DE2850289C2

DE2850289C2 -

Info

Publication number: DE2850289C2
Application number: DE2850289A
Authority: DE
Inventors: Rudolf Peter Andover Mass. Us Hecken
Original assignee: AT&T Technologies Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1977-11-21
Filing date: 1978-11-20
Publication date: 1990-11-15
Also published as: US4157508A; CA1105573A; DE2850289A1; JPS6234164B2; JPS5481752A

Description

Die Erfindung betrifft einen Signalgenerator für dritte Harmonische nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein solcher Signalgenerator ist aus der US-PS 20 22 968 bekannt. Der dort beschriebene Signalgenerator, der insbesondere die dritte Harmonische einer Eingangsfrequenz erzeugen soll, weist eine Brückenschaltung auf, die neben ohmschen Widerständen nichtlineare, nicht gleichrichtende Elemente in Form bestimmter Stoffgemische enthält. Der bekannte Generator arbeitet jedoch nur bei verhältnismäßig hohen Eingangsspannungen und nur bei niedrigen Frequenzen.

Verfahren zur Vor- und Nachverzerrung zwecks Auslöschung der Verzerrungen, die durch nichtlineare Über tragungskennlinien von elektromagnetischen Bauteilen eingeführt werden, sind bekannt. Zwei Beispiele solcher Schaltungen geben die US-PS 37 32 502 und 38 25 843. In jeder der in diesen Patentschriften beschriebenen Schaltungen sind Mittel vorgesehen, um absichtlich Signalkomponenten höherer Ordnung zu erzeugen, die dann benutzt werden, um die unbeabsichtigt in einem Verstärker oder einem anderen nominell linearen elektromagnetischen Bauteil erzeugten Verzerrungskomponenten auszulöschen. Zweckmäßig erzeugt der Verzerrungsgenerator nur gewählte Harmonische, und zwar über ein vorgegebenes Frequenzband.

Der Verzerrungsgenerator nach der vorgenannten US- PS 37 32 502 weist zwei RC-gekoppelte Transistoren auf, die eine Vielzahl von Signalkomponenten höherer Ordnung, d. h. höhere Harmonische, erzeugt. Es sind Mittel vorgesehen, um die erste Harmonische, d. h. die Grundschwingung, auszulöschen. Es sind jedoch keine Mittel vorgesehen, um die relative Amplitude der höheren Harmonischen zu beeinflussen oder irgendeine dieser höheren Harmonischen zu beseitigen.

Entsprechend der vorgenannten US-PS 38 25 843 wird dagegen eine komplizierte Schaltung einschließlich eines Quadrierers und eines Multiplizierers benutzt, um nur die dritte Harmonische zu erzeugen. Als Schwierigkeit bei dieser Schaltung hat sich jedoch herausgestellt, daß sie hinsichtlich der verfügbaren Verzerrungsleistung begrenzt und verhältnismäßig schwierig über ein breites Frequenzband einzustellen ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Signalgenerator für dritte Harmonische zu schaffen, der zeitlich stabil über einen großen Bereich von Eingangs signalleistungen und -frequenzen arbeitet und einfach aufgebaut ist. Die Lösung der Aufgabe ist im Anspruch 1 angegeben. Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Wegen der kombinierten Strom-Spannungskennlinie antiparallel geschalteter, im wesentlichen identischer Dioden werden nur Terme ungerader Ordnung und damit Harmonische ungerader Ordnung an den Ausgangsanschlüssen des Signalgenerators geliefert. Durch richtige Wahl der Parameter kann der Term fünfter Ordnung wesentlich herabgesetzt werden, so daß die einzige Ausgangssignalkomponente von Bedeutung die gewünschte dritte Harmonische ist. Der Signalgenerator wird demgemäß nachfolgend auch Kubierschaltung genannt.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild einer Verzerrungs-Kompensationsschaltung unter Verwendung eines Vorverzerrers zur Erzeugung von Verzerrungsauslöschungs-Signalkomponenten,

Fig. 2 eine vereinfachte Signalkubierschaltung nach der Erfindung,

Fig. 3 eine vereinfachte Ersatz-Schaltungshälfte der Kubierschaltung nach Fig. 2,

Fig. 4 eine vollständige Kubierschaltung.

In Fig. 1 ist die Verwendung eines Vorverzerrers 5 zur Auslöschung von Intermodulations-Verzerrungskomponenten gezeigt, die in einem nominell linearen Verstärker 11 erzeugt werden. Im einzelnen besteht die Funktion des Vorverzerrers darin, Verzerrungs-Kompensationskomponenten höherer Ordnung zu erzeugen, die die im Verstärker 11 erzeugten Verzerrungskomponenten höherer Ordnung neutralisieren. In typischer Weise enthält ein Vorverzerrer einen Treiberverstärker 4 zur Bereitstellung der jeweiligen Signalleistung sowie einen Phasenaufspalter 6, der ein Eingangssignal in zwei Komponenten aufteilt und eine gewünschte Phasenbeziehung zwischen ihnen herstellt. Eine der Komponenten gelangt an einen Verzerrungsgenerator, der im vorliegenden Fall eine Kubierschaltung 10 ist, die nachfolgend noch genauer beschrieben werden soll. Das Ausgangssignal der Kubierschaltung 10 wird gegebenenfalls in einem Verzerrungsverstärker 9 zur Erzielung der richtigen Verzerrungsleistung verstärkt und dann mit Hilfe eines Kopplers 8 mit der anderen Eingangssignalkomponente kombiniert.

Zum Ausgleich der Verzögerungen in den beiden Zweigen des Vorverzerrers ist eine Verzögerungsleitung 7 in den Übertragungsweg der anderen Signalkomponente zwischen dem Phasenaufspalter 6 und dem Koppler 8 eingeschaltet.

Das Ausgangssignal des Kopplers 8, das das gewünschte, zu verstärkende Signal und die gewählten Verzerrungskomponenten enthält, wird dann an den Eingang eines Verstärkers 11 gegeben, der beide Anteile verstärkt. Wegen der nicht linearen Eingangs-Ausgangskennlinie des Verstärkers erzeugt er Signalkomponenten höherer Ordnung. Durch richtige Einstellung der Phase und Amplitude der im Vorverzerrer 5 erzeugten Verzerrungskomponenten kann jedoch erreicht werden, daß alle wesentlichen Komponenten höherer Ordnung sich auslöschend am Ausgang des Verstärkers 11 addieren, wodurch man eine im wesentlichen verzerrungsfreie Verstärkung mittels des Verstärkers 11 erzielt.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich insbesondere auf die Kubierschaltung 10 im Vorverzerrer 5. Da die dominante Ver zerrungskomponente von Interesse die Komponente dritter Ordnung (dritte Harmonische) ist, mut der Vorverzerrer vorherrschende Verzerrungssignalkomponenten dritter Ordnung über das interessierende Frequenzband erzeugen können. Das wird mit einer Kubierschaltung 10 erreicht, die in Fig. 2 dargestellt ist. Sie weist eine ohm'sche Brückenschaltung mit Widerständen R₁, R₂, R₃, R₄ auf, die in entsprechenden Brückenzweigen 25, 26, 27, 28 liegen, sowie antiparallel geschaltete Diodenpaare D 1, D 2 und D 3, D 4. Jedes Diodenpaar ist parallel zu dem Widerstand in jedem Zweig eines Paares gegenüberliegender Zweige der Brückenschaltung geschaltet. Im einzelnen liegt das erste antiparallel geschaltete Diodenpaar D 1, D 2 über dem Widerstand R₁, während das zweite Diodenpaar D 3, D 4 parallel zum Widerstand R₂ geschaltet ist.

Ein aus einem Signalgenerator 4 stammendes, symmetrisches Eingangssignal wird über Anpassungswiderstände R₁₁, R₂₂ an zwei sich gegenüberliegende Knotenpunkte 21 und 22 der Brücke angelegt. Ein unsymmetrisches Ausgangssignal gelangt an eine Last R _L, die an das zweite Paar sich gegenüberliegender Knotenpunkte 24 und 23 angeschlossen ist.

Die Parallelschaltung von zwei entgegengesetzt gepolten Dioden mit im wesentlichen identisches Strom-Spannungskennlinien läßt sich durch ein Polynom darstellen, das nur Terme ungerader Ordnung enthält. Beispielsweise ergeben nicht vorgespannte, individuelle Dioden mit pn-Übergang, deren Strom- Spannungsbeziehungen gegeben sind durch

I = a(e^bV-1), (1)

wobei a und b Konstanten sind, bei der gezeigten Zusammenschaltung eine kombinierte Strom-Spannungsbeziehung

I = 2a sin h (bV) (2).

Gleichung (2) ist ein Polynom ungerader Ordnung in V. Ein weiteres Beispiel ist ein Paar sogenannter "Rückwärts-Dioden" (d. h., Tunneldioden, die mit einer Vorspannung in Sperrichtung betrieben werden). Eine solche Diodenschaltung hat eine Strom-Spannungskennlinie, die durch die allgemeinere Taylor- Reihe

gegeben ist, wobei die Koeffizienten α _n entweder bekannt sind oder sich experimentell stimmen lassen.

In jedem Fall wird, solange die durch die Gleichungen (2) oder (3) gegebene Beziehung gilt, das in ein im übrigen lineares Netzwerk eingeschaltete Diodenpaar Intermodulationsprodukte der angelegten Spannungen mit nur ungerader Ordnung erzeugen.

Wenn die Schaltung gemäß Fig. 2 für den Fall analysiert wird, das R _L-<0 ist, so sind die obere und untere Hälfte der Brückenschaltung mit Bezug auf die nicht linearen Stromkomponenten praktisch voneinander entkoppelt, und die Ersatzschaltung jeder Brückenhälfte ist durch Fig. 3 gegeben. Mit Bezug auf den Knotenpunkt 21 stehen die Spannung V und der Strom I durch das Diodenpaar zur Eingangsspannung V₀ durch

V(G₁ + G₂) + I = V₀G₁ (4)

in Beziehung, wobei

G₁ = R _s/2 + R₁₁)^-1 (5)

und

Nimmt man zur Erläuterung die Strombeziehung gemäß Gleichung (3) an, so wird die implizierte Beziehung zwischen der "Ausgangs"-Spannung V und der Eingangsspannung V₀

Gleichung (7) läßt sich wiederum in eine Reihe für V₀ umwandeln, die nur Terme ungerader Ordnung enthält und gegeben ist durch

wobei die Koeffizienten c _n eine Funktion von α _n, G₁ und G₂ sind.

Im einzelnen lauten die ersten drei Terme:

Mit Vorteil kann die Komponente fünfter Ordnung dadurch beseitigt werden, daß

gewählt wird. Bei Erfüllung der Gleichung (12) ist der einzige Term höherer Ordnung von Bedeutung die gewünschte Komponente dritter Ordnung. Da α₁ der kleine Scheinleitwert des Diodenpaares ist, der normalerweise im Ursprung der Strom- Spannungskennlinie positiv ist, muß a₅ positiv sein, um der obigen Bedingung zu genügen. Darüber hinaus muß der numerische Wert von 3α₃²/α₅ größer sein als α₁, wenn man annimmt, daß G₁ und G₂ positive Scheinleitwerte sind.

Ein Bauelement, das diesen Bedingungen gleichzeitig genügt, ist die Rückwärtsdiode vom Typ BD4, hergestellt von der General Electric Company. Für eine Anzahl von Bauteilen (d. h., Diodenpaare) wurden die folgenden durchschnittlichen Koeffizienten bestimmt:

α₁ = 0,53 · 10^-2 A/V
α₃ = 0,56 · 10⁰ A/V³
a₅ = 0,11 · 10² A/V⁵

Unter Verwendung dieser Werte findet man für G₁+G₂, also den Wert, der den Gesamtscheinleitwert parallel zu den Dioden angibt,

G₁ + G₂ ≅ 0,08 [A/V] (13)

Der entsprechende Pegel niedriger Impedanz läßt sich realisieren und bietet einen wesentlichen Vorteil für einen Breitbandbetrieb.

Gleichung (13) gibt nur eine Bedingung für die Summe von G₁ und G₂ an, wobei ein weiterer Freiheitsgrad verbleibt, der zur Anpassung der Brücke an die Quellenimpedanz ausgenutzt werden kann. Da die Anpassung bei der Grundfrequenz stattfindet, kann das Diodenpaar durch ihren Koeffizienten erster Ordnung α₁ ersetzt werden. Es zeigt sich dann, daß die Anpassung erreicht wird, wenn gilt

Außerdem sollten zur Unterdrückung der Grundfrequenzsignale alle Brückenwiderstände gleich sein. Das bedeutet

1/R₃ = 1/R₁ + α₁ (15)

Daraus läßt sich ableiten

Demgemäß läßt sich eine Anpassung an die Quelle und eine Unterdrückung der Komponente fünfter Ordnung erzielen, wenn gilt

oder, für das gewählte spezielle Bauteil, wenn R _s<47 Ohm. Wenn beispielsweise R _s=75 Ohm, dann ist R₁₁=23 Ohm, R₁=34,3 Ohm und R₃=29 Ohm.

Fig. 4 zeigt etwas genauer eine Kubierschaltung nach der Erfindung. Wie dargestellt, ist die Signalquelle 24 mit der Kubier-Brückenschaltung 10 über ein Symmetrierglied (Balun) T 1 mit 75 Ohm und einen Gabelübertrager T 2 verbunden. Die Spannungen an den Brückeneingangsanschlüssen A und B sind demgemäß symmetrisch mit Bezug auf Erde. Nach einer Einstellung auf die oben beschriebene Weise ist die Brückenschaltung symmetrisch mit Bezug auf Signale der Grundfrequenz, so daß sich alle Signale der Grundfrequenz am Eingang des Ausgangstransistors Q 1 auslöschen, der in Basisschaltung am Ausgangsanschluß 24 der Kubierschaltung liegt.

Zur Erzielung einer Signalauslöschung für die Grundfrequenz über ein breites Frequenzband können kleine Justierungen erforderlich sein, um Unterschieden in den Übertragungseigenschaften zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen des Übertragers T 2 Rechnung zu tragen, sowie Unterschieden im Blindwiderstand der Dioden. Dies wird erreicht mit dem Symmetrierwiderstand R _B und den Trimmkondensatoren C₁ und C₂.

Die Brückenschaltung selbst ist entsprechend der Erläuterung in Verbindung mit Fig. 2 ausgelegt.

Bei einem experimentellen Ausführungsbeispiel der Erfindung folgen die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung der Beziehung für die dritte Ordnung mit einer Toleranz innerhalb von 0,1 dB über einen Bereich der Ausgangsleistung zwischen -89 dBm und -47 dBm. Die Intermodulationsspannungen hatten eine gerade Kennlinie innerhalb eines Toleranzbereichs von ±0,03 dB zwischen 59 MHz und 89 MHz. Die Auslöschung der Signale mit der Grundfrequenz war besser als 65 dB innerhalb dieses Frequenzbandes.

Die Kubierschaltung ist zwar als Vorverzerrer dargestellt, kann aber ebenso leicht in einer Kompensationsschaltung mit Nachverzerrung verwendet werden.

Claims

1. Signalgenerator für dritte Harmonische mit einer ohmsche Widerstände und nichtlineare Bauelemente enthaltenden Brückenschaltung, die ein erstes und zweites, die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse darstellendes Knotenpaar enthält, gekennzeichnet durch, je ein Paar antiparallel geschalteter Dioden (D 1, D 2; D 3, D 4), die parallel zu dem ohmschen Widerstand (R₁, R₂) in jedem Zweig (25, 26) eines Paares von gegenüberliegenden Zweigen der Brückenschaltung liegen.

2. Signalgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung erste und zweite, mit dem ersten Knotenpaar (21, 22) verbundene Impedanz anpaßwiderstände (R₁₁, R₁₂) aufweist.

3. Signalgenerator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Strom-Spannungskennlinie jedes Diodenpaares (D 1, D 2; D 3, D 4) so gewählt ist, daß zur Unterdrückung von Intermodulationskomponenten fünfter Ordnung die folgende Bedingung erfüllt ist, wobei α₁, α₃ und α₅ die Koeffizienten der Terme erster, dritter bzw. fünfter Ordnung für die Strom- Spannungskennlinie der Diodenpaare sind, G₁ = (R _s/2 + R₁₁)^-1 wobei R _s die Impedanz einer Eingangssignalquelle (4) und R₁₁ der erste Impedanzanpaßwiderstand sind und

4. Signalgenerator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Impedanzanpassung der Schaltung an die Eingangssignalquelle (4) der erste Impedanzanpaßwiderstand (R₁₁) gewählt ist zu