DE2028038C2 - Übertragungsanlage mit einer Vielzahl von auf einer Übertragungsstrecke in Reihe geschalteten Verstärkern mit Kompensation der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung - Google Patents
Übertragungsanlage mit einer Vielzahl von auf einer Übertragungsstrecke in Reihe geschalteten Verstärkern mit Kompensation der Intermodulationsprodukte dritter OrdnungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Übertragungsanlage nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Übertragungsanlage
ist aus der US-PS 3202 928, insbes. Fig. 3, bekannt.
Zur Herstellung von Fernsprechverbindungen werden üblicherweise viele Verbindungen gleichzeitig im Frequenzmultiplexverfahren
über eine Leitung übertragen. Dabei werden unter Verwendung von Trägerfrequenzen
Kanalgruppen und weiter durch Verwendung höherfrequenter Träger Übergruppen und Hauptgruppen gebildet,
so daß Kanäle für Hunderte von Verbindungen über eine einzelne Übertragungsleitung laufen. Auf langen
Strecken sind dabei periodisch Verstärker eingefügt. Wie bei allen Verstärkern führt dann jede Nichtlinearität der
Verstärker zu einer Intermodulation zwischen den Signalen, wodurch Störungen in Form von Intermodulationsprodukten
mit den Summen- und Differenzfrequenzen der verschiedenen Kombinationen von Eingangssignalen
erzeugt werden. Die durch jeden Verstärker erzeugten Intermodulationssignale sind zwar nur sehr klein, aber
auf langen Übertragungsstrecken sind Hunderte von Verstärkern erforderlich, und die von jedem Verstärker
erzeugten Störsignale werden von allen nachfolgenden Verstärkern weiter verstärkt. Jedes spezielle Modulationsprodukt
addiert sich demgemäß zu denjenigei gleicher Frequenz, die von vorhergehenden Verstärkern erzeugt
worden sind. Produkte zweiter Ordnung, d. h. die zweite Harmonische einer Signalfrequenz oder der Summe
bzw. der Differenz von zwei Signalfrequenzen, addieren sich nicht in Phase, sondern löschen sich vielmehr bis
zu einem gewissen Grad aus. Dagegen addieren sich gewisse Produkte dritter Ordnung annähernd in Phase, so
daß die Störsignale am Ende der Übertragungsstrecke der algebraischen Summe der von jedem Verstärker für
die jeweilige Frequenz erzeugten Produkte dritter Ordnung entsprechen. Die Amplitude der von einem einzelnen
Verstärker erzeugten Produkte dritter Ordnung ist zwar kleiner als die Amplitude der Produkte zweiter
Ordnung, aber die Gesamtamplitude nach einer In-Phase-Addition bei vielen Verstärkern ist größer. Dies führt
für die Verstärker zu sehr strengen Bedingungen hinsichtlich von lntermodulationsverzerrungen dritter Ordnung.
Im allgemeinen lassen sich diese Bedingungen in bekannter Weise unter Anwendung einer starken Gegenkopplung
erfüllen. Außerdem werden die Transistoren der Verstärker zur Verringerung der Verzerrungen mit verhältnismäßig
hohen Strömen und hohen Spannungen betrieben. Die Gegenkopplung verringert dabei die Gesamtverstärkung
eines Verstärkers und begrenzt gleichzeitig das Produkt aus Verstärkung und Bandbreite. Ein
Betrieb der Transistoren mit hohen Strömen und hohen . Spannungen erfordert eine große Gleichstrom-Versorgungsleistung
für jeden Verstärker, die üblicherweise
über die Übertragungsstrecke zugeführt wird und für lange Übertragungsstrecken mit vielen Verstärkern sehr
kritisch werden kann.
Bei der aus der US-PS 3202928 bekannten Übertragungsanlüge nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist
vorgesehen, am Ende einer Übertragungsstrecke mit einer Anzahl von Verstärkern, die Intermodulationsprodukte
dritter Ordnung erzeugen, jeweils einen Kompensationsverstärker einzusetzen. Ein solcher Kompensationsverstärker
besitzt einen Haupt- und einen Nebenweg mit jeweils Verstärkerbauteilen, Dämpfungsgliedern
und gegebenenfalls weiteren Bauteilen. Signale der beiden Wege werden ausgangsseitig so zusammengeführt, daß
eine Auslöschung der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung auftritt. Der bauliche Aufwand für solche
Kompensationsverstärker ist jedoch hoch, und ihre Einstellung ist schwierig.
Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, auf einfache Weise ohne den Einsatz von Kompensationsverstärkern
und bei niedriger Versorgungsleistung die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung in einer
Übertragungsanlage zu verringern.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.
Es wird demgemäß nicht versucht, mit aufwendigen Mitteln die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung jedes einzelnen Verstärkers zu verringern oder besondere Kompensationsverstärker einzusetzen, sondern es wird lediglich für eine geänderte Phasenbeziehung zwischen den Intermodulationsprodukten dritter Ordnung und den Multiplexsignalen für die zweiten Verstärker gesorgt. Das kann ohne großen Aufwand erreicht werden, wobei die Verstärker prinzipiell den gleichen Aufbau haben können, aber so ausgelegt sind, daß die gewünschte Pha-
Es wird demgemäß nicht versucht, mit aufwendigen Mitteln die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung jedes einzelnen Verstärkers zu verringern oder besondere Kompensationsverstärker einzusetzen, sondern es wird lediglich für eine geänderte Phasenbeziehung zwischen den Intermodulationsprodukten dritter Ordnung und den Multiplexsignalen für die zweiten Verstärker gesorgt. Das kann ohne großen Aufwand erreicht werden, wobei die Verstärker prinzipiell den gleichen Aufbau haben können, aber so ausgelegt sind, daß die gewünschte Pha-
senänderung eintritt. So kann nach einer zweckmäßigen Weiterbildung der Erfindung bei Verwendung von Transistor-Endstufen
in den Verstärkern der Las'widerstand des Transistors der Endstufe der ersten Verstärker wenigstens
doppelt so groß gemacht werden wie der Lastwiderstand des Transistors der Endstufe jedes zweiten Verstärkers.
Zusätzliche Weiterbildungen der Erfindung sind in weiteren Unteransprüchen gekennzeichnet.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung unter Verwendung von zwei Verstärkertypen,
die abwechselnd entlang der Übertragungsstrecke eingesetzt sind;
Fig. 2A bis 2D Vektordiagramme, die die Addition der Intermodulationsprodukte zweiter und dritter Ordnung
auf einer üblichen Verstärkerstrecke wiedergeben;
Fig. 3A und 3B Vektordiagramme, die die Addition von Intermodulationsprodukten dritter Ordnung auf einer
erfindungsgemäßen Verstärkerstrecke erläutern;
Fig. 4 eine nichtlineare Transistor-Ersatzschaltung zur Berechnung der Phasenlage von Intermodulationsprodukten
dritter Ordnung;
Fig. 5A und 5B Vektordiagramme zur Erläuterung der
Phasenverschiebung, die sich durch Änderungen des Lastwiderstandes und der Vorspannung ergeben;
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Prüfschaltung zur Messung von Änderungen der Phasenlage von Intermodulationsprodukten
dritter Ordnung.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält eine Fernsprech-Fernleitung 11 zur
Übertragung von Frequenzmultiplexsignalen zwischen zwei Endstellen 12 und 13 eine Anzahl von Verstärkern
1,2,3.. .n — 1,/!, die im gleichmäßigen Abstand entlang
der Leitung verteilt sind. Abweichend von typischen Leitungen bekannter Art sind die Verstärker nicht identisch.
Es sind zwei Typen A und B vorgesehen. Die Verstärker A und B unterscheiden sich in einem wesentlichen Merkmal;
der Phasenwinkel, mit dem die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung des Typs e (/', +J2 -Ji) von den
Verstärkern A erzeugt werden, weicht so weit von demjenigen Phasenwinkel ab, mit dem entsprechende Produkte
von den Verstärkern B erzeugt werden, wobei beide Phasenwinkel sich auf die Phase des Signals e(J\) beziehen,
um eine in Phase-Addition zu verhindern. Es wird gezeigt werden, daß, wenn die Differenz der Phasenwinkel sich
180° nähert, das gesamte, durch die Leitung 11 eingeführte
Intermodulationsrauschen wesentlich verringert ist. Bei einer Differenz von 180° ist es, wenigstens theoretisch,
möglich, eine vollständige Auslöschung der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung zu erreichen.
Fig. 2 zeigt, aufweiche Weise sich die Intermodulationsprodukte
zweiter und dritter Ordnung entlang einer Übertragungsleitung üblicher Art ansammeln, bei der
alle im gleichen Abstand angeordneten Verstärker identisch sind. Es seien ein einzelnes Signal de Frequenz/,
und typische Modulationsprodukte betrachtet, die durch seine Wechselwirkung mit benachbarten Signalen der
Frequenz J2 und J3 erzeugt werden, die alle aus einer
einzigen Multiplexgruppe stammen. Das Vektordiagramm in Fig. 2A zeigt die Spannung und die Phasenbeziehungen
am Ausgang des ersten Verstärkers. Der Vektor C1(J1) gibt den Bitrag und die Phase des Signals der
Frequenz/, an. Entsprechend stellt ein Vektor e, (J1 +/2)
das Intermodulationsprodukt zweiter Ordnung der Frequenz (/, +/,) dar. und ein Vektor e, (/, +J2-J3) das
Produkt dritter Ordnung mit der Frequenz (J1 +Jz-Ji)
dar, die beide durch die naturgegebenen Nichtlinearitäten des Verstärkers erzeugt werden. Da die drei Vektoren
Spannungen mit drei verschiedenen Frequenzen darstellen, lassen sich ihre Phasenlagen nicht vergleichen. Es sei
die Verschiebung in der Phase und dem Betrag für jede Spannung beim Durchlaufen jedes Leitungsabschnittes
und Verstärkers betrachtet. Um die Vektoren zur Erläuterung zu trennen, ist et (J1 +J2) mit einem Bezugswinkel
α gezeigt, der der Position von et (J1) nacheilt; ex (J^ +J2
-/3) liegt bei einem Bezugswinkel ß. Der das Signal
darstellende Vektor e, (Z1) ist unterbrochen gezeichnet,
da er wesentlich langer ist und nicht im gleichen Maßstab wie die Vektoren für die Produkte zweiter und dritter
Ordnung angegeben ist.
Fi g. 2 B zeigt die Beziehungen am Ausgang des zweiten Verstärkers. Bei einer üblichen Leitung sinddie Verstärker
so ausgebildet, daß sie gerade die erforderliche Verstärkung haben, um die Signalamplitude wieder herzustellen,
die durch die Dämpfung in dem Leitungsabschnitt zwischen den Verstärkern verringert worden ist.
Bei einer solchen Leitung tritt eine Phasenverschiebung für Signale auf, die jede Kombination eines Leitungsabschnittes
mit zugehörigem Verstärker durchlaufen, und diese Phasenverschiebung ist annähernd eine lineare
Funktion der Frequenz, aber nicht genau direkt proportional der Frequenz. Je höher die Frequenz ist, um so
größer ist die Phasenverschiebung, ferner eine Frequenz mit dem doppelten Wert einer gegebenen Frequenz zeigt
weniger als die doppelte Phasenverschiebung der gegebenen Frequenzen. Jede der drei in Fig. 2A dargestellten
Spannungen ist daher in ihrer Phase beim Durchlaufen des Leitungsabschnittes zwischen dem ersten und zweiten
Verstärker verschoben worden, und ihre Amplitude ist durch den zweiten Verstärker wieder auf denjenigen Wert
gebracht worden, der am Ausgang des ersten Verstärkers vorhanden ist. Da die Frequenz/,,/2 undT3 dicht beieinander
liegen, haben die Frequenzen der Produkte zweiter Ordnung (J1 +Ji) ur>d 2/, etwa die doppelte Frequenz
des Signals/,, während die Frequenzen der Produkte dritter Ordnung (/,+/2-/5) und (2J1-J2) dicht beim
Wert der Signalfrequenz/, liegen. Da der Betrag der Phasenverschiebung eine lineare Funktion der Frequenz
ist, ist der Winkel φ, um den der Signalvektor C1(Z1)
verschoben worden ist, um e2 (J1 ) zu werden, etwa gleich
dem Winkel <p3, um den e, (J1 +J2 -J3) verschoben worden
ist, um c, _ 2 t/i +J2 -J3) zu werden. Der Winkel <p2,
um den eiU\+j'2) verschoben worden ist, um e,_2(/,
-t-/2) zu werden, ist andererseits wesentlich größer als
</>, oder φ3, aber weniger als zwei mal so groß.
Die Nichtlinearitäten des zweiten Verstärkers erzeugen genau wie der erste Verstärker Intermodulationsprodukte
zweiter und dritter Ordnung. Diese Produkte sind in Fig. 2B durch den Index R2 bezeichnet. Die Phasenlage,
mit der diese Produkte mit Bezug auf die Phasenlage erzeugt werden, mit der ähnliche Produkte in dem vorhergehenden
Verstärker erzeugt worden sind, ist um einen Betrag verschoben, der gleich den kombinierten Beträgen
ist, mit der die beisteuernden Signale verschoben worden sind. Das heißt, wenn das Signal e(J\) um den
Winkel Δ, verschoben worden ist und e(f2) um A2 verschoben
wurde, so wird das Produkt e (J1 +J1) um den
Winkel (Δ,+Δ2) verschoben. Entsprechend wird das
Produkt e(J\ +J2 -J3) um den Winkel (Δ, + Δ, -Δ3) verschoben.
Da aber, wie oben erwähnt, die Frequenzen/, J2 und/3 dicht beieinander liegen, haben Δ,, Δ2 und Δ3
etwa den gleichen Winkel φ. Der Vektor eR2 (J1 +J2) wird
daher mit Bezug auf e, (J1 +/2) um einen Winkel von
etwa 2φ verschoben, während eR2(J\ +J2 —J3) mit Bezug
■ auf e, (J1 +J2 -J3) um einen Winkel von etwa gleich φ
verschoben wird. Die sich ergebende Summe der Produkte zweiter und dritter Ordnung findet man durch eine
Vektoraddition; die Vektoren e1.2(f1+f2) und eR2(J\
+J2) addieren sich zum Vektor e2 (J1 +J2), und die Vektoren
ey -2(J\+j2-f3) und eR1(J\ +fi-J'i) addieren
sich zu e2 (J1 +J2 -Ji). Es zeigt sich nun, daß der Winkel,
mit dem das Produkt dritter Ordnung eR2(J\ +J2-J3)
vom Verstärker 2 erzeugt wird, annähernd gleich dem Winkel ist, um welchen das Produkt dritter Ordnung
e\(J\+Ji—Ji) beim Übergang vom Ausgang des Verstärkers
1 zum Ausgang des Verstärkers 2 verschoben wird. Im Gegensatz dazu weicht der Winkel 2 φ, mit dem
das Produkt zweiter Ordnung eR2(J\ +J2) erzeugt wird,
wesentlich von dem Winkel ψ2 ab, um den das Produkt
e\ U\ +Ji) auf der gleichen Strecke verschoben wird.
Eine weitere Phasenverschiebung erleiden das Signal e(J\) und die sich ergebende Summe der Verzerrungsprodukte
zweiter und dritter Ordnung beim Durchlauf des Leitungsabschnittes zwischen dem zweiten und dritten
Verstärker. Außerdem erzeugt der dritte Verstärker zusätzliche Verzerrungsprodukte, so daß sich die durch die
Vektoren in Fig. 2C dargestellten Intermodulationsprodukte ergeben. Die Vektoren des Produktes dritter Ordnung
e(J\ +J2 -J3) haben sich weiterhin in Phase addiert,
während die Vektoren des Produktes zweiter Ordnung e(J\ +J2) langsam um einen größeren Betrag außer Phase
kommen.
Fig. 2D zeigt die Addition der Produkte zweiter und dritter Ordnung am Ausgang des fünften Verstärkers. Es
ιΛ leicht zu erkennen, daß der Vektor e(J\) seine ursprüngliche
Größe wegen der Verstärker behält, die diese Amplitude aufrechterhalten, wie oben erläutert. Die
Größe des Vektors für das Produkt zweiter Ordnung e(J\ +J2) beginnt sich jedoch zu verringern, da das vom fünften
Verstärker erzeugte Produkt zweiter Ordnung e(J\ +J2)R1 beinahe um 180° außer Phase mit dem Gesamtprodukt
zweiter Ordnung am fünften Verstärker ist. Der Vektor für das Produkt dritter Ordnung e(J\ +J2-J3)
hat sich jedoch weiter über alle fünf Verstärker in Phase addiert und seine Länge ist jetzt wesentlich größer als die
Länge des ursprünglich größeren Vektors für das Produkt zweiter Ordnung.
Es zeigt sich folglich, daß, da die Frequenz der Intermodulationsprodukte
dritter Ordnung sehr dicht bei der Signalfrequenz liegt, die Produkte dritter Ordnung dazu
neigen, sich in Phase zu addieren und eine vorherrschende Rauschquelle zu werden.
Unter Verwendung der Anordnung nach Fig. 1 wird eine solche Addition in Phase verhindert, da der Phasenwinkel,
mit dem Produkte dritter Ordnung in den Verstärkern A erzeugt werden, von dem Phasenwinkel abweicht,
mit dem die Produkte in den Verstärkern B erzeugt werden. Fi g. 3 zeigt die Subtraktion dieser Produkte.
Fig. 3A zeigt die Beträge und Phasenlagen am Ausgang
des Verstärkers 1, nämlich eines Verstärkers vom Typ A in F i g. 1. Zum Zweck der Erläuterung kann es sich
hierbei um die gleichen Werte wie die in F i g. 2 A handeln, wobei das Produkt zweiter Ordnung <?, (J1 +J2) den Bezugswinkel α und das Produkt dritter Ordnung e, (/, +f2
-f3) den Winkel β hat. In Fig. 3B sind die Vektorbeziehungen
am Ausgang des Verstärkers 2 dargestellt, nämlich eines Verstärkers B entsprechend Fig. 1. Das übertragene
Signal und das Produkt zweiter Ordnung e2 (J1
+f2) sind annähernd gleich dem typischen Fall gemäß
F i g. 2. Zusätzlich ist der Produktvektor dritter Ordnung *i (/i +fi —fi)des Verstärkers 1 um den gleichen Winkel
φ aufgrund der Kennlinien der Übertragungsleitung verschoben worden, um e,-2(J\ +J2-J3) am zweiten Verstärker
zu werden. Der 5-Verstärker ist so ausgelegt, daß die Phase des von ihm erzeugten Produktes dritter Ordnung
eR2 [J1 +J2 -/3)von der des durch einen Λ-Verstärker
bei den gleichen Eingangssignalen erzeugten Produktes dritter Ordnung abweicht. Wenn die Differenz 180°
beträgt, ergibt die Vektoraddition der Produkte dritter Ordnung eine Auslöschung. Die Verzerrung dritter Ordnung
ist dann kein begrenzendes Merkmal mehr für die Auslegung des Verstärkers. In der Praxis führt jede Differenz
des Phasenwinkels der durch Verstärker des Typs A und des Typs B erzeugten Produkte dritter Ordnung zu
einer feststellbaren Verbesserung, und eine Differenz zwischen i20c und 240° reicht aus, um die durch die
Produkte dritter Ordnung gegebenen Rauschbegrenzungen zu beseitigen.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 ist eine Auslöschung von Produkten dritter Ordnung nach jedem
Paar unterschiedlicher Verstärker vorgesehen. Es besteht natürlich auch die Möglichkeit, einen Leitungsabschnitt
mit mehreren Verstärkern A hintereinander und einen weiteren Abschnitt mit mehreren Verstärkern B, deren
Anteil kleiner sein kann, vorzusehen. Dann ergibt sich eine minimale Verzerrung dritter Ordnung nach einem
Paar von Abschnitten gleicher Länge. So lange die Verstärker die Produkte dritter Ordnung nicht in Phase mit
Bezug aufeinander erzeugen, verringert sich die Gesamtverzerrung dritter Ordnung.
Es wurde gefunden, daß die Phase der durch einen Transistorverstärker erzeugten Intermodulationsprodukte
dritter Ordnung ohne eine große Änderung der Phasenverschiebung des übertragenen Signals durch eine
Beeinflussung des Transistor-Lastwiderstandes und der Vorspannung erreicht werden kann. Die Phase der Produkte
dritter Ordnung läßt sich unter Verwendung bekannter Schaltungs-Analysierverfahren errechnen. Ein
solches Verfahren ist in dem Aufsatz »Transistor Distortion Analysis Using Volterra Series Representation« in
»Bell System Technical Journal«, Mai —Juni 1967, Seite
991 -1024 beschrieben. Die für den Transistor benutzte Ersatzschaltung muß natürlich die Nichtlinearität in Betracht
ziehen, die zu der interrnodulationsverzerrung Anlaß
gibt.
Eine geeignete nichtlineare Ersatzschaltung für einen in Emitterschaltung betriebenen Transistor ist in Fig. 4
gezeigt. Die Schaltung weist drei Verbindungspunkte 41, 42 und 43 auf, die die Basis-, eine innere und die Kollektorverbindung
darstellen, wobei der Emitterkreis geerdet ist. Die Spannungen an den drei Punkten sind mit P1, v2
bzw. t'3 bezeichnet. Der exponeniiellen Nichtlinesrität
zwischen dem Emitterstrom und der Emitterspannung ist in der Schaltung durch einen spannungsabhängigen
Emitterstromgenerator 44 Rechnung getragen, der zwisehen den Verbindungspunkt 42 und Erde geschaltet ist.
Die Kennlinie für den Emitterstrom in Abhängigkeit von der Emitterspannung des jeweiligen Transistors läßt sich
durch eine Taylor-Reihe der folgenden Form ausdrücken:
i=k(v)=kv+
Der Stromgenerator 44 ist daher mit k(v2) bezeichnet.
Parallel zu dem Stromgenerator 44 liegt die Emitterkapazität C2.
Die Durchbruchs- und AF£-Nichtlinearitäten sind
durch einen Kollektorstromgenerator 46 dargestellt, der zwischen den Verbindungspunkten 42 und 43 liegt und
parallel zu dem Kollektorwiderstand Rc geschaltet ist.
Die Nichtlinearität des Kollektorstroms aufgrund des Durchbrucheffektes ist eine Funktion der Kollektor-Basisspannung
C3-T1 (bei höheren Spannungswerten). Die
Nichtlinearität aufgrund von hn: ist eine Funktion des
Emitterstroms Z1, (bei höheren Stromwerten). Da die Beziehung
zwischen dem Emitterstrom und der Emitterspannung oben angegeben worden ist, läßt sich die hFE-Nichtlinearität
als Funktion der Emitterspannung V2 ausdrücken. Demgemäß ist der Kollektorstromgenerator
g(ι·,., !'3-I1) bezeichnet.
Schließlich ist die Ko'lektorkapazität eine nichtlineare
Funktion der Kollektor-Basisspannung. Sie ist daher in dem Schaltbild nach Fig. 4 durch den Kollektorkapazitäts-Stromgenerator
47 dargestellt, der zwischen die Punkte 42 und 43 geschaltet und mit y(r3 - r2) bezeichnet
ist.
Die transformierte Lastimpedanz Z1 (S) ist natürlich
zwischen den Punkt 43 und Erde geschaltet. Ein Eingangsspannungsgenerator vg liegt in Reihe mit der transformierten
Eingangsimpedanz Z9(S) zwischen den Verbindungspunkt 41 und Erde. Die Kolleklor-Basiskapazität
C3 ist zwischen die Punkte 41 und 43 und die Basis-Emitterkapazität
C1 ist zwischen den Punkt 41 und Erde geschaltet.
Mit den vier Nichtlinearitätsquellen, die anhand der drei Ströme ie,;',. und ie als Taylor-Reihen aufgrund von
gemessenen Transistor-Parametern ausgedrückt sind, lassen sich Strom- und Spanniingsgleichungen für die
Schaltung niederschreiben und mit Hilfe eines Rechners lösen. Wenn die Eingangsspannung vg die drei Frequenzen/,
,/2 und/j enthält, können der Betrag und die Phase
der linearen Übertragungsfunktion und der Übertragungsfunktion dritter Ordnung berechnet werden. Das in
dem oben erwähnten Aufsatz beschriebene Volterra-Verfahren liefert diese Information auf bequeme Weise, aber
es können auch andere bekannte Verfahren angewendet werden.
Die Polardiagramme der Fig. 5A und 5B zeigen die
Ergebnisse solcher Berechnungen. In Fig. 5A sind die Vektoren dargestellt, die die für einen typischen Leistungstransistor
bei zwei verschiedenen Werten des Lastwiderstandes berechnete lineare Übertragungsfunktion
und Übertragungsfunktion dritter Ordnung darstellen.
Die benutzten Eingangsfrequenzen waren/, =50MHz, /2 = 40,lMHz und /3=43.1 MHz. Die Ausgangsfrequenz
dritter Ordnung (/, +/2 —/3) ist daher gleich
47,0MHz. Die zur Bestimmung der Transistor-Parameter
benutzten Gleichstrombedingungen waren: Emitterstrom 10OmA und Kollektor-Basisspannung= 10 V. Der
ausgezogene Vektor 51 stellt die berechneten Werte für den Betrag und die Phase der linearen Übertragungsfunktion
der Transistorstufe für die Frequenz /3 mit 43,1 MHz bei einem Lastwiderstand von 50 Ohm dar,
während der gestrichelt gezeigte Vektor 52 die berechnete Übertragungsfunktion dritter Ordnung für 47,0 MHz angibt.
Es ist natürlich nicht zweckmäßig, die Vektoren 51 und 52 im gleichen Maßstab zu zeichnen, da der Betrag
der Übertragungsfunktion dritter Ordnung nur V20 des
Betrages der linearen Übertragungsfunktion ist. Die Vektoren 53 und 54 geben die berechneten Werte für die
entsprechenden Übertragungsfunktionen bei einem auf 200 Ohm 'geänderten Lastwiderstand an. Es zeigt sich
sofort, daß der Betrag und die Phase der durch die ausgezogenen Vektoren dargestellten linearen Übertragungsfunktion
sich nur leicht verschoben haben, während die Phase der durch die gestrichelten Vektoren angegebenen
Übertragungsfunktion dritter Ordnung um etwa 180° verschoben und ihr Betrag halbiert ist. Die Kombination
aus einem Verstärker mit einem Lastwiderstand von 50 Ohm und einem weiteren ähnlichen Verstärker mit
einem Lastwiderstand von 200 Ohm führt daher zu einer beträchtlichen Auslöschung dritter Ordnung.
Der Einfluß einer höheren Kollektor-Basisspannung auf die Empfindlichkeit der Phasenänderungen dritter Ordnung in Abhängigkeit vom Belastungswiderstand läßt sich durch einen Vergleich der Fig. 5A und 5B erkennen. Zur Berechnung des Betrages und der Phase
Der Einfluß einer höheren Kollektor-Basisspannung auf die Empfindlichkeit der Phasenänderungen dritter Ordnung in Abhängigkeit vom Belastungswiderstand läßt sich durch einen Vergleich der Fig. 5A und 5B erkennen. Zur Berechnung des Betrages und der Phase
der linearen Übertragungsfunktion und der Übertragungsfunktion dritter Ordnung gemäß Fig. 5B wurde
eine Kollektor-Basisspannung von 15 V benutzt. Zusätzlich wurden Lastwiderstände von 20 Ohm und 5000hm
vorgesehen. Demgemäß geben die Vektoren 61 und 62
!5 die lineare Übertragungsfunktion bzw. die Übertragungsfunktion
dritter Ordnung bei einem Lastwiderstand von 20 Ohm an, während die Vektoren 63 und 64
die Übertragungsfunktionen für die beiden Signale bei einem Lastwiderstand von 5000hm darstellen. Man erkennt,
daß die Phasenverschiebung für die Übertragungsfunktion dritter Ordnung in Abhängigkeit vom
Lastwiderstand bei einer Vorspannung von 15V entsprechend
F i g. 5 B kleiner als bei einer Vorspannung von 10 V entsprechend Fig. 5A ist, während die Phasenverschiebung
der linearen Übertragungsfunktion größer war. Wenn auch der Betrag der Phasenverschiebung nicht so
groß ist, so lassen sich ähnliche Phasenverschiebungen dritter Ordnung auch in der Basis-Schaltung und Kollektor-Schaltung
erzielen.
Typische Vorspannungswerte zur Erzielung einer optimalen Güte für das Intermodulationsrauschen individueller
Verstärker des benutzten Typs waren ein Emitterstrom von 100mA und eine Kollektor-Basisspannung
von 15 V. Daraus ergibt sich eine Verlustleistung im Transistor von 1,5 W. Eine entsprechende Güte einer
Verstärker-Übertragungsstrecke läßt sich unter Verwendung von Ausführungsbeispielen der Erfindung erzielen,
wenn für einen Verstärkertyp ein Strom von 100 mA und
eine Spannung von 5 V (RL = 200 Ohm) und den anderen
40. Verstärkertyp ein Strom von 5OmA und eine Spannung
von 10 V (RL = 18,75 Ohm) benutzt werden. Damit ergibt sich im M ittel eine Verlustleistung von nur 0,5 W pro
Transistor. Eine Einsparung von 1 W je Verstärker bezüglich
der über eine lange Leitung zu übertragenden Gleichstromleistung ist von wesentlicher Bedeutung.
Die größte Phasenverschiebung für das Intermodulationsprodukt dritter Ordnung tritt offensichtlich dann
auf, wenn die Betriebsbedingungen so verschoben werden, daß sie einerseits in einem Bereich liegen, in welchem
die spannungsabhängigen Nichtlinearitäten vorherrschen, und andererseits in einem Bereich, in welchem die
stromabhängigen Nichtlinearitäten bestimmend sind. Die Größe der stromabhängigen Nichtlinearitäten läßt
sich für eine gegebene Ausgangsleistung durch Veränderung des Lastwiderstandes steuern. Bei einem kleinen
Lastwiderstand ergibt sich demgemäß eine große Stromänderung für die gleiche Ausgangsleistung, und die
stromabhängige Nichtlinearität ist groß. Die spannungsabhängige Nichtlinearität, die teilweise auf der Kollektor-Kapazität
beruht, ist bei kleinen Vorspannungen am größten. Wenn daher eine niedrige Emitter-Kollektorspannung
benutzt und der Belastungswiderstand über einen Bereich von 4:1 verschoben wird, tritt eine große
Verschiebung des Intermoduiationsprodukts dritter Ordnung auf.
Bei einem vielstufigen Verstärker einschließlich eines Verstärkers mit einer über alles führenden Gegenkopplung
reicht es im allgemeinen aus, nur die letzte Stufe zu
beeinflussen, da diese Stufe Signale mit bei weitem der
größten Amplitude erzeugt.
Die Prüfschaltung nach Fig. 6 kann zur Messung der Phasenänderung des Produktes dritter Ordnung benutzt
werden, die sich durch eine Beeinflussung der Transistor-Vorspannung und des Lastwiderstandes ergibt. Drei Signalgeneratoren
21, 22 und 23 mit benachbarten Trägerfrequenzen/,,./2
bzw J3 sind über einen Hybrid-Koppler 24 mit dem zu prüfenden Verstärker 26 und einem Bezugsverstärker
27 verbunden. Das Ausgangssignal des Bezugsverstärkers 27 läuft über ein Bandpaßfilter 31 zu
einem Eingang eines Vektor-Voltmeters 29. Das Ausgangsignal des zu prüfenden Verstärkers 26 geht über
eine Reihenschaltung von Bandsperrfiltern 28 zum anderen Eingang des Vektor-Voltmeters 29. Das Bandpaßfilter
31 ist so sorgfältig abgestimmt, daß nur die Frequenz des gerade betrachteten Intermodulationsproduktes dritter
Ordnung/, +J1-Ji durchgelassen wird, so daß das
Vektor-Voltmeter 29 starr mit der richtigen Frequenz gekoppelt ist. Die Bandsperrfilter der Reihenschaltung
28 sind so sorgfältig abgestimmt, daß die Grundfrequenzen /,,/2 und/, ausgefiltert werden, derart, daß sie das
gewünschte Produkt dritter Ordnung nicht überdecken.
Das Vektor-Voltmeter 29 kann beispielsweise ein Hewlitt-Packard-Modell Nr. 8405 A sein. Das durch den
Bezugsverstärker 27 erzeugte Intermodulationsprodukt dritter Ordnung /, +J2 —/3 liefert die erforderliche Bezugsphase
der richtigen Frequenz an das Vektor-Voltme-
ter 29, so daß durch den Prüfverstärker 26 erzeugte Phasenänderungen
des Produktes der gleichen Frequenz angezeigt werden können. Das Vektor-Voltmeter 29 zeigt
direkt den Phasenunterschied zwischen dem durch den Verstärker 27 erzeugten Bezugsprodukt dritter Ordnung
und dem durch den Prüfverstärker erzeugten Produkt sowie die Amplitude beider Produkte für jede Gruppe
von Bedingungen. Selbstverständlich kann diese Schaltung zur empirischen Bemessung von Verstärkern ohne
langwierige Berechnungen benutzt werden.
Claims (4)
1. Übertragungsanlage mit einer Vielzahl von auf einer Übertragungsstrecke in Reihe geschalteter, erster
Verstärker, die naturgemäß Intermodulationsprodukte dritter Ordnung aus einer Vielzahl von
Multiplexsignalen und mit bestimmten Phasenbeziehungen zwischen den Intermodulationsprodukten
dritter Ordnung und den Multiplexsignalen erzeugen, wobei mindestens ein zweiter, zu den ersten Verstärkern
in Reihe geschalteter Verstärker vorgesehen ist, dessen Intermodulationsprodukt dritter Ordnung
derart gewählt ist, daß die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung der ersten Verstärker mindestens
teilweise kompensiert sind, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verstärker (B) bzw. die
zweiten Verstärker prinzipiell vom gleichen Aufbau wie die ersten Verstärker (A) sind und daß die Kompensation
der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung der ersten Verstärker (A) lediglich durch eine
Änderung der Phasenbeziehung zwischen den Intermodulationsprodukten dritter Ordnung und den
Multiplexsignalen für die zweiten Verstärker (B) erfolgt.
2. Übertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten (A) und die zweiten
(B) Verstärker abwechselnd in die Übertragungsstrecke (11) eingeschaltet sind.
3. Übertragungsanlage nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Intermodulationsprodukte
dritter Ordnung, die durch einen der zweiten Verstärker (B) erzeugt werden, in ihrer Phase um
einen Betrag zwischen 120° und 240° gegen die Intermodulationsprodukte
dritter Ordnung verschoben sind, die von einem der ersten Verstärker (A) erzeugt
werden.
4. Übertragungsanlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweken Verstärker
(A, B) jeweils eine Transistor-Endstufe aufweisen und daß der Lastwiderstand des Transistors der Endstufe
der ersten Verstärker (A) wenigstens doppelt so groß ist wie der Lastwiderstand des Transistors der
Endstufe jedes zweiten Verstärkers (B).
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---|---|
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---|---|---|---|
D2 | Grant after examination | ||
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