DE2019104C3 - Verstärker für elektrische Signale - Google Patents
Verstärker für elektrische SignaleInfo
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Description
und daß die Verstärkungskennlinie G (ω) des Hauptverstärkers (12) und die Verstärkungskennlinie
g (ω) des Fehlcrverstärkers (17) sowie der Übertragungs- und Kcpplungskoeffizientdes Kopplers
(20) sich als Funktion der Verstärkungsfrequenzkennlinie Fftü^ ändern.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungskennlinie des Haupt-
und Fehlerverstärkers (12,17) sich entsprechend der Funktion
und der Kopplungskoeffizient \k\ des Kopplers (20)
sich entsprechend der Funktion
ändern.
3. Verstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Dämpfungsglied (32), das in Reihe mit dem
Fehlereinführungsnetzwerk (19) liegt und das eine Dämpfungskennlinie hat, deren Größe gleich dem
Übertragungskoeffizienten des Kopplers (20) ist.
4. Vertärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Dämpfungsglied (32) ein reaktiver
Vierpol mit denselben ÜbertragungskoeffizientL-n wie der Koppler (20) ist.
Die Erfindung betrifft Verstärker für elektrische Signale.
In einem Aufsatz »Error-Controlled High Power Linear Amplifiers at VHF«, der in der Ausgabe von
Mai-Juni 1968 des Bell System Technical Journal auf Seiten 651 -722 veröffentlich ist, haben H. S e i d e I und
andere einen rauscharmen Verstärker beschrieben, der die Fehlerkorrektur mit Vorwärtskopplung verwendet.
Insbesondere ist die beschriebene Schaltung für
ίο Hochleistungsverstärker mit konstanter Verstärkung
geeignet Ein weiterer Verstärker mit einer solchen Fehlerkorrektur, der für einen Schmalbandbetrieb bei
Mikrowellen bestimmt ist, wird in der US-PS 25 92 716 beschrieben. Als Signalteiler werden dabei Hybridkopp-
!er benutzt.
Bei dem Versuch, ähnliche Verfahren als Mittel zum Kompensieren von Verstärkern mit frequenzabhängigen
Verstärkungskennlinien zu verwenden, die auch Gebiete mit verhältnismäßig niedriger Verstärkung
umfassen, wurde es bald klar, das die bisher entwickelten Kriterien und Verfahren nicht mehr geeigent sind
und daß die so aufgebauten Verstärker nicht zufriedenstellend arbeiten. Offensichtlich ist eine andere Lösung
erforderlich.
Es ist die Aufgabe der Erfindung, einen Verstärker zu schaffen, der diese Schwierigkeiten überwindet. Die
Lösung der Aufgabe ist im Anspruch 1 angegeben.
Im Verstärker wird also der Fehler in Beziehung zu einem zeitlich verschobenen Referenzsignal bestimmt
und in einer zeitlichen Folge korrigiert, die im Einklang mit dem Hauptsignal steht. Dementsprechend weist der
Verstärker mit Vorwärtskopplung oder Vorwärtskompensation zwei parallele Signalwege auf. Ein Weg, der
Hauptsignalweg genannt wird, enthält einen oder mehrere Signalverstärker und wirkt in üblicher Weise
auf das zu verstärkende Signal. Der Hauptsignalverstärker ist durch eine Verstärkungsfrequenzkennlinie
gekennzeichnet, die sich als Funktion der Frequenz ändert. Ein zweiter Weg, der Fehlersignalweg genannt
wird, faßt die Fehler zusammen, die durch den Signalvemärker in das Signal eingebracht werden.
Diese Fehlerkomponenten, die sowohl rauschen als auch Intermodulationsverzerrungen umfassen, werden
im Fehlersignal weg mit einem Pegel und in geeigneter Zeit- und Phasenbeziehung aufgenommen, derart, daß
sie in den Hauptsignalweg so eingeführt werden können, daß die Fehlerkomponenten im Hauptsignalweg
gelöscht werden.
Das Fehlersignal erhält man durch Vergleich eines Teils des Eingangssignals, der als Referenzsignal
bezeichnet wird, mit einem Teil des verstärkten Hauptsignals. Das Abtasten des verstärkten Signals
geschieht mit Hilfe eins einzigen reaktiven Vierpols, dessen Leistungsteilungsverhältnis dieselbe Frequenzkennlinie
wie der Signalverstärker hat.
Ein erster Vorteil der Erfindung besteht darin, daß anders wie bei bekannten Verstärkern mit Vorwärtskopplung
die Gesamtverstärkung des fehlerkorrigierten Signals größer als die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers
ist.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß das Signal- zu Rauschverhältnis des fehlerkorrigierten
verstärkten Signals größer als das Signal- zu Rauschverhältnis des Fehlerverstärkers ist.
(15 Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen
beschrieben. Es zeigt
F i g. I ein Blockschemu eines Weitverkehr-Übertragungssystems,
das in Abständen Verstärker enthält,
F i g. 2 zur Erklärung einen bekannten Verstärker mit Vorwärtskopplung,
Fig.3 eine Ausführung eines Verstärkers mit Vorwärtskopplung gemäß der Erfindung und
F i g. 4 ein Ausführungsbeispiel einer Art ·οη Koppler mit einer speziellen Leistungsteiiungsverhältnis-Kennlinie.
Fig. 1 zeigt ein Nachrichtenübertragungssystem, das
aus einem Sender 5 und einem Empfänger 6 besteht, die mit Hilfe einer Übertragungsleitung 7 verbunden sind.
Wegen der zur Übertragungsleitung 7 gehörigen Verluste sind in regelmäßigen Abständen Verstärker 8
eingefügt.
Die an die Verstärker gestellten Forderungen ändern sich selbstverständlich von System zu System. Eine
allgemeine Forderung besteht darin, daß sie das übertragene Signal so verstärken sollen, daß die auf der
Übertragungsleitung auftretenden Verluste kompensiert werden. Da diese Verluste typischerweise nicht
gleichförmig sind, muß die Verstärkungskernlinie jedes Verstärkers (als Funktion der Frequenz) so geformt
sein, daß die besondere Verlustkennlinie der Übertragungsleitung kompensiert wird. Im allgemeinen sind die
Übertragungsverluste bei höheren Frequenzen höher. Dementsprechend ist die Verstärkung der Verstärker
bei diesen höheren Frequenzen höher.
Schließlich werden die Verstärker vorteilhafterweise so aufgebaut, daß sie ^o frei, wie wirtschaftlich nö '.ig, von
Verzerrung sind. Zum Beispiel begrenzt die Inter modulationsverzerrung dritter Ordnung in einem Träger-Nachrichtensystem
die Kapazität des Systems wesentlich. Daher ergibt jede wesentliche Herabsetzung uer
Intermodulationsverzerrung vorteilhafterweise eine entsprechende Vergrößerung der Systemkapazität und
der Wirtschaftlichkeit.
Die nun zu beschreibende Erfindung betrifft einen rauscharmen, verzerrungsarmen Verstärker mit einer
willkürlichen Verstärkungskennlinie F(u>). Bevor jedoch
auf diesen Verstärker eingegangen wird, soll zunächst ein verwandter Verstärker bekannter Art betrachtet
werden, der in F i g. 2 dargestellt ist.
Die F i g. 2, die zur Erklärung und zum Vergleich eingeschaltet ist, stellt ein vereinfachtes Blockschema
des bekannten Verstärkers mit Vorwärtskopplung dar, der von Seidel u. a. in dem oben erwähnten Aufsatz
beschrieben ist. Im Betrieb wird das Eingangssignal in zwei vorzugsweise ungleiche Komponenten geteilt. Die
kleinere Komponente, d. h. das Hauptsignal (oder einfach das Signd) wird auf einem Hauptsignalweg 11
zu einem Hauptsignalverstärker 12 geleitet. Die andere größere Komponente, d. h. das Referenzsignal, wird auf
einem Referenzsignalweg 13 weitergeleitet, der ein Verzögerungsnetzwerk 16 enthält.
Das Signal wird durch den Verstärker 12 verstärkt und ein kleiner Teil des verstärkten Signals in einen
Fehlersignalweg mit Hilfe der Richtkoppler 14 und 15 eingekoppelt, wo es mit dem zeitverzögerten Referenzsignal
verglichen wird. Die Abtrennung der Fehlerkomponenten, die durch den Verstärker 12 in das verstärkte
Signal eingeführt werden, geschieht durch Einstellen der Amplitudenphasen und Zeitverzögerungen, die zum
Referenzsignal und zum abgetasteten verstärkten Signal gehören, in der Weise, daß die Signalkomponenten
sich löschen und nur Fehlerkomponenten übrigbleiben. Der Phasenschieber 23, das Verzögerungsnetzwerk
16 und die Koppler 14 und 15 sind sämtlich in für diesen Zweck geeigneter Weise aufgebaut.
Das so erhaltene Fehlersignal wird im Fehlerverstär ker 17 verstärkt, dessen Verstärkung so bemessen ist,
daß das Fehlersignal auf einen geeigeüten Pegel gebracht wird, um irgendwelche Fehlerkomponenten im
Hauptsignalweg zu löschen, die'durch den Signalverstärker
12 eingeführt sein können. Die durch den Fehlerverstärker 17 eingeführte Verzögerung wird
durch ein geeignetes Verzögerungsnetzwerk 18 im Hauptsignalweg kompensiert. Die Phaseneinstellungen
werden im Phasenschieber 24 durchgeführt. Die
ίο Einführung des abgetrennten Fehlersignals in den
Hauptsignalweg geschieht mit Hilfe eines reaktiven Fehlereinführungsnetzwerks 19, das in diesem Falle ein
Transformator mit dem Windungsverhältnis N : 1 ist.
Eine der Fehlerkomponenten, die mit Hilfe des oben
is beschriebenen Vorwärtskopplungsverfahrens beseitigt
werden soll, ist das Rauschen des Hauptsignalverstärkers. In einem Leistungsverstärker kann dieses Rauschen
beträchtlich sein. Bei dem Verfahren wird das im Fehlerverstärker vorhandene thermische Rauschen
ersetzt; schließlich ist es die Rauschzahl des Fehlerverstärkers, die das gesamte Rauschverhalten des kompensierten
Verstärkers bestimmt. Somit ginge ein sehr wichtiger Vorteil der Vorwärtskopplungskompensation
verloren, wenn die Schaltung nicht so eingerichtet wäre, daß die Rauschzahl des Fehlerversträrkers minimiert
wird. Daher wird das Eingangssignal vorteilhafterweise ungleich geteilt, wobei die größere Signalkomponente
in den Referenzsignalweg eingekoppelt wird. Während die Verstärkung des Signalverstärkers 12 größer
gemacht werden muß, um diesen Kopplungsverlust zu beseitigen, ist diese Vergrößerung prinzipiell unerheblich
insofern, als jede im Signalweg entstehende Verschlechterung der Rauschzahl keine Folgen hat, da
das Merkmal der Fehlerlöschung des Vorwärtskopplungssystems das zusätzliche Rauschen einfach als
zusätzlichen Fehler behandelt und ihn beseitigt.
Sämtliche oben beschriebenen Betrachtungen und Faktoren setzen voraus, daß im Signalverstärker eine
ausreichende Verstärkung zur Verfügung steht, um die ungleiche Leistungsteilung des Eingangssignals und die
Signaldämpfung durch die Koppler 14 und 15 zu kompensieren. Bei der vorliegenden Erfindung wird
jedoch die Situation betrachtet, bei der große Verstärkungswerte nicht verfügbar sind. Zum Beispiel
sei die Situation betrachtet, bei der der Verstärker die Verluste in einem Übertragungssystem ausgleichen soll,
in dem die Verluste an dem einen Ende des interessierenden Frequenzbandes verhältnismäßig klein
und am anderen Ende groß sind. In einem speziellen Fall eines bekannten Trägersystems kann sich die Verstärkung
des Verstärkers als Funktion der Frequenz im interessierenden Band von 5 bis 30 dB ändern. Der
Versuch, die bekannten Betrachtungen auf ein derartiges System anzuwenden, macht, wie nun gezeigt werden
soll, das System unverwendbar. Zum Beispiel sei angenommen, daß das Eingangssignal gleich zwischen
dem Hauptsignalweg und dem Referenzsignalweg geteilt wird. Diese beiden Komponenten sind in F i g. 2
als O-dB-Signale an den Signalteilerausgängen bezeichnet.
Wenn man eine 5-dB-Verstärkung im Verstärker 12 annimmt, beträgt das Signal am Eingangspol 1 des
Kopplers 14 +5 dB. Der typische Kopplungsverlust in jedem der beiden Koppler 14 nnd 15 beträgt etwa 10 dB
bei einem Gesamtverlust von 20 dB. Somit geht das vom
h5 Hau,;isignalweg in den Fehlerverstärker angekoppelte
Signal auf — 15 dB herunter. Das Referenzsignal beträgt
andererseits etwa 0 dB. Offensichtlich kann unter diesen Umständen keine Löschung der Signale stattfinden.
wenn nicht ein 15 dB-Dämpfungsglied in den Referenzsignalweg
eingefügt wird. Hierdurch wird selbstverständlich zusätzliches thermisches Rauschen in die
Fehlerschaltung eingebracht und die Möglichkeit der Verwirklichung einer verbesserten Rauschzahl vollstendig
beseitigt.
Entsprechend der Erfindung werden diese konkurrierenden und unvereinbaren Forderungen durch Ersetzen
der beiden Koppler 14 und 15 durch einen einzigen reaktiven Vierpolkoppler 20 beseitigt, wie er in dem
Vorwärtskopplungsverstärker 30 in F i g. 3 dargestellt ist. In jeder anderen Hinsicht sind die Schaltungen der
Fig. 1 und 2 im wesentlichen gleich, dementsprechend werden dieselben Identifizierungszahlen zur Bezeichnung
entsprechender Schaltelemente verwendet. ι s
Bevor zur Schilderung der Arbeitsweise des Verstärkers der Fig. 3 übergegangen wird, sollen die
Übertragungseigenschaften eines reaktiven Vierpolkopplers kurz betrachtet werden. Wenn man die Pole
1-2 und 3-4 als konjugierte Polpaare bezeichnet, ist die Strumatrix Aides Kopplers gegeben durch
M =
O | O | S13 | S14 |
O | O | S23 | S24 |
s | S32 | O | O |
S42
wobei die Bezeichnungen S/, die Kopplung zwischen
dem /-ten und dem 7-ten Pol angibt. Da der Koppler reaktiv ist, ist das reziproke Netzwerk 5,y=5„ und
insbesondere
= Is24I= Is42I= |f
(D
wobei t der Kopplungskoeffizient der »Durchgangs«-Signalkomponente
ist, und
Is14I= Is41 I= Is23!= Is32I=
(2)
wobei k der Kopplungskoeffizient der »gekoppelten« Signalkomponente ist.
Wenn der Koppler 20 zusätzlich bisymmetrisch ist, sind die Matrixkoeffizienten, die jeweils durch die
Gleichungen (1) und (2) gegeben sind, in der Phase wie auch in der Größe gleich. Wenn der Koppler
asymmetrisch ist, besteht eine Phasendifferenz bei einigen der Koeffizienten.
Da für einen reaktiven Vierpol MM*- 1 (wobei das Sternchen den konjugierten Wert des so bezeichneten
Ausdrucks angibt) folgt, daß
S^S | und damit | Is13 | 14 | + | S23S24 — | 0, | (3) |
SnSi | !3 | + | S14Sf4 = | 0, | (4) | ||
13 | * | + | SS* = | 1 | (5) | ||
P | + | Is23P = | (6) |
so
60
Wenn man für die Erklärung und Erläuterung annimmt, daß eine Eingangssignalkomponente von IZS
sowohl im Hauptsignalweg 11 als auch im Referenzsignalweg 13 vorhanden ist, betragen die Amplituden der
Signale an den Kopplerpolen 1 und 2 G und 1, wobei G die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers ist. Wenr
man für den Augenblick jede Fehlerkomponentt vernachlässigt, beträgt das Signal ν am Eingang de·
Fehlerverstärkers
r = 0"S14 + S2.
Da die Summe des Referenzsignals und des eingekoppelten Teils des verstärkten Signals am
Eingang des Fehlerverstärkers gleich Null sein muß wird die Verstärkung G des Signalverstärkers 12
dadurch abgeleitet, daß die Gleichung (7) gleich Null gesetzt wird. Dies ergibt
oder aus Gleichung (3)
G =
G =
Das Verstärkerausgangssignal Ko, das gleich dei
Summe der in den Pol 3 eingekoppelten Signale ist, isi gegeben durch
V0 = GSn + S2,.
(10)
Das Einsetzen von G aus Gleichung (9) ergibt
^o ~ ~c*~(Sij) + S23
ύ2
oder
ι/ — SnS
S23Sf
(in
(12)
Aus Gleichung (5) ergibt sich, daß der Zähler gleich
Eins ist, so daß sich die Gleichtung (12) reduziert zu
1 'n I =
(13)
Da ein Eingangssignal Eins angenommen war definiert die Gleichung (13) auch die Gesamtverstärkungs-Kennlinie
des Verstärkers. Der Gleichung (13) isi zu entnehmen, daß die Gesamtverstärkung des Verstär
kers 30 der F i g. 3 größer als die Gesamtverstärkung ist die durch den in F i g. 2 dargestellten bekannter
Verstärker verwirklicht werden kann, und zwar um der Faktor
55
Aus Gleichung (13) ergibt sich, daß die Ausgangsspan
nung Vo eine Funktion des Kopplungskoeffizienten Sz
des Kopplers ist Somit ist die Frequenzkennlinie de! Verstärkers 30 durch die Frequenzkennlinie de;
Kopplers 20 bestimmt Umgekehrt wird durch die Festlegung der gewünschten Frequenzkennlinie de!
Verstärkers die Kennlinie des Kopplers und di« Verstärkungskennlinie des Verstärkers 12 bestimmt
Die Bedeutung des Ausdrucks Su im Ausdruck füi
den Verstärkerausgang kann leicht dadurch abgeschätz werden, daß eine Signalpegel-Analyse des Verstärken
gleich derjenigen vorgenommen wird, die anhand dei
Fig. 2 gemacht wurde. Es sei wiederholt, daß bei der
bekannten Ausführung der F i g. 2 zwei in Konflikt stehende Bedingungen vorhanden waren, die erfüllt
werden mußten. Einerseits wurde angestrebt, den Signalverlust im Koppler 14 zu minimieren. Andererseits
wurde angestrebt, ein verhältnismäßig großes Referenzsignal mit Hilfe desjenigen Teils des Signals zu
löschen, der über die Koppler 14 und 15 gekoppelt wurde. Wie angegeben, konnten diese beiden Forderungen
nicht gleichzeitig ohne einen Kompromiß für das Gesamtrauschverhalten des Verstärkers erfüllt werden.
Bei der Ausführung der Fig. 3 ergibt sich kein derartiger Kompromiß. Zum Beispiel wird beim
Anlegen eines O-dB-Signals an den Hauptsignalweg und
den Referenzsignalweg wie oben der Koppler 20 so bemessen, daß ein ausreichendes Signal zum Löschen
des Referenzsignals eingekoppelt wird. Bei einer 5-dB-Verstärkung im Verstärker würde ein 6-dB-Koppler
ein - 1,0-dB-Signal am Pol 4 des Kopplers 20 erzeugen. Dieses Referenzsignal würde einen Verlust
von etwa 1 dB im Koppler erfahren, wobei ebenfalls ein - 1,0-dB-Referenzsignal am Pol 4 erzeugt würde. Da die
beiden Signale gleich sind, würden sie wie gefordert, gelöscht und kein Signal am Eingang des Fehlerverstärkers
17 erzeugen. Da der Koppler ein reaktives Netzwerk ist, findet keine Adsorption von Energie im
Koppler statt, so daß die gesamte Energie, die in die Pole 1 und 2 eingekoppelt war, am Pol 3 austreten muß.
Somit ist anders als beim bekannten Verstärker kein Energieverlust im Signalabtastneizwerk trotz der
Tatsache vorhanden, daß eine verhältnismäßig große Signalkomponente vom Hauptsignalweg in den Fehlerverstärker
eingekoppelt wird, da ein gleicher Betrag vom Referenzweg in den Signalweg eingekoppelt wird.
Diese Fähigkeit, verhältnismäßig große Signalkomponenten in den Refernezsignalweg einzukoppeln, bedeutet,
daß entsprechend größere Fehlerkomponenten auch in den Fehlerverstärker eingekoppelt werden. Da
letztlich das Rauschverhalten des Fehlerverstärkers das Rauschverhalten des Gesamtverstärkers bestimmt,
stellt der vorliegende Verstärker eine wesentliche Verbesserung gegenüber dem bekannten Verstärker
dar. Wie nunmehr gezeigt wird, ist in der Tat die Rauschzahl des Verstärkers der F i g. 3 kleiner als die
Rauschzahl des Fehlerverstärkers.
In der bisherigen Diskussion wurde eine Fehlerkomponente
vernachlässigt. Allgemein wird jedoch der Ausgang des Signalverstärkers 12 gleich der Summe des
verstärkten Eingangssignals und einer Fehlerkomponente ε sein. Somit ist für ein Eingangssignal mit der
Amplitude 1 der Ausgang V des Signalverstärkers 12 vollständig gegeben durch
V = G + t.
(14)
Am Eingang des Fehlerverstärkers werden die Signalkomponenten gelöscht, wobei eine Fehlerkomponente
ve übrigbleibt, die gegeben ist durch
i'e = f S14 .
(15)
Das Verstärkerfehlersignal Vft das an den Pol 2 des
Fehlereinführungsnetzwerks 19 angelegt wird, beträgt dann
K = g'Si4, (16)
wobei gd\e Verstärkung des Fehlerverstärkers ist
Die Fehlelkomponente im Hauptsignalweg, die über den Koppler 20 in den Pol 1 des Fehlereinführungsnetzwerks
eingekoppelt wird, beträgt
'■„,' = S13. (17)
Durch Summieren von V.und v„„ zu Null erhält man
g,S14 + S,., =0 (18)
oder
(19)
Da Sn = 523 ist, reduziert sich die Gleichung (19) zu
(20)
K = -\s
Durch Vergleichen der Gleichungen (9) und (20) ergibt sich, daß die Verstärkungskennlinie des Fehlerverstärkers
die gleiche ist, wie die Verstärkungskennlinie des Hauptsignalverstärkers.
Da jedes durch den Signalverstärker 12 eingeführte thermische Rauschen eine Fehlerkomponente ist und
damit durch das in den Signalweg eingeführte Fehlersignal gelöscht wird, ist das einzige thermische
Rauschen im Ausgangssignal das Rauschen, das infolge des thermischen Rauschens auftritt, welches im
Eingangskreis des Fehlerverstärkers erzeugt wird. Wenn diese thermische Rauschenergie mit Tm bezeichnet
ist, so beträgt die thermische Rauschenergie im Fehlerverstärkerausgnag T0, das gegeben ist durch
To=
(21)
Wenn man g aus Gleichung (20) einsetzt, so ergibt sich
(22)
Für das oben angenommene Eingangssignal 1 ist die gesamte Signalenergie Po gleich | Vo|2.
Das Einsetzen von V0 aus Gleichung (13) ergibt
(23)
Aus den Gleichungen (22) und (23) ergibt sich das Rausch-zu-Signal-Verhältnis im Verstärkerausgang zu
N/S = TJVl =
(24)
Da S\3 stets kleiner als Eins ist, ist der Rauschgehalt
des Ausgangssignals, gegeben durch die Gleichung (24), kleiner als das thermische Rauschen, das durch den
Fehlersignalverstärker eingeführt wird.
Wie oben angegeben, ist für zahlreiche Anwendungen die Verstärkungskennlinie des Verstärkers nicht flach,
sie wird speziell auf den besonderen Zweck zugeschnitten. Bei der anhand der F i g. 1 gegebenen Erläuterung
wurde angegeben, daß die Verstärkungskennlinie der Verstärker 8 durch die Verlustkennlinie der Übertragungsleitung
7 bestimmt ist. Wenn somit die letztere mit Α(ω) bezeichnet wird, so ist die Verstärkungskennlinie
ί(ω) des Verstärkers 8 zur Erzeugung einer flachen
Kennlinie im Empfänger gegeben durch
Allgemein kann jede beliebige Gesamtverstärkungskennlinie F(us) festgelegt werden, wenn sie einmal
festgelegt ist, ist der Verstärker 30 vollständig definiert. Zum Beispiel ist durch Gleichsetzen der Gleichung (13)
mit der gewünschten Verstärkungskennlinie der Kopplerparameter 523 gegeben durch
S„ = ν
(26)
(Der * kann weggelassen werden, da er sich nur auf die Phase des Matrixkoeffizienten bezieht.)
Wenn man S23 kennt, kann man aus Gleichung (6)
ableiten, daß
Is13I= M-Is23I2,
(27)
womit der Koppler vollständig definiert ist.
Aus den Gleichungen (13) und (20) erhält man für die Verstärkung des Signalverstärkers 12 und des Fehlerverstärkers
17
G{v,) = g(,„) = I F(,„f - 1.
(28)
Es sei bemerkt, daß alle oben gegebenen Beziehungen auf gleichen Signalen mit der Amplitude Eins beruhen,
die an den Hauptsignalverstärker 11 und den Referenzsignalweg
13 angelegt werden. Es wurde jedoch auch angegeben, daß in der Praxis das Eingangssignal
vorzugsweise durch den Signalteiler 9 ungleich geteilt wird, und daß die kleinere der beiden Signalkomponenten
vorteilhafterweise in den Hauptsignalweg eingekoppelt wird. Wenn dies geschieht, muß die Verstärkung des
Hauptsignalverstärkers mit einer Konstanten multipliziert werden, um sich dieser Ungleichheit anzupassen.
Somit ist der durch Gleichung (9) angegebene Verstärkungsausdruck allgemeiner gegeben durch
-■©■
(29)
wobei K\ eine Konstante ist.
In gleicher Weise ist die Verstärkung des Fehlerverstärkers
allgemein gegeben durch
g =
(30)
wobei K2 eine Konstante ist und die Gleichung (28)
genau gegeben ist durch die Proportionalität
~ fF(o,f-ü
(31)
Während somit der Hauptsignalverstärker und der Fehlerverstärker dieselbe Verstärkungsfrequenz-Kennlinie
haben, brauchen die absoluten Verstärkungen der beiden Verstärker nicht notwendigerweise gleich zu
sein, noch brauchen sie notwendigerweise denselben dynamischen Bereich und dieselben Rauscheigenschaften
zu haben. Da der Fehlerverstärker nur ein
verhältnismäßig kleines Fehlersignal zu verarbeiten braucht, kann sein dynamischer Bereich offensichtlich
viel kleiner als derjenige des Signalverstärkers sein. Da in gleicher Weise die Rauscheigenschaften des Fehler-Verstärkers
die endgültige Rauschkennlinie des Geamtverstärkers bestimmen, ist der Fehlerverstärker vorteilhafterweise
ein viel feinerer Verstärker mit einer relativ kleinen Rauschzahl. Im allgemeinen ist der Fehlciverstärker
ein kleiner Verstärker hoher Güte.
Während der Koppler allgemein anhand seiner Matrixkoeffizienten 5„ spezifiziert wurde, wurden keine
speziellen Schaltungen beschrieben. Offensichtlich kann keine spezielle Schaltung beschrieben werden, da sich
die Art des Kopplers ändert je nach der Gesamtverstärkungskennlinie F(a>). Jedoch können einige allgemeine
Bemerkungen gemacht und ein Koppler als Beispiel beschrieben werden.
Die einfachsten Koppler sind die sogenannten »Hybrid-Koppler«, die in zwei allgemeine Klassen
eingeteilt werden können. Bei der einen Klasse, die das »magische-T« enthält, wird das Eingangssignal in zwei
Komponenten geteilt, die entweder in Phase oder 180° außer Phase sind. Bei der zweiten Klasse von Kopplern
der sogenannten »90°-Koppler« sind die geteilten Signalkomponenten stets 90° außer Phase.
Da sie reaktive Vier-Pole sind, sind beide Klassen von
Kopplern durch zwei Kopplungskoeffizienten t und k gekennzeichnet, die sich als Funktion der Frequenz
ändern. Im allgemeinen ändern sie sich jedoch nicht notwendigerweise derart, daß sie die Gleichung (26)
erfüllen. Es ist daher notwendig, kompliziertere Kopplungsschaltungen vorzuschlagen, wie z. B. die in
F i g. 4 dargestellte.
Der in Fig.4 gezeigte Koppler ist ein reaktiver
Vier-Pol, bestehend aus einem Paar von Hybriden 40 und 41, die mit Hilfe der beiden Signalwege 42 und 43
miteinander verbunden sind. Der Signalweg 42 enthält ein reaktives Zweipolnetzwerk N, dessen Übertragungskoeffizient
t(ü>) und Reflektionskoeffizient k(u>)
die notwendige Kopplungskennlinie haben, die von den Gleichungen (26) und (27) gefordert wird. Dieses
Netzwerk kann nach den Verfahren aufgebaut werden, die von S. Darlington in seinem Aufsatz mit dem
Titel »Synthesis of Reactance 4-Poles« beschrieben sind, der im Journal of Mathematical Physics, Band 30,
September 1939, auf Seite 257 - 353, veröffentlicht ist.
Der andere Signalweg enthält ebenfalls ein reaktives Zweipolnetzwerk ND, das in dualer Beziehung zum
Netzwerk N steht. Es hat daher denselben Übertragungskoeffizienten t(a>) wie das Netzwerk N, doch ist
der Reflexionskoeffizient - k((u) der negative Koeffizient
des Netzwerks N.
Im Betrieb wird ein an den Pol 1 angelegtes Signal gleich zwischen den beiden Signalwegen 42 und 43
. 55 geteilt. Für ein Eingangssignal mit der Amplitude Eins
sind die in die Signalwege 42 und 43 eintretenden
Signalkomponenten gleich τκ. Ein Teiler jeder Signalkomponente
wird durch die Netzwerke JV und ND
■ 60 übertragen und in der Hybride 41 wieder vereinigt, um am Pol 3 ein Ausgangssignal f zu erzeugen. Der andere
Teil jedes Signals wird von den Netzwerken N und ND
reflektiert, um die beiden reflektierten Signalkompo-
k k
nenten j/^und — v^zu erzeugen. Diese werden in der
Hybride 40 vereinigt, um am Pol 4 ein Ausgangssignal k zu erzeugen und damit die geforderte Kopplerkennlinie
zu verwirklichen. Offensichtlich können durch den
Fachmann auch andere Kopplungsnetzwerke ebenso leicht vorgeschlagen werden.
Die in Konflikt stehenden Forderungen an das Fehlereinführungsnetzwerk können bei Auftreten größerer
Energiebeträge erfüllt werden, indem ein Transformator mit dem Windungsverhältnis N: \
verwendet wird, der wie in Fig. 2 dargestellt, mit dem Fehlerverstärker auf der Seite mit der höheren
Windungszahl verbunden wird, wobei die Seite mit der niedrigeren Windungszahl in Reihe mit dem Hauptsignalweg
liegt. Diese Schaltung hat die Wirkung, den Hiuptsignalweg in Reihe mit der Ausgangsschaltung zu
legen. Sie hat den Nachteil, daß eine gute Anpassung im Hauptsignalweg erforderlich ist, um schädliche Reflexionen
zu vermeiden. In Situationen, bei denen dies geschehen kann oder nur geringe Konsequenzen hat,
kann auch bei der Ausführung der Erfindung in F i g. 3 die Transformator-Fehlereinführungsschaltung der
F i g. 2 verwendet werden.
Bei denjenigen Anwendungen, bei denen ein höherer Grad an Impedanzanpassung erforderlich ist, ist die in
Fig.3 dargestellte alernative Anordnung vorzuziehen.
Bei dieser Ausführung besteht das Fehlereinführungsnetzwerk 19 aus einem Hybridkoppler 50. Das Signal
wird vom Hauptsignalweg in den Pol 1 des Kopplers 50, und das Fehlersignal in den Pol 2 eingekoppelt. Das
fehlerkorrigierte Ausgangssignal wird vom Pol 3 abgenommen. Der Pol 4 ist ohmisch abgeschlossen.
Um Signalverluste infolge der Kopplung zwischen dem Eingangspol 1 und dem abgeschlossenen Pol 4 zu
minimieren, wird ein Koppler mit einem größeren Energieteilungsverhältnis (in der Größenordnung von
1OdB) verwendet, der eine flache Kennlinie auf dem interessierenden Frequenzbereich hat. Um den entsprechenden
Verlust in dem in den Hauptsignalweg .vs eingeführten Fehlersignal zu kompensieren, muß die
Verstärkung des Fehlerverstärkers entsprechend vergrößert werden oder ein getrennter Verstärker 31 mit
einer flachen Verstärkungskennlinie in den Fehlersignalweg eingefügt werden. Da dieser Verstärker
wahlweise ist, ist er in F i g. 3 gestrichelt dargestellt.
Aus den Gleichungen (9) und (13) ergibt sich, daß die Verstärkung des Verstärkers 12, gegeben durch
kleiner als die Verstärkung ^- des Gesamtverstärkers
30 ist, und zwar um den Faktor Su. Bei manchen Anwendungen kann es vorzusehen sein, daß die
Verstärkung des Gesamtverstärkers die gleiche ist, wie die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers. In einer
derartigen Situation wird ein Dämpfungsglied 32 der Schaltung am Ausgang des Fehlereinführungsnetzwerks
19 hinzugefügt. Jedoch sei bemerkt, daß, um die Gesamtverstärkung an die Verstärkung des Signalverstärkers
anzugleichen, das Dämpfungsglied denselben Kopplungskoeffizient Su wie der Koppler 20 haben
muß. Dementsprechend wird die erforderliche Dämpfung in dem interessierenden Band am zweckmäßigsten
durch Hinzufügen eines zweiten Kopplers verwirklicht, der dieselben Kopplungskennlinien hat wie der Koppler
20, und zwar am Ausgang des Verstärkers, so daß die Gesamtverstärkung des Verstärkers um den Faktor S13
geändert wird. Die Pole 2 und 4 des Kopplers werden ohmisch abgeschlossen.
Die Erfindung wurde anhand eines Verstärkers beschrieben, dessen Verstärkung sich als willkürliche
Funktion der Frequenz ändert. Selbstverständlich umfaßt der Ausdruck »willkürliche Funktion der
Frequenz« Verstärker mit Verstärkungskennlinien, die von der Frequenz unabhängig sind (die flach in dem
interessierenden Frequenzbereich sind), wie auch Verstärker mit Verstärkungskennlinien, die in dem
interessierenden Frequenzbereich frequenzabhängig sind.
Es sei ferner bemerkt, daß entweder der Hauptsignalverstärker oder der Fehlerverstärker oder beide selbst
Verstärker mit Vorwärtskopplung sein können. Dementsprechend sollen die Ausdrücke »Hauptsignalverstärker«
und »Fehlerverstärker« so verstanden werden, daß sie Verstärker aller Arten umfassen, einschließlich
Verstärker mit Vorwärtskopplung der hier beschriebenen Art.
Hierzu 2 Blatt Zeichnuncen
Claims (1)
1. Verstärker für elektrische Signale, der eine Verstärkungsfrequenzkennlinie aufweist und aus
einem ersten und einem zweiten parallelen Signalweg besteht, wobei der erste dieser Signalwege
hintereinander einen Hauptsignalverstärker und ein erstes Verzögerungsnetzwerk enthält, der zweite
Signalweg hintereinander ein zweites Verzögerungsnetzwerk und einen Fehlerverstärker enthält,
mit einem Signalteiler, um ein elektrisches Eingangssignal in zwei Signalkomponenten zu teilen
und um jeweils eine der Komponenten in das Eingangssnde eines der Signalwege einzukoppeln,
weiterhin mit einem Koppler, der zwei Paare von konjugierten Polen aufweist, um einen Teil des
Ausgangssignals vom Hauptsignalverstärker in den Eingang des Fehlerverstärkers einzukoppeln, wobei
der Hauptsignalverstärker und das zweite Verzögerungsnetzwerk mit dem einen Paar von konjugierten
Polen und das erste Verzögerungsnetzwerk und der Fehlerverstärker mit dem anderen Paar von
konjugierten Polen des Kopplers gekoppelt sind, und mit einem Fehlereinführungsnetzwerk, um die
Signale in den beiden Signalwegen in Zeit und Phase wieder zu vereinigen und um Fehlerkomponenten
im Ausgangssignal zu minimieren, dadurch gekennzeichnet, daß der Koppler (20) durch
ein reaktives Netzwerk gebildet ist, das einen Übertragungskoeffizienten |f| und einen Kopplungskoeffizienten \k\ zwischen gekoppelten Polen hat,
wobei die Beziehung
I*2I + 1'2I = ι
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C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
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