DE2108955C3 - Hochfrequenz-Leistungsverstärker mit Vorwärtskompensation der Fehlerspannung - Google Patents
Hochfrequenz-Leistungsverstärker mit Vorwärtskompensation der FehlerspannungInfo
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Description
wobei (P111) die maximale Ausgangsleistung des
Hauptsignalverstärkers und (Pt) die maxim&le
Ausgangsleistung des Fehlerverstärkers ist und (S?3 + Si, = I) gilt.
4J
15
30
Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Leiitungsverslärker mit Vorwärtskompensation der Fehlerspannung
mit einem ersten Signalweg und parallel hierzu einem zweiten Signalweg, wobei der erste
Signalweg, in Kaskade, einen Hauptsignalverstärker und ein erstes Zeitverzögerungsnetzwerk umfaßt, ss
während der zweite Signalweg, in Kaskade, ein zweites Zeitverzögerungsnetzwerk und einen Fehlerverstärker
•ufweist, mit einem ersten Richtungskoppler zur Aufteilung des Eingangssignals in zwei unterschiedliche
Signalkomponenten und zur Kopplung jeweils J0
seiner Komponente an den Eingang des zügehörigen 'Signalweges, mit einem zweiten Richtungskoppler
zur Kopplung eines Teils des Ausgangssignals des HaUptsignalverstärkers an den Eingang des Fehler-Verstärkers,
sowie mit einem dritten RichtUrigsköpplef «3
zur Verbindung der Signale der beiden Signalwege. In der US-Patentschrift 34 71 798 sind solche Verstärker, im folgenden auch einfach vofWärlskompen-
sierte Verstärker genannt, beschrieben, wobei das von einem Hauptverstürker abgeleitete, verstärkte
Signal auf Grund eines zeitverzögerten Referenzsignals kompensiert wird, so daß in dem verstärkten Signal
enthaltene Fehleranteile isoliert werden. Die Fehleranteile, die sowohl Rauschen als Verzerrungen umfassen
können, welche von dem Hauptverstärker eingeführt werden, werden dann mittels eires Hilfsverstärkers
verstärkt, und dem zeitverzögerten verstärkten Signal in solcher Phase wieder zugefügt, daß
der verbleibende Fehter in dem Ausgangssignal möglichst klein wird.
Eine der größten Schwierigkeiten bei dem Entwurf von vorwärtskompensierten Verstärkern ist die Bereitstellung
eines wirksamen Fehlereingabenetzwerkes. Dieses Netzwerk koppelt das relativ kleine Fehlersignal
in den Weg des relativ großen Hauptsignals ein. Zusätzlich zur Eingabe des Fehlersignals mit korrekter
Phase muß das Eingabenetzwerk den Hilfsverstärker von dem großen Hauptsignal abtrennen und gleichzeitig
das Fehlersignal in den Hauptsignalweg mit minimalem Verlust sowohl für das Fehlersignal als
auch Tür das Hauptsignal einkoppeln. Außerdem wäre es vorteilhaft, wenn sowohl für den Hauptsignalkanal
als auch den Fehlersignalkanal eine Impedanzanpassung vorhanden wärt.
Bei der Schaltungsanordnung gemäß der US-Patentschrift
34 71 798 wurde ein Kompromiß zwischen diesen unterschiedlichen, sich gegeneinander ausschließenden
Erfordernissen durch Verwendung eines Transformator-Netzwerkes mit drei Polen getroffen.
Ein derartiges Netzwerk ergibt jedoch nicht die gewünschte Impedanzanpassung. Wenn es durch einen
Richtungskoppler ersetzt wird, führt die Verwendung des Kopplers in der beschriebenen Weise zu einem
Verlust an der Hauptsignalleistung und Fehlersignalleistung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung für den Koppler anzugeben,
bei welcher die obenangefiihrten Anforderungen alle möglichst gut erfüllt sind.
Zur Lösung der gestellten Aufgabe geht die Erfindung von einem Verstärker der eingangs angegebenen
Art aus und sieht vor, daß der dritte Richtungskoppler
die Signale in /eil- und phasengerechter Weise an seinem
Ausgangspol bei einem Signalpegel miteinander vereinigt, der dem maximalen Ausgangssignalpegel
entspricht oder dissem angenähert ist.
Im allgemeinen treten zwei sich beeinflussende, aber sehr unterschiedlich gewichtete Typen von Verzerrungen
in einem Verstärker auf. Die erste Erscheinung wird als Kompression bezeichnet und führt
typischerweise zu einer Verringerung der Amplitude des Ausgangssignals, während die zweite Erscheinung
als Intermodulation bezeichnet wird und neue Signalkomponenten mit Frequenzen erzeugt, die von den
Frequenzen des Eingangssignals unterschiedlich sind. Die erste Erscheinung stellt einen kohärenten Fehler
dar, welcher durch eine Fehlerspannung erster Ordnung gekennzeichnet ist- Die zweite Erscheinung stellt
Jirien nicht kohäreritert Fehler dar Und ist von zweiter
Ordnung- in der nun folgenden Beschreibung werden nur die Fehlerkomponenten infolge Kompression
wegen der in Frage stehenden Größenordnung betrachtet. Es wird jedoch darauf hingewiesen, daß die
Vorwärtskornpensation auf GfUrid ihrer Wirkungsweise beide Fehlerarten gleichzeitig korrigiert.
Typischerweise wird die Einstellung beim maxi-
2i
S55
malen Ausgangssignal durchgerührt. Unter dieser bevorzugten Bedingung vereinigen sich die gesamte
Ausgangsleistung des Hauptverstärkers und des Fehlerverstärkers bei minimalem Verlust miteinander
am Ausgang des Verstärkers. Zusätzlich zur Aufrechterhallung einer dauernden Impedanzanpassung im
Hauptsignalkanal, dem Fehlersignalkanal und am Ausgang des Vcrwärtskompensations-Verstärkers hat
die Anordnung die Tendenz, die durch den Fehlerverstärker maximal zuzuführende Leistung zu reduzieren.
Dies führt zu einer Verbesserung der Eigenschaften des Fehlerverstärkers und zu einer entsprechenden
Verbesserung der Gesamteigenschaften des Vorwärtskompensations-Verstärkers.
Die Erfindung wird unter Berücksichtigung mehrerer Ausführungsbeispiele an Hand der Zeichnung
erläutert. Dabei zeigt
F i g. 1 einen Vorwärtskompensations-Verstärker
gemäß Erfindung,
F i g. 2 einen Hauptsignalverstärker des Vorwärtskompensations-Verstärkers
nach Fig. 1,
F i g. 3 und 4 die Amplituden- bzw. Phasenverzerrung des Hauptsignalverstärkers nach F i g. 2,
F i g. 5 A und 5 B Vektordiagramme der in Fig. 3
und 4 dargestellten Verzerrungen,
F t g. 6 den Ausgangskoppler des Vorwärtskompensations-Verstärkers
nach Fig. 1,
F i g. 7 die Phase der Signale in dem Ausgangskoppler nach F i g. 6 und
F i g. 8 den Koppler 18 des Vorwärtskompensations-Verstärkers
nach F i g. 1 und die an diesem anliegende Signale.
F i g. 1 zeigt einen Hochirequenz-Leistungsverstärker
9 mit Vorwärtskompensation der Fehlerspannung, welcher zwei parallele Signalwege oder Kanäle 10 und
11 aufweist. Der erste oder Hauptsignalkanal 10 umfaßt in Reihe einen Hauptsignalverstärker 12 und
ein Zeitverzögerungsnetzwerk 13. Der zweite oder Felllerkanal 11 umfaßt in Reihe ein zweites Zeitverzögerungsnetzwerk
14 und einen Fehlerverstärker 15. Am Eingang des Verstärkers 9 teilt ein erster Richtungskoppler
16 das Eingangssignal in zwei Komponenten auf und koppelt jeweils eine dieser Komponenten
an den Kanal 10 bzw. 11 an. Am Ausgang des Versiärkers 9 koppelt ein zweiter Richtungskoppler
17 das vom Fehlersignalverstärker 15 kommende Signal in den Hauptsignalkanal ein, um das
korrigierte Ausgangssignal zu erzeugen.
Ein dritter Richtungskoppler 18 koppelt ein Teil des von dem Verstärker 12 verstärkten Ausgangssignals
in den Eingang des Fehlerverstärkers 15 ein.
Im Betrieb wird das zu verstärkende Eingangssignal durch den Koppler 16 in zwei Komponenten
aufgeteilt. Die eire Komponente wird an den Hauptverstärker
12 angekoppelt und verstärkt. Die andere Komponente wird in den Kanal 11 eingespeist und
stellt das Bczugssignal dar, welches mit dem Anteil des verstärkten Signals verglichen wird, welcher von
dem Verstärker 12 abgeleitet wird. Dieser Vergleich wird durch Einkopplung eines Teils des verstärkten
^Signals vom Kanal 10 über den Koppler 18 in Kanal !11 und Subtraktion des Referenzsignals von diesem
eingekoppelten Teil durchgeführt. Wenn vom Verstärker 12 keine Verzerrung eingeführt wird, ist die
Dißfienz oder das so gebildete Fehlersignal gleich
NuiL Wenn jedoch andererseits Fehlerkomponenten vorhanden sind, wird ein Nettofeislersigna) am Eingang
des Fehlerverstärkers 15 erzeugt, Dieses Fehlersignal
wird dann verstärkt und in den Hauptfehlerkanal mittels des Ausgangskopplers 17 in der Weue
rückeingeführt, daß die Nettoverzerrung in dem Ausgangssignal möglichst gering wird. Die Amplitude,
die Zeitverzögerung und die Phase der jeweiligen Signalkomponenten werden mittels der Netzwerke
S3 und 14 sowie nicht gezeigter, geeignet angeordneter Phasenschieber eingestellt.
Die Anwendung eines Richtungskopplers 17 als
ίο Fehlereingabenetzwerk am Ausgang des Veratärkers
führt dazu, daß ein Teil des Fehlerkorrektursignals und ein Teil des verstärkten Hauptsignals im Abschlußwiderstand
20 verbraucht werden, welcher mit dem Pol 4 des Kopplers 17 verbunden ist. Gemäß
ti Erfindung sollen die Parameter des im folgenden
auch kurz Vorwärtskompensattons - Verstärker genannten Verstärkers 9 so bestimmt werden, daß dieser
Verlust bei höheren Leistungen, bei denen die Anforderungen an den Fehlerverstärker am größten
ίο sind, verringert werden. Die Grundlage, auf welcher
die Neubestimmung der Parameter vorgenommen wird, bezieht sich auf die Natur der im Hauptverstärker
erzeugten Verzerrungen, wie nunmehr erläutert wird.
Lint·.*.' erneuter Bezugnahme auf die Zeichnung,
und zwar F i g. 2, die zu Erläuterungszwecken eingefugt worden ist, ist der Hauptverstärker 12 ersichtlich,
an welchem ein Eingangssignal e[fJ anliegt und
welcher wiederum ein Ausgangssignal Ε'[θ erzeugt.
Bei geringem Signalpegel erzeugt eine inkrementale Zunahme des Eingangssignals eine proportionale
inkrementale Zunahme des Ausgangssignals. Jedoch tendieren alle Verstärker dazu, bei steigendem Eingangssignal
in Sättigung zu geraten, so daß inkre-
3j mentale Zunahmen des Eingangssignals bei diesem höheren Pegel immer kleinere inkrementaie Zunahmen
des Ausgangssignals erzeugen. Dieser Sättigungseffekt wird durch die typische Eingangs-Ausgangsversiärkercharakteristik
30 gemäß F i g. 3 gezeigt, welche linear in einem Intervall am unteren Eingangspegel ansteigt,
aber bei dem höheren Eingangspegel zur Abflachung neigt.
Zusätzlich tritt eine entsprechende Änderung der relativen Phase zwischen Ein- und Ausgangssignalen
auf. Dies wird durch die Kurve 31 in F i g. 4 angedeutet, welche die Änderung der Phase des Ausgangssignals
als Funktion des Eingangssignalpegels darstellt. Bei niedrigem Pegel ist der relative Phasenwinkel
gleich (-). Wenn die Amplitude des Eingangs-
jp signals zunimmt, tendiert der Phasenwinkel dazu,
sich zu ändern. Während in F i g. 4 eine Zunahme des Phasenwinkels angedeutet ist, kann die Änderung
jedch auch in einem abnehmenden Phasenwinkel bestehen, was von der Art des Verstärkers abhängt.
Die Fig. 5A und 5B stellen Vektordiagramme
dar, welche die den Kurven 30 und 31 entsprechenden . Verzerrungen darstellen. Im einzelnen zeigt die
Fig. 5A acht inkrementale Zunahmen 1-8 des Pegels des Eingangssignals e. Die Fig. 5B zeigt acht
zugehörige inkrementale Zunahmen 1«8 der Ampli=
ttide des Ausgangssignals eines idealen Verstärkers, Welcher eiri üfiVerzerrtes Ausgangssigital E erzeugt.
Das durch E dargestellte Ausgangssignal ist dahingehend unverzerrt daß die inkrementalen Zunahmen
1 -8 alle bezüglich ihrer AnV 'itude gleich sind Und den
gleichen Phasenwinke] aütweisen. In der Praxis jedoch sind die tatsächlichen inkrementalen Zunahmen
Γ-8' nicht gleich, weder bezüglich ihrer Amplitude
noch bezüglich ihier Phase. Daher werden sie mit
abnehmenden Amplituden und wechselnden relativen Phasen dargestellt. Das Wirkliche Ausgangssignal E'
ist deshalb durch die Summe der Vektoren 0-Γ, I'-2'
usw. gegeben. Das tatsächliche Ausgangssignal beini 5
maximalen Eingangssignal wird durch die Vektorsumme aller Inkremenle ί'-8'gebildet und in Fig. 5 B
durch den Vektor E' dargestellt. Die Veklofdifferenz 1/'
zwischen dem urivcrzerrteh Ausgangssignal E Und
dem tatsächlichen Ausgangssignal E' stellt die maximale,
von dem Verstärker eingeführte Verzerrung dar Bei Vorwärtskompcnsations-Verstärkern nach dem
Stand der Technik wurden die Schaltungsparameter mit Rücksicht auf den Verstärkungsfaktor bei niedrigem
Pegel des Hauptverstärkers gewählt. Das heißt. die Verstärkung und die Phase bei niedrigem Pegel
des Hauplverslärkers werden als Kriterien genommen,
an welchen der Fehler gemessen wird. Eine Abweichung des Verstärkungslaktors oder der Fiiase
mit Zunahme des Signalpegels wird als Fehler betrachtet und ein entsprechendes Fehlerkorrektursignal
in den Hauptsignalkanal eingegeben. Dieses Fehlersignal wird dem tatsächlichen Signal zugefügt.
Um das korrigierte Ausgangssignal zu erzeugen. Unter erzeugter Bezugnahme auf Fig. 5 B ist beim niedrigsten
gezeigten Pegel das tatsächliche Signal I' gleich dem unverzerrten Signal 1, so daß kein Fehlerkorrektursignal
gebildet wird. Wenn das Eingangssignal auf den Pegel 6 ansteigt, muß beispielsweise ein Fehlersignalvektor
a" dem Ausgangssignal E" zugefügt werden, um das korrekte Ausgangssignal 6 zu ergeben.
In ähnlicher Weise wird ein Fehlerkorrektursignal a' beim Pegel 8' benötigt, um das richtige Ausgangssignal
8 zu bilden. In jedem Fall führt die Korrektur zu einer Signalphase, die der Signalphase bei niedrigem
Signalpegel entspricht, wie dieser durch die Signale I und I' dargestellt wird. Es kann jedoch gezeigt werden,
daß bei dieser Korrekturbedingung die Leistung des Fehlerverstärkers nicht wirkungsvoll ausgenutzt wird,
indem ein Anteil der Leistung im Abschlußwiderstand 20. der mit dem Pol 4 des Ausgangskopplers 17
Als Ergebnis dieses Leistungsverlustes im Ausgangskoppler wird die Ausgangsleistung eines Vorwärtskompensationsverstärkers
verringert. Während dieser Ausgangs verlust durch eine Verstärkung der Ausgangsleistung des Fehlerverstärkers aufgefangen
werden kann, soll daran erinnert werden, daß gerade die Qualitäten des Fehlerverstärkers die Gesamtgüte
des Vörwärtskompensationsverstärkers als Ganzes jo
ausmachen. Demgemäß ist der Fehlerverstärker vorzugsweise ein leistungsschwacher Verstärker hoher
Güte. Wenn zwar die Ausgangsleistung des Fehlerverstärkers vergrößert werden kann, um die durch
den Vorwärtskompensationsverstärker gegebenen Anforderungen zu erfüllen, würde diese Maßnahme zu
einer Verschlechterung des Fehlerverstärkers und daher wiederum zu einer Verschlechterung des Gesamtverstärkers
führen. Diese Maßnahme führt demnach nur zur Verschleierung der Schwierigkeit, jedoch
nicht zu deren Lösung.
Die vorliegende Erfindung sucht diese Beschränkungen zu vermeiden, indem der Bezugsstandard,
gegen den der Fehler gemessen wird, neu definiert wird. Insbesondere wird der Fehlerbezug im Hinblick
auf Bedingungen bei gewissen speziellen hohen Pegeln aufgestellt, beispielsweise für maximale Ausgangsleistung,
und nicht mit Rücksicht auf Bedingiingen bei geringen LcistungspegeSn, wie bisher.
Daher sverden, unter Bezugnahme auf F i g. 6< die
auf den Ausgangsköppler 17 einwirkenden Signale
und die fCopplefpärameter in Betracht gezogen und
auf dem Ausgangssignalpegel 8 gemäß Fig. 5B definiert, und dieser Sighalpegcl wird zum Zwecke der
vorliegenden Erläuterung als der maximalen Ausgangsleistung des Haüplverstärkers entsprechend angesehen.
VoF Beginn dieser Erläuterung sollen jedoch die Eigenschaften eines passiven, reziproken Reaktanz-Viefpöl-Kopplers
kurz dargelegt werden. Die Pole 1-2 und 3-4 werden als konjugierte Polpaare bezeichnet.
Die Verteilungsmatrix M des Kopplers wird durch folgenden Ausdruck gegeben:
M =
S32
O
O
Hierbei bezeichnet die verallgemeinernde Bezeichnung S1J die Kopplung zwischen dem /-ten und dem
/-ten Pol. Da der Koppler ein reziprokes Reaktanz-* netzwerk ist, ist S,v = S^1- und insbesondere
= Is31I = Is2J =
hierbei ist t der Übertragungskoeffizient der»Durch«- Signalkomponente. Weiterhin gilt
(2)
wobei k der Kopplungskoeffizient der »gekoppelten«
Signalkomponente darstellt.
Wenn der Koppler 17 gleichzeitig bisymmetrisch ausgebildet ist, sind die durch die Gleichungen (1)
und (2) gegebenen Matrixkoeffizienten sowohl in Phase als auch in Größe einander gleich. Wenn der
Vrtrvtilor octimmolrtcrK oUerroKtlrie** jcf tritt MnP PKa-
sendifferenz auf, die einigen der Koeffizienten zugeordnet
ist.
Da für ein Vierpol gilt: MM* = 1 (wobei das Sternchen den konjugierten Pol des Ausdrucks bezeichnet)
folgt allgemein, daß
(3)
wobei 6ik = 0 ist, wenn i ψ k und />ik = 1 ist, wenn
t = ic ist.
Dies führt zu einer Anzahl von nützlichen Beziehungen
zwischen den Verteilungskoeffizienten, von denen einige aufgeführt sind:
S13Sr3 + S23Si3 = 1 - (4)
Daraus folgt, daß
Is13I2 + Is23P = 1 - (5)
Auch gilt beispielsweise
Sf3Sj4 + Sf3S2* = 0 (6)
S13Si3 + S^ =0. (7)
Uhlör erneuter Bezugnahme auf F i g. 6 wird
nunmehr gefordert, daß. wenn alle Verstärker mit ihrer jeweiligen maximalen Ausgangsleistung arbeiten,
die ganze einfallende, dem Signal V des Hauptkanals zugeordnete Leistung dem Pol 1 des Kopplers 17
zugeführt wird und daß alle einfallende und dem Feh-Ierkorreklufsignal
c zugeordnete Leistung an den Pol 2 ί/rvygekoppelt werden, daß diese Eingangssignale
im Ausgangspol 3 miteinander kombiniert werden.
ti in das Atisgangssignal E zu erzeugen, und daß keine
Leistung in dem ohmschen Abschlußwidersland 20,
welcher an den Kopplerpol 4 angeschlossen ist, verbraucht wird.
Wenn die beiden zuvor angerührten Bedingungen an Hand der unterschiedlichen Signale ausgedrückt
werden, wird folgendes erhalten:
+ rS
VS1
= 0.
(81
(9)
Wenn die Gleichung (9) nach ν aufgelöst wird und
in Gleichung (8) eingesetzt wird, findet man
VS,
r = -v
S2,
(10)
(in
Wenn der Zähler und Nenner des zweiten Ausdruckes der Gleichung (11) mit SJ4 multipliziert wird,
erhält man
VS23JS11S^i
C C*
ύ2ΛΛ2Λ
ύ2ΛΛ2Λ
(12)
35
Wenn S14Sf4 aus Gleichung (7) substituiert wird
unter Berücksichtigung von
wira ernaiten:
VS13 + VS13J^y = E.
was vereinfacht werden kann zu
VSi3 = ElS24P.
(13)
(14)
Da VSn die Komponente des Hauptkanalsignals
ist, welche an dem Ausgangspol 3 auftritt, und zwar entsprechend dem Signal E' in Fig. 5B. und da
Is24I2 eine reelle Zahl ist, stellt Gleichung (14) fest,
daß E' und das Ausgangssignal E in Phase sind.
Die mit dem Pol 3 gekoppelte Komponente des Fehlerkorrektursignals wird durch Substituieren von
£|S24p an Stelle von KS13 in Gleichung (8) abgeleitet
und nach rS23 aufgelöst. Dies ergibt
rS23 = E-ElS24P U5)
VS23 = E(I-IS24P) = ElS14P. (16)
Die neuen Signalverhältnisse, wie sie durch die Gleichungen (14) und (16) definiert werden, sind in
F i g. 7 dargestellt. Die F i g. 7 umfaßt, ebenso wie
Fi g. SB, die unverzerrten Sigmilinkremenie 1^8 Und
die tatsächlichen Sighaiinkfemente (ZUwachsbefräge)
Γ-8'. In F i g. 7 wird jedoch das Fehlerkorrektur^
signal //'= rS2j nunmehr in Phase mit dem Signal
E' = I7S(J zugefügt, urn das richtige Aüsgangssighai E
sill erhalten* Dies ist offenbar unterschiedlich von der
in F i g, SB gezeigten Arbeitsweise; bei welcher das
Fehlerktiffeklufsiprtai E' und das resultierende korrigierte
Ausgangssignal E nicht in Phase sind. Dieses Erfordernis der Phasengleichheit bedeutet, daß der
Bezugsphasenwinkel. gegen welchen der Phasenfehler gemessen wird, durch die Phase des Ausgangssignals 8'
bei höchstem Pegel, und nicht durch den Phasenwinkel des Signals I bei niedrigstem Pegel, wie früher,
definiert wird
um ein iviali der Größe des hehlerkorrektursignals
bei Zwisehensignalpegeln 1-7 zu erhallen, werden
entlang des Vektors E' (in Verlängerung, falls notwendig)
Kreise mit den Radien I bis 7 geschlagen und Vektoren /wischen den Punkten V. 2' ... T und den
entsprechenden Punkten I. 2 ... 7 entlang des Vektors £' gezogen. Zur Illustration sind zwei derartige
Vektoren ,;" und ,;"' für die Pegel 5 und 6 in F i g. 7
eingezeichnet.
Es sei unter Bezugnahme auf die F i g. 7 und 5 B darauf hingewiesen, daß mindestens bei den höheren
Signalpegeln die Fehlerkorrektursignale, w ie sie durch
die oben konstruierten Vektoren,/', ft" und ,1'" dargestellt
werden, kleiner sind als die entsprechenden Fehlerkorrektursignale, wie diese durch die Vektoren
a. a" und a" dargestellt sind und zur Wiederherstellung
der Signalphase bei niedrigen Pegeln benötigt werden. Dies bedeutet, daß für das gleiche
korrigierte Ausgangssignal der Fehlerverstärker nunmehr kleiner gemacht werden kann. Oder, bei anderer
Betrachtungsweise, kann für einen Fehlerverstärker gieicher Größe nunmehr ein größeres Ausgangssignal
erhalten werden. Bei geringen Signalpegeln kann die
geringer sein, aber bei diesen relativ geringen Pegeln
ist der Leistungsbetrag jedenfalls klein und weit unter den Leistungsreserven des Fehlerverstärkers.
Zusammenfassend wird festgestellt, daß bei einem Vorwärtskompensationsverstärker gemäß Erfindung
das Fehlereingabenetzwerk ein Richtungskoppler mit zwei Paaren konjugierter Pole 1-2 und 3-4 ist. Wenn
das Signal in dem Hauptsignalkanal an den Pol 1 und das Fehlerkorrektursignal an den Pol 2 angekoppelt
werden, wird alle Signalenergie dem Ausgangspol 3 zugeführt, um das maximale, korrigierte
Ausgangssignal £ zu erzeugen, wenn die Signalkomponente V des Hauptkanals und das Fehlerkorrektursignal
r durch folgende Ausdrücke gegeben sind:
K =
60
(17)
(18)
Da |S14p ebenfalls eine reelle Zahl ist. stellt die
Gleichung (16) fest, daß das Fehlerkorrektursignal VS23 (entsprechend α' in F i g. 5 B) ebenfalls in
Phase mit dem Ausgangssignal E ist.
Hierbei ist ν das Fehlerverstärkungssignal bei
maximalem Ausgangssignal des Hauptsignalverstärkers.
Nachdem der Ausgangskopplcr und die an diesen
anzulegenden Signale definiert worden sind, befaßt sich die verbleibende Erläuterung mit den praktischen
Aspeklen des Entwurfs eines Vorwärtskompcnsations-Verslärkers
und insbesondere mit dem Entwurf des übrigen Teils des Verstärkers, um die obig definierten
Bedingungen zu erfüllen.
In der Praxis wird ein Vorwärtskompensalions-Verstärker, ausgehend Von den verfügbaren Verstärkern,
konstruiert. Es wird demnach mit einem speziellen Hauptverstärker, der eine spezielle maximale
Ausgangsleistung P11, aufweist, und einem Milfs-
oder Fchlcrverstärker ausgegangen, welche ebenfalls
eine bekannte maximale Ausgangsleistung P1 aufweist.
Für eine erste Annäherung ist die dem Ausgangskoppler von deni Hauptsignalkanal zugeführte
Leistung gleich P,„. Die dem Ausgangskoppler von dem Fehlerverslärker zugefiihrte Leistung ist Pt. Da
aiie eintreffende Leistung dem Ausgangspol zugeführt
wird, beträgt die totale maximale Ausgangsleistung
Pn =
(19)
V
v
(20)
P,n
V1
si
Dabei gilt
μ _
(21)
(22)
(23)
Hierbei ist tt die relative Rauschtemperatur des
Fehlerverstärkers, m24 der Verteilkoeffizient, welcher
die Kopplung zwischen den Polen 2 und 4 des Kopplers 16 definiert, und S24 ist der Verteilkoeffizient,
weicher die Kopplung zwischen den Polen 2 und 4 des Kopplers 18 definiert.
Typischerweise weist der Koppler 18 20 bis 30 db auf, so daß die Größe von S24 nahezu eins ist. Wenn
diese Substitution durchgeführt wird, reduziert sich
die Gleichung (23) zu
/U24'2
(24)
Gleichung (24) stellt fest, daß, wenn das gesamte Eingangssignal in den Kanal 11 eingeführt wird. el. h.,
IiI24 = I. die Gesamtrauschlcmperatur / gleich tt ist.
welches die optimale Rauschtemperatur ist. welche erreicht werden kann. Offenbar muß ein Anteil des
Eingangssignals dem Hauplvcrstärkcr zugeführt werden. Da jedoch die Verstärkung durch den Hauplverstärker
gewöhnlich nicht schwer zu verwirklichen ist. wird der Eingangskoppler mehr im Hinblick auf
Rauschzahl als auf Verslärkungsgewinn ausgelegt. Als Beispiel sei angenommen, daß 20% Zunahme der
relativen Rauschtemperatur als zulässig betrachtet sverdeii kann. Aus Gleichunc (24) wird erhalten:
, = .' r.'« = I = ι ·2ίε (25)
1HI24-
Das Verhältnis des Hauplverstärkersignals V zum
Fehlerkorrektursignal ν ist aus den Gleichungen (17)
und (18) durch folgenden Ausdruck gegeben:
oder
Da
1 + 'ε
I + 1 · 2/t '
Die Kopplerparameter werden dann mit Rücksicht auf das Leistungsverhältnis P11, P, durch folgenden
Ausdruck definiert:
!/H14I- +
(26)
(27)
Die Gleichungen (21) und (22) definieren vollständig
Α',η. Ρ··;·£™£ί2- "jfcS \irs~un ' j'crS ·"* "" 'lafid
der maximal erzielbaren Leistung des Hauptverstärkers und des Fehlerverstärkers.
In einem Vorwärtskompensations-Verstärker übersteigt
die Rauschzahl des Fehlerverstärkers die Gesamtrauschzahl des Verstärkers. Aus diesem Grund
wird der Eingangskoppler vorzugsweise so ausgelegt, daß der Hauptanteil des Eingangssignals in den Kanal
11 des Fehlerverstärkers eingekoppelt wird und nicht in den Kanal 10 des Hauptverstärkers. Insbesondere
kann gezeigt werden, daß die gesamte relative Rauschtemperatur t eines Vorwärtskompensations-Verstärkers
durch folgenden Ausdruck ungefähr darstellbar ist:
ist. bestimmen die Gleichungen (26) und (27) den Eingangskoppler 16 völlig.
Als weiteres Beispiel wird angenommen, daß eine relative Rauschtemperatur von 5 für den Fehlerverstärker
angenommen wird. Einsetzen in Gleichungen (26) und (27) ergibt Hi24 = 6/7 und Hi14 = 1 7. Das
Letztere entspricht 8,45 db. Typischerweise · würde ein Koppler für 10 db benutzt werden.
Ein Maß für die Verbesserung der Rauschzahl, die mittels des neuen Vorwärtskopplungs-Verstärkers erzielt
wei'uen kann, ist uurdi Vergleich uef Rauschtemperatur
von 6 gemäß erläutertem Beispiel mit der relativen Rauschtemperatur von 1000 gegeben, die
beispielsweise dann erhalten wird, wenn der Hauptsignalverstärker eine Wanderfeldröhre ist.
Zur Bestimmung der Verstärkung G2 des Fehlerverstärkers
wird ein Einheitsverzerrungssignal angenommen, welches aus dem Hauptverstärker bei
Abwesenheit eines Eingangssignals austritt. Da ein reines Fehlersignal vorliegt, würde ein derartiges
Signal kein Ausgangssignal erzeugen. Hieraus macht der Schleifenausgleich erforderlich, daß
= 0.
(28)
Dabei ist sy der verallgemeinerte Verteilungskoeffizient
des Kopplers 18.
Die Auflösung nach G2 ergibt
Die Auflösung nach G2 ergibt
60 Q=- 5i3S13
(29)
Das Eingangssignal S1 des Fehlerverstärkers ist
(30)
gen (18) | >i)id | 1 | (29) | wird | erhalten: | I |
ESf3 | S13 | |||||
.s,j5,., | ||||||
V ^2J | ||||||
oder | ||||||
52 . XI4 . | ||||||
"~~ ill L | 23 S1 , | |||||
Durch Substitution von r und G2 aus Glcicluin- Hieraus wird abgeleitet, daß
c,„ = ^ [I -IS13I2 -Is13I2]. (37)
(31) 5 Αΐ3ύ<·'
Substitution für ym in Gleichung (35) ergibt
E = I"i-lÄJ.i. (38)
•1*3
was, nach Einfügung in Gleichung (37), folgendes ergibt:
F i g. 8 ist ein Blockdiagramm des Kopplcrs 18
und zeigt die Eirigangssignalc r,„ und 17, die an den ß _ J7/|(_'24_ h,. 12 _ 15 12-1 ^\
Polen 1 bzw. 2 anliegen, und die Ausgangssignale V 15 '" S13Sf3 3 l3 '
und vr, die an den Polen 3 bzw. 4 entnonifnen werden.
Wenn ein Einhcitseingangssignal angenommen wird, Durch Substitution von i>„, aus Gleichung (33)
wird das Ausgangssignai r-r Hos Hauptverstärkers 12 und .Auflösung nach .C21 wird folgendes angenähertes
durch folgenden Ausdruck gegeben: Ergebnis erhalten:
v„, = Hi23G1, (33) 20 l
wobei Hi1J-der verallgemeinerte Verteilungskoeffizient n "" 1"I23G1P 2 — |S13|2
des Eingangskopplers 16 und G1 der Hauptverstär- IhI24J2ISiTF" |S|3|2
kergcwinn bei maximaler Ausgangsleistung ist.
v„ das Referenzsignal, ist ciniach 25 Umer Erinnerun& daß
v„ das Referenzsignal, ist ciniach 25 Umer Erinnerun& daß
vr - Hi24. (34)
Das Verhältnis zwischen den Ein- und Ausgangs- lÄi3i + I-^231 = ' >
I'*')
Signalen des Kopplers 18 ist wie folgt:
, -v- fs* ίτο 3° bestimmen die Gleichungen (40) und (4 Ϊ) den Koppler
v„r\i -f Hi24S23 -ν- CO13 (35) jg vo,|ständig an Hand von Sii des Koppler 17
l|ncj fernerhin der Leislungsverstärkung G, des Haupt-
■ ρ Verstärkers bei maximaler Ausgangsleistung und Hi23
V111S14. + ni24s,4 = i\ = — —-—23 '^14 (36) sowie m24 des Kopplers 16, wobei alle diese Aus-
^13S13 35 drücke bekannt sind.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (2)
1. Hochfrequenz-Leistungsverstärker mit Vorwärtskompensation
der Fehlerspannung mit einem ersten Signalweg und parallel hierzu einem zweiten Signalweg, wobei der erste Signalweg, in Kaskade,
einen Hauptsignalverstärker und ein erstes Zeitysrzögerungsnetzwerk
umfaßt, während der zweite Signalweg, in Kaskade, ein zweites Zeitverzögerungsnetzwerk
und einen Fehlerverstärker aufweist, mit einem ersten Richtungskoppler zur Aufteilung
des Eingangssignals in zwei unterschiedliche Signalkomponenten und zur Kopplung jeweils
einer Komponente an den Eingang des zugehörigen Signalweges, mit einem zweiten Richtungskoppler
zur Kopplung eines Teils des Ausgangssignals des Hauptsignalverstärkers an den Eingang des Fehlerverstärkers,
sowie mit einem dritten Richtungskoppler zur Verbindung der Signale der beiden Signalwege, dadurch gekennzeichnet, daß
der dritie Richtungskoppler (17) die Signale in zeit- und phasengerechter Weise an seinem Ausgangspol
(3) bei einem Signalpegel miteinander vereinigt, der dem maximalen Ausgangssignalpegel
entspricht oder diesem angenähert ist.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der dritte Richtungskoppler (17) zwei Paare konjugierter Pole (1-2, 3-4) aufweist,
daß die Signale des ersten und zweiten Signalwegcs an den konjugierten Polen (1 und 2)
zugeführt werden r.nd da Ausgangssignal von dem Pol (3) eines z'veiten Paares konjugierter
Pole (3 und 4) abgenomme · wird und daß die Kopplungsparameter (S13 undS23)durch folgenden
Ausdruck gegeben sind:
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: AT & T TECHNOLOGIES, INC., NEW YORK, N.Y., US |
|
8328 | Change in the person/name/address of the agent |
Free format text: BLUMBACH, P., DIPL.-ING., 6200 WIESBADEN WESER, W., DIPL.-PHYS. DR.RER.NAT., 8000 MUENCHEN ZWIRNER,G., DIPL.-ING. DIPL.-WIRTSCH.-ING., PAT.-ANW., 6200 WIESBADEN |