DE2019104B2

DE2019104B2 - Verstaerker fuer elektrische signale

Info

Publication number: DE2019104B2
Application number: DE19702019104
Authority: DE
Inventors: Harold Warren Township N.J. Seidel (V.St.A.)
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1969-04-25
Filing date: 1970-04-21
Publication date: 1977-10-20
Also published as: JPS4911777B1; NL165618C; DE2019104A1; BE748995A; CA921574A; DE2019104C3; FR2046492A5; SE351956B; NL165618B; GB1302605A; NL7005675A; US3541467A

Description

und daß die Verstärkungskennlinie G (ω) des llauptverstärkers (12) und die Verstärkungskennlinie g (ω) des Fehlerverstärkers (17) sowie der Übertragungs- und Koppkmgskocffizient des Kopplers (20) sich als Funktion der Verstärkungsfrequenzkennlinie F(io}ändern.

2. Verstärker nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungskennlinie des Haupt- und Fehlerverstärkers (12, 17) sich entsprechend der Funktion

und der Koppkmgskoeffizient \k\ des Kopplers (20) sich entsprechend der Funktion

ändern. _vs

3. Verstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Dämpfungsglied (32), das in Reihe mit dem Fehlereinführungsneizwerk (19) liegt und das eine Dämpfungskennlinie hat, deren Größe gleich dem Übertragungskoeffizienien des Kopplers (20) ist. (»0

4. Vertärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Dämpfungsglied (32) ein reaktiver Vierpol mit denselben Übertragungskoeffizienten wie der Koppler (20) ist.

fr S

Die Erfindung betrifft Verstärker für elektrische

Signale.

In einem Aufsatz »Error-Controlled High Power Linear Amplifiers at VHF«, der in der Ausgabe von Mai-Juni 1968 des Bell System Technical Journal auf Seiten 651 - 722 veröffentlich ist, haben H. S e i d e I und andere einen rauscharmen Verstärker besehrieben, der die Fehlerkorrektur mit Vorwäriskopplung verwendet. Insbesondere ist die beschriebene Schaltung für Hochleistungsverslärker mit konstanter Verstärkung geeignet. Ein weiterer Verstärker mit einer solchen Fehlerkorrektur, der für einen Schmalbandbetrieb bei Mikrowellen bestimmt ist, wird in der US-PS 25 92 71b beschrieben. Als Signalteiler werden dabei Hybridkoppler benutzt.

Bei dem Versuch, ähnliche Verfahren als Mittel zum Kompensieren von Verstärkern mit frequenzabhiingigen Verstärkungskcnnlinien zu verwenden, die auch Gebiete mit verhältnismäßig niedriger Verstärkung umfassen, wurde es bald klar, das die bisher entwickelten Kriterien und Verfahren nicht mehr geeigent sind und daß die so aufgebauten Verstärker nicht zufriedenstellend arbeiten. Offensichtlich ist eine andere Lösung erforderlich.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, einen Verstärker zu schaffen, der diese Schwierigkeiten überwindet. Die Lösung der Aufgabe ist im Anspruch 1 angegeben.

Im Verstärker wird also der Fehler in Beziehung zu einem zeitlich verschobenen Referenzsignal bestimmt und in einer zeitlichen Folge korrigiert, die im Einklang mit dem Hauptsignal steht. Dementsprechend weist der Verstärker mit Vorwärtskopplung oder Vorwärtskompensation zwei parallele Signalwege auf. Ein Weg, der Hauptsignal'.veg genannt wird, enthält einen oder mehrere Signalverstärker und wirkt in üblicher Weise auf das zu verstärkende Signal. Der Hauptsignalverstärker ist durch eine Verstärkungsfrequenzkennlinie gekennzeichnet, die sich als Funktion der Frequenz ändert. Ein zweiter Weg, der Fehlersignalweg genannt wird, faßt die Fehler zusammen, die durch den Signalverstärker in das Signal eingebracht werden. Diese Fehlerkomponenten, die sowohl rauschen als auch Intermodulationsverzerrungen umfassen, werden im Fehlersignalweg mit einem Pegel und in geeigneter Zeit- und Phasenbeziehung autgenommen, derart, daß sie in den Hauptsignalweg so eingeführt werden können, daß die Fehlerkomponenten im Hauptsignalweg gelöscht werden.

Das Fehlersignal erhält man durch Vergleich eines Teils des Eingangssignals, der als Referenzsignal bezeichnet wird, mit einem Teil des verstärkten Hauptsignals. Das Abtasten des verstärkten Signals geschieht mit Hilfe eins einzigen reaktiven Vierpols, dessen Leistungsteilungsverhältnis dieselbe Frequenzkennlinie wie der Signalverstärker hat.

Ein erster Vorteil der Erfindung besteht darin, daß anders wie bei bekannten Verstärkern mit Vorwärtskopplung die Gesamtverstärkung des fehlerkorrigierten Signals größer als die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers ist.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß das Signal- zu Rauschverhältnis des fehlerkorrigierten verstärkten Signals größer als das Signal- ?u Rauschverhältnis des Fehlerverstärkers ist.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschema eines Weitverkehr-Übertragungssystems, das in Abständen Verstärker enthält,

ur Erklärung einen bekannten Verstärker kP^ⁿ

mit

IO

_nullul _B Verstärkers mit

^F' * ι koDDlung gemäß der Erfindung und ^TeinAusführungsbeispiel einer Art von Koppler F- _speziellen Leistungsteilungsverhältnis-Kennlimit 6't ^

nie- . _e|n Nachrichtenübertragungssystem, das

^F'.^g'' sender 5 und einem Empfänger 6 besteht, die ^aU-^5emfe einer Übertragungsleitung 7 verbunden sine. ¹¹¹ Her zur Übertragungsleitung 7 gehörigen ^We£e s'^{nd in} regelmäßigen Abständen Verstärker 8 eingefugt· _Verstärker gestellten Forderungen ändern

?'^e!ihstverständlich von System zu System. Eine , sich se"» _de besteht darin, daß sie das

allgemeine ^ verstärken sollen, daß die auf der

••^bu^rir.fgunBsleitung auftretenden Verluste kompenprden Da diese Verluste typischerweise nicht ^S',^ert Jhrmie sind, muß die VerstärkungskennLnie jedes : ^gelCi rkTrs (als Funktion der Frequenz) so .geformt ^V S die ^sondere Verlustkennlinie der Ubertra^setSung kompensiert wird. Im allgemeinen sind die fStSungsverluste bei höheren Frequenzen höher. η m ntfprechend ist die Verstärkung der Verstärker α· η höheren Frequenzen höher, c Sich werden die Verstärker vorteilhafterweise „ J" haut daß sie so frei, wie wirtschaftlich nötig, von verzerrung sind. Zum Beispiel begrenzt die Intcrmodu-, ^verzerrung dritter Ordnung in einem Trager-S S nsys.e'm die Kapazität des Systems wesen,-Fh Daher ergibt jede wesentliche Herabsetzung der ^llCh- ,odulationsverzerrung vorteilhafterweise eine Vergrößerung der Systemkapazität und

ÄÄSteibende Erfindung betrifft einen Jrmen verzerrungsarmen Verstärker mn einer SSSSSveitärkungskcnnlinie F(^ Bevor jedoch !diesen Verstärker eingegangen wird, sol zunächst e?n verwandter Verstärker bekannter Art betrachtet

dlf^Aniund zum Vergleich t stellt ein vereinfachtes Blockschema ker 17 verstärkt, dessen Verstärkung so bemessen ist daß das Fehlersignal auf einen geeigenten Pegel gebracht wird, um irgendwelche Fehlerkompcnenten im Hauptsignalweg zu löschen, die durch den Signalverslärker 12 eingeführt sein können. Die durch den Fehlerverstarker 17 eingerührte Verzögerung wird d'irch ein geeignetes Verzögerungsnetzwerk 18 im Hauptsignalweg kompensiert. Die Phaseneinstellungen werden im Phasenschieber 24 durchgeführt. Die Einführung des abgetrennten Fehlcrsignals in den Hauptsignalweg geschieht mit Hilfe eines reaktiven Fehlereinführungsnetzwerks 19, das in diesem Falle ein Transformator mit dem Windungsverhältnis N : 1 ist.

Eine der Fehlerkomponenten, die mit Hilfe des oben ; beschriebenen Vorwärtskopplungsverfahrens beseitigt werden soll, ist das Rauschen des Hauptsignalverstarkers. In einem Leistungsverstärker kann dieses Rauschen beträchtlich sein. Bei dem Verfahren wird das im Fehlerverstärker vorhandene thermische Rauschen ü ersetzt; schließlich ist es die Rauschzahl des Fehlerverstärkers, die das gesamte Rauschverhalten des kompensierten Verstärkers bestimmt. Somit ginge ein senr wichtiger Vorteil der Vorwärtskopplungskompensation verloren, wenn die Schaltung nicht so eingerichtet ware, ■s daß die Rauschzahl des Fehlerversträrkers minimiert ' wird Daher wird das Eingangssignal vorteilhafterweise ungleich geteilt, wobei die größere Signalkomponente in den Referenzsignalweg eingekoppelt wird. Wahrend die Verstärkung des Signalverstärkers 12 grol5e. ,o gemacht werden muß, um diesen Kopplungsverlust zu ■ beseitigen, ist diese Vergrößerung prinz.p.c.l ""erhet. lieh insofern, als jede im Signalweg entstehende Verschlechterung der Rauschzahl keine Folgen hat, da das Merkmal der Fehlerlöschung des Vorwartskoppv; lungssystems das zusätzliche Rauschen einfach als '' zusätzlichen Fehler behandelt und ihn beseitigt.

Sämtliche oben beschriebenen Betrachtungen und Faktoren setzen voraus, daß im Signalverstärker emc ausreichende Verstärkung zur Verfügung steht um de ,o ungleiche Leistungsteilung des E'ngangssignals und die Sienaldämpfung durch die Koppler 14 und 15 m köT_Pen_Sie^Pren.^gBei der vorliegenden Erfindung wird jedoch die Situation betrachtet, be, der große Verstärkungswerte nicht verfügbar sind. Z ^ P£

größere λυιιιμυιιν.··»., ~....

einem Referenzsignalweg 13 weitergeleitet, de< Verzögerungsnetzwerk 16 enthält.

Das Signal wird durch den Verstärker 12 verstärkt und ein kleiner Teil des verstärkten Signals in einen Fehlersignalweg mit Hilfe der Richtkoppler 14 und eingekoppelt, wo es mit dem zeitverzögerten Referenzsignal verglichen wird. Die Abtrennung der Fehlerkomponenten, die durch den Verstärker 12 in das verstärkte Signal eingeführt werden, geschieht durch Einstellen der Amplitudenphasen und Zeitveizögerungen, die zum Referenzsignal und zum abgetasteten verstärkten Signal gehören, in der Weise, daß die Signalkomponenten sich löschen und nur Fehlerkomponenten übrigbleiben. Der Phasenschieber 23, das Verzögerungsnetzwerk 16 und die Koppler 14 und 15 sind sämtlich in für diesem Zweck geeigneter Weise aufgebaut. Das so erhaltene Fehlersignal wird im Fehlerverstär ■ iiiiiiii

ees System anzuwenden, macht, wie nun gezeigt werden S das System unverwendbar. Zum Beispiel sei

als O-dB-Signale an aen oiguanciitiuu.,,^..(,-.. ~ ίο net. Wenn man eine 5-dB-Vers'iärkung im Verstärker annimmt, beträgt das Signal am Eingangspol 1 des Kopplers 14 +5 dB. Der typische Kopplungsverlust in jedem der beiden Koppler 14 und 15 beträgt etwa 10 dB bei einem Gesamtverlust von 20 dB. Somit geht das vom ('S Hauptsignalweg in den Fehlerverstärker eingekoppelte Signal auf - 15 dB herunter. Das Referenzsignal beträgt andererseits etwa 0 dB. Offensichtlich kann unter diesen Umständen keine Löschung der Signale stattfinden,

210 19

wenn nicht ein 15 dB-Dämpfungsglied in den Referenzsignalweg eingefügt wird. Hierdurch wird selbstverständlich zusätzliches thermisches Rauschen in die Fehlerschaltung eingebracht und die Möglichkeit der Verwirklichung einer verbesserten Rauschzahl vollstän- s dig beseitigt.

Entsprechend der Erfindung werden diese konkurrierenden und unvereinbaren Forderungen durch Ersetzen der beiden Koppler 14 und 15 durch einen einzigen reaktiven Vierpolkoppler 20 beseitigt, wie er in dem Vorwärtskopplungsverstärker 30 in F i g. 3 dargestellt ist. In jeder anderen Hinsicht sind die Schallungen der F i g. 1 und 2 im wesentlichen gleich, dementsprechend werden dieselben Identifizierungszahlcn zur Bezeichnung entsprechender Schaltelemente verwendet. ι s

Bevor zur Schilderung der Arbeitsweise des Verstärkers der Fig. 3 übergegangen wird, sollen die Übertragungseigenschaften eines reaktiven Vierpolkopplers kurz betrachtet werden. Wenn man die Pole 1-2 und 3-4 als konjugierte Polpaare bezeichnet, ist die Strumatrix Mdes Kopplers gegeben durch

M =

O	O	Si₃	S₁₄
O	O	S₂₃	S₂₄
S₃₁	S₃₂	O	O
S₄₁	S₄₂	O	O

= IS₃₁ I= IS₂₄I= IS₄₂I= |r |.

(D

IS₁₄1 = I s₄i I= IS₂₃1 = I s

S32

(2)

S,*, S₁₄ + S₂*.,S₂₄ = 0.
Si₃St, H- S₁₄SJ₄ =(),

(3) (4) (5)

und damit

Is₁, P-i Is₂

die Verstärkung des Hauptsignalvcrslärkers ist. Wenn man für den Augenblick jede Fehlerkomponente vernachlässigt, beträgt das Signal ν am Eingang des Fehlerverstärkers

r = GS,, + S

2A-

(7)

Da die Summe des Referenzsignals und des eingekoppelten Teils des verstärkten Signals am Eingang des Fehlerverstärkers gleich Null sein muß, wird die Verstärkung G des Signalverstärkers 12 dadurch abgeleitet, daß die Gleichung (7) gleich Null gesetzt wird. Dies ergibt

oder aus Gleichung (3)

wobei die Bezeichnungen S₁, die Kopplung zwischen dem /-ten und dem /ten Pol angibt. Da der Koppler reaktiv ist, ist das reziproke Netzwerk S₁₁=Sp und insbesondere

wobei f der Kopplungskocffizient der »Durchgangs«-Signalkomponente ist, und

40

wobei k der Kopplungskoeffizient der »gekoppelten« Signalkomponente ist.

Wenn der Koppler 20 zusätzlich bisymmetrisch ist, 4s sind die Matrixkoeffizienten, die jeweils durch die Gleichungen (1) und (2) gegeben sind, in der Phase wie auch in der Größe gleich. Wenn der Koppler asymmetrisch ist, besteht eine Phasendifferenz bei einigen der Koeffizienten. so

Da für einen reaktiven Vierpol MM*=\ (wobei das Sternchen den konjugierten Wert des so bezeichneten Ausdrucks angibt) folgt, daß

Wenn man für die· Erklärung und Erläuterung annimmt, daß eine Eingangssigiuilkomponcnle von 1/^Λ sowohl im llauptsignalwcg 11 als auch im Refcrcn/.signalwcg H vorhanden ist, betragen die Amplituden der Signale an den Kopplerpolcn I und 2 Ci und 1. wobei C!

Das Verstärkerausgangssignal V₀, das gleich der Summe der in den Pol 3 eingekoppelten Signale ist, ist gegeben durch

V₀ = GS_n+ S₂₃. (10)

Das Einsetzen von G aus Gleichung (9) ergibt

.10 oder

¹O - -OjH

_ S₁₃Sf₃ +
>0 - „

+ S₂

(H)

(12)

Aus Gleichung (5) ergibt sich, daß der Zähler gleich Eins ist, so daß sich die Gleichtung (12) reduziert zu

V₁

(13)

Da ein Eingangssignal Eins angenommen war. definiert die Gleichung (13) auch die Gesamtverstärkungs-Kennlinie des Verstärkers. Der Gleichung (13) ist zu entnehmen, daß die Gesamtverstärkung des Verstärkers 30 der F i g. 3 größer als die Gesamtverstärkung ist, die durch den in Fig. 2 dargestellten bekannten Verstärker verwirklicht werden kann, und zwar um den Faktor

Aus Gleichung (13) ergibt sich, daß die Ausgangsspan nung V₀ eine Funktion des Kopplungskocffizicntcn .S\ des Kopplcrs ist. Somit ist die Frcqucnzkcr.nlinie de; Verstärkers 30 durch die Frcqucn/.kcnnlinic de; Kopplcrs 20 bestimmt. Umgekehrt wird durch di< Festlegung der gewünschten Frcquenzkcnnlinie de Verstärkers die Kennlinie des Kopplcrs und dii Verstärkungskcnnlinie des Verstärkers 12 bestimmt,

Die Bedeutung des Ausdrucks Sn im Ausdruck fii den Verstürkcrausgang kann leicht dadurch abgesehiiu werden, daß eine Signalpegel-Analyse des Verstärker gleich derjenigen vorgenommen wird, die anhand de

Fig. 2 gemacht wurde. Es sei wiederholt, daß bei der aekannten Ausführung der Fig. 2 zwei in Konflikt stehende Bedingungen vorhanden waren, die erfüllt werden mußten. Einerseits wurde angestrebt, den Signalverlust im Koppler 14 zu minimieren. Andererseits wurde angestrebt, ein verhältnismäßig großes Referenzsignal mit Hilfe desjenigen Teils des Signals zu löschen, der über die Koppler 14 und 15 gekoppelt wurde. Wie angegeben, konnten diese beiden Forderungen nicht gleichzeitig ohne einen Kompromiß für das Gesamtrauschverhalten des Verstärkers erfüllt werden.

Bei der Ausführung der Fig. 3 ergibt sich kein derartiger Kompromiß, Zum Beispiel wird beim Anlegen eines O-dB-Signa!s an den Hauptsignalweg und den Referenzsignalweg wie oben der Koppler 20 so bemessen, daß ein ausreichendes Signal zum Löschen des Referenzsignals eingekoppelt wird. Bei einer 5-dB-Verstärkung im Verstärker würde ein 6-dB-Koppler ein - 1,0-dB-Signal am Pol 4 des Kopplcrs 20 erzeugen. Dieses Referenzsignal würde einen Verlust von etwa 1 dB im Koppler erfahren, wobei ebenfalls ein -1,0-dB-Referenzsignal am Pol 4 erzeugt würde. Da die beiden Signale gleich sind, würden sie wie gefordert, gelöscht und kein Signal am Eingang des Fehlerverstärkers 17 erzeugen. Da der Koppler ein reaktives Netzwerk ist, findet keine Adsorption von Energie im Koppler statt, so daß die gesamte Energie, die in die Pole 1 und 2 eingekoppelt war, am Pol 3 austreten muß. Somit ist anders als beim bekannten Verstärker kein Energieverlust im Signalabtastnetzwerk trotz der Tatsache vorhanden, daß eine verhältnismäßig große Signalkomponente vom Hauptsignalweg in den Fehlerverstärker eingekoppelt wird, da ein gleicher Betrag vom Referenzweg in den Signalweg eingekoppelt wird. Diese Fähigkeit, verhältnismäßig große Signalkomponenten in den Refernezsignalweg einzukoppeln, bedeutet, daß entsprechend größere Fehlerkomponenten auch in den Fehlerverstärker eingekoppelt werden. Da letztlich das Rauschverhalten des Fehlerverstärkers das Rauschverhalten des Gesamtverstärkers bestimmt, stellt der vorliegende Verstärker eine wesentliche Verbesserung gegenüber dem bekannten Verstärker dar. Wie nunmehr gezeigt wird, ist in der Tat die Rauschzahl des Verstärkers der Fig.3 kleiner als die Rauschzahl des Fchlerverstärkers.

In der bisherigen Diskussion wurde eine Fehlerkomponente vernachlässigt. Allgemein wird jedoch der Ausgang des Signalverstärkers 12 gleich der Summe des verstärkten Eingangssignals und einer Fehlerkomponcnte ε sein. Somit ist für ein Eingangssignal mit der Amplitude 1 der Ausgang V des Signalverstärkcrs 12 vollständig gegeben durch

V - C, \ ι .

(14)

Am Eingang des I'ehlerverstärkcrs werden die Signalkomponcntcn gelöscht, wobei eine Fehlerkomponentc v_e übrigbleibt, die gegeben ist durch

(15)

Das Vcrstärkerfehlersignal V_{1 s} das an den Pol 2 des Fchlcrcinführungsnctzwerks 19 angelegt wird, beträgt dann

dft)

Die Fehlerkomponente im Hauptsignalweg, die über den Koppler 20 in den Pol 1 des Fehlereinführungsneizwcrks eingekoppelt wird, beträgt

'V =S„ . (17)

Durch Summieren von V₁.und v,„ zu Null erhält man

oder

+ S_n = 0

O —

(18)

(19)

Da Sh = S23 ist, reduziert sich die Gleichung (19) zu

(20)

Durch Vergleichen der Gleichungen (9) und (20) ergibt sich, daß die Verstärkungskennlinie des Fehlerverstärkers die gleiche ist, wie die Verstärkungskennlinie des Hauptsignalverslärkers.

Da jedes durch den Signalverslärker 12 eingeführte thermische Rauschen eine Fehlerkomponente ist und damit durch das in den Signalweg eingeführte Fehlersignal gelöscht wird, ist das einzige thermische Rauschen im Ausgangssignal das Rauschen, das infolge des thermischen Rauschens auftritt, welches im Eingangskreis des Fehlerverstärkers erzeugt wird. Wenn diese thermische Rauschenergie mit T)_n bezeichnet ist, so beträgt die thermische Rauschenergie im Fehlerverstärkerausgnag T₀, das gegeben ist durch

T₀ = T₁,, Ir!². (21)

Wenn man g aus Gleichung (20) einsetzt, so ergibt sich

_T__r Is₁₃P

'ο — 'in l'e ~ Έ ·

' ''2Λ Γ

(22)

Für das oben angenommene Eingangssignal 1 ist die gesamte Signalenergie P₁, gleich | V«|².

Das Einsetzen von V_n aus Gleichung (13) ergibt

(23)

Aus den Gleichungen (22) und (23) ergibt sich das Rausch-zu-Signal-Vcrhältnis im Verstärkerausgang zu

NlS--= T₀/1;; = 7-JS,., f.

(24)

wobei ^die Verstärkung ties I'eliliM versiiirkers ist. Da S\ 1 stets kleiner als Eins ist, ist der Rauschgehal des Ausgangssignals, gegeben durch die Gleichung (24) kleiner als das thermische Rauschen, das durch der Fchlersignalvcrstärkcr eingeführt wird.

Wie oben angegeben, ist für zahlreiche A nwcndungci die Vcrslärkungskcnnlinic des Verstärkers nicht flach sie wird speziell auf den besonderen /,weck ztigcschnit ten. Bei der anhand der I'ig. 1 gegebenen Erläuterunj wurde angegeben, dall die Vcrsiärkungskennlinic de Verstärker 8 durch die Vcrliistkcnnlinie der Übertra gungsIciwiiB 7 bestimmt ist. Wenn somit die letztere mi A(H)) bezeichnet wird, so ist die Vmtiirkungskennlini'

ί(ω) des Verstärkers 8 zur Erzeugung einer flachen Kennlinie im Empfänger gegeben durch

/M =/4M. (25)

Allgemein kann jede beliebige Gesamtverstärkungskennlinie F(ü)) festgelegt werden, wenn sie einmal festgelegt ist, ist der Verstärker 30 vollständig definiert. Zum Beispiel ist durch Gleichsetzen der Gleichung (13) mit der gewünschten Verstärkungskennlinie der Kopplerparameter S₂J gegeben durch

(26)

(Der * kann weggelassen werden, da er sich nur auf die Phase des Matrixkoeffizienten bezieht.)

Wenn man S₂J kennt, kann man aus Gleichung (6) ableiten, daß

= I 1 —

(27)

womit der Koppler vollständig definiert ist.

Aus den Gleichungen (13) und (20) erhält man für die Verstärkung des Signalverstärkers 12 und des Fehlerverstärkers 17

G(,„) = g(,„) = I F(,.>)² - 1

(28)

Es sei bemerkt, daß alle oben gegebenen Beziehungen auf gleichen Signalen mit der Amplitude Eins beruhen, die an den Hauptsignalverstärker 11 und den Referenzsignalweg 13 angelegt werden. Es wurde jedoch auch angegeben, daß in der Praxis das Eingangssignal vorzugsweise durch den Signalteiler 9 ungleich geteilt wird, und daß die kleinere der beiden Signalkomponenten vorteilhafterweise in den Hauptsignalweg eingekoppelt wird. Wenn dies geschieht, muß die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers mit einer Konstanten multipliziert werden, um sich dieser Ungleichheit anzupassen. Somit ist der durch Gleichung (9) angegebene Verstärkungsausdruck allgemeiner gegeben durch

G =

(29)

—<■©·

wobei K\ eine Konstante ist.

In gleicher Weise ist die Verstärkung des Fchlcrverstärkers allgemein gegeben durch

(30)

wobei K< eine Konstante ist und die Gleichung (28) genau gegeben ist durch di j Proportionalität

Kl·")

(31)

Während somit der I lauptsignalvcrstärker und der Fehlerverstärker dieselbe Verstärkungsfrec|uenz-Kennlinie haben, brauchen die absoluten Verstärkungen der beiden Verstärker nicht notwendigerweise gleich zu sein, noch brauchen sie notwendigerweise denselben dynamischen Bereich und dieselben Rauscheigenschalten zu haben. Da der Fehlcrvcrstärker nur ein verhältnismäßig kleines Fehlersignal zu verarbeiten braucht, kann sein dynamischer Bereich offensichtlich viel kleiner als derjenige des Signalverstärkers sein. Da in gleicher Weise die Rauscheigenschaften des Fehler-Verstärkers die endgültige Rauschkennlinie des Gcamtverstärkers bestimmen, ist der Fehlerverstärker vorteilhafterweise ein viel feinerer Verstärker mit einer relativ kleinen Rauschzahl. Im allgemeinen ist der Fehlerverstärker ein kleiner Verstärker hoher Güte.

Während der Koppler allgemein anhand seiner Matrixkoeffizienten Si₁ spezifiziert wurde, wurden keine speziellen Schaltungen beschrieben. Offensichtlich kann keine spezielle Schaltung beschrieben werden, da sich die Art des Kopplers ändert je nach der Gesamtversiärkungskennlinie F(u)). Jedoch können einige allgemeine Bemerkungen gemacht und ein Koppler als Beispiel beschrieben werden.

Die einfachsten Koppler sind die sogenannten »Hybrid-Koppler«, die in zwei allgemeine Klassen eingeteilt werden können. Bei der einen Klasse, die das »magische-T« enthält, wird das Eingangssignal in zwei Komponenten geteilt, die entweder in Phase oder 180° außer Phase sind. Bei der zweiten Klasse von Kopplern der sogenannten »90°-Koppler« sind die geteilten Signalkomponenten stets 90° außer Phase.

Da sie reaktive Vier-Pole sind, sind beide Klassen von Kopplern durch zwei Kopplungskoeffizienten t unci A-gekennzeichnet, die sich als Funktion der Frequenz ändern. Im allgemeinen ändern sie sich jedoch nicht notwendigerweise derart, daß sie die Gleichung (26) erfüllen. Es ist daher notwendig, kompliziertere Kopplungsschaltungen vorzuschlagen, wie z. B. die in F i g. 4 dargestellte.

Der in F. g. 4 gezeigte Koppler ist ein reaktiver Vier-Pol, bestehend aus einem Paar von Hybriden 40 und 41, die mit Hilfe der beiden Signalwege 42 und 43 miteinander verbunden sind. Der Signalweg 42 enthäl; ein reaktives Zweipolnetzwerk N, dessen Übertragungskoeffizient ι(ω) und Reflektionskocffizicnt k(o>) die notwendige Kopplungskennlinie haben, die von den Gleichungen (26) und (27) gefordert wird. Dieses Netzwerk kann nach den Verfahren aufgebaut werden, die von S. Darlington in seinem Aufsatz mit dem Titel »Synthesis of Reactance 4-Poles« beschrieben sind, der im Journal of Mathematical Physics, Band 30, September 1939, auf Seite 257 - 353, veröffentlicht ist.

Der andere Signalweg enthält ebenfalls ein reaktives Zweipolnetzwerk N^l\ das in dualer Beziehung zum Netzwerk N steht. Es hat daher denselben Übertragungskoeffizienten t(co) wie das Netzwerk N, doch ist der Rcflcxionskocffizient - 1:(ω) der negative Koeffizient des Netzwerks N.

Im Betrieb wird ein an den Pol 1 angelegtes Signal gleich zwischen den beiden .Signalwegen 42 und 43 geteilt. Für ein Eingangssignal mit der Amplitude lins sind die in die Signalwcge 42 und 43 eintretenden Signalkomponenten gleich _Ί. Hin Teil 'jeder Signal komponente wird durch die Netzwerke N und N" übertragen und in der Hybride 41 wieder vereinigt, um am Pol 3 ein Ausgangssigniil 1 zu erzeugen. Der andere Teil jedes Signals wird von ilen Netzwerken N und N" reflektiert, um die beiden reflektierten Signalkomi«'

k I₁

nenlen und - , ^ zu erzeugen. Diese worden in der Hybride 40 vereinigt, um am Pol 4 ein Ausyanyssignal k zu erzeugen und damit die geforderte Kopplcrkennlinic /ti verwirklichen. Offensichtlich können durch den

Fachmann auch andere Kopplungsnetzwerke ebenso leicht vorgeschlagen werden.

Die in Konflikt stehenden Forderungen an das Fehlereinführungsnctzwerk können bei Auftreten größerer Energiebeträge erfüllt werden, indem ein > Transformator mit dem Windungsverhiiltnis N: 1 verwendet wird, der wie in Fig. 2 dargestellt, mit dem Fehlerverstärker auf der Seile mit der höheren Windungszahl verbunden wird, wobei die Seite mit der niedrigeren Windungszahl in Reihe mit dem Hauplsignalweg liegt. Diese Schaltung hat die Wirkung, den Hauptsignalweg in Reihe mit der Ausgangsschaltung zu legen. Sie hat den Nachteil, daß eine gute Anpassung im Hauptsignalweg erforderlich ist, um schädliche Reflexionen zu vermeiden. In Situationen, bei denen dies geschehen kann oder nur geringe Konsequenzen hat, kann auch bei der Ausführung der Erfindung in Fig. 3 die Transformator-Fehlereinführungsschaltung der F i g. 2 verwendet werden.

Bei denjenigen Anwendungen, bei denen ein höherer Grad an Impedanzanpassung erforderlich ist, ist die in Fig. 3 dargestellte alernative Anordnung vorzuziehen. Bei dieser Ausführung besteht das Fehlere:inführungsnetzwerk 19 aus einem Hybridkoppler 50. Das Signal wird vom Hauptsignalweg in den Pol 1 des Kopplers 50, und das Fehlersignal in den Pol 2 eingekoppelt. Das fehlerkorrigierte Ausgangssignal wird vom Pol 3 abgenommen. Der Pol 4 ist ohmisch abgeschlossen.

Um Signalverluste infolge der Kopplung zwischen dem Eingangspol 1 und dem abgeschlossenen Pol 4 zu minimieren, wird ein Koppler mit einem größeren Energieteilungsverhältnis (in der Größenordnung von 1OdB) verwendet, der eine flache Kennlinie auf dem interessierenden Frequenzbereich hat. Um den entsprechenden Verlust in dem in den Hauptsignalweg eingeführten Fehlersignal zu kompensieren, muß die Verstärkung des Fehlerverstärkers entsprechend vergrößert werden oder ein getrennter Verstiirker 31 mit einer flachen Verstärkungskennlinie in den Fehlersignalweg eingefügt werden. Da dieser Verstärker wahlweise ist, ist er in F i g. 3 gestrichelt dargestellt.

Aus den Gleichungen (9) und (13) ergibt sich, daß die

Verstärkung des

; Verstärkers 12,

gegeben durch

kleiner als die Verstärkung ^- des Gesamtverstärkers

30 ist, und zwar um den Faktor Su. Bei manchen Anwendungen kann es vorzusehen sein, daß die Verstärkung des Gesamtverstärkers die gleiche ist, wie die Verstärkung des Hauptsignalverstärkers. In einer derartigen Situation wird ein Dämpfungsglied 32 der Schaltung am Ausgang des Fehlereinführungsnetzwerks 19 hinzugefügt. Jedoch sei bemerkt, daß, um die Gesamtverstärkung an die Verstärkung des Signalverstärkers anzugleichen, das Dämpfungsglied denselben Kopplungskoeffizient Sn wie der Koppler 20 haben muß. Dementsprechend wird die erforderliche Dämpfung in dem interessierenden Band am zweckmäßigsten durch Hinzufügen eines zweiten Kopplcrs verwirklicht, der dieselben Kopplungskennlinien hat wie der Koppler 20, und zwar am Ausgang des Verstärkers, so daß die Gesamtverstärkung des Verstärkers um den Faktor S_n geändert wird. Die Pole 2 und 4 des Kopplers werden ohmisch abgeschlossen.

Die Erfindung wurde anhand eines Verstärkers beschrieben, dessen Verstärkung sich als willkürliche Funktion der Frequenz ändert. Selbstverständlich umfaßt der Ausdruck »willkürliche Funktion der Frequenz« Verstärker mit Verstärkungskennlinicn, die von der Frequenz unabhängig sind (die flach in dem interessierenden Frequenzbereich sind), wie auch Verstärker mit Verstärkungskennlinien, die in dem interessierenden Frequenzbereich frequenzabhängig sind.

Es sei ferner bemerkt, daß entweder der Hauptsignal· verstärker oder der Fehlervcrstärkcr oder beide selbsi Verstärker mit Vorwärtskopplung sein können. Dementsprechend sollen die Ausdrücke »Hauptsignalver stärker« und »Fchlerverstärker« so verstanden werden daß sie Verstärker aller Arten umfassen, einschließlich Verstärker mit Vorwärtskopplung der hier beschriebe η cn Art.

Hierzu 2 Blatt Zeichnunuen

Claims

Patentansprüche:

1. Verstärker für elektrische Signale, der eine Verstärkungsfrequenzkennlinie aufweist und aus : einem ersten und einem zweiten parallelen Signalweg besteht, wobei der erste dieser Signalwege hintereinander einen Hauptsignalverstärker und ein erstes Verzögerungsnetzwerk enthält, der zweite Signal weg hintereinander ein zweites Verzögerungsnetzwerk und einen Fchlervei stärker enthält, mit einem Signalteiler, um ein elektrisches Eingangssignal in zwei Signalkoinponcnten zu teilen und um jeweils eine der Komponenten in das Eingangsende eines der Signalwege einzukuppeln, is weiterhin mit einem Koppler, der zwei Paare von konjugierten Polen aufweist, um einen Teil des Ausgangssignals vom Hauptsignalverstärker in den Hingang des Felllerverstärkers einzukoppcln, wobei der Hauptsignalverstärker und das zweite Verzögerungsnetzwerk mit dem einen Paar von konjugierten Polen und das erste Verzögerungsnetzwerk und der Fehlerverstärker mit dem anderen Paar von konjugierten Polen des Kopplers gekoppelt sind, und mit einem Fehlereinführungsnetzwerk, um die Signale in den beiden Signalwegen in Zeit und Phase wieder zu vereinigen und um Fehlerkomponenten im Ausgangssignal /u minimieren, dadurch g e k e η η ζ e i c h net, daß der Koppler (20) durch ein reaktives Netzwerk gebildet ist, das einen Übertragungskoeffizienten |i| und einen Kopplungskoeffizienten μ| zwischen gekoppelten Polen hat, wobei die Beziehung

μ-Ί + Ι'-Ί = ι ,₅