiden Wellenwege 42 und 43 verteilt Für eine bestimmte Eingangssignal-Amplitude betragen die
anteiligen Signalkomponenten auf Wellenweg 42 und 43 gleich-^.
Ein Anteil —τ=- jeder Signalkomponente wird durch
die beiden Netzwerke N und ND übertragen und am
Hybrid-Knotenpunkt 41 wiedervereinigt und in ein Ausgangssignal ί(ω) als Port 3 erzeugt. Die andere
Komponente jedes Signals wird von den beiden Netzwerken N und ND reflektiert und erzeugt zwei
reflektierte Signalkomponenten —ψ und-—^. Diese
beiden werden in Hybrid-Knotenpunkt 40 vereinigt und erzeugen ein Ausgangssignal Α(ω) am Port 4, und so
entsteht die gewünschte Kopplerkennlinie. Natürlich können von Fachleuten ohne weiteres andere Koppelnetzwerke
entworfen werden. In dieser Beziehung sei auf die artverwandte DE-PS 19 57 760 hingewiesen.
Es sei darauf hingewiesen, daß der zuvor beschriebene vorwärtsgekoppelte Verstärker, und ein in der
genannten DE-PS 20 19 104 beschriebener vorwärtsgekoppelter Verstärker extreme Bedingungen darstellt.
Im vorliegenden Falle haben die Verstärker über das interessierende Frequenzband hinweg einen flachen
Verstärkungsverlauf, und die bandformende Funktion bleibt ganz den Kopplern überlassen. In der genannten
DE-PS haben der Eingangs- und der Fehlersignalkoppler eine flache Kennlinie, während die bandformende
Funktion von den Verstärkungskennlinien des Haupt- und des Fehlerverstärkers übernommen wird. Es gibt
ein Gebiet zwischen diesen beiden Extremfällen, in dem die gesamte Formungsaufgabe zwischen dem Verstärker
und den Kopplern aufgeteilt ist Man beachte jedoch, daß bei Verwendung von Verstärkern mit
geformter Verstärkungskennlinie der Aufbau der Verzögerungs-Entzerrer kompliziert werden kann.
Dafür kann der Aufbau der Koppler vereinfacht werden. Wenn im letzteren Falle die Verstärker eine
frequenzabhängige Verstärkungskennlinie aufweisen, so müssen innerhalb der verschiedenen Gleichungen für
die Koppler-Koeffizienten t und k die Werte G und g durch die Verstärkungs-Funktionen <3(ω) und £(ω)
ersetzt werden.
Schließlich sei darauf hingewiesen, daß die oben beschriebene Ausführungsform nur eines von vielen
möglichen Ausführungsbeispielen der Erfindung darstellt Beispielsweise können, wie bereits angedeutet, der
Hauptverstärker oder der Fehlerverstärker oder beide selbst vorwärtsgekoppeite Verstärker sein. Derartige
Vielfachanordnungen sind bereits in der US-PS 34 71 798 beschrieben worden.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (4)
1. Elektrischer Signalverstärker mit Vorwärtskopplung, der eine vorbestimmte Verstärkungs-Frequenzkennlinie
Ι\ω) aufweist, mit einem ersten
Signalweg, der in Reihe einen Hauptsignalverstärker und ein erstes Verzögerungsnetzwerk aufweist,
einem zweiten Signalweg, der in Reihe ein zweites Verzögerungsnetzwerk und einen Fehlerverstärker aufweist,
einem zweiten Signalweg, der in Reihe ein zweites Verzögerungsnetzwerk und einen Fehlerverstärker aufweist,
einer Eingangskoppelanordnung zum Aufteilen eines Eingangssignals in Komponenten und zum
Ankoppeln der unterschiedlichen Komponenten an den Eingang eines jeden Signalweges,
einer Bewertungskoppelanordnung zum Ankoppeln eines Teiles des Hauplverstärkerausgangssignals an den Eingang des Fehlerverstärkers,
und einer Fehlerkoppelanordnung zum Einkoppein des Fehlerausgangssignals in den ersten Signalweg nach Zeit und Phase, um Fehlerkomponenten im Ausgangssignal minimal zu machen, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangskoppelan-. Ordnung (20), die Bewertungskoppelanordnung (25) und die Fehlerkoppefanordnung (27) Reaktanznetzwerke mit je zwei Paaren konjugierter Anschlüsse (1—2, 3—4) sind, und daß jede der Anordnungen einen Übertragungskoeffizienten i, und einen Koppelkoeffizienten Jt, aufweist, die sich als Funktion von ί(ω) ändern, wobei | i,]2 + \k\2 = 1 ist.
einer Bewertungskoppelanordnung zum Ankoppeln eines Teiles des Hauplverstärkerausgangssignals an den Eingang des Fehlerverstärkers,
und einer Fehlerkoppelanordnung zum Einkoppein des Fehlerausgangssignals in den ersten Signalweg nach Zeit und Phase, um Fehlerkomponenten im Ausgangssignal minimal zu machen, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangskoppelan-. Ordnung (20), die Bewertungskoppelanordnung (25) und die Fehlerkoppefanordnung (27) Reaktanznetzwerke mit je zwei Paaren konjugierter Anschlüsse (1—2, 3—4) sind, und daß jede der Anordnungen einen Übertragungskoeffizienten i, und einen Koppelkoeffizienten Jt, aufweist, die sich als Funktion von ί(ω) ändern, wobei | i,]2 + \k\2 = 1 ist.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungskennlinie des Hauptverstärkers
(21) und die Verstärkungskennlinie des Fehlerverstärkers (24) im vorbestimmten Frequenzband
im wesentlichen frequenzunabhängig sind.
3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Verstärkungskennlinie des
Hauptverstärkers (21) und die Verstärkungskennlinie des Feblerverstärkers (24) als Funktion der
Frequenz ändern.
4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungskoeffizienten tu ti und f3 der Eingangskoppelanordnung
(20), der Bewertungskoppelanordnung (25) und der Fehlerkoppelanordnung (27) jeweils gegeben sind
durch
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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DE2143707B2 DE2143707B2 (de) | 1979-12-20 |
DE2143707C3 true DE2143707C3 (de) | 1980-08-14 |
Family
ID=22091025
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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GB (1) | GB1341717A (de) |
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