DE2744600C2 - - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/232—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using phase shift, phase roll or frequency offset correction
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Echoauslöschvorrichtung gemäß
Oberbegriff des Patentanspruchs 1 (US-PS 37 21 777).
Bei Nachrichtenwegen über Trägersysteme wird ein Signal, das
aufgrund einer Impedanzfehlanpassung an einem Gabelschaltungsübergang
zurückgelaufen ist, aufgrund seiner verzögerten Ankunft
bei der Signalquelle als Echo festgestellt. Das zurückgelaufene
Signal, also das Echo, kann zeitlich variierende Übertragungsbeeinträchtigungen
wie eine Frequenzversetzung oder Phasenjitter erfahren.
Eine Frequenzversetzung in einem Echoweg kann bei bestimmten
Arten von Frequenzmultiplex-Übertragungssystemen auftreten,
bei denen nicht eine gemeinsame Trägerquelle
sowohl für die Sender- als auch für die Empfängerendstelle
an einem Ende eines Übertragungssystems verwendet wird
und dieses System zwischen der Echosteuervorrichtung und
dem Gabelschaltungsübergang angeordnet ist. Phasenjitter bezieht
sich auf ungewollte Phasenänderungen zwischen aufeinanderfolgenden
Teilen eines sich wiederholenden Signals
bezüglich der Phase einer Dauerschwingung bei einer festgelegten
Frequenz und kann ebenfalls aus einer Vielzahl von
Wirkungen in verschiedenen Trägersystemen, die einen Teil
des Echoweges ausmachen, resultieren. Ein typisches Trägersystem
umfaßt zwei Einwegsignalwege, wobei Phasenunterschiede
auch zwischen den Trägersignalen der beiden Wege aufgrund
zeitlich variierender Signalausbreitungsverzögerungen
auftreten können. Demgemäß muß ein vielseitiger und anpassungsfähiger
Echoauslöscher zeitlich variierende Phasenbeeinträchtigungen
im Kanal kompensieren, um eine angemessene
Echoauslösung zu erzeugen.
Eine Lösung dieses Problems besteht darin, die Geschwindigkeit
des vom Echoauslöscher durchgeführten adaptiven Prozesses
zu erhöhen, um eine Anpassung an zeitliche Veränderungen
des Impulsgangs des Echoweges zusätzlich zu den immer
vorhandenen, etwas zeitlich invarianten Eigenschaften
des Impulsganges zu schaffen. Dies kann durch Erhöhen der
inkrementalen Größe oder Verstärkung des Adaptionsprozesses
getan werden; diese Lösung befindet sich jedoch nicht im
Einklang mit einer Minimierung des Restechos, da die zum
Anpassen an zeitliche Veränderungen erforderliche Arbeitsgeschwindigkeit
zu Lasten eines präzisen Arbeitens geht.
Ein präzises Arbeiten ist wesentlich für die Verfeinerung
des Adaptionsprozesses, um eine genaue Kopie des Echosignals
zu erzeugen und das Restecho minimal zu machen. Eine schnelle
Konvergenz führt auch zu einer Verringerung der Stabilität
der Echoauslöscher und zu einer Erhöhung einer unerwünschten
Adaption, wie an Rauschen und Doppelsprechen, d. h., Intervalle,
in denen von beiden Einwegsignalwegen gleichzeitig
Signale übertragen werden.
Bei einer bekannten Echoauslöschvorrichtung der eingangs genannten
Art (US-PS 37 21 777) dient die variable Phasenschieberschaltungsanordnung
zum Berücksichtigen der Verzögerung
des Echowegs. Um das Echosignal zu "kopieren", wird aus dem
echoerzeugenden Eingangssignal und dem Echosignal die Kreuzkorrelationsfunktion
gebildet. Durch Berechnen des Maximums
dieser Funktion wird ein Wert erhalten, der der Verzögerung
des Echowegs entspricht. Zwar können mit dieser bekannten Anordnung
durch den "Echopfad" hervorgerufene Laufzeitverzögerungen
berücksichtigt werden, jedoch ist es nicht möglich,
zeitlich variierende Phasenverschiebungen und Frequenzversetzungen
zu kompensieren, so daß keine optimale Echoauslöschung
erfolgt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, bei einer Vorrichtung
der eingangs genannten Art die zeitlich variierende Phasenverschiebung
in einer Weise zu kompensieren, die mit dem
Arbeiten des Gradientenalgorithmus kompatibel ist, der adaptativ
zum Synthetisieren einer Kopie eines Echosignals benutzt
wird.
Weiterhin sollen auf vorteilhafte Weise die inhährenten Merkmale
adaptiver Echoauslösch- und Phasenverschiebungsmethoden
kombiniert werden, um einen hochflexiblen und stabilen
adaptiven Echoauslöscher zu schaffen.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1 gekennzeichnet
und im Anspruch 2 vorteilhaft ergänzt.
Mit der Erfindung werden die Probleme bekannter Echoauslöscher
gelöst. Die erfindungsgemäße Lösung umfaßt einen
adaptiven Phasenschieber und einen adaptiven Echoauslöscher,
die automatisch arbeiten, um selektive Teile einer Echowegübertragungsfunktion
zu synthetisieren. Wenn die Synthese an
die Übertragungsfunktion angepaßt ist, wird eine zeitlich
variierende Phasenkomponente für eine zusammengesetzte
Kopie des Echosignals erzeugt. Diese Anordnung erzeugt
eine wirksame Echoauslöschung durch eine automatische
Einstellung der zeitlich variierenden Phasenkomponente des
Echosignals, während eine gleichzeitige Adaption verfügbar
gemacht wird, um den mehr oder weniger zeitlich unveränderlichen
Teil des Echosignals ohne Kompromiß für einen von
beiden Prozessen zu synthetisieren.
Allgemeiner ausgedrückt nimmt die Erfindung die Form
eines zum Echoweg parallelen Signalweges einer Anordnung an, die einen
variablen Phasenschieber und einen adaptiven Echoauslöscher
aufweist, die also in Reihenschaltung den Echoweg überbrücken,
der ein synthetisches Echosignal erzeugt, das eine zeitlich veränderliche
Phasenverschiebung aufweist. Der Parallelsignalweg erzeugt
ein Ausgangssignal, das durch die serielle Signalverarbeitung
von Phasenschieber und Echoauslöscher gebildet wird.
Dieses Ausgangssignal, also das synthetische Echo, wird vom Echosignal subtrahiert, um
ein Restecho zu erzeugen. Eine Steuervorrichtung spricht
auf das Restecho und das resultierende Ausgangssignal an,
um den Phasenschieber so anzupassen, daß er im Ausgangssignal
des Parallelsignalweges eine zeitlich veränderliche Phasenverschiebung
einführt. Diese Phasenverschiebung ist so
angepaßt, daß sie der zeitlich veränderlichen Phasenverschiebung
des Echosignals derart entspricht, daß das Restecho
minimal wird.
Im folgenden wird die Erfindung anhand einer Ausführungsform
erläutert. In den Zeichnungen zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild einer erfindungsgemäß aufgebauten Echoauslöschvorrichtung;
und
Fig. 2 und 3 Ergebnisse mehrerer Tests, die durchgeführt
worden sind, um die Leistungsfähigkeit aufzuzeigen,
die bei Verwendung der erfindungsgemäßen Prinzipien
erreicht werden kann.
Wenn man in Fig. 1 zunächst den gestrichelt eingerahmten
Block 100 ignoriert, ist grundsätzlich eine einzige Übertragungsanschlußstelle
zum Verbinden einer einzigen Zweidrahtleitung
111 mit zwei Zweidrahtleitungen 112 und 113 mittels
Trägersystemen 114 bzw. 116 und einer Gabelschaltung
117 dargestellt. Bei den Trägersystemen 114 und 116
kann es sich um irgendeine der zahlreichen verschiedenen verwendeten
Formen handeln. Die Gabelschaltung 117
kann generell ein (nicht gezeigtes) Abstimmnetzwerk für Impedanzanpaßzwecke
umfassen. In der Fernsprechnomenklatur bezeichnet
man
die zwei Zweidrahtleitungen 112 und 113 als
Vierdrahtleitung. Die Zweidrahtleitung 111 wird gewöhnlich für
Ortsschaltungen, beispielsweise für Fernsprechteilnehmerleitungen,
verwendet, während letztere typischerweise in Ferngesprächsleitungen
für Fernübertragung verwendet wird und
die Form eines Trägersystems haben kann.
Im Idealfall gelangen alle von der Leitung 112 kommenden
Signale lediglich zur Leitung 111, und von letzterer ankommende
Signale gelangen über die Gabelschaltung 117 zur
Leitung 113. Da jedoch in den wirklichen
Übertragungsschaltungen, die mit der Gabelschaltung 117
verbunden sind, Impedanzfehlanpassungen nicht verhindert
werden können, erscheint ein Teil der Signalenergie auf der Leitung
112 in der Schaltung 116 und wird beim Nichtvorhandensein
irgendeiner Art von Echounterdrückung oder Echoauslöschung
über die Leitung 112 zurückgeführt. Aufgrund der
Übertragungsverzögerungen, welche die über die Schaltungen
112, 114, 117 und 113 in Fig. 1 geführten Signale erfahren,
wird das Rückkehrsignal als Echo empfunden. Der
vollständige Echosignalweg bezüglich der Anordnung 100 umfaßt
die Trägersysteme 114 und 116 und den Leck- oder Streusignalweg
der Gabelschaltung 117. Oft werden
Synchronsysteme für die Trägersysteme 114 und 116 verwendet.
Synchronsysteme benutzen bekannte Modulationsmethoden
für eine wirksame Informationsübertragung, beispielsweise
die Einseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger. Demgemäß
wird die Echoauslöschanordnung 100, die später diskutiert
werden wird, zum Eliminieren des Echosignals ohne irgendeine
Unterbrechung des Signalweges zwischen der Schaltung
116 und der Leitung 113 verwendet. Bei den meisten Anwendungen ist die
Anordnung 100 wahrscheinlich geographisch von der Gabelschaltung
117 entfernt angeordnet. Ferner wird typischerweise am
anderen Ende der Übertragung zwischen den Leitungen 112
und 113 (was in Fig. 1 nicht gezeigt ist) eine andere Echoauslöschanordnung
vorgesehen, um eine Echoauslöschung
für von der Schaltung 113 stammende Signale zu bewirken,
die unvermeidlich über die Schaltung 112 teilweise als Echo
zurückkehren.
In Fig. 1 ist eine digital arbeitende Echoauslöschanordnung 100
gezeigt. Dementsprechend werden Analog/Digital-Wandler
118 und 119 und ein Digital/Analog-Wandler 121 benutzt, um
die passenden Signalumsetzungen zwischen dem analogen und
dem digitalen Teil der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung
durchzuführen. An diesem Punkt wird nocheinmal betont,
daß die Übertragungsanordnung in Fig. 1 eine Anzahl unterschiedlicher
Formen haben kann. Wenn beispielsweise die Signale
auf den Leitungen 112 und 113 Digitalsignale sind,
ist die in Fig. 1 gezeigte Art von Wandlern nicht erforderlich.
In diesem Fall würden die Umwandlungen von digital
nach analog und umgekehrt ein integraler Teil der Leitungen
112 und 113 sein, und sie würden die beiden Einwegsignalwege abschließen,
um eine Analogsignalschnittstelle für die Trägersysteme
114 und 116 und die Gabelschaltung 117 zu schaffen.
Die Echoauslöschanordnung 100 kann auch dazu ausgelegt sein, direkt
mit diesen Digitalsignalen zu arbeiten. Es sei jedoch
betont, daß die Echoauslöschanordnung auf Wunsch vom Fachmann
auch leicht für die Benutzung einer analogen Schaltungsanordnung
konzipiert werden kann. In diesem letzteren Fall wären
keine Signalumsetzungen erforderlich, wenn die wirklichen
Übertragungssignale an den Verbindungsstellen aller Schaltungen,
einschließlich der Trägersysteme 114 und 116, analog
wären.
Die im Block 100 in Fig. 1 enthaltene Echoauslöschanordnung
bildet einen paralellen Signalweg zum Signalweg des tatsächlichen Echos, um ein Ausgangssignal - synthetisches Echo -
zu erzeugen, das eine Kopie des vom System 116 ausgehenden
Echosignals darstellt. Der Parallelsignalweg umfaßt in Reihenschaltung
einen variablen Phasenschieber 122 und einen adaptiven
Echoauslöscher 123. Da vom Phasenschieber 122 und vom
Echoauslöscher 123 eine lineare Signalverarbeitung vorgenommen
wird, kann deren Benutzungsreihenfolge im parallelen
Signalweg vom Fachmann nach Wunsch gegenüber der in Fig. 1
gezeigten leicht umgekehrt werden.
Der Echoauslöscher 123 ist allgemein gezeigt, da er irgendeiner
von einer Anzahl verschiedener bekannter Echoauslöscher
sein kann. Beispielsweise können herkömmliche Echoauslöscher
verwendet werden, die typischerweise eine adaptive
Steuerschleife umfassen, um das Duplikat des tatsächlichen Echos, das durch die
Signalverarbeitungsschaltungsanordnung in diesem synthetisiert
worden ist, zu modifizieren. Obwohl durch Fig. 1 eine
digitale Ausführungsform einer Echoauslöschschaltungsanordnung
angegeben ist, kann wieder eine analoge Schaltungsanordnung
verwendet werden, insbesondere, wenn man eine analoge
Ausführungsform des Phasenschiebers 122 zu benutzen
wünscht.
Der Phasenschieber 122 im Parallelsignalweg umfaßt
einen Hilbert-Umformer 124, Multiplizierer 126 und 127
und einen Addierer 128. Die restlichen Teile der
Schaltungsanordnung im Phasenschieber 122 bilden den Steuerweg
einer adaptiven Steuerschleife. Die Eingangssignale der
Steuerschleife sind die vom Echoauslöscher 123 erzeugte Kopie
des Echosignals - synthetisches Echo - und das Restechosignal oder Fehlersignal, das
vom Ausgang einer Subtrahierschaltung 129 geliefert wird.
Der Phasenschieber 122 erteilt dem Eingangssignal des Echoauslöschers
123 eine Variabelphasenkomponente. Deshalb vermag
der Echoauslöscher 123 eine Kopie zu erzeugen, die eine
zeitlich veränderte Komponente umfaßt, die derjenigen
entspricht, die durch die Trägersysteme 114 und 116 einzeln
oder in Kombination eingeführt worden ist. Die Kopie
ist in diesem Fall auch das zusammengesetzte Ausgangssignal
des Parallelsignalweges, der die serielle Signalverarbeitung
von Phasenschieber 122 und Echoauslöscher 123 umfaßt. Am typischsten
hat die zeitlich veränderliche Komponente die Form
einer Frequenzversetzung, die als kontinuierliche Phasenverschiebung
oder als Phasenschwankung des die Gabelschaltung
117 durchlaufenden Echosignals erscheint. Was das Impulsverhalten
des Echosignalweges betrifft, erzeugt die
Frequenzversetzung eine zeitliche Veränderung im Impulsverhalten
entsprechend einer Phasenschwankung (phase roll).
Zur Erläuterung der Erfindung wird nun eine
kurze mathematische Darstellung gegeben. Der Fall einer konstanten
Phasenverschiebung des Eingangssignals r(t) um
Radian kann das Phasenschieberausgangssignal ausgedrückt
werden als
Dabei bedeutet s(t) das am Ausgang des Summierers 128 erscheinende
Signal und (t) resultiert aus einer Filterung
von r(t), die als Hilbert-Transformation bekannt ist. Die
Hilbert-Transformation ist definiert in Signals and Noise in
Communication Systems von H. E. Rowe, copyright 1965, D. Van
Nostrand Company, Inc., Abschnitt 1.5, Seiten 13 bis 20. In
einer Frequenzebenendarstellung von r(t) resultiert (t)
aus einer Quadraturphasenverschiebung, d. h., einer 90°-Phasenverschiebung
einer jeden spektralen Komponente von r(t).
Somit wird eine Verwirklichung der Hilbert-Transformation
durch ein Allphasenfilter erzeugt, dessen Ausgangssignal
gegenüber seinem Eingangssignal um 90° verschoben ist, oder
durch zwei verzögerungsentzerrte Filter, deren Ausgangssignale
sich bezüglich ihrer Phase um 90° unterscheiden.
Bei der beispielsweisen Anwendung der vorliegenden Erfindung
umfaßt der Echoweg eine Phasenverschiebung oder einen
zeitlich veränderten Parameter ϕ. Wenn der Phasenschieber
112 eine geschätzte Phasenverschiebung von gleich ϕ erzeugt
und der Echoauslöscher 123 adaptiert ist, erzeugt der
Parallelsignalweg ein Ausgangssignal - synthetisches Echo -, welches das tatsächliche Echosignal
vollständig auslöschen kann. Zur automatischen Adaption
von , die mit dem automatischen Betrieb eines adaptiven
Echoauslöschers kompatibel ist, erzeugt ein adaptiver Gradientenalgorithmus
eine gleichlaufende Adaption des variablen
Phasenschiebers 122 und des adaptiven Echoauslöschers 123. Dies
versetzt den Echoauslöscher 123 in die Lage, eine Kopie des Gabelschaltungsimpulsganges
zu synthetisieren und gleichzeitig
das zeitlich veränderliche Phasenkomponentenmodell der durch
die Trägersysteme eingeführten Phasenverschiebung zu synthetisieren.
Somit bilden die Kaskadenschaltung aus Phasenschieber
122 und Echoauslöscher 123 die gesamte Echoweg-Übertragungsfunktion
nach.
Die iterative Gleichung für die Parameter in einem adaptiven
Gradientenalgorithmus hat allgemein die Form
b n + 1 = b n - kg(f(e)) (2)
Dabei bedeuten: b den Parameter, der zeitlich diskret geändert
wird, n die Abtastwertzahl, k eine "Verstärkungs"-Konstante
und g die Gradientenfunktion von f (.), welche die
im adaptiven Prozeß zu minimierende Funktion ist. Im allgemeinen
würde b die einstellbaren Parameter des Auslöschers 123
und des Phasenschiebers 122 enthalten. Im spezielleren Fall der
vorliegenden Erfindung wird eine Konzentrierung auf den
Phasenschieber 122 vorgenommen (der Auslöscheraufbau plus der
Steueralgorithmus sind dem Fachmann bekannt), und somit
ist der zu b äquivalente Parameter, und e² ist die zu minimierende
quadratische Echofunktion. Eine Berechnung des
Ausdrucks für den mittleren oder gemittelten quadratischen
Auslöscherausgangsfehler zum Zweck des Steuerns der adaptiven
Schleifen einschließlich des adaptiven Echoauslöschers
führt zu
In Gleichung (3) ist:
der Vektor der Auslöscherabgriffsgewichtungen
im Echoauslöscher 123, d. h., c i ist der Multipliziererkoeffizient
eines Abgriffs i der Verzögerungsleitung des
Echoauslöschers 123, N ist die Anzahl der Abgriffe im Echoauslöscher
123 und
ist der Vektorabtastwert von r(t) in der Verzögerungsleitung
des Echoauslöschers 123. Die Vektortransponierung (vector transpose)
von c ist mit c′ gekennzeichnet; ε n ist das Ausgangssignal
der Gabelschaltung 117 beim Nichtvorhandensein irgendeiner Phasenverschiebung;
der Index n gibt die Abtastnummer an und
< < kennzeichnet den Vorgang des statistischen Mittelns.
Der gewünschte Gradient ist . Da jedoch eine statistische
Mittlung nicht praktisch ist, wird statt dessen , dessen
Kurzzeitmittelwert, oder eine andere geeignete Funktion von
verwendet. Die für den Zweck der Darstellung benutzte
unbeeinflußte Schätzung von ist
wobei Gleichung (4) einfach durch Differenzieren von e in
Gleichung (3) erzeugt worden ist. Der Ausdruck
in Gleichung (4) ist die Hilbert-Transformation des
Ausgangssignals oder die durch den Echoauslöscher 123
synthetisierte Kopie des tatsächlichen Echos. Somit ist die adaptive aktualisierte
Gleichung für
wobei der Ausdruck in den Klammern [ ] dadurch erzeugt worden
ist, daß die Hilbert-Transformation des Auslöscherausgangssignals
genommen worden ist.
Die vorausgegangene Diskussion hat sich auf eine statische Phasenverschiebung
ϕ konzentriert. Jedoch kann eine zeitliche
Veränderung von ϕ bis zur Grenze des Algorithmus verfolgt
werden. Mit anderen Worten, wenn die Phase ϕ eine sich rasch
ändernde Funktion der Zeit ist, dann wird β n entsprechend
groß, um das Nachfolgen zu erlauben. β n ist die Schrittgröße
des steuernden Algorithmus, welche die maximale Folgefrequenz
bestimmt, mit der Phaseneinstellungen gemacht
werden. Es besteht jedoch eine obere Grenze für β, die damit
im Einklang steht, einen stabilen Algorithmus zu haben.
Beim Vorhandensein einer Frequenzversetzung wird die Phasenschätzung
kontinuierlich so lange berichtigt, wie das Signal
r n vorhanden ist. Wenn jedoch r n auf Null geht oder auf
einen sehr kleinen Wert, wie es der Fall ist, wenn die Sprache
aufhört, muß die Phasenverfolgung, wie sie in Gleichung
(5) gegeben ist, angehalten werden, selbst wenn die Quelle
der Phasenänderung im Echoweg weiter wirkt. Selbst wenn die
Sprache wieder beginnt, wäre daher eine neue Näherung oder
Konvergenz erforderlich. Die bevorzugte Methode besteht
darin, die Phasenvariable der Gleichung (5) statt dessen
als Phaseninkrement Δ zu behandeln und Δ zu summieren,
um zu erhalten, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Wenn bei
dieser Konfiguration r n Null ist, wird Δ nicht länger
adaptiert, aber fährt mit dem Variieren und Nachfolgen entsprechend
der letzten Schätzung der Frequenzversetzung fort.
Diese Ausführungsform schafft auch ein Mittel, um die adaptive
Phasennachführschleife während Doppelsprechens zu sperren,
während ein Schätzwert der Frequenzversetzung noch aufrechterhalten
wird.
Der Steuersignalverarbeitungsteil der adaptiven Anpaßschleife
des Phasenschiebers 122 weist zwei Signaleingaben auf. Die
erste ist das Signal, das durch die kombinierte Arbeitsweise
von Phasenschieber 122 und Echoauslöscher 123 erzeugt worden
ist also das synthetische Echo. Die andere Eingabe ist das Restecho, das vom Ausgang
des Subtrahierers 129 stammt. Ersteres Signal wird im
Hilbert-Umformer 131 um 90° phasenverschoben und im Multiplizierer
132 mit letzterem Eingangssignal (Restecho) multipliziert.
Wie bereits erwähnt sind Hilbert-Umformer auf diesem Gebiet
bekannt. Diese Umformer können unter Verwendung digitaler
oder analoger Methoden verwirklicht werden. Das Ausgangssignal
oder Produkt des Multiplizierers 132 wird einem Verstärker
133 zugeführt, dessen Verstärkung typischerweise
viel kleiner als Eins ist.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 133 wird in einem ersten
Akkumulator gespeichert, der einen Addierer 134 und eine Verzögerungsvorrichtung
136 aufweist. Ein zweiter Akkumulator
empfängt das Ausgangssignal der Verzögerungsvorrichtung 136.
Der zweite Akkumulator umfaßt gleichermaßen einen Addierer
137, ein Verzögerungselement 138 und einen zuschaltbaren zusätzlichen
Verstärker 139. Der erste Verstärker erzeugt
einen Verstärkungsfaktor, der die Geschwindigkeit der Phasenkonvergenz
und die Stabilität einer phasenadaptiven
Schleife bestimmt, während der zweite Verstärker eine Verstärkung
kleiner als Eins aufweist. Der einzige Zweck des
Verstärkers 139 liegt darin, eine Gesamtstabilität sicherzustellen,
die während bestimmter Arbeitsbedingungen erwünscht
sein kann. Das Ausgangssignal der Verzögerungsvorrichtung
138 ist ein Digitalsignal, das den Wert von anzeigt.
Dieses Signal wird trigonometrischen Wandlern 141 und 142
zugeführt, die als sin ϕ bzw. cos ϕ bezeichnet sind. Jeder
Wandler kann als Tabelle entsprechend seiner jeweiligen trigonometrischen
Funktion verwirklicht werden und die bekannte
Form eines Festwertspeichers (ROM) aufweisen. Die Wandler
141 und 142 erzeugen Werte der trigonometrischen Funktionen
entsprechend dem phasenanzeigenden Eingangssignal.
Multiplizierer 126 und 127 verwenden diese Werte für das
vom Wandler 118 erzeugte Signal, um eine Phasenverschiebung
im Ausgangssignal des Addierers 128 zu erzeugen.
Es sei darauf hingewiesen, daß mit Ausnahme des Akkumulators
der Verzögerungsvorrichtung 138, der zur Erzeugung eines
wunschgemäßeren Verhaltens hinzugefügt ist, die Anordnung
des Phasenschiebers 122 eine physikalische Verwirklichung
der durch Gleichung (5) angegebenen mathematischen Operationen
darstellt.
Die Arbeitsweise des Phasenschiebers 122 ist soweit für den
größten Teil beschrieben worden, wenn die phasenadaptive
Schleife geschlossen ist. Wenn Signale von der Leitung
111 übertragen und auf die Gabelschaltung
117 gegeben worden sind, befindet sich das Trägersystem 116
in seiner hauptsächlichen Rolle, die darin besteht, einen
Signaldurchschleusungsweg zur Leitung
113 für ursprüngliche Übertragungssignale anstatt Echosignalen
herzustellen. Während dieser Signalbedingungen ist das
Ausgangssignal des Subtrahierers 129 ein Signal hohen Pegels,
und beim Nichtvorhandensein eines Sperrdetektors 144 wirkt
es sich auf die Arbeitsweise des Phasenschiebers 122 nachteilig
aus. Genauer gesagt interpretiert die phasenadaptive
Schleife fehlerhaft das Signal hohen Pegels als Fehler, und
sie kann unter Verschlechterung des Verhaltens divergieren
anstatt zu konvergieren, um eine optimale Echoauslöschung zu
ergeben. Jedoch ist der Sperrdetektor 144 mit dem Eingang des
Trägersystems 114 und dem Ausgang des Trägersystems 116 verbunden,
um von der Zweidrahtleitung 111 stammende Signale beim Vorhandensein
oder Nichtvorhandensein von Signalen von der Leitung
112 festzustellen, und er öffnet einen Schalter
125. Dies hindert die Phasensteuerschleife des Phasenschiebers
122 am Adaptieren. Die beiden Akkumulatoren speichern
den Wert der Phasenverschiebung. Wenn der Verstärker 139 im
Rückkopplungsweg der Verzögerungsvorrichtung 138 verwendet
wird. Ist ein Schalter 146 zur Überbrückung des Verstärkers
139 erforderlich, so daß der Wert in der Verzögerungsvorrichtung
138 den vom Phasenschieber 122 auferlegten Phasenwinkel
nicht verringert und damit beeinflußt. Wenn andererseits der
Verstärker 139 im Akkumulator der Verzögerungsvorrichtung
138 nicht verwendet wird, ist der Schalter 146 nicht erforderlich,
und die beiden Akkumulatoren 134, 136; 137, 138 des Phasenschiebers 122
haben dieselbe Konfiguration.
Die Fig. 2 und 3 zeigen die Ergebnisse mehrerer Tests, die
durchgeführt wurden, um das vorteilhafte Verhalten zu ermitteln,
das durch das erfindungsgemäße Konzept geschaffen wird.
Der Echoweg und die Echoauslöschanordnung wurden in jedem
Fall simuliert. Die Übertragungscharakteristik des Übertragungsweges
wurde jedoch so ausgewählt, daß sie einen
ernsteren Fall darstellte als die meisten Echowege, denen
man in der Praxis begegnet. Spezieller ausgedrückt wurde
der Impulsgang des simulierten Echoweges so ausgewählt, daß
er eine Impulsantwort langer Dauer aufwies. Für jeden Fall
wurde die Echorücklaufverluststeigerung (ERLE) in Dezibel
über einen Bereich von Frequenzversetzungen aufgezeichnet.
In all den Tests wurde eine gemeinsame Schrittgröße verwendet.
Für das Nachrichtensignal wurde ein weißes Rauschen
mit einer Energie im Band von 0 Hz bis 4000 Hz in den Simulationen
verwendet. Der Echoweg hatte Tiefpaßverhalten mit
einer Grenzfrequenz von 3400 Hz. Die Abtastfrequenz des Digitalsignals
war 8 kHz.
In Fig. 2 sind die Ergebnisse des Verhaltens für einen adaptiven
Transversalfilter-Echoauslöscher mit einer 32 Abgriffe
aufweisenden Verzögerungsleitung gezeigt. Der Auslöscher
wurde ohne den vorliegenden variablen Phasenschieber und
mit zwei verschiedenen Anordnungen des vorliegenden variablen
Phasenschiebers getestet. Einer weist eine phasenadaptive
Schleife erster Ordnung auf, die den zweiten Akkumulator
138, 137 nicht umfaßt, und der andere weist eine phasenadaptive
Schleife zweiter Ordnung auf, die ein besseres Verhalten
schafft. In Fig. 3 ist das Verhalten derselben Testkombinationen
gezeigt, wobei der Echoauslöscher eine Verzögerungsleitung
mit 64 Abgriffen aufweist.
Wie man aus den Fig. 2 und 3 ersehen kann, erhöht das Hinzufügen
eines variablen Phasenschiebers die Leistungsmöglichkeit
verschiedener Echoauslöschanordnungen unterschiedlicher
Komplexität. Tatsächlich ermöglicht es der variable Phasenschieber
mit einer phasenadaptiven Schleife zweiter Ordnung
dem Echoauslöscher, dessen optimale Menge an Echoauslöschung
durch den Bereich der Versetzungsfrequenzen hindurch, die
zur Erzeugung der in den Fig. 2 und 3 gezeigten Ergebnisse
benutzt worden sind, zu schaffen.
Obwohl die Echoauslöschanordnung zur Erzeugung der Phasenverschiebung
und der Kopie des Echosignals mittels einer
digitalen Anordnung erläutert worden ist, ist es für den
Fachmann klar, daß äquivalente analoge Schaltungsmethoden
ebenfalls vorteilhaft benutzt werden können. Selbst bei der
digitalen Anordnung können die arithmetischen Funktionen
der Signalverarbeitungsschaltungen zeitlich verschachtelt
werden, um eine weitere Reduzierung bei der Realisierung der
Anordnung zu schaffen und dadurch die hochschnellen Möglichkeiten
einer digitalen Anordnung, wie beispielsweise digitaler
Multiplizierer, auszunutzen. Mit anderen Worten, ein
Zeitmultiplexbetrieb digitaler Multiplizierer zwischen der
Signalverarbeitung des variablen Phasenschiebers und der
Signalverarbeitung im Echolöscher führt zu weiteren Schaltungseinsparungen.
Dies gilt insbesondere im Hinblick auf
die relativ niedrige Wortfolgefrequenz, die für kodierte
Sprache erforderlich ist, im Vergleich zu sehr schnellen
Fähigkeit ohne weiteres verfügbarer integrierter Schaltungen.
Ein oder mehrere der erläuterten Echoauslöschanordnungen,
einschließlich des variablen Phasenschiebers 122 und des Echoauslöschers
123, können ebenfalls im Zeitmultiplex betrieben
werden, um einer Vielzahl von Übertragungskanälen zu dienen
und damit Systemeinsparungen zu erzielen.
Claims (3)
1. Echoauslöschvorrichtung, die an eine Vierdrahtleitung
(112, 113) einer Gabelschaltung (117) angeschlossen ist,
die ihrerseits über eine Gabelschaltung (117) mit einer
Zweidrahtleitung (111) verbunden ist, um die sich zeitlich
ändernden Komponenten von Echosignalen auszulöschen,
mit
- - einem adaptiven Echoauslöscher (123) mit zwei Eingängen und einem Ausgang zum Beseitigen unerwünschter, von der Gabelschaltung (117) erzeugter Signale (Echosignale),
- - wobei die Vierdrahtkreise einen Empfangsweg (112) und einen Sendeweg (113) aufweisen, und mit
- - einem Subtrahierer (129), der in Abhängigkeit des Ausgangssignals des Echoauslöschers (123) und des von der Gabelschaltung (117) abgehenden Signals ein Restechosignal erzeugt und dieses an den zweiten Eingang des Echoauslöschers (123) legt,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Restechosignal und das - mittels eines Phasenschiebers
(131) - um 90° phasenverschobenes Signal des
synthetischen Echos miteinander multipliziert (mittels
132) und das Produkt-Signal über zwei in Serie geschaltete
Akkumulatoren (134, 136; 137, 138, 139) einem
Cosinus-Wandler 142 und einem Sinus-Wandler 141 zugeführt
ist, wobei einerseits das Ausgangssignal des Cosinus-Wandlers
mit dem Signal auf der Empfangsleitung
(112) multipliziert und wobei andererseits das Ausgangssignal
des Sinus-Wandlers 141 mit dem - um 90°
(mittels 124) verschobenen - Signal auf der Empfangsleitung
(112) multipliziert wird und das beide Produktsignale
addiert das Eingangssignal am ersten Eingang
des Echoauslöschers (123) bilden, derart, daß, das
Signal des synthetischen Echos einer sich zeitlich
ändernden Phasenverschiebung unterzogen wird, welche
der Phasenverschiebungskomponente des Echosignals entspricht.
2. Echoauslöschvorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Sperrdetektor (144) vorgesehen ist, der bei
Auftreten von ursprünglichen Signalen auf dem Echoweg
(z. B. Sprechen eines nahen Teilnehmers) einerseits den
Restechosignalweg auftrennt, und andererseits veranlaßt,
daß der zweite Akkumulator (137, 138, 139) den gespeicherten
Inhalt bewahrt.
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