DE2019104C3

DE2019104C3 - Verstärker für elektrische Signale

Info

Publication number: DE2019104C3
Application number: DE2019104A
Authority: DE
Inventors: Harold Warren Township N.J. Seidel (V.St.A.)
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1969-04-25
Filing date: 1970-04-21
Publication date: 1978-06-08
Also published as: NL165618C; SE351956B; BE748995A; NL165618B; CA921574A; DE2019104B2; US3541467A; GB1302605A; DE2019104A1; NL7005675A; FR2046492A5; JPS4911777B1

Description

und daß die Verstärkungskennlinie G (ω) des Hauptverstärkers (12) und die Verstärkungskennlinie g (ω) des Fehlcrverstärkers (17) sowie der Übertragungs- und Kcpplungskoeffizientdes Kopplers (20) sich als Funktion der Verstärkungsfrequenzkennlinie Fftü^ ändern.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungskennlinie des Haupt- und Fehlerverstärkers (12,17) sich entsprechend der Funktion

und der Kopplungskoeffizient \k\ des Kopplers (20) sich entsprechend der Funktion

ändern.

3. Verstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Dämpfungsglied (32), das in Reihe mit dem Fehlereinführungsnetzwerk (19) liegt und das eine Dämpfungskennlinie hat, deren Größe gleich dem Übertragungskoeffizienten des Kopplers (20) ist.

4. Vertärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Dämpfungsglied (32) ein reaktiver Vierpol mit denselben ÜbertragungskoeffizientL-n wie der Koppler (20) ist.

Die Erfindung betrifft Verstärker für elektrische Signale.

In einem Aufsatz »Error-Controlled High Power Linear Amplifiers at VHF«, der in der Ausgabe von Mai-Juni 1968 des Bell System Technical Journal auf Seiten 651 -722 veröffentlich ist, haben H. S e i d e I und andere einen rauscharmen Verstärker beschrieben, der die Fehlerkorrektur mit Vorwärtskopplung verwendet. Insbesondere ist die beschriebene Schaltung für

ίο Hochleistungsverstärker mit konstanter Verstärkung geeignet Ein weiterer Verstärker mit einer solchen Fehlerkorrektur, der für einen Schmalbandbetrieb bei Mikrowellen bestimmt ist, wird in der US-PS 25 92 716 beschrieben. Als Signalteiler werden dabei Hybridkopp- !er benutzt.

Bei dem Versuch, ähnliche Verfahren als Mittel zum Kompensieren von Verstärkern mit frequenzabhängigen Verstärkungskennlinien zu verwenden, die auch Gebiete mit verhältnismäßig niedriger Verstärkung umfassen, wurde es bald klar, das die bisher entwickelten Kriterien und Verfahren nicht mehr geeigent sind und daß die so aufgebauten Verstärker nicht zufriedenstellend arbeiten. Offensichtlich ist eine andere Lösung erforderlich.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, einen Verstärker zu schaffen, der diese Schwierigkeiten überwindet. Die Lösung der Aufgabe ist im Anspruch 1 angegeben.

Im Verstärker wird also der Fehler in Beziehung zu einem zeitlich verschobenen Referenzsignal bestimmt und in einer zeitlichen Folge korrigiert, die im Einklang mit dem Hauptsignal steht. Dementsprechend weist der Verstärker mit Vorwärtskopplung oder Vorwärtskompensation zwei parallele Signalwege auf. Ein Weg, der Hauptsignalweg genannt wird, enthält einen oder mehrere Signalverstärker und wirkt in üblicher Weise auf das zu verstärkende Signal. Der Hauptsignalverstärker ist durch eine Verstärkungsfrequenzkennlinie gekennzeichnet, die sich als Funktion der Frequenz ändert. Ein zweiter Weg, der Fehlersignalweg genannt wird, faßt die Fehler zusammen, die durch den Signalvemärker in das Signal eingebracht werden. Diese Fehlerkomponenten, die sowohl rauschen als auch Intermodulationsverzerrungen umfassen, werden im Fehlersignal weg mit einem Pegel und in geeigneter Zeit- und Phasenbeziehung aufgenommen, derart, daß sie in den Hauptsignalweg so eingeführt werden können, daß die Fehlerkomponenten im Hauptsignalweg gelöscht werden.

Das Fehlersignal erhält man durch Vergleich eines Teils des Eingangssignals, der als Referenzsignal bezeichnet wird, mit einem Teil des verstärkten Hauptsignals. Das Abtasten des verstärkten Signals geschieht mit Hilfe eins einzigen reaktiven Vierpols, dessen Leistungsteilungsverhältnis dieselbe Frequenzkennlinie wie der Signalverstärker hat.

Ein erster Vorteil der Erfindung besteht darin, daß anders wie bei bekannten Verstärkern mit Vorwärtskopplung die Gesamtverstärkung des fehlerkorrigierten Signals größer als die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers ist.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß das Signal- zu Rauschverhältnis des fehlerkorrigierten verstärkten Signals größer als das Signal- zu Rauschverhältnis des Fehlerverstärkers ist.

(15 Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. I ein Blockschemu eines Weitverkehr-Übertragungssystems, das in Abständen Verstärker enthält,

F i g. 2 zur Erklärung einen bekannten Verstärker mit Vorwärtskopplung,

Fig.3 eine Ausführung eines Verstärkers mit Vorwärtskopplung gemäß der Erfindung und

F i g. 4 ein Ausführungsbeispiel einer Art ·οη Koppler mit einer speziellen Leistungsteiiungsverhältnis-Kennlinie.

Fig. 1 zeigt ein Nachrichtenübertragungssystem, das aus einem Sender 5 und einem Empfänger 6 besteht, die mit Hilfe einer Übertragungsleitung 7 verbunden sind. Wegen der zur Übertragungsleitung 7 gehörigen Verluste sind in regelmäßigen Abständen Verstärker 8 eingefügt.

Die an die Verstärker gestellten Forderungen ändern sich selbstverständlich von System zu System. Eine allgemeine Forderung besteht darin, daß sie das übertragene Signal so verstärken sollen, daß die auf der Übertragungsleitung auftretenden Verluste kompensiert werden. Da diese Verluste typischerweise nicht gleichförmig sind, muß die Verstärkungskernlinie jedes Verstärkers (als Funktion der Frequenz) so geformt sein, daß die besondere Verlustkennlinie der Übertragungsleitung kompensiert wird. Im allgemeinen sind die Übertragungsverluste bei höheren Frequenzen höher. Dementsprechend ist die Verstärkung der Verstärker bei diesen höheren Frequenzen höher.

Schließlich werden die Verstärker vorteilhafterweise so aufgebaut, daß sie ^o frei, wie wirtschaftlich nö '.ig, von Verzerrung sind. Zum Beispiel begrenzt die Inter modulationsverzerrung dritter Ordnung in einem Träger-Nachrichtensystem die Kapazität des Systems wesentlich. Daher ergibt jede wesentliche Herabsetzung uer Intermodulationsverzerrung vorteilhafterweise eine entsprechende Vergrößerung der Systemkapazität und der Wirtschaftlichkeit.

Die nun zu beschreibende Erfindung betrifft einen rauscharmen, verzerrungsarmen Verstärker mit einer willkürlichen Verstärkungskennlinie F(u>). Bevor jedoch auf diesen Verstärker eingegangen wird, soll zunächst ein verwandter Verstärker bekannter Art betrachtet werden, der in F i g. 2 dargestellt ist.

Die F i g. 2, die zur Erklärung und zum Vergleich eingeschaltet ist, stellt ein vereinfachtes Blockschema des bekannten Verstärkers mit Vorwärtskopplung dar, der von Seidel u. a. in dem oben erwähnten Aufsatz beschrieben ist. Im Betrieb wird das Eingangssignal in zwei vorzugsweise ungleiche Komponenten geteilt. Die kleinere Komponente, d. h. das Hauptsignal (oder einfach das Signd) wird auf einem Hauptsignalweg 11 zu einem Hauptsignalverstärker 12 geleitet. Die andere größere Komponente, d. h. das Referenzsignal, wird auf einem Referenzsignalweg 13 weitergeleitet, der ein Verzögerungsnetzwerk 16 enthält.

Das Signal wird durch den Verstärker 12 verstärkt und ein kleiner Teil des verstärkten Signals in einen Fehlersignalweg mit Hilfe der Richtkoppler 14 und 15 eingekoppelt, wo es mit dem zeitverzögerten Referenzsignal verglichen wird. Die Abtrennung der Fehlerkomponenten, die durch den Verstärker 12 in das verstärkte Signal eingeführt werden, geschieht durch Einstellen der Amplitudenphasen und Zeitverzögerungen, die zum Referenzsignal und zum abgetasteten verstärkten Signal gehören, in der Weise, daß die Signalkomponenten sich löschen und nur Fehlerkomponenten übrigbleiben. Der Phasenschieber 23, das Verzögerungsnetzwerk 16 und die Koppler 14 und 15 sind sämtlich in für diesen Zweck geeigneter Weise aufgebaut.

Das so erhaltene Fehlersignal wird im Fehlerverstär ker 17 verstärkt, dessen Verstärkung so bemessen ist, daß das Fehlersignal auf einen geeigeüten Pegel gebracht wird, um irgendwelche Fehlerkomponenten im Hauptsignalweg zu löschen, die'durch den Signalverstärker 12 eingeführt sein können. Die durch den Fehlerverstärker 17 eingeführte Verzögerung wird durch ein geeignetes Verzögerungsnetzwerk 18 im Hauptsignalweg kompensiert. Die Phaseneinstellungen werden im Phasenschieber 24 durchgeführt. Die

ίο Einführung des abgetrennten Fehlersignals in den Hauptsignalweg geschieht mit Hilfe eines reaktiven Fehlereinführungsnetzwerks 19, das in diesem Falle ein Transformator mit dem Windungsverhältnis N : 1 ist.

Eine der Fehlerkomponenten, die mit Hilfe des oben

is beschriebenen Vorwärtskopplungsverfahrens beseitigt werden soll, ist das Rauschen des Hauptsignalverstärkers. In einem Leistungsverstärker kann dieses Rauschen beträchtlich sein. Bei dem Verfahren wird das im Fehlerverstärker vorhandene thermische Rauschen ersetzt; schließlich ist es die Rauschzahl des Fehlerverstärkers, die das gesamte Rauschverhalten des kompensierten Verstärkers bestimmt. Somit ginge ein sehr wichtiger Vorteil der Vorwärtskopplungskompensation verloren, wenn die Schaltung nicht so eingerichtet wäre, daß die Rauschzahl des Fehlerversträrkers minimiert wird. Daher wird das Eingangssignal vorteilhafterweise ungleich geteilt, wobei die größere Signalkomponente in den Referenzsignalweg eingekoppelt wird. Während die Verstärkung des Signalverstärkers 12 größer gemacht werden muß, um diesen Kopplungsverlust zu beseitigen, ist diese Vergrößerung prinzipiell unerheblich insofern, als jede im Signalweg entstehende Verschlechterung der Rauschzahl keine Folgen hat, da das Merkmal der Fehlerlöschung des Vorwärtskopplungssystems das zusätzliche Rauschen einfach als zusätzlichen Fehler behandelt und ihn beseitigt.

Sämtliche oben beschriebenen Betrachtungen und Faktoren setzen voraus, daß im Signalverstärker eine ausreichende Verstärkung zur Verfügung steht, um die ungleiche Leistungsteilung des Eingangssignals und die Signaldämpfung durch die Koppler 14 und 15 zu kompensieren. Bei der vorliegenden Erfindung wird jedoch die Situation betrachtet, bei der große Verstärkungswerte nicht verfügbar sind. Zum Beispiel sei die Situation betrachtet, bei der der Verstärker die Verluste in einem Übertragungssystem ausgleichen soll, in dem die Verluste an dem einen Ende des interessierenden Frequenzbandes verhältnismäßig klein und am anderen Ende groß sind. In einem speziellen Fall eines bekannten Trägersystems kann sich die Verstärkung des Verstärkers als Funktion der Frequenz im interessierenden Band von 5 bis 30 dB ändern. Der Versuch, die bekannten Betrachtungen auf ein derartiges System anzuwenden, macht, wie nun gezeigt werden soll, das System unverwendbar. Zum Beispiel sei angenommen, daß das Eingangssignal gleich zwischen dem Hauptsignalweg und dem Referenzsignalweg geteilt wird. Diese beiden Komponenten sind in F i g. 2 als O-dB-Signale an den Signalteilerausgängen bezeichnet. Wenn man eine 5-dB-Verstärkung im Verstärker 12 annimmt, beträgt das Signal am Eingangspol 1 des Kopplers 14 +5 dB. Der typische Kopplungsverlust in jedem der beiden Koppler 14 nnd 15 beträgt etwa 10 dB bei einem Gesamtverlust von 20 dB. Somit geht das vom

h5 Hau,;isignalweg in den Fehlerverstärker angekoppelte Signal auf — 15 dB herunter. Das Referenzsignal beträgt andererseits etwa 0 dB. Offensichtlich kann unter diesen Umständen keine Löschung der Signale stattfinden.

wenn nicht ein 15 dB-Dämpfungsglied in den Referenzsignalweg eingefügt wird. Hierdurch wird selbstverständlich zusätzliches thermisches Rauschen in die Fehlerschaltung eingebracht und die Möglichkeit der Verwirklichung einer verbesserten Rauschzahl vollstendig beseitigt.

Entsprechend der Erfindung werden diese konkurrierenden und unvereinbaren Forderungen durch Ersetzen der beiden Koppler 14 und 15 durch einen einzigen reaktiven Vierpolkoppler 20 beseitigt, wie er in dem Vorwärtskopplungsverstärker 30 in F i g. 3 dargestellt ist. In jeder anderen Hinsicht sind die Schaltungen der Fig. 1 und 2 im wesentlichen gleich, dementsprechend werden dieselben Identifizierungszahlen zur Bezeichnung entsprechender Schaltelemente verwendet. ι s

Bevor zur Schilderung der Arbeitsweise des Verstärkers der Fig. 3 übergegangen wird, sollen die Übertragungseigenschaften eines reaktiven Vierpolkopplers kurz betrachtet werden. Wenn man die Pole 1-2 und 3-4 als konjugierte Polpaare bezeichnet, ist die Strumatrix Aides Kopplers gegeben durch

M =

O	O	S₁₃	S₁₄
O	O	S₂₃	S₂₄
s	S₃₂	O	O

S₄₂

wobei die Bezeichnungen S/, die Kopplung zwischen dem /-ten und dem 7-ten Pol angibt. Da der Koppler reaktiv ist, ist das reziproke Netzwerk 5,_y=5„ und insbesondere

= Is₂₄I= Is₄₂I= |f

(D

wobei t der Kopplungskoeffizient der »Durchgangs«-Signalkomponente ist, und

Is₁₄I= Is₄₁ I= Is₂₃!= Is₃₂I=

(2)

wobei k der Kopplungskoeffizient der »gekoppelten« Signalkomponente ist.

Wenn der Koppler 20 zusätzlich bisymmetrisch ist, sind die Matrixkoeffizienten, die jeweils durch die Gleichungen (1) und (2) gegeben sind, in der Phase wie auch in der Größe gleich. Wenn der Koppler asymmetrisch ist, besteht eine Phasendifferenz bei einigen der Koeffizienten.

Da für einen reaktiven Vierpol MM*- 1 (wobei das Sternchen den konjugierten Wert des so bezeichneten Ausdrucks angibt) folgt, daß

S^S	und damit	Is₁₃	14	+	S23S24 —	0,	(3)
S_nSi	!3	+	S₁₄Sf₄ =	0,	(4)
13	*	+	SS =*	1	(5)

P	+	Is₂₃P =		(6)

so

60

Wenn man für die Erklärung und Erläuterung annimmt, daß eine Eingangssignalkomponente von IZS sowohl im Hauptsignalweg 11 als auch im Referenzsignalweg 13 vorhanden ist, betragen die Amplituden der Signale an den Kopplerpolen 1 und 2 G und 1, wobei G die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers ist. Wenr man für den Augenblick jede Fehlerkomponentt vernachlässigt, beträgt das Signal ν am Eingang de· Fehlerverstärkers

r = 0"S₁₄ + S₂.

Da die Summe des Referenzsignals und des eingekoppelten Teils des verstärkten Signals am Eingang des Fehlerverstärkers gleich Null sein muß wird die Verstärkung G des Signalverstärkers 12 dadurch abgeleitet, daß die Gleichung (7) gleich Null gesetzt wird. Dies ergibt

oder aus Gleichung (3)
G =

Das Verstärkerausgangssignal Ko, das gleich dei Summe der in den Pol 3 eingekoppelten Signale ist, isi gegeben durch

V₀ = GS_n + S₂,.

(10)

Das Einsetzen von G aus Gleichung (9) ergibt

^o ~ ~c*~(Sij) + S₂₃

^ύ2

oder

ι/ — SnS

S₂₃Sf

(in

(12)

Aus Gleichung (5) ergibt sich, daß der Zähler gleich Eins ist, so daß sich die Gleichtung (12) reduziert zu

1 'n I =

(13)

Da ein Eingangssignal Eins angenommen war definiert die Gleichung (13) auch die Gesamtverstärkungs-Kennlinie des Verstärkers. Der Gleichung (13) isi zu entnehmen, daß die Gesamtverstärkung des Verstär kers 30 der F i g. 3 größer als die Gesamtverstärkung ist die durch den in F i g. 2 dargestellten bekannter Verstärker verwirklicht werden kann, und zwar um der Faktor

55

Aus Gleichung (13) ergibt sich, daß die Ausgangsspan nung Vo eine Funktion des Kopplungskoeffizienten Sz des Kopplers ist Somit ist die Frequenzkennlinie de! Verstärkers 30 durch die Frequenzkennlinie de; Kopplers 20 bestimmt Umgekehrt wird durch die Festlegung der gewünschten Frequenzkennlinie de! Verstärkers die Kennlinie des Kopplers und di« Verstärkungskennlinie des Verstärkers 12 bestimmt

Die Bedeutung des Ausdrucks Su im Ausdruck füi den Verstärkerausgang kann leicht dadurch abgeschätz werden, daß eine Signalpegel-Analyse des Verstärken gleich derjenigen vorgenommen wird, die anhand dei

Fig. 2 gemacht wurde. Es sei wiederholt, daß bei der bekannten Ausführung der F i g. 2 zwei in Konflikt stehende Bedingungen vorhanden waren, die erfüllt werden mußten. Einerseits wurde angestrebt, den Signalverlust im Koppler 14 zu minimieren. Andererseits wurde angestrebt, ein verhältnismäßig großes Referenzsignal mit Hilfe desjenigen Teils des Signals zu löschen, der über die Koppler 14 und 15 gekoppelt wurde. Wie angegeben, konnten diese beiden Forderungen nicht gleichzeitig ohne einen Kompromiß für das Gesamtrauschverhalten des Verstärkers erfüllt werden.

Bei der Ausführung der Fig. 3 ergibt sich kein derartiger Kompromiß. Zum Beispiel wird beim Anlegen eines O-dB-Signals an den Hauptsignalweg und den Referenzsignalweg wie oben der Koppler 20 so bemessen, daß ein ausreichendes Signal zum Löschen des Referenzsignals eingekoppelt wird. Bei einer 5-dB-Verstärkung im Verstärker würde ein 6-dB-Koppler ein - 1,0-dB-Signal am Pol 4 des Kopplers 20 erzeugen. Dieses Referenzsignal würde einen Verlust von etwa 1 dB im Koppler erfahren, wobei ebenfalls ein - 1,0-dB-Referenzsignal am Pol 4 erzeugt würde. Da die beiden Signale gleich sind, würden sie wie gefordert, gelöscht und kein Signal am Eingang des Fehlerverstärkers 17 erzeugen. Da der Koppler ein reaktives Netzwerk ist, findet keine Adsorption von Energie im Koppler statt, so daß die gesamte Energie, die in die Pole 1 und 2 eingekoppelt war, am Pol 3 austreten muß. Somit ist anders als beim bekannten Verstärker kein Energieverlust im Signalabtastneizwerk trotz der Tatsache vorhanden, daß eine verhältnismäßig große Signalkomponente vom Hauptsignalweg in den Fehlerverstärker eingekoppelt wird, da ein gleicher Betrag vom Referenzweg in den Signalweg eingekoppelt wird. Diese Fähigkeit, verhältnismäßig große Signalkomponenten in den Refernezsignalweg einzukoppeln, bedeutet, daß entsprechend größere Fehlerkomponenten auch in den Fehlerverstärker eingekoppelt werden. Da letztlich das Rauschverhalten des Fehlerverstärkers das Rauschverhalten des Gesamtverstärkers bestimmt, stellt der vorliegende Verstärker eine wesentliche Verbesserung gegenüber dem bekannten Verstärker dar. Wie nunmehr gezeigt wird, ist in der Tat die Rauschzahl des Verstärkers der F i g. 3 kleiner als die Rauschzahl des Fehlerverstärkers.

In der bisherigen Diskussion wurde eine Fehlerkomponente vernachlässigt. Allgemein wird jedoch der Ausgang des Signalverstärkers 12 gleich der Summe des verstärkten Eingangssignals und einer Fehlerkomponente ε sein. Somit ist für ein Eingangssignal mit der Amplitude 1 der Ausgang V des Signalverstärkers 12 vollständig gegeben durch

V = G + t.

(14)

Am Eingang des Fehlerverstärkers werden die Signalkomponenten gelöscht, wobei eine Fehlerkomponente v_e übrigbleibt, die gegeben ist durch

i'_e = f S₁₄ .

(15)

Das Verstärkerfehlersignal V_ft das an den Pol 2 des Fehlereinführungsnetzwerks 19 angelegt wird, beträgt dann

K = g'Si4, (16)

wobei gd\e Verstärkung des Fehlerverstärkers ist

Die Fehlelkomponente im Hauptsignalweg, die über den Koppler 20 in den Pol 1 des Fehlereinführungsnetzwerks eingekoppelt wird, beträgt

'■„,' = S₁₃. (17)

Durch Summieren von V.und v„„ zu Null erhält man

g,S₁₄ + S,., =0 (18)

oder

(19)

Da Sn = 523 ist, reduziert sich die Gleichung (19) zu

(20)

K = -\s

Durch Vergleichen der Gleichungen (9) und (20) ergibt sich, daß die Verstärkungskennlinie des Fehlerverstärkers die gleiche ist, wie die Verstärkungskennlinie des Hauptsignalverstärkers.

Da jedes durch den Signalverstärker 12 eingeführte thermische Rauschen eine Fehlerkomponente ist und damit durch das in den Signalweg eingeführte Fehlersignal gelöscht wird, ist das einzige thermische Rauschen im Ausgangssignal das Rauschen, das infolge des thermischen Rauschens auftritt, welches im Eingangskreis des Fehlerverstärkers erzeugt wird. Wenn diese thermische Rauschenergie mit T_m bezeichnet ist, so beträgt die thermische Rauschenergie im Fehlerverstärkerausgnag T₀, das gegeben ist durch

To=

(21)

Wenn man g aus Gleichung (20) einsetzt, so ergibt sich

(22)

Für das oben angenommene Eingangssignal 1 ist die gesamte Signalenergie Po gleich | Vo|².

Das Einsetzen von V₀ aus Gleichung (13) ergibt

(23)

Aus den Gleichungen (22) und (23) ergibt sich das Rausch-zu-Signal-Verhältnis im Verstärkerausgang zu

N/S = TJVl =

(24)

Da S\3 stets kleiner als Eins ist, ist der Rauschgehalt des Ausgangssignals, gegeben durch die Gleichung (24), kleiner als das thermische Rauschen, das durch den Fehlersignalverstärker eingeführt wird.

Wie oben angegeben, ist für zahlreiche Anwendungen die Verstärkungskennlinie des Verstärkers nicht flach, sie wird speziell auf den besonderen Zweck zugeschnitten. Bei der anhand der F i g. 1 gegebenen Erläuterung wurde angegeben, daß die Verstärkungskennlinie der Verstärker 8 durch die Verlustkennlinie der Übertragungsleitung 7 bestimmt ist. Wenn somit die letztere mit Α(ω) bezeichnet wird, so ist die Verstärkungskennlinie

ί(ω) des Verstärkers 8 zur Erzeugung einer flachen Kennlinie im Empfänger gegeben durch

Allgemein kann jede beliebige Gesamtverstärkungskennlinie F(us) festgelegt werden, wenn sie einmal festgelegt ist, ist der Verstärker 30 vollständig definiert. Zum Beispiel ist durch Gleichsetzen der Gleichung (13) mit der gewünschten Verstärkungskennlinie der Kopplerparameter 523 gegeben durch

S„ = ν

(26)

(Der * kann weggelassen werden, da er sich nur auf die Phase des Matrixkoeffizienten bezieht.)

Wenn man S23 kennt, kann man aus Gleichung (6) ableiten, daß

Is₁₃I= M-Is₂₃I²,

(27)

womit der Koppler vollständig definiert ist.

Aus den Gleichungen (13) und (20) erhält man für die Verstärkung des Signalverstärkers 12 und des Fehlerverstärkers 17

G{v,) = g(,„) = I F(,„f - 1.

(28)

Es sei bemerkt, daß alle oben gegebenen Beziehungen auf gleichen Signalen mit der Amplitude Eins beruhen, die an den Hauptsignalverstärker 11 und den Referenzsignalweg 13 angelegt werden. Es wurde jedoch auch angegeben, daß in der Praxis das Eingangssignal vorzugsweise durch den Signalteiler 9 ungleich geteilt wird, und daß die kleinere der beiden Signalkomponenten vorteilhafterweise in den Hauptsignalweg eingekoppelt wird. Wenn dies geschieht, muß die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers mit einer Konstanten multipliziert werden, um sich dieser Ungleichheit anzupassen. Somit ist der durch Gleichung (9) angegebene Verstärkungsausdruck allgemeiner gegeben durch

-■©■

(29)

wobei K\ eine Konstante ist.

In gleicher Weise ist die Verstärkung des Fehlerverstärkers allgemein gegeben durch

g =

(30)

wobei K2 eine Konstante ist und die Gleichung (28) genau gegeben ist durch die Proportionalität

~ fF(o,f-ü

(31)

Während somit der Hauptsignalverstärker und der Fehlerverstärker dieselbe Verstärkungsfrequenz-Kennlinie haben, brauchen die absoluten Verstärkungen der beiden Verstärker nicht notwendigerweise gleich zu sein, noch brauchen sie notwendigerweise denselben dynamischen Bereich und dieselben Rauscheigenschaften zu haben. Da der Fehlerverstärker nur ein

verhältnismäßig kleines Fehlersignal zu verarbeiten braucht, kann sein dynamischer Bereich offensichtlich viel kleiner als derjenige des Signalverstärkers sein. Da in gleicher Weise die Rauscheigenschaften des Fehler-Verstärkers die endgültige Rauschkennlinie des Geamtverstärkers bestimmen, ist der Fehlerverstärker vorteilhafterweise ein viel feinerer Verstärker mit einer relativ kleinen Rauschzahl. Im allgemeinen ist der Fehlciverstärker ein kleiner Verstärker hoher Güte.

Während der Koppler allgemein anhand seiner Matrixkoeffizienten 5„ spezifiziert wurde, wurden keine speziellen Schaltungen beschrieben. Offensichtlich kann keine spezielle Schaltung beschrieben werden, da sich die Art des Kopplers ändert je nach der Gesamtverstärkungskennlinie F(a>). Jedoch können einige allgemeine Bemerkungen gemacht und ein Koppler als Beispiel beschrieben werden.

Die einfachsten Koppler sind die sogenannten »Hybrid-Koppler«, die in zwei allgemeine Klassen eingeteilt werden können. Bei der einen Klasse, die das »magische-T« enthält, wird das Eingangssignal in zwei Komponenten geteilt, die entweder in Phase oder 180° außer Phase sind. Bei der zweiten Klasse von Kopplern der sogenannten »90°-Koppler« sind die geteilten Signalkomponenten stets 90° außer Phase.

Da sie reaktive Vier-Pole sind, sind beide Klassen von Kopplern durch zwei Kopplungskoeffizienten t und k gekennzeichnet, die sich als Funktion der Frequenz ändern. Im allgemeinen ändern sie sich jedoch nicht notwendigerweise derart, daß sie die Gleichung (26) erfüllen. Es ist daher notwendig, kompliziertere Kopplungsschaltungen vorzuschlagen, wie z. B. die in F i g. 4 dargestellte.

Der in Fig.4 gezeigte Koppler ist ein reaktiver Vier-Pol, bestehend aus einem Paar von Hybriden 40 und 41, die mit Hilfe der beiden Signalwege 42 und 43 miteinander verbunden sind. Der Signalweg 42 enthält ein reaktives Zweipolnetzwerk N, dessen Übertragungskoeffizient t(ü>) und Reflektionskoeffizient k(u>) die notwendige Kopplungskennlinie haben, die von den Gleichungen (26) und (27) gefordert wird. Dieses Netzwerk kann nach den Verfahren aufgebaut werden, die von S. Darlington in seinem Aufsatz mit dem Titel »Synthesis of Reactance 4-Poles« beschrieben sind, der im Journal of Mathematical Physics, Band 30, September 1939, auf Seite 257 - 353, veröffentlicht ist.

Der andere Signalweg enthält ebenfalls ein reaktives Zweipolnetzwerk N^D, das in dualer Beziehung zum Netzwerk N steht. Es hat daher denselben Übertragungskoeffizienten t(a>) wie das Netzwerk N, doch ist der Reflexionskoeffizient - k((u) der negative Koeffizient des Netzwerks N.

Im Betrieb wird ein an den Pol 1 angelegtes Signal gleich zwischen den beiden Signalwegen 42 und 43

. 55 geteilt. Für ein Eingangssignal mit der Amplitude Eins sind die in die Signalwege 42 und 43 eintretenden

Signalkomponenten gleich τκ. Ein Teiler jeder Signalkomponente wird durch die Netzwerke JV und N^D ■ 60 übertragen und in der Hybride 41 wieder vereinigt, um am Pol 3 ein Ausgangssignal f zu erzeugen. Der andere Teil jedes Signals wird von den Netzwerken N und N^D reflektiert, um die beiden reflektierten Signalkompo-

k k

nenten j/^^und — v^^zu erzeugen. Diese werden in der Hybride 40 vereinigt, um am Pol 4 ein Ausgangssignal k zu erzeugen und damit die geforderte Kopplerkennlinie zu verwirklichen. Offensichtlich können durch den

Fachmann auch andere Kopplungsnetzwerke ebenso leicht vorgeschlagen werden.

Die in Konflikt stehenden Forderungen an das Fehlereinführungsnetzwerk können bei Auftreten größerer Energiebeträge erfüllt werden, indem ein Transformator mit dem Windungsverhältnis N: \ verwendet wird, der wie in Fig. 2 dargestellt, mit dem Fehlerverstärker auf der Seite mit der höheren Windungszahl verbunden wird, wobei die Seite mit der niedrigeren Windungszahl in Reihe mit dem Hauptsignalweg liegt. Diese Schaltung hat die Wirkung, den Hiuptsignalweg in Reihe mit der Ausgangsschaltung zu legen. Sie hat den Nachteil, daß eine gute Anpassung im Hauptsignalweg erforderlich ist, um schädliche Reflexionen zu vermeiden. In Situationen, bei denen dies geschehen kann oder nur geringe Konsequenzen hat, kann auch bei der Ausführung der Erfindung in F i g. 3 die Transformator-Fehlereinführungsschaltung der F i g. 2 verwendet werden.

Bei denjenigen Anwendungen, bei denen ein höherer Grad an Impedanzanpassung erforderlich ist, ist die in Fig.3 dargestellte alernative Anordnung vorzuziehen. Bei dieser Ausführung besteht das Fehlereinführungsnetzwerk 19 aus einem Hybridkoppler 50. Das Signal wird vom Hauptsignalweg in den Pol 1 des Kopplers 50, und das Fehlersignal in den Pol 2 eingekoppelt. Das fehlerkorrigierte Ausgangssignal wird vom Pol 3 abgenommen. Der Pol 4 ist ohmisch abgeschlossen.

Um Signalverluste infolge der Kopplung zwischen dem Eingangspol 1 und dem abgeschlossenen Pol 4 zu minimieren, wird ein Koppler mit einem größeren Energieteilungsverhältnis (in der Größenordnung von 1OdB) verwendet, der eine flache Kennlinie auf dem interessierenden Frequenzbereich hat. Um den entsprechenden Verlust in dem in den Hauptsignalweg .vs eingeführten Fehlersignal zu kompensieren, muß die Verstärkung des Fehlerverstärkers entsprechend vergrößert werden oder ein getrennter Verstärker 31 mit einer flachen Verstärkungskennlinie in den Fehlersignalweg eingefügt werden. Da dieser Verstärker wahlweise ist, ist er in F i g. 3 gestrichelt dargestellt.

Aus den Gleichungen (9) und (13) ergibt sich, daß die Verstärkung des Verstärkers 12, gegeben durch

kleiner als die Verstärkung ^- des Gesamtverstärkers

30 ist, und zwar um den Faktor Su. Bei manchen Anwendungen kann es vorzusehen sein, daß die Verstärkung des Gesamtverstärkers die gleiche ist, wie die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers. In einer derartigen Situation wird ein Dämpfungsglied 32 der Schaltung am Ausgang des Fehlereinführungsnetzwerks 19 hinzugefügt. Jedoch sei bemerkt, daß, um die Gesamtverstärkung an die Verstärkung des Signalverstärkers anzugleichen, das Dämpfungsglied denselben Kopplungskoeffizient Su wie der Koppler 20 haben muß. Dementsprechend wird die erforderliche Dämpfung in dem interessierenden Band am zweckmäßigsten durch Hinzufügen eines zweiten Kopplers verwirklicht, der dieselben Kopplungskennlinien hat wie der Koppler 20, und zwar am Ausgang des Verstärkers, so daß die Gesamtverstärkung des Verstärkers um den Faktor S13 geändert wird. Die Pole 2 und 4 des Kopplers werden ohmisch abgeschlossen.

Die Erfindung wurde anhand eines Verstärkers beschrieben, dessen Verstärkung sich als willkürliche Funktion der Frequenz ändert. Selbstverständlich umfaßt der Ausdruck »willkürliche Funktion der Frequenz« Verstärker mit Verstärkungskennlinien, die von der Frequenz unabhängig sind (die flach in dem interessierenden Frequenzbereich sind), wie auch Verstärker mit Verstärkungskennlinien, die in dem interessierenden Frequenzbereich frequenzabhängig sind.

Es sei ferner bemerkt, daß entweder der Hauptsignalverstärker oder der Fehlerverstärker oder beide selbst Verstärker mit Vorwärtskopplung sein können. Dementsprechend sollen die Ausdrücke »Hauptsignalverstärker« und »Fehlerverstärker« so verstanden werden, daß sie Verstärker aller Arten umfassen, einschließlich Verstärker mit Vorwärtskopplung der hier beschriebenen Art.

Hierzu 2 Blatt Zeichnuncen

Claims

Patentansprüche:

1. Verstärker für elektrische Signale, der eine Verstärkungsfrequenzkennlinie aufweist und aus einem ersten und einem zweiten parallelen Signalweg besteht, wobei der erste dieser Signalwege hintereinander einen Hauptsignalverstärker und ein erstes Verzögerungsnetzwerk enthält, der zweite Signalweg hintereinander ein zweites Verzögerungsnetzwerk und einen Fehlerverstärker enthält, mit einem Signalteiler, um ein elektrisches Eingangssignal in zwei Signalkomponenten zu teilen und um jeweils eine der Komponenten in das Eingangssnde eines der Signalwege einzukoppeln, weiterhin mit einem Koppler, der zwei Paare von konjugierten Polen aufweist, um einen Teil des Ausgangssignals vom Hauptsignalverstärker in den Eingang des Fehlerverstärkers einzukoppeln, wobei der Hauptsignalverstärker und das zweite Verzögerungsnetzwerk mit dem einen Paar von konjugierten Polen und das erste Verzögerungsnetzwerk und der Fehlerverstärker mit dem anderen Paar von konjugierten Polen des Kopplers gekoppelt sind, und mit einem Fehlereinführungsnetzwerk, um die Signale in den beiden Signalwegen in Zeit und Phase wieder zu vereinigen und um Fehlerkomponenten im Ausgangssignal zu minimieren, dadurch gekennzeichnet, daß der Koppler (20) durch ein reaktives Netzwerk gebildet ist, das einen Übertragungskoeffizienten |f| und einen Kopplungskoeffizienten \k\ zwischen gekoppelten Polen hat, wobei die Beziehung

I*²I + 1'²I = ι