DE2410881C3 - Automatische Entzerrungsanordnung für einen Datenübertragungskanal - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine automatische Entzerrungsanordnung für Datenübertragungskanäle mit einem ersten Transversalfilter, das zwischen einem ersten Abtastkreis am Kanalausgang und einem die Daten wiederherstellenden Entscheidungskreis liegt,

jo wobei die Koeffizienten des ersten Transversalfilters mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung, die einen Teil einer ersten Regelschleife bildet, der die Differenz zwischen Ein- und Ausgangssignalen des Entscheidungskreises als Fehlersignal zugeführt wird, derart eingestellt werden, daß eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird. Die vorbestimmte Funktion des Fehlersignals, die allgemein angewandt wird, ist der mittlere Quadratische Fehler.

Eine derartige Anordnung gehört zu der Gruppe der automatischen adaptiven Entzerrungsanordnungen, in denen die Entzerrung, d. h. das Ausgleichen der durch den Übertragungskanal herbeigeführten Amplitude- und Laufzeitverzerrungen, während der Datenübertragung automatisch durchgeführt wird. Diese Entzerrung ist insbesondere notwendig für die richtige Wiederherstellung der Daten an der Empfangsseite, wenn die Daten mit hoher Geschwindigkeit und mit einer Vielzahl von Pegeln ausgesendet werden, beispielsweise

so 3200 Baud und 8 Pegel. Eine automatische adaptive Entzerrungsanordnung der obengenannten Art, in der das einzige einstellbare Element durch ein Transversal filter gebildet wird, ist beispielsweise in dem Artikel von Niessen und Willim: »Adaptive Equalizer for Pulse Transmission« in I.E.E.E. Transactions, Heft COM 18, Nr. 4, August 1970, Seiten 377-394, beschrieben worden. Eine ähnliche Entzerrungsanordnung ist ebenfalls im Artikel von Proakis und Miller: »An Adaptive Receive for Digital Signalling through Channels with Intersymbol Interference« in I.E.E.E. Transactions, Heft IT-ί5, Nr. 4, Juli 1969, Seiten 484 — 496, beschrieben worden.

Außer diesen Entzerrungsanordnungen vom nicht-rekursiven Typ sind auch Entzerrungsanordnunfccn vom

h-, rekursiven Typ beka.uU, wobei die Ausgangsabtastwerte durch die gewogene Summe der vorhergehenden Ausgangsabtastwerte und vorhergehenden und/oder augenblicklichen Eingangsabtastwerte bestimmt wer-

den. Diese Entzerrungsanordnung vom rekursiven Typ ist beispielsweise in dem Artikel von George. Bowen und Storey: »An Adaptive Decision Feedback Equalizer« in I.E.E.E. Transactions, Heft COM-19, Nr. 3. Juni 1971, Seiten 281-292, beschrieben worden. Eine derartige Entzerrungsanordnung enthält einen nicht-rc kursiven Teil in Form eines einstellbaren Transversalfilter, das zwischen dem Ausgang des Übertragungskanals und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt und einen rekursiven Teil ebenfalls in Form eines einstellbaren Transversalfilters, das zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt.

Von Anmelderin durchgeführte vergleichende Versuche haben gezeigt, daß abhängig vom vorherrschenden Verzerrungstyp (Amplitude- oder Laufzeitverzerrung) und von den Frequenzkennlinien dieser Verzerrungen

> I IkortrAnilnntl/innlc
- "B"

die beiden Typen von Entzerrungsanordnungen korrigiert werden können, während andere Übertragungskanäle auf nicht unmittelbar vorzusehende Weise vom einen Entzerrungsanordnungstyp viel besser und vom anderen Entzerrungsanordnungstyp sehr schlecht korrigiert werden.

Die Entzerrungsanordnungen vom nicht-rekursiven Typ ergeben im allgemeinen befriedigende Resultate, wenn die Amplitude- und Laufzeitverzerrungen des Übertragungskanals zu Intersymbolinterferenz benachbarter Symbole führen, d. h. Symbole, die während der Dauer der Stoßantwort des Übertragungskanals (beispielsweise 2 ms) ausgesendet werden. Die Entzerrungsanordnungen vom rekursiven Typ werden bevorzugt, wenn der Übertragungskanal außer den bereits genannten Verzerrungen auch Echo-Erscheinungen aufweisen, die zu Intersymbolinterferenz zwischen verhältnismäßig weit voneinander entfernten Symbolen, beispielsweise zwischen einem an einem bestimmten Zeitpunkt übertragenen Symbol und dem Echo eines Symbols, das 15 ms vor diesem Zeitpunkt übertragen ist. führen.

Weiter erfordern die Entzerrungsanordnungen vom rekursiven Typ im allgemeinen eine geringere Anzahl von Koeffizienten, aber sie weisen den Nachteil auf, daß infolge ihrer Struktur Fehlervervielfachung auftritt, so daß es in der Praxis notwendig ist, vor der eigentlichen Datenübertragung eine pseudo-beliebige Training-Sequenz zu übertragen. Die Erkennung dieser Training-Sequenz an der Empfangsseite führt dann jedoch wieder zu Synchronisationsproblemen. Die Entzerrungsanordnungen vom n'<;ht-rekursiven Typ weisen diesen Nachteil nicht auf und können ohne Übertragung einer Training-Sequenz funktionieren, wenn die Fehlerrate vor der Entzerrung einen gewissen nicht störenden Wert (beispielsweise eine Fehlerrate von 20%) nicht überschreitet. Aber diese nicht-rekursiven Entzerrungsanordnungen können gewisse Übertragungskanäle nicht korrigieren, es sei denn, daß eine äußerst große Anzahl von Koeffizienten verwendet wird, die mit der Bestrebung einer Kostenverringerung nicnt vereinigbar ist

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine einfache und wenig kostspielige Entzerrungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, bei der die Qualität der Entzerrung im Vergleich zu den bekannten Entzerrungsanordnungen wesentlich verbessert wird und bei der im allgemeinen die Übertragung einer Training-Sequenz vor der eigentlichen Datenübertragung nicht notwendig ist

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß cine Phasen-Einstelkinordnung vorgesehen ist, die ein /weites Transversalfilter mit einstellbaren Koeffizienten, dem von den dem ersten Transversalfilter ziigeführten Abtastwerten unterschiedliche Abtastwerte eines aus dem empfangenen Datensignal abgeleiteten Signals zugeführt werden, sowie eine Schaltung zum Erzeugen eines Einstellsignals enthält, wobei diese Schaltung mindestens ein dem zweiten Transversalfilter entnommenes Signal erhält und einen Teil einer zweiten Regelschleife bildet, der dasselbe Fehlersignal wie der ersten Regelschleife zugeführt wird, und daß die Phasen-Einstellanordnung die effektive Phase der Abtastzeitpunkte derart einstellt, daß die vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird.

Aus der DE-OS 22 42 254 ist eine Anordnung

Abtastzeitpunkte stattfindet, jedoch betrifft die Abtastung das Ausgangssignal des Entzerrers und nicht das Eingangssignal und überdies wird die Regelgröße zur Einstellung der Abtastphase auf andere Weise gewonnen, da diese bekannte Anordnung einen grundsätzlich anderen Aufbau aufweist als die erfindungsgemäße Anordnung. Die bekannte Anordnung enthält eine mit einem Demodulator kombinierte Entzerrungsanordnung, K'i der die Trägerphase und die Filterkoeffizienten insgesamt eingestellt werden. Dabei ergibt sich jedoch durchaus nicht immer die beste Entzerrung, da die Einstellung der Trägerphase i'nd die Einstellung der Filterkoeffizienten wesentlich unterschiedliche Bearbeitungen sind, die unabhängig voneinander durchgeführt werden können. Außerdem ist bei der bekannten Anordnung das Kriterium zur koeffizienten Einstellung die Minimierung der Maximalverzerrung des Entzerrerausgangssignals, wodurch sich ein kleiner Konvergenzbereich ergibt, mit dem nur Übertragungskanäle mit relativ geringen Amplituden- und Laufzeitverzerrungen korrigiert werden können.

Nach der Erfindung werden die Filterkoeffizienten sowie die Phase der Abtastzeitpunkte benutzt, um eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals (in der Praxis der mittlere quadratische Fehler) auf ein Minimum zu beschränken, wodurch es möglich wird, Übertragungskanäle, die durch die bekannten Entzerrungsanordniingen sehr schlecht korrigiert werden, nun ohne Erhöhung der Anzahl von Filterkoeffizienten gut zu korrigieren und umgekehrt dieselbe Qualität der Entzerrung zu erhalten mit einer geringen Anzahl von Filterkoeffizienten. Außerdem wird durch diese Maßnahm., eine schnellere Einstellung der Entzerrung erhalten.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit veränderlicher Phase,

Fig.2 die Gestalt der Stoßantwort eines Übertragungskanals,

F i g. 3 ein besonderes Beispiel einer Stoßantwort vor der Abtastung, nach der Abtastung und nach Entzerrung durch eine bekannte Entzerrungsanordnung bzw. eine Entzerrungsanordnung nach der Erfindung,

F i g. 4 einen Schaltplan einer Entzerrungsanordnung, der aus dem Plan nach F i g. 1 hergeleitet ist,

Fig.5 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit fester Phase und einen linearen Interpolator mit einem

veränderlichen Parameter für die Interpolation.

F- i g. 6 den Schaltplan eines linearen Interpolators in digitaler Ausführungsform zum Gebrauch in der Entzerrungsanordnung nach F i g. 5,

F i g. 7 den Schaltplan einer Abwandlung der F.ntzerrungsanordnung nach F i g. 5,

Fi £.8 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung mit einem Abtaslkreis mit fester Phase und zwei Transversalfiltern mit veränderlichen Koeffizienten für die Entzerrung,

Fig. 9 den Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform der Entzerrungsanordnung nach F i g. 8,

Fig. 10 den mittleren quadratischen Fehler als funktion der Anzahl ausgesendeter Symbole während der Entzerrung eines Übertragungskanals durch eine bekannte Entzerrungsanordnung und durch eine Entzerrungsanordnung nach der Erfindung,

kursiven Typ und enthält ein Transversalfilter 6. dessen notwendigerweise in der Dauer begrenzte Stoßantwort automatisch zum Korrigieren der vom Übertragungskanal 2 herbeigeführten Verzerrungen geregel· werden muß. Das Transversalfilter 6 kann vom analogen oder digitalen Typ sein. Im letzteren Fall, der in F i g. 1 dargestellt ist, werden die dem Eingang des Transversalfilters 6 zugeführten Zahlen dadurch erhalten, daß die Abtastwerte des Datensignals mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandler? 7, wie eines PCM-Kodierkrciscs kodiert werden.

Zur Vereinfachung der Terminologie werden die Zahlen am Eingang und am Ausgang des Transversalfilters 6 Abtastwerte genannt, wobei vorausgesetzt wird, daß diese Abtastwerte kodiert sind, wenn das Transversalfilter vom digitalen Typ ist. Die am Eingang des Transversalfilters 6 auftretenden Abtastwerte

JtUU(II[II

UCSIlIItIMlCII UUCI U(I-

gungskanals,

F i g. 12 für den Übertragungskanal nach F i g. 11 der mittlere quadratische Fehler als Funktion der Anzahl verwendeter Koeffizienten in einer bekannten Entzerrungsanordnung und in einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung.

Fig. 13 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit fester Phase und vier Transversalfiltern mit veränderlichen Koeffizienten für die Entzerrung,

Fig. 14 den Schaltplan einer Abwandlung der Entz.rrungsanordnung nach Fig. 13,

Fig. 15 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung vom rekursiven Typ nach der Erfindung,

Fig. 16 die Stoßantwort eines Übertragungskanals, der Verzerrungen sowie Echo-Erscheinungen aufweist,

Fig. 17 den Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform der Entzerrungsanordnung nach Fig. 15.

In Fig. 1 gibt eine im Sender vorhandene Quelle 1 Datensignal mit einer Datentaktfrequenz 1/7" ab zu einem Übertragungskanal 2. der Modulatoren und zugehörende Sendefilter, die eigentliche Übertragungsstrecke und Demodulatoren und zueehörende Empfangsfilter enthält. Am Ausgang des Übertragungskanals 2, der einem Tiefpaßfilter entspricht (siehe beispielsweise den Artikel von Niessen und Willim), tritt im Basisband das empfangene Datensignal auf, das mit der Zeit sich ändernde Amplitude- und Phasenverzerrungen aufweist, die hauptsächlich vom Übertragungskanal 2 herbeigeführt werden.

Ein Abtastkreis 3 tastet das Datensignal am Ausgang des Übertragungskanals 2 mit der Frequenz eines örtlichen Taktimpulsgenerators 4 ab, der auf bekannte Weise mit der Datentaktfrequenz im Sender synchronisiert wird. Ein Entscheidungskre's 5 dient zur Wiederherstellung der Datensignale dadurch, daß von den Pegeln, auf denen die Datensignale ausgesendet werden, derjenige Pegel gewählt wird, der der Amplitude der Abtastwerte des empfangenen Datensignals am nächsten liegt Da die vom Übertragungskanal 2 herbeigeführten Verzerrungen Intersymbolinterferenzen entstehen lassen können, die zu einer unakzeptierbaren Fehlerrate im wiederhergestellten Datensignal führen können, wird zwischen dem Abtastkreis 3 und dem Entscheidungskreis 5 eine Entzerrungsanordnung vorgesehen, die automatisch eine Übertragungsfunktion verwirklichen muß, die gegenüber der des dem Übertragungskanal 2 entsprechenden Tiefpaßfilters invers ist

In F i g. 1 ist die Entzerrungsanordnung vom nicht-re-

WCiUCIi einet rtaaivauciisiiiuiiuiig aus £/v rciütjgc-

rungskreisen R zugeführt, die je eine Verzögerung T

:n einführen, die der Frequenz l/T der Abtastwerte entspricht. Die Gesamtverzögerung 2NT bestimmt die Gesamtdauer der zur Entzerrung verwendeten Stoßantwort. Die Ein- und Ausgangsklemmen der Verzögerungskreise R sind durch 2N+ 1 Anzapfungen S mit

y, einem ersten Eingang von 2N+1 Multiplikatoren P verbunden, deren zweiter Eingang mit einem von 2Λ/+ 1 Speicherelemente m verbunden ist, in denen die Koeffizienten des Transversalfilters gespeichert sind. Der Ausgang jedes der Multiplikatoren P ist an einen

in der Eingänge eines jummierers 8 angeschlossen. Das Transversalfilter 6 wird derart gesteuert, daß am Ausgang des Summierers 8 Abtastwerte mit der Frequenz l/rauftreten, die je die gewogene Summe der 2Λ/+1 Abtastwerte an den Anzapfungen 5 der

i) Kaskadenschaltung der Verzögerungskreise R darstellen, wobei die zur Wägung verwendeten Koeffizienten in den Speichern m gespeichert sind. Die Werte dieser Koeffizienten werden mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung 11 eingestellt, die einen Teil einer

4ii Regelschleife 9 bildet, der ein Fehlersignal zugeführt wird, daß durch einen Differenzformer 10 eeliefert wird, der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises 5 liegt. Die Einstellanordnung 11 enthält 2/V+ 1 Einstellkreise C, die je ein Einstellsignal

4j für jeden der Koeffizienten in den Speichern m erzeugen, damit eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals minimalisiert wird.

Für diese Funktion wird allgemein der mittlere quadratische Fehler angewandt. Für diesen Fall wird

-,o jetzt die Wirkungsweise der Entzerrungsanordnung, deren Aufbau obenstehend erläutert wurde, näher beschrieben.

Durch Θ/sind die Symbole angegeben, die durch die Datenquelle 1 im Sender mit Zeitintervallen T ausgesendet werden. Das ausgesendete Datensignal kann wie folgt angedeutet werden:

EU) = ν β· ■ Λ[ΐ - iT).

eo in der δ die Dirac-Funktion darstellt.

Das dem Eingang des Abtastkreises 3 zugeführte empfangene Datensignal x(t) läßt sich wie folgt schreiben:

Mt) = Σ W/Mf-ίΤ).

Die Verzerrungen dieses empfangenen Datensignals werden durch die Stoßantwort h(t) des Tiefpaßfilters,

das dem Übertragungskanal 2 entspricht, gekennzeich net. Für ein einziges ausgesendetes Symbol ö/'liat das empfangene Signal die Form der Stoßantwort h(t), deren Gestalt beispielsweise in F i g. 2 dargestellt ist.

Das Signal x(l) wird in Zeitintervalle!'! T in dem Abtastkreis 3 mit einer festen Phase abgetastet, die im allgemeinen derart ist, daß der Bezugszeitpunkt der Abtastzeitpunkie mit dem Zeitpunkt t — 0 zusammenfällt, an dem die Stoßantwort maximal ist. Fig. 2 zeigt für diesen Fall in gezogenen Linien die Abtastwerte von h(t) entsprechend einem einzigen ausgesendeten Symbol ei.

Wenn vorausgesetzt wird, daß der Abtastwert x(iT), der einem Symbol Θ/ entspricht, in der Mitte der Kaskade der 2Λ/Verzögerungskreise R des Transversalfilters 6 vorhanden ist, läßt sich der entsprechende Abtastwert x(iT) am Ausgang des Transversalfilters wie folgt schreiben:

VdT)= V a_k ·ν[(/ -k) T].

ι ,ν

In diesem Ausdruck, in dem A- alle ganzen Zahlen von — Λ/ bis +N umfaßt, stellt a* die 2N+\ Koeffizienten dar, die in den Speichern m gespeichert worden sind; x[(i-k)T\ stellt die 2Λ/+ I Abtastwerte dar, die an den Anzapfungen Sdes Transversalfilters verfügbar sind.

Der Entscheidungskreis 5 quantifiziert jeden Abtastwert y(iT), in dem unter den Datensymbolen dieses Symbol gewählt wird, dessen Pegel dem von y(iT) am nächsten liegt. Wenn das vom Entscheidungskreis 5 gelieferte Symbol vom gewünschten Symbol Θ/ abweicht, tritt ein Symbolfehler auf. Dieser Fehler tritt auf, wenn das Fehlersignal e(iT)zu groß ist, wobei e(iT) durch die nachfolgende Beziehung bestimmt wird:

c(ii) = \(it)-(-H.

Im allgemeinen werden in den üblichen Entzerrungsanordnungen die Koeffizienten a* des Transversalfilters 6 mit Hilfe der Regelschleife 9 derart eingestellt, daß der mittlere quadratische FoJiler f auf ein Minimum beschränkt wird, wobei f durch die nachstehende Formel gegeben wird:

In dieser Formel deutet fan, daß der Mittelwert der Größe zwischen den Akkoladen gebildet werden muß.

Durch Substition der Formel (1) für y(iT) in Formel (3) wird der mittlere quadratische Fehler als Funktion der Koeffizienten a*, also / = f(ak) erhalten.

Zum Bestimmen der Werte der Koeffizienten a* zur Erhaltung eines minimalen Wertes f_mi„ des mittleren quadratischen Fehlers muß ein System von 2/V+l Gleichungen mit 2Λ/+ 1 unbekannten a* gelöst werden:

ca_k

= O,

IO

dieses Algoritmus sind im ersten und im zweiten Artikel der obengenanruen Artikel gegeben. Der Gradienten-Algoritmus wird durch die nachfolgende Beziehung definiert:

wobei k zwischen — Wund + N variiert.

Nach dieser Formel werden die beim Iterationsschriit j erhaltenen Koeffizienten für den nachfolgenden Iterationsschritt j+1 geändert, und zwar um einen Betrag

berechnet für den Iterationsschritt j, wobei α ein kcristuiater Koeffizient i^c*

_>n Unter Anwendung der Formeln (1), (2) und (3) und nach Durchführung der Berechnung wird der Gradienten-Algoritmus (5) wie folgt geschrieben:

Γ^{ =αί- I-El

In dieser Formel ist Δ = 2α, ein Koeffizient, der die Schrittgröße des Algoritmus bestimmt.

F i g. 1 zeigt auf schematische Weise die Schaltungen, die zur Verwirklichung des Algoritmus nach der Formel (6) in der Regelschleife 9 notwendig sind. Der Differenzerzeuger 10, der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises 5 liegt, liefert das Fehlersignal e(iT) nach der Formel (2) bei Iterationsschritt j. Dieses Fehlersignal wird der Einstellanordnung 11 mit 2Λ/+1 identischen Kreisen C zugeführt, die je die Einstellung eines Koeffizienten a* des Transversalfilters 6 bestimmen. In jedem Einstellkreis C wird der Abtastwert x\Ji—k)T\ an der den Koeffizienten a* entsprechenden Anzapfung Sk des Transversalfilters und das Fehlersignal e(iT) einem Multiplikator 12 zugeführt, der das Produkt

.τ/: i.m
^Λ1(' ~ ¹V' J

in der die ganze Zahl k alle Werte von -Λ/bis +N umfaßt

In der Praxis wird die Einstellung der Koeffizienten a_k auf iterative Weise unter Verwendung des Gradienten-Algorithmus (Methode des stärksten Abstiegs) durchgeführt, wobei die auf diese Weise erhaltenen Koeffizienten zur Lösung des Systems der Gleichungen (4) konvergieren. Die Beschreibung und die Ausführung liefert. Ein an dem Ausgang des Multiplikators 12 angeschlossenes, integrierendes Netzwerk 13 liefert den Mittelwert dieses Produktes. Dieser Mittelwert wird mit dem Koeffizienten Δ in einem Multiplikator 14 multipliziert, der auf diese Weise dem Speicher m* den Betrag zuführt, um den nach der Formel (6) der Koeffizient a* für den nachfolgenden Iterationsschritt j+1 geändert werden wird. Die Iterationsperiode kann der Periode Γ der Daientaktfrequenz entsprechen; die Koeffizienten werden in diesem Fall bei jedem empfangenen Datensymbol geändert Die Iterationsperiode kann ebenfalls einem Vielfachen qTdieser Periode Γ entsprechen; in diesem Fall wird das Resultat von q durchzuführenden Änderungen der Koeffizienten integriert, bevor eine wirkliche Änderung durchgeführt wird.

Abhängig von den Kennlinien der Amplitude- und Laufzeitverzerrungen, die durch die Übertragungskanäle herbeigeführt werden, d. h. abhängig von der Form ihrer Stoßantwort, sind die mit einer nicht-rekursiven Entzerrungsanordnung von diesem Typ erhaltenen Resultate sehr verschieden. Eine Vielzahl von der Anmelderin durchgeführter Versuche haben gezeigt, daß beispielsweise gewisse Übertragungskanäle sich schlecht entzerren lassen.

F i g. 3a zeigt als Beispiel die Sioßantwort h(t) eines derartigen Übertragungskanals mit der in Perioden T der Dateniiktfrequenz verteilten Zeitachse. Diese Stoßantwort h(l) entspricht dem empfangenen Analogsignal beim Zuführen eines einzigen Dirac-Impulses /um Eingang des Übertragungskanals. Die Qualität der Entzerrung ist in der Praxis auf einfache Weise durch den mittleren quadratischen Fehler /zu beurteilen, der durch die Beziehungen (2) und (3) definiert wird, wenn am Eingang des Übertragungskanals eine Reihe von Dirac-Impulsen mit zwei beliebig auftretenden Pegeln zugeführt wird.

Fig. 3b zeigt die Stoßantwort h(t) nach Fig. 3a, abgetastet mit der Frequenz 1/Tdurch den Abtastkreis 3 mit einer Abtastphase Null, was bedeutet, daß als Bezugszeitpunkt der Abtastzeitpunkt der Zeitpunkt t = 0 gewählt worden ist, an dem h(t) seinen Maximalwert annimmt. Es gibt dann zwei Abtastwerte, tischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Bei der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung ist die Abtastphase also eine zusätzliche Veränderliche, die zusammen mit den Koeffizienten Hi des Transversalfil-) ters 6 dazu benutzt wird, den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Unter Berücksichtigung dieser zusätzlichen Veränderlichen werden nun zunächst die bereits erwähnten Beziehungen neu geschrieben, wonach die Struktur der

in Phasen-Einstellanordnung 18 der zweiten Regelschleife 17 angedeutet wird.

Die veränderliche Abtastphase wird gekennzeichnet, wie aus F i g. 2 ersichtlich, durch das Zeitintervall to < T zwischen Abtastwerten mit veränderlichen Abtastpha-

! -> sen (durch gestrichelte Linien angegeben) und Abtastwerten mit fester Abtastphase (durch gezogene Linien angegeben). Die Werte der an den Anzapfungen 5 des Transversalfilters 6 verfügbaren Abtastsignale sind also

mit einorn Wpr-t t irr» 7ρίΐηιιηΙί / — Π iinrl αιπαπ χιγ,π tr* akHänmcr ιιηΗ inehf>cr»n/Hf>ri> u/irH H<»r ÄHtnctu/^rt

anderen mit dein Wert - 0,9 im Zeitpunkt t = + T.

Es dürfte einleuchten, daß bei dieser Stoßantwort in den Abtastzeitpunkten empfangsseitig unakzeptierbare Interferenzen zwischen zwei aufeinanderfolgenden ausgesendeten Impulsen auftreten. Wenn keine Entzerrungsanordnung verwendet wird, beträgt der mittlere quadratische Fehler 0,81.

F i g. 3c zeigt die entzerrte Stoßantwort am Eingang des Entscheidungskreises 5 bei Verwendung der bisher beschriebenen Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit 6 einstellbaren Koeffizienten und mit einer Abtastphase Null. Während nur eine Abtastung mit dem Wert 1 im Zeitpunkt / = 0 auftreten müßte, treten mehrere Abtastungen mit einem nicht vernachlässigbarem Wert auf beiden Seiten einer Abtastung mit einem niedrigeren Wert als 1 in Zeitpunkt t = 0 auf. Diese Entzerrung ziemlich schlechter Qualität wird durch einen mittleren quadratischen Fehler von 0,1 gekennzeichnet

Die Erfindung ermöglicht es, Resultate dieser Art zu vermeiden und gibt auf allgemeine Weise eine einfache Richtlinie zum Erhalten einer wesentlichen Verbesserung der Qualität der Entzerrung ohne Erhöhung der Anzahl einstellbarer Koeffizienten in der Entzerrungsanordnung.

Nach der Erfindung enthält die Entzerrungsanordnung dazu Mittel zum Variieren der Phase der Abtastzeitpunkte. In der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform werden direkte Mittel verwendet, die aus einem Phasenschieber 15 bestehen, der an den Ausgang des örtlichen Taktimpulsgenerators 4 mit der Frequenz MT angeschlossen ist Entsprechend dem einen Steuereingang 16 des Phasenschiebers 15 zugeführten veränderlichen Signal wird die Phase der Abtastzeitpunkte in dem Abtastkreis 3 geändert. Diese Phase der Abtastzeitpunkte wird mit Hilfe einer Phasen-Einstellanordnung 18, die einen Teil einer zweiten Regelschleife 17 bildet der das vom Differenzerzeuger 10 gelieferte Fehlersignai zugeführt wird, derart eingestellt daß eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals (der mittlere quadratische Fehler) auf ein Minimum beschränkt wird.

Ebenso wie die erste Regelschleife 9 ist die zweite Regelschleife 17 dazu entworfen, den mittleren quadra-

al ^{+ 1} = a{- \ ■ E
ί^ ^{+ 1} = to*-Λ Ele'i

in der zentralen Anzapfung wie folgt geschrieben: x(to+iT). Der entsprechende, am Ausgang des Transversalfilters 6 erhaltene Abtastwert wird auf eine mit der Formel (1) vergleichbare Art und Weise geschrieben wie:

y(to) + /T) = V

Der mittlere quadratische Fehler wird wie folgt geschrieben:

Durch Substitution in der Formel (8) des Wertes von j-, y(to + ΊΤ) η ach der Formel (7) wird ein Wert /erhalten, der von a* und to abhängig ist also /= ffat, to). Zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers wird, statt der Werte von a* und to als Lösung des Systems von Gleichungen

_ — U

<V(a_k,to)

cto

= 0,

in dem k von —N bis +N ändert, zu bestimmen, nun ebenso wie im obenstehenden der Gradienten-Algoritmus verwendet Dieser Algoritnius wird durch zwei ,ο Iterationsbeziehungen ausgedrückt von denen sich die eine auf die Einstellung der Koeffizienten at und die andere auf die Einstellung von to bezieht:

L <~>a_k J

CtO J

wobei α. einen konstanten Koeffizienten angibt

Durch Verwendung der Formeln (7) und (8) und nach Durchführung aller Berechnungen lassen sich die Formeln (10) und (11) wie folgt schreiben:

V a'_k'x\t& ^: + (i-fc)T]}.

In diesen Fonnein ist Δ = 2λ und x(t) die erste Ableitung von x(t), während k ganz ist und von — N bis +N ändert

Die Formel (12) gibt die Änderungen an, die bei jedem Iterationsschritt ia den Koeffizienten a* des Transversalfilters 6 angewandt werden müssen. Diese Formel ist mit der Formel (6) völlig vergleichbar, welche letztere für die Struktur der Koeffizienten-Einstellkreise C in der Einstellanordnung 11 bestimmend ist, wobei der einzige Unterschied ist, daß der Wert der an den Anzapfungen S des Transversalfilters 6 vorhandenen Abtastsignale nun von to abhängig ist Die erste Regelschleife 9 zur Einstellung der Koeffizienten hat also dieselbe Struktur wie obenstehend beschrieben und ist auf dieselbe Art und Weise wirksam.

Die Formel (13) gibt die Änderungen an, die bei jedem Iterationsschritt im Zeitintervall to, das die Phase der Abtastzeitpunkte kennzeichnet, angewandt werden müssen. Die Einstellanordnung 18 enthält die Schaltungen, die zur Verwirklichung der Änderungen in to nach der Formel (13) notwendig sind. Die Einstellanordnung

18 enthält einen Einstellkreis 19, der dieselben Elemente enthält wie ein Einstellkreis C zum Einstellen eines Koeffizienten des Transversalfilters 6. Der Einstellkreis

19 enthält an erster Stelle einen Multiplikator 20, der an einem Eingang das Fehlersignal e(iT) des Differenzerzeugers 10 erhält und am anderen Eingang die Ausgangsabtastwerte eines Transversalfilters 6', das dem Transversalfilter 6 entspricht, so daß dieses Transversalfilter ebenfalls 2/V Verzögerungskreise R' mit einer Verzögerung Tund 2N+1 Multiplikatoren P' enthält die von den Speichern m im Transversalfilter 6 dieselben Koeffizienten a* wie die Multiplikatoren P empfangen und die mit ihren Ausgängen an einen Summierer 8' angeschlossen sind. Dem Eingang des Transversalfilters 6' werden Abtastwerte zugeführt die durch einen Analog-Digital-Wandler T kodiert und von einem Abtastkreis 3' geliefert sind, die synchron zum Abtastkreis 3 durch die Ausgangsimpulse des Phasenschiebers IS gesteuert wird. Das Analogsignal k(t) am Eingang des Abtastkreises 3' wird von einem differenzierenden Netzwerk 23 geliefert, dem das Signal x(t) zugeführt wird, das am Ausgang des Übertragungskanals 2 erhalten wird. Es dürfte einleuchten, daß das Transversalfilter 6' Abtastwerte liefert die je das Resultat sind der gewogenen Summe in der Formel (13) und das am Ausgang des Multiplikators 20 das Glied zwischen Akkoladen in der Formel (13) erhalten wird. Der mittlere Wert dieses Gliedes wird von einem an den Multiplikator 20 angeschlossenen integrierenden Netz- -,η werk 21 geliefert, und ein Multiplikator 22 multipliziert diesen Mittelwert mit den Koeffizienten Δ. Am Ausgang des Multiplikators 22 wird also das Änderungsglied von to erhalten, wie dies in der Formel (13) auftritt. Die Phase der Steuerimpulse für die Abtastkreise 3 und 3' wird auf diese Weise nach einem iterativen Vorgang geändert

Da die Abtastkreise 3 und 3' synchron gesteuert werden und da das Transversalfilter 6' dieselbe Struktur hat und dieselben Koeffizienten verwendet wie das «i Transversalfilter 6, kann es vorteilhaft sein, nur einen Abtastkreis und nur ein Transversalfilter zu verwenden durch Verteilung der Arbeitszeiten dieser Elemente zwischen der Einstellung der Koeffizienten a* und der Einstellung von ία _h-,

Da das Transversalfilter 6' dieselbe Struktur hat und dieselben Koeffizienten verwendet wie das Transversalfilter 6, kann es vorteilhaft sein, nur ein Transversalfilter zu verwenden, das durch Zeitverteilung abwechselnd als Transversalfilter 6 zur Einstellung der Koeffizienten aj und als Transversalfilter 6' zur Einstellung von ic verwendet wird.

F i g. 4 zeigt auf schematische Weise ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Entzerrungsanordnung, in der innerhalb einer Periode Tdie Zeit in zwei Halbperioden 772 verteilt wird, die zur Einstellung ven a* bzw. von te benutzt werden. Die bereits in F i g. 1 dargestellten Elemente sind hier mit denselben Bezugszeichen angegeben.

Der an den Eingang eines Transversalfilters 24 angeschlossene Abtastkreis 3 wird! mit der Frequera 2/T, die mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 25 vom Taktimpulsgenerator 4 hergeleitet wird, und mit einer vom Phasenschieber 15 veränderlichen Phase gesteuert Dem Eingang des Abtastlcreises 3 wird mittels eines Umschaltkreises 26 in Form eines Wechselkontaktes mit zwei Stellungen h\ und b\ entweder das Ausgangssignal x(t) des Übertragungskanals 2 um 772 verzögen durch einen Verzögerungskreis 27 oder das Ausgangssignal x(t) des differenzierenden Netzwerks 23 zugeführt Der Umschaltkreis 26 wird durch die Signale an den zwei Ausgängen H und B eines Modulo-2-Zählers 28, der die Impulse mit der Frequenz 2/Tam Ausgang des Phasenschiebers 15 zählt in die genannten zwei Stellungen Ai und b\ gebracht Jede Stellung wird alsc während der Zeit 772 beibehalten.

Das Transversalfilter 24 enthält eine Kaskadenschaltung aus Verzögerunj;skreisen R\ mit einer Verzögerung 772, deren Anzahl auf 4Af gestellt wird, um der Vergleich mit der Enlzerrungsanordnung nach Fig. 1 zu erleichtern. Diese Verzögerungskreise haben 27V+ 1 Anzapfungen Si, die durch jeweils zwei Verzögerungskreise R\ getrennt »rerden und auf die in F i g. 1 dargestellte Weise an Multiplikatoren P und an Einstellkreise Czur Einstellung der Koeffizienten, die in den Speichern m gespeichert sind, angeschlossen sind Der Ausgang der 2/V-t-1 Multiplikatoren P ist mit dem Summierer 8, der am Ausgang des Transversalfilters Abtastwerte mit derselben Frequenz 2/Tliefert wie die der Eingangsabtastwerte, verbunden, was in Fig.4 durch die Verbindung des Ausgangs des Phasenschiebers 15 mit einer Steuerklemme 45 des Summierers f auf schematische Weise dargestellt ist Die Verzögerungskreise Ri haben ebenfalls 2N Anzapfungen Sp, die durch einen Verzögerungskreis von den Anzapfunger Si getrennt sind. Diese Anzapfungen Sp₁ die nicht verwendet werden, dienen nur zur Erläuterung dei Wirkungsweise der Entzerrungsanordnung.

An den Ausgang des Transversalfilters 24 ist eir Umschaltkreis 29 in Form eines Wechselkontakts mil zwei Stellungen Λ? und bi angeschlossen, die die Ausgangsabtastwerte des Transversalfilters 24 entweder dem Entscheidungskreis 5 oder einem Eingang des Multiplikators 20 zuführen, der einen Teil de: Phasen-Einstellkreises 19 bildet Der Umschaltkreis 2S wird synchron zum Umschaltkreis 26 durch die Signale an den Ausgängen H und B des Modulo-2-Zählers 2t gesteuert.

Das Fehlersignal am Ausgang des Differenzerzeuger« 10 wird in der ersten Regelschleife 9 der Koeffizienten Einstellanordnung 11 zugeführt. Diese Anordnung enthält Koeffizienten-Einstellkreise C, die an die zugehörenden Speicher m über Verzögerungskreise / mit einer vorbestimmten Verzögerung zwischen 772 und T angeschlossen sind. Andererseits wird in dei zweiten Regelschleife 17 das Fehlersignal über einer

Verzögerungskreis 46 mit einer Verzögerung 772 ebenfalls dem zweiten Eingang des Multiplikators 20 zugeführt, der einen Teil des Phasen-Einstellkreises 19 bildet

Die Entzerrungsanordnung nach F i g. 4 funktioniert wie folgt Die Umschaltkreise 26 und 29 stehen während der Halbperioden 772, die zur Unterscheidung ungerade genannt werden, in der Stellung Ai und A2 und während der geraden Halbperioden in der Stellung b\ und fc. Es dürfte einleuchten, daß über den Umschaltkreis 26 der Abtastkreis 3 abwechselnd Abtastwerte von x(t) während der ungeraden Halbperioden zum Eingang des Transversalfilters 24 liefert und Abtastwerte von x(t) während der geraden Halbperioden. Durch einen Verzögerungskreis 27 mit einer Verzögerung 772 entsprechen zwei aufeinanderfolgende Abtastwerte von x(t)und x(t% die durch ein Zeitintervall 772 voneinander getrennt sind, in Wirklichkeit demselben Abtastzeitpunkt Während der ungeraden Halbperioden erscheinen beispielsweise die Abtastwerte von x(t). die um ein Zeitintervall 7"voneinander getrennt sind, an den 2N+1 benutzten Anzapfungen Si des Transversalfilters, während die Abtastwerte von x(t) an den Anzapfungen 5p erscheinen, die nicht benutzt werden. Während der geraden Halbperioden erscheinen die Abiastwerte von x(t) an den benutzten Anzapfungen Si, während die Abtastwerte von x(t) an den Anzapfungen Sp erscheinen.

Während der ungeraden Halbperioden ist jeder der Ausgangsabtastwerte des Transversalfilters 24 das Resultat der gewogenen Summe der Abtastwerte von x(t), und diese Ausgangsabtastwerte treten mit der Frequ2E2 l/Tauf. In der Stellung A₂ des Umschaltkreises 29 werden diese Ausgangsabtastwerte dem Entscheidungskreis 5 zugeführt, während das vom Differenzerzeuger 10 erzeugte Fehlersignal in der ersten Regelschleife 9 der Koeffizienten-Einstellanordnung 11 zugeführt wird.

Die in einer bestimmten ungeraden Halbperiode von den Einstellkreisen Cerzeugten Koeffizienten-Einstellsignale werden nicht unmittelbar den Koeffizienten-Speichern m zugeführt, sondern werden während einer bestimmten Zeit zwischen 772 und T in den Verzögerungskreisen r gespeichert um zu bewerkstelligen, daß die in den Speichern m vorhandenen Koeffizienten erst in der nachfolgenden geraden Halbperiode geändert werden, nachdem die Änderung von to bereits durchgeführt worden ist.

Während der geraden Halbperioden ist jeder der Ausgangsabtastwerte des Transversalfilters 24 das Resultat der gewogenen Summe der Abtastwerte von x(t)und diese Ausgangsabtastwerte treten ebenfalls mit der Period;.¹ T auf. Die in einer bestimmten geraden Halbperiode verwendeten Wägungskoeffizientcn sind durch die Verzögerungskreise r dieselben wie die, die in der vorhergehenden ungeraden Halbperiode zur Erzeu· gung des Koeffizienten-Einstellsignals verwendet werden. In der Stellung bi des Umschaltkreises 29 werden diese Ausgangsabtastwerte einem Eingang des Multiplikators 20 in Phasen-Einstellkreis 19 zugeführt. Dem anderen Eingang dieses Multiplikators 20 wird das vom Differenzerzeuger 10 herrührende Fehlersignal zugeführt mit einer Verzögerung 772, die durch einen Verzögerungskreis 46 bewerkstelligt worden ist, welches Fehlersignal also das Fehlersignal ist, das bei der vorhergehenden ungeraden Halbperiode zur Erzeugung des Koeffizienten-Einstellsignals verwendet wurde. Auf dieselbe Weise wie in Fig. I erzeugt der

Einstellkreis 19 das Phasen-Ejnstellsignal, das der Steuerklemme 16 des Phasenschiebers 15 zugeführt wird. In dem Augenblick wird das Koeffizienten-Einstellsignal durch die Verzögerungskreise r den Speichern m zugeführt, so daß insgesamt während einer Periode T die Änderung der Koeffizienten a* sowie die Änderung der Abtastphase to entsprechend dem durch did Formeta (12) und (13) definierten Gradienten-Algoritmus bewerkstelligt worden ist Aue von der Anmelderin durchgeführten Versuche haben gezeigt, daß, wenn auf diese Weise ebenfalls die Abtastphase zur automatischen Entzerrung eines Übertragungskanals verwendet wird, eine wesentliche Verbesserung der Qualität der Entzerrung erhalten wird. So wird beispielsweise bei Verwendung einer Entzerrungsanordnung von dem in F i g. 1 oder 4 angegebenen Typ mit 6 einstellbaren Koeffizienten und mit einer einstfc.ibaren Abtastphase zur Entzerrung des Obertragungskanals, dessen Stoßantwort in Fig.3a dargestellt ist dem Eingang des Entscheidungskreises 5 die entzerrte Stoßantwort nach Fig.3d erhalten. Diese entzerrte Stoßantwort, die mit der Stoßantwort nach F i g. 3c, die ebenfalls unter Anwendung von 6 Koeffizienten mit einer bekannten Entzerrungsanordnung erhalten worden ist verglichen werden muß, enthält außer der Abtastung mit einem maximalen Wert praktisch gleich 1 nur benachbarte Abtastwerte, die bei dem in Fig.3 angewandten Maßstab kaum darstellbar sind und die einen Wert praktisch entsprechend Null aufweisen. Der entsprechende mittlere quadratische Fehler ist 3 ■ ΙΟ-⁵, während die Abtastphase, die vor der Entzerrung gleich Null ist, sich auf einen Wert to gleich 0,17 T eingestellt hat Dieses Beispiel zeigt klar und deutlich, wie wichtig die Abtastphase ist als Parameter für die Qualität der Entzerrung.

Bei dieser ersten Abwandlung der erfindungsgemäßen Entzermngsanordnung, die an Hand der F i g. 1 und 2 beschrieben wurde, wird die Phase der Steuerimpulse des Abtastkreises 3 unmittelbar beeinflußt, damit am Eingang des Transversalfilters Abtastwerte afro+/7] und folglich an den jeweiligen Anzapfungen des Transversalfilters Abtastwerte d[to+(i- k)T\ erhalten werden. Die Phase dieser Abtastwerte, gekennzeichnet durch das Zeitintervall to, bildet eine der Veränderlichen, die zusammen mit den Koeffizienten eingestellt wird, um den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Dieses unmittelbare Regelsystem für die Phase der Abtastwerte im Transversalfilter ist nicht das einzige anwendbare Regelsystem und ist weiter nicht immer das vorteilhafteste Regelsystem.

Diescj System erfordert einen Impulsphasenschieber 15 mit großer Genauigkeit und Empfindlichkeit, der sich schwer verwirklichen läßt. Andererseits hat es sich herausgestellt, daß es für bestimmte Stoßantworten des Übertragungskanals, die nach Abtastung für den Parameter to sehr empfindliche Abtastwerte veranlassen, Schwierig ist, den Koeffizienten Δ der Formel (13) zu wählen, der die Größe des Iterationsschrittes zur Änderung von to bestimmt. Wenn Δ zu groß ist, kann während einer bestimmten Anzahl von Iterationssehrit ten Konvergenz des Algoritmus auftreten und dennoch Divergenz statlfinden. Wenn Δ zu klein gewählt wird, nimmt die Konvergenzzeit zu und folglich die Entzerrungsgeschwindigkeit ab. In bestimmten Fällen hat es sich außerdem gezeigt, daß, abhängig von den jeweiligen Anfangswerten der Koeffizienten a» und des Parameters to, die Hnt/.errtingsanordnung sich auf unterschiedliche Zustände, die unterschiedlichen Wer-

ten des mittleren quadratischen Fehlers entsprechen, einstellen kann. Bestimmte Zustände entsprechen falschen Mimmalwerten des mittleren quadratischen Fehlers, während nur ein Zustand, und zwar der gewünschte, dem »Minimum Minimorum« dieses Fehlers entspricht

In den jeweiligen nachstehend zu beschreibenden Abwandlungen der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung wird am Ausgang des Übertragungskanals ein Abtastkreis mit fester Phase verwendet, die folglich Abtastwerte mit der Form x(iT) liefert Auf diesen Abtastwerten werden Bearbeitungen durchgeführt unter Verwendung eines oder mehrerer veränderlicher Parameter, die mit der Zeit to, die die Abtastphase kennzeichnet, in Zusammenhang stehen. Durch Änderung dieser Parameter wird ein Abtastkreis mit einer veränderlichen Abtastphase nachgebildet

In einer Abwandlung der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung, deren Schaltplan in F i g. 5 dargestallt ist, werden Abts:twerte mit veränderlicher Phase am Eingang des Transversalfilters erhalten, und zwar dadurch, daß eine lineare Interpolation zwischen den Abtastwerten mit fester Phase des Signals x(t) am Ausgang des Übertragungskanals und anderen Abtastwerten mit fester Phase eines aus x(t) hergeleiteten Interpolationssignals durchgeführt werden, wobei zum Erhalten der interpolierten Abtastwerte ein Parameter Φο benutzt wird, der mit to zusammenhängt

Die bereits in F i g. 1 dargestellten Elemente sind bei der £ntzerrungsanordnung nach F i g. 5 mit denselben Bezugszeichen angegeben. In dieser Entzerrungsanordnung wird das analoge Signal x(t) vom Ausgang des Übertragungskarals 2 zu zwei Z-veigen 30 und 31 zugeführt Der Zweig 30 enthält den Abtastkreis 3 mit fester Phase, der unmittelbar durch c^: V Impulse mit der Frequenz 1/Tdes Taktgenerators 4 gesteuert wird und dessen Ausgang an den einen Eingang eines Addierers 32 angeschlossen ist. Der Zweig 31 enthält einen Kreis 33, der in einer gewissen Ausführungsform ein differenzierendes Netzwerk und in einer anderen Ausführungsform ein Verzögerungskreis mit beispielsweise eine Verzögerung 772 sein kann. Das Analogsignal am Ausgang des Kreises 33, hier als Interpolationssignal bezeichnet, wird in dem Abtastkreis 3', der zum Abtastkreis 3 synchrongesteuert wird, mit fester Phase abgetastet. Die vom Abtastkreis 3' herrührenden Abtastwerte werden mit dem veränderlichen Parameter Φο in einem Multiplikator 34 multipliziert, dessen Ausgang mit dem anderen Eingang des Addierers 32 verbunden ist. Es ist selbstverständlich, daß die Abtastwerte an den Ausgängen der Abtastkreise 3 und 3' durch (nicht dargestellte) Analog-Digital-Wandler kodiert werden, wenn die Abtastwerte nachher digital verarbeitet werden.

Der Ausgang des Addierers 32 ist an das Transversalfilter 6 angeschlossen, das dieselben Elemente wie in F i g. 1 enthält, wobei die Koeffizienten auf dieselbe Art und Weise durch das Fehlersignal eingestellt werden, das vom Differenzerzeuger 10 geliefert und der ersten Regelschleife 9 zugeführt wird, die die Koeffizienten- ω Einstellanordnung 11 enthält. Das Fehlersignäl wird zugleich der zweiten Regelschleife 17 zugeführt, die die Einstellanordnung 18 enthält, die mit dem Einstellkreis 19 zur Einstellung des veränderlichen Parameters Φ» versehen ist, welcher Parameter einem der Eingänge ni des Multiplikators 34 zugeführt wird.

Wie nachstehend noch erläutert wird, ermöglichen es die zwei mit dem Addierer 32 verbundenen Zweige 30 und 31 die Wirkung eines Abtastkreises mit veränderlicher Phase nachzubilden, als hätten die Abtastwerte am Ausgang des Addierers 32 die Form x(to+jT), wobei die Änderungen des Zeitintervalls to durch Änderung des einem Eingang des Multiplikators 34 zugeführten Parameters Φο erhalten werden.

Die Ausführungsform, in der der Kreis 33 ein differenzierendes Netzwerk ist, entspricht der Ausbildung einer linearen Interpolation, die definier^ wird durch die Beziehung

x{to + iT) = x(iT) + Φ_οχ(ϊΤ).

(14)

In dieser Formel stelir x(iT) die Abtastwerte des Analogsignals x(t)am Ausgang des Übertragungskanals 2 im Zeitpunkt vT dar; x(iT) stellt die Abtastwerte des Interpolaticnssignals x(t) im Zeitpunkt /Tdar, wobei x(t) durch Differezialion aus x(t) hergeleitet ist; Φ_ο ist ein veränderlicher Parameter. Diese Formel bedeutet, daß die Abtastwerte x(to+iT) mit einer veränderlichen Phase to durch lineare Interpolation zwischen den Abtastwerten x(iT) und der Abtastwerte χ(ΓΓ) erhalten werden können, und zwar durch Änderung des Parameters Φο in der InterpoIationsformeL

Aus F i g. 5 geht hervor, daß der Abtastkreis 3 die Abtastwerte x(iT) des Signals x(t) am Ausgang des Übertragungskanals 2 liefert Der AbtastKreis 3' liefert die Abtastwerte x(iT) des Signals x(t), das von dem als differenzierendes Netzwerk wirksamen Kreis 33 herrührt. Der Multiplikator 34 liefert Abtastwerte Φοχ(ίΤ) und am Ausgang des Addierers 32 erscheinen die Abtastwerte χ(ϊΤ)+Φοχ(ίΤ) als Resultat der Interpolation nach der Formel (14) und entsprechend den Abtastwerten x(to+ iT).

Die Ausführungsform, in der der Kreis 33 ein Verzögerungskreis ist, entspricht der Durchführung einer linearen Interpolation, die definiert wird durch die Beziehung

x(to + iT) * x{iT) + (l>_ox_D(iT).

(15)

In dieser Formel stellt xt/iT) Abtastwerte eines Signals xp(t)\m Zeitpunkt /T dar, welches Signal durch eine Zeitverschiebung des Analogsignals x(t) am Ausgang des Übertragungskanals 2, beispielsweise durch eine Verzögerung um 772, erhalten worden ist.

Mit dem Kreis 33, ausgebildet als Verzögerungskreis mit beispielsweise einer Verzögerung 772, bewerkstelligen die zwei mit dem Addierer 32 verbundenen Zweige 30 und 31 eine lineare Interpolation entsprechend der Formel (15), wobei am Ausgang des Addierers 32 Abtastwerte x(to+iT)mit veränderlicher Phase erhalten werden durch Änderung des einem Eingang des Multiplikators 34 zugeführten Parameters Φο.

Dasselbe Resultat läßt sich erhalten mit Hilfe rein digitaler Mittel, wobei die Verwendung eines analogen Verzögerungskreises 33 für das Signal x(t) vermieden wird. Für eine Verzögerung 772 beispielsweise kann der Interpolationskreis nach Fig.6 verwendet werden. Dieser Interpolationskreis enthält einen Abtastkreis 3, der das Signal x(t)wr\ Ausgang des Übertragungskanals mit der doppelten Datentaktfrequenz abtastet, also mit einer Frequenz 2IT, die mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 36 von der Frequenz 1/Tdes Taktimpulsgenerators 4 hergeleitet wird. Die Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 2/ T wird in zwei gegenübereinander verschobenen Reihen zerlegt, und zwar durch einen Verteiler 37 in Form eines Wechselkontakts mit zwei

Stellungen, der von den Signalen an den Ausgingen eines Modulo-2-ZähIers 47 gesteuert wird, der die Impulse mit der Frequenz 2/7" am Ausgang des Frequenzverdopplers 36 zählt. Der Verteiler 37 liefert an den zwei Zweigen 30 und 31 zwei Reihen von Abtastwerten mit der Frequenz \/T, die gegenübereinander um 772 verschoben sind. Es kann vorausgesetzt werden, daß im Zweig 30 Abtastwerte der Form x(iT) und im Zweig 31 verzögerte Abtastwerte mit der Form x(iT-TI2) auftreten. Diese letzten Abtastwerte im Zweig 31 werden mit Hilfe des Multiplikators 34 mit Φ_ο multipliziert, während die Abtastwerte x(iT) im Zweig 30 um 772 durch einen Verzögerungskreis 38 verzögert werden, so daß sie in der Zeit mit denen im Zweig 31 zusammenfallen. Auf diese Weise werden am Ausgang des Addierers 32 Abtastwerte mit der Frequenz MT erhalten, die je das Resultat der Interpolation nach der Formel (15) sind.

Mit Hilfe des einen oder des anderen der beschriebenen Interpolationskreise werden auf diese Weise am Eingang des Transversalfilters 6 Abtasiwerte x(to+iT) erhalten, deren Phase to mittels des Parameters Φ_ο geändert werden kann.

Zum Erhalten der Entzerrung wird beispielsweise der mittlere quadratische Fehler / auf ein Minimum beschränkt, indem nicht nur immer die Werte der 2Λ/+1 Koeffizienten a* des Transversalfilters 6, sondern nun auch die Phase der Abtastwerte in diesem Transversalfilter mittels des Parameters Φο eingestellt wird. Um die durchzuführenden Bearbeitungen anzugeben, muß der mittlere quadratische Fehler als Funktion der Koeffizienten a* des Transversalfilters 6 und des Parameters Φο ausgedrückt werden.

Wenn beispielsweise ein Interpolationskreis mit einem Verzögerungskreis verwendet wird, kann die Ähnlichkeit zwischen den Abtastwerten an den Anzapfungen des Transversalfilters 6, ausgedrückt als Funktion von to, und denen, ausgedrückt als Funktion von Φο, aus der Formel (15) abgeleitet werden:
=xlli-k)T}

Die Abtastwerte y(to+ ΓΓ) am Ausgang des Transversalfilters 6 werden als Funktion von Φ_ο und von a* gegeben durch die Formel:

Der mittlere quadratische Fehler /wird erhalten als Funktion von at und Φο durch Substitution des Wertes von y(to+ /77 nach der Formel (17) in die Formel (8).

Statt das System der Gleichungen:

20 df(g_k,<P₀)

da_k df(g_k,<t>o)

= 0

= 0,

(18)

wobei Ar von — N bis +N ändert, zu lösen, wird ebenso wie im Vorstehenden der Gradienten-Algoritmus verwendst, der durch die nachfolgenden Iterationsbeziehungen ausgedrückt wird:

30 und

Nach Durchführung sämtlicher Berechnungen können die Formel (19) und (20) wie folgt geschrieben werden:

^ι=αί- \E\e>(iT)lxUi-(/-k)TJ])

Alle Glieder in diesen Formeln sind obenstehend bereits definiert worden.

Die Iterationsformel (21), die für die Einstellung der Koeffizienten a* verwendet werden muß, ist im wesentlichen genau dieselbe wie die Formel (12) die zur Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 6 in F i g. 1 verwendet wurde. Dies dürfte aus den Formeln (16) hervorgehen. Dadurch ist die erste Regelschleife 9 in Fig.5, die bei jedem Iterationsschritt die Änderungen der Koeffizienten a* bewerkstelligt, auf dieselbe Weise ausgebildet wie in F i g. 1 und enthält folglich dieselben Elemente und funktioniert auf dieselbe Art und Weise.

Die Iterationsformel (22) zur Einstellung des Parameters Φο an einem der Eingänge des Multiplikators 34 läßt sich mit der Iterationsformel (13) zur Einstellung der Phase foder Abtastzeitpunktc in der Entzerrungsanordnung nach Fig. 1 vergleichen. Diese Formeln weichen nur was der Ausdruck für die bei der Summierung auftretenden Abtastv. erte anbelangt voneinander ab. Dadurch hat in Fig. 5 din zweite Regelschleife 17, die bei jedem Iterationsschritt die Änderungen des

= -JV

Parameters Φο bewerkstelligt, eine Struktur, die der der Entzerrungsanordnung nach F i g. 1 entspricht, jedoch das Transversalfilter 6', das dieselben Koeffizienten wie das Transversalfilter 6 hat, erhält nun die Abtastwerte Xd(IT) am Ausgang des Abtastkreises 3'. Am Ausgang des Einstellkreises 19, dem das Fehlersignal x(iT) und die Abtastwerte, die vom Transversalfilter 6' herrühren, zugeführt werden, wird dann das Einstellsignal erhalten, und zwar zur Änderung des Parameters Φο, der dem Multiplikator 34 zugeführt wird.

Wenn der Interpolationskreis mit einem differenzierenden Netzwerk 33 verwendet wird, liefert die Interpolationsformel (14) den Ausdruck für die Abtasten werte am Eingang des Transversalfilters 6 als Funktion von Φο und es ist leicht ersichtlich, daß der Schaltplan der Entzerrungsanordnung genau derselbe ist und auf dieselbe Art und Weise funktioniert.

Bisher wurde vorausgesetzt, daß die lineare Interpoh-i lation zwischen den A btastwerten des Signals x(t) selbst und einem Interpolationssignal xu(t) oder x(t) hergeleitet aus a/?,) durchgeführt wird. In diesem Fall entspricht der Änderungsbereich für die Phase des interpolierten

Abtastwertes einem Verzögerungsbereich für to von 0 bis Z.U einem bestimmten Wert, beispielsweise 772. Es kann ebenfalls eine lineare Interpolation zwischen zwei aus x(t) abgeleiteten Interpolationssignalen durchgeführt werden, die beide von x(i)abweichen, beispielswei- -, se xi,\(t) = x(t- 774) und x,n(t) = x(l - 772). In diesem Fall müssen in den Zweigen 30 und 31 Verzögerungskreise eingeführt werden mit Verzögerungen entsprechend 774 bzw. 772. Der Änderungsbereich für to läuft dann von 774 bis 772. Dies kann vorteilhaft sein, wenn m dafür gesorgt werden kann, daß der Endwert von to

innerhalb dieses Bereiches liegt.

Eine andere Ausfühningsform der Entzerrungsanordnung, die ebenfalls die 2Λ/+ I Koeffizienten a* und den Parameter Φ,-, verwendet, damit der mittlere quadrati sehe Fehler auf ein Minimum beschränkt wird, ist in Fig. 7 dargestellt. Die Struktur der Entzerrungsanoidnung nach F i g. 7 läßt sich dadurch erhalten, daü die Abtastwerte x(to + i'T) am Eingang des Entscheidungskreises 5 auf die nachfolgende Weise ausgedrückt wird, die leicht aus der Formel (17) hergeleitet werden kann:

Y[Io

= ^ (i_k-x\ii-k)1 ] + '/'„ (23)

Nach dieser Formel werden die Abtastwerte am Eingang des Entscheidlingskreises 5 in F i g. 7 am Ausgang eines Addierers 40 mit zwei Eingängen erhalten. Einem Eingang des Addierers 40 werden Abtastwerte zugeführt, die dem ersten Glied in der Formel (23) entsprechen. Diese Abtastwerte werden am Ausgang des Transversalfilters 6 mit 2N+ I veränderlichen Koeffizienten a* erhalten, dessen Eingang die vom Abtastkreis 3 herrührenden Abtastwerte x(iT) des Signals x(t) zugeführt werden. Dem anderen Eingang des Addierers 40 werden Abtastwerte zugeführt, die dem zweiten Glied in der Formel (23) entsprechen. Diese Abtastwerte werden am Ausgang eines Multiplikators 41 erhalten, der die Ablastwerte am Ausgang des Transversalfilters 6' mit dem veränderlichen Parameter Φο multipliziert. Das Transversalfilter 6' hat dieselbe Struktur und benutzt dieselben Koeffizienten at wie das Transversalfilter 6. Dem Eingang dieses Transversalfilters 6' werden die Abtastwerte xiy(iT) zugeführt, die durch den Abtastkreis 3' für das Signal xrft) am Ausgang des Verzögerungskreises 33 geliefert werden.

Ein Vergleich der Schaltpläne nach F i g. 5 und F i g. 7 zeigt, daß in F i g. 5 die Wägung mit dem veränderlichen Parameter Φ_ο auf den Abtastwerten x(iT) und xrfiT) die von den Abtastanordnungen 3 und 3' herrühren durchgeführt wird, während in F i g. 7 die Wägung mit dem veränderlichen Parameter Φ_ο auf den Ausgangsabtastwerten der zwei Transversalfilter 6 und 6' durchgeführt wird. Der Wert der Abtastungen am Eingang des Entscheidungskreises 5 ist in beiden Fällen derselbe.

In F i g. 7 werden ebenfalls die 2N+ I Koeffizienten a* und der Wägungsparameter Φο zur Erhaltung eines minimalen mittleren quadratischen Fehlers verwendet. Der Gradienten-Algoritmus wird ebenfalls durch die Iterationsformel (21) und (22) definiert. Die erste Regelschleife 9, die die Einstellung der 2N+1 Koeffizienten a* der Transversalfilter 6 und 6' ermöglicht, hat dieselbe Struktur und ist auf dieselbe Art und Weise angeschlossen wie in Fig. 5. Die zweite Regelschleife 17 zur Einstellung des Parameters Φ_ο hat dieselbe Struktur wie in F i g. 5 und enthält den Einstellkreis 19, der das Fehlersignal und die Abtastwerte am Ausgang des Transversaifiiters 6' erhält und der das Einstellsignal erzeugt zur Änderung des Parameters Φο, der dem Multiplikator 41 zugeführt wird, der in F i g. 7 an den Ausgang des Transversalfilters 6' angeschlossen ist

Die Entzerningsanordnungen nach F i g. 5 und 7 haben eine verschiedene Struktur, aber im wesentlichen sind sie, was die Wirkungsweise und die Eigenschaften anbelangt, vollkommen identisch. In beiden Fällen wird die Entzerrung durch Einstellung der 2/V+ 1 Koeffizien-

fcO ten a* des Transversalfilters 6 und durch Einstellung eines veränderlichen Interpolationsparameters Φη erhalten. Es ist wichtig zu bemerken, daß bei diesen Ausbildungen die Koeffizienten des Transversalfilters 6' denen desselben Ranges des Transversalfilters 6 gleichgehalten werden. In beiden Fällen sind im wesentlichen (2/V+1)+1 = 2Λ/+2 Veränderlichen verfügbar um den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Im Vergleich zu den Ausbildungen nach den Fig. 1 und 4 wird hier die Schwierigkeit der Verwirklichung eines Phasenschiebers für Hie Steuerimpulse eines Abtastkreises vermieden. Ebenfalls wurde festgestellt, daß auch hier eine schnelle Entzerrung erhalten werden kann. Aber auch hier gibt es nach wie vor die Schwierigkeit, daß für bestimmte Übertragungskanäle und für bestimmte Anfangswerte der Veränderlichen a* und Φ_ο der nach Konvergenz erreichte Zustand der Entzerrungsanordnung mit falschen Minimalwerten des mittleren quadratischen Fehlers übereinstimmen kann.

Eine nachstehend zu beschreibende weitere Abwandlung der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung ermöglicht es, nach Konvergenz mit Gewißheit das »Minimum Minimorum« des mittleren quadratischen Fehlers zu erhalten. Das Prinzip dieser Abwandlung besteht in der Erhöhung der Anzahl Veränderlichen, die zum Minimaiisieren des mittleren quadratischen Hehlers eingestellt werden, und zwar dadurch, daß nicht mehr, wie vorstehend, ein einziger Parameter Φ_ο und die Koeffizienten a* des Transversalfilters 6 verwendet werden, sondern statt des Parameters Φο alle Koeffizienten des Transversalfilters 6' verwendet werden. In dieser Abwandlung sind die Koeffizienten des Transversalfilters 6' von denen des Transversalfilters 6 unabhängig und können sogar in ihrer Anzahl ^„'von abweichen.

F i g. 8 zeigt den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach dieser Abwandlung, die von der Entzerrungsanordnung nach F i g. 7 entsprechend dem obengenannten Prinzip hergeleitet ist.

Die Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 enthält einen Teil A zur Behandlung der Abtastwerte x(iT) des Analogsignals x(t) am Ausgang des Übertragungskanals 2 und einen Teil B zur Behandlung der Abtastwerte xti(iT) oder x(iT) des Interpolationssignals am Ausgang des Kreises 33. Zur Bestimmung der Grundgedanken wird nachstehend vorausgesetzt, daß es sich hier um Abtastwerte xo(iT) handelt Die genannten Teile A und B haben die gleiche Struktur abgesehen von der Anzahl Elemente. Die Elemente der beiden Teile haben dieselben Bezugszeichen, wie diese bisher verwendet wurden, jedoch unter Hinzufügung der Indizes A und B.

Im Teil A liegt hinter dem Abtastkreis 3/4 mit fester

Phase das Transversalfilter ft A mit 2N+ 1 Koeffizienten Hi. Im Teil B liegt hinler dem Abtastkreis 3flmit fester Phase das Transversalfilter 65 mit 2M+ I Koeffizienten bu Die Ausgänge der zwei Transversalfilier sind unmittelbar mit den zwei Ausgängen eines Summierers 40 verbunden, dessen Ausgang die nun ebenfalls durch

• ν
V

y(lo + /7]) bezeichneten Ablastwertc dem f.ingang des Entscheidungskreises 5 zuführt.

Der Wert dieser Abtastungen hängt nun von den Koeffizienten ai des Transversalfilters 6.1 und von den Koeffizienten bi des Transversalfilters 6» entsprechend der nachstehenden Formel:

■4 IT)- Σ <vv|(/ k)T\ t V /', A„f|,-/)71

Λ ' U

1241

Die Inierpolation mit der veränderlichen Wägung zwischen den Abtastwerten am Ausgang des Transversalfilters 6i und den Abtastwerten am Ausgang des Transversalfilters 6_/( erfolgt nun mittels der 2M+1 veränderlichen Koeffizienten des Transversalfilters 6». ι

Durch Substitution des Ausdruckes für y(to + iT) nach der Formel (24) im Ausdruck für den mittleren quadratischen Fehler:

/' = /:';|.r('" ♦ Π'\-Ηϊγ\ JI

wird ein Wert von /erhalten als Funktion von 2N+\ Veränderlichen a» und von 2M+ 1 Veränderlichen bk also

f=f(a_k,b,).

Der auch hier zu verwendende Gradienten-Algoritmus zum Liefern dieser Werte der Veränderlichen, die das Minimum des mittleren quadratischen Fehlers ergeben, wird nun durch die zwei nachfolgenden m Iterationsbeziehungen definiert:

*-rrj

(25)

wobei k von — N bis + /V variiert, und

wobei A von - Λ' bis + Λ' variiert, und

wobei/von — Mbis +Λ/variiert.

ι ιαν,ιι Lvui ^tIiUMi uiig 3aiiiuiv,iici uci cutinuiigen w ti -

den die Iterationsformeln (25) und (26) wie folgt geschrieben:

j. (27)

wobei/von — Λ/bis +Mvariiert.

Die Verwirklichung der Iterationsformel (27) für die Einstellung der 2N+1 Koeffizienten a_k des Transversalfilters 6a erfolgt in F i g. 8 mit Hilfe der Regelschieife 9_A, die auf dieselbe Weise angeschlossen ist dieselben Elemente enthält, und auf dieselbe Weise funktioniert wie die erste Regelschleife 9', die in den vorhergehenden Entzerrungsanordnungen zur Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 6 verwendet wurde.

Die Verwirklichung der Iterationsformel (28) zur Einstellung der 2M+1 Koeffizienten b, des Transversalfilters 6b erfolgt in F i g. 8 mit Hilfe der Regelschieife 9_a die im Bezug auf das Transversalfilter 6_fl auf dieselbe Weise angeschlossen ist und auf dieselbe Weise funktioniert wie die Regelschleife %_A für das Transversalfilter 6λ- Die Einstellanordnung ll_s dieser Regelschleife 9_ß enthält selbstverständlich 2Af+1 Einstell-

bfl kreise Cn zur gesonderten Einstellung der Koeffizienten b>. Es läßt sich mathematisch darlegen und es wurde versuchsweise nachgewiesen, daß welche die Anfangswerte der Koeffizienten a* und bi sein mögen, das »Minimum Minimorum« des mittleren quadratischen Fehlers erhalten wird.

Es sei bemerkt, daß die Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 die bekannte Entzerrungsanordnung mit einem einzigen Transversalfilter umfaßt, da es zum Erhalten der letztgenannten Anordnung ausreicht, den Abtastkreis 3« nicht funktionieren zu lassen. Die Entzerrungsanordnung nach Fig.8 umfaßt ebenfalls die obenstehend beschriebenen Entzerrungsanordnungen, die einen linearen Interpolator mit einem veränderlichen Parameter Φη benutzen, da es zum Erhalten des letztgenannten ausreicht, dafür zu sorgen, daß die Koeffizienten des Transversalfilters 6ßden Koeffizienten des Transversalfilters 6( mit einem Proportionalitätsfaktor entsprechend Φο proportional sind. Die Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 kann also nur bessere Resultate ergeben als jede der zwei darin vorhandenen Entzerrungsanordnungen.

Es dürfte einleuchten, daß bei der Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 die Summierer 8^₁ 8g und 40 zur Bildung eines einzigen Summierers kombiniert werden können, von dem 2N+ 1 Eingänge mit den Multiplikatoren Pa des Teils A verbunden sind, 2M+ 1 Eingänge mit den Multiplikatoren Pg des Teils B verbunden sind und von dem der Ausgang an den Eingang des Entscheidungskreises 5 angeschlossen ist.

Die Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 kann in

vci aCiiicuci'ici'i ι OiiVici'i auögcüiiuci mci'üci'i, uic jcuoill aus dem Gesichtspunkt der Wirkung und der Eigenschaften gleichwertig sind, insbesondere wenn der Kreis 33 ein Verzögerungskreis ist

Fig.9 zeigt als Beispiel eine Ausführungsform, die der Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 entspricht, die mit einem Verzögerungskreis 33 mit einer Verzögerung 772 versehen ist und dieselbe Anzahl 2N+1 Koeffizienten a* und ifyin den Teilen A und B verwendet.

Die Entzerrungsanordnung nach F i g. 9 enthält einen Abtastkreis 3, der das Signal x(t) am Ausgang des Übdrtragungskanals 2 abtastet, und zwar mit einer festen Phase und einer Frequenz 2/7^ die von der Frequenz 1/7" des Taktimpulsgenerators 4 mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 50 abgeleitet wird. Die Abtastwerte mit dieser Frequenz werden in einem Transversalfilter 51 einer Kaskadenschaltung aus4A/-i-1 Verzögerungskreisen R\ mit je einer Verzögerung 772 zugeführt. Diese Anzahl Verzögerungskreise ist nur gewählt worden, damit die Equivalenz der Entzerrungsanordnungen in den Fig.8 und 9 leicht dargelegt werden kann. In Wirklichkeit braucht diese Anzahl kein Vielfaches von 4 vermehrt um 1 zu sein und diese Anzahl kann beliebig gewählt werden. Die an den 4/V+2 Anzapfungen dieses Transversalfilters 51 verfügbaren Abtastwerte werden zur Multiplikation mit Koeffizienten Multiplikatoren zugeführt, deren Ausgän-

ge mit den Eingängen eines Summierers 52 verbunden sind. Es ist leicht ersichtlich, daß an 2N+ 1 Anzapfungen 5i jeweils getrennt durch zwei Verzögerungskreise R\. Abiastwerte x(iT)des Signals x(t) verfügbar sind, so daß an den 2Λ/+1 Anzapfungen Sn. getrennt von den Anzapfungen S,\ durch einen Verzögerungskreis R\, Abtastwerte x(iT— 772) verfügbar sind. Es läßt sich also sagen, daß das Transversalfilter 51 in zwei Teile aufgeteilt ist. Ein Teil A enthält die Elemente, die an die Anzapfungen S,\ angeschlossen sind und behandelt die Abtastwerte x(iT) und entspricht also dem Transversalfilter 6.. in Fig. 8; ein zweiter Teil B enthält die Elemente, die an die Anzapfungen 5«angeschlossen sind und behandelt die Abtastwerte x(iT - T/2) und entspricht also dem Transversalfilter 6« in F i g. 8. Damit eine Equivalenz zwischen dem Transversalfilter 51 und dem Ganzen aus den Transversalfiltern 6₍ und 6« erhalten wird, ist es außerdem notwendig, daß die

AuiaSiwci'ic ÄYÜ AüägoTig dcS TräTiSVCrSäiiiiiCrS 5! mit

der Frequenz 1/Tgeliefert werden. In F i g. 9 werden die Impulse mit der Frequenz l/T des Taktimpulsgenerators 4 einer Steuerklemme 53 des Summierers 52 zugeführt, um zu bewerkstelligen, daß am Ausgang des Summierers 52 tatsächlich Abtastwerte mit der Frequenz l/Terhalten werden.

In Wirklichkeit sind im Transversalfilter 51 die Elemente der zwei Teile A und B nicht verschieden, während sie auf dieselbe Weise angeschlossen sind. Insbesondere werden die in den Speichern gespeicherten Koeffizienten a* und bi gleichzeitig eingestellt, damit das Minimum des mittleren quadratischen Fehlers erhalten wird, und zwar mit Hilfe einer Regelschleife 54, die eine Einstellanordnung 55 enthält, die mit Einstellkreisen Ca und Cb versehen ist, die je einen Koeffizienten des Transversalfilters 51 einstellen. Es läßt sich sagen, daß diese Regelschleife 54 die zwei Regelschleifen 9λ und 9g der Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 umfaßt.

Es sei bemerkt, daß in der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform die Entzerrungsanordnung nach der Erfindung eine Struktur aufweist, die auf den ersten Rlirk Her einer hekann.'ssn F.ntzerrunesanordnune entspricht, die Koeffizienten des Transversalfilters benutzt zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers. In Wirklichkeit ist der Unterschied sehr groß und dieser Unterschied beruht auf der Frequenz, mit der die Abtastung durch den Abtastkreis 3 durchgeführt wird, und auf der Verzögerung der Verzögerungskreise R₁. In einer bekannten Entzerrungsanordnung wäre die Abtastfrequenz l/Tstatt 2/Twährend die Verzögerung der Verzögerungskreise Ri dann T wäre statt 772. Nachstehend werden als Beispiel Resultate von Versuchen gegeben, die die wesentliche Verbesserung zeigen, die durch die erfindungsgemäße Entzerrungsanordnung erhalten wird, insbesondere für die in F i g. 9 dargestellte Ausführungsform.

Wenn zur Entzerrung eines Übertragungskanals, dessen Stoßantwort in Fig.3a dargestellt ist, eine Entzerrungsanordnung nach F i g. 9 verwendet wird, die insgesamt 6 Koeffizienten enthält und die der aus F i g. 8 entspricht, die 3 Koeffizienten im Teil A und 3 Koeffizienten im Teil B enthält, so stellt es sich heraus, daß beim Fehlen des vom Übertragungskanal eingeführten Rauschsignals und bei Datensignalen mit zwei Pegeln der mittlere quadratische Fehler / ns<ch Entzerrung weniger als 10 ~⁷ ist. Es wird noch auf die bereits erwähnten Resultate_t gewiesen, die mit einer bekannter. Entzerrungsanordnung ebenfalls mit 6 Koeffizienten (f = 0,1) und mit einer Entzerrungsanordnung des in Fig. 1 dargestellten Typs (f = 3-10 '■) erreicht wurden.

Fig. 10 zeigt den mittleren quadratischen Fehler /'als , Funktion der Anzahl q ausgesendeter Symbole, und zwar ebenfalls für den Übertragungskanal mit der Stoßantwort nach F i g. 3a bei einem zwei-Pegel-Datensignal, nun jedoch in Anwesenheit des Rauschsignals entsprechend einem Signal-Rauschabstand von 23 dB.

in In dieser Figur entspricht die horizontale gerade Linie B dem Rauschpegel. Die gestrichelt dargestellte Kurve stellt f dar als Funktion von q für eine bekannte Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit 9 Koeffizienten. Der Minimalwert von f bei einem ausreichend großen q beträgt 8 · 10 -'. Die durch gezogene Linien dargestellte Kurve entspricht einer Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 mit einem Verzögerungskreis 33 (Verzögerung 772) und mit insgesamt

.Ό Teil A und 5 Koeffizienten im Teil B. Der Minimalwert von /'beträgt 2,9 · 10'. Fig. 10 zeigi. daß mit der Entzerrungsanordnung nach der Erfindung im Vergleich zur bekannten Entzerrungsanordnung eine wesentlich bessere Entzerrung erhalten werden kann _>5 und das praktisch der Rauschpegel erreicht werden kann. Außerdem stellt es sich heraus, daß die Konvergenzzeit wesentlich kürzer ist.

Fig. 11 zeigt die Stoßantwort eines zu entzerrenden Übertragungskanals, wobei die Zeitachse in Perioden T to des ausgesendeten Datensignals aufgeteilt ist.

Fig. 12 zeigt den minimalen mittleren quadratischen Fehler /"„,,„ der nach Entzerrung erhalten worden ist als Funktion der Anzahl N der Koeffizienten für 8-Pegel-Datensignale im Vorhandensein des Rauschsignals mit einem Signal-Rauschabstand von 23 dB. Der Rauschpegel ist durch die horizontale gerade Linie ß'dargestellt. Die gestrichelt dargestellte Kurve bezieht sich auf eine bekannte Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit N Koeffizienten, dessen Eingang Abtastwerte des Ausgangssignals des Übertragungskanals mit der Frequenz l/7"zugeführt werden. Die mit erzogenen Linien dargestellte Kurve bezieht sich auf eine Entzerrungsanordnung nach dem Schaltplan aus F i g. 9 mit insgesamt N Koeffizienten (N/2 in jedem der Teile A und B), deren Eingang Abtastwerte mit der Frequenz 2/Γ zugeführt werden. Aus Fig. 12 geht deutlich der Vorteil der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung hervor. Mit einer Anzahl Koeffizienten entsprechend 30 wird mit der bekannten Entzerrungsanordnung bei langem nicht der Rauschpegel erreicht, während dieses Resultat mit der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung bereits mit 17 Koeffizienten erreicht wird.

Die Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 enthält zwei Transversalfilter 6a und 6s deren Eingänge Abtastwerte x(iT) bzw. Abtastwerte, die im Ausführungsbeispiel, in dem der Kreis 33 ein Verzögerungskreis mit einer Verzögerung 772 ist, x(iT — T/2) entsprechen, zugeführt werden. Die Anzahl Transversalfilter kann noch dadurch erhöht werden, daß den Eingängen derselben Abtastwerte von unterschiedlichen Interpolationssignalen zugeführt werden, die aus dem Signal x(t) am Ausgang des Übertragungskanals abgeleitet werden. Auf Kosten einer verwickelten Struktur kann auf diese Weise die Anzahl Veränderlichen, die zum Minimaüsier.:n des mittleren quadratischen Fehlers verwendet werden, erhöht werden, wodurch in bestimmten Fällen die Qualität der Entzerrung noch weiter verbessert werden kann.

Fig. 13 zeigt als Beispiel eine Evitzcrrungsanordnung mit vier Transversalfiltern als Abwandlung der Entzer^rungsanordnLiiig nach F i g. 8. Einem Transversalfilter 64 werden ebenso wie in F i g. 8 die Abtastwerte χ(·Τ) des Signals x(t) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3.» herrühren. Einem Transversalfilter 6« werden die Abtastwerte x(iT— 774) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3n herrühren, die an einen Verzögerungskreis 33n mit einer Verzögerung 774 angeschlossen ist. Einem Transversalfilter 6c werden die Abtastwerte x(iT— 772) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3₍ herrühren, die an den Ausgang der Kaskadenschaltung des Verzögerungskreises 33b und eines Verzögerungskreises 33c, ebenfalls mit einer Verzögerung 774, angeschlossen ist. Einem Transversalfilter 6» werden die Abtastwerte x(iT-3T74) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3d herrühren, die an den Ausgang der Kaskadenschaltung von drei Verzögerungskreisen 33/ü -|-J ,,„*4 OO m·* in _ηϊ_ηπν \/Λ>»·ππηηιηπ Τ/Λ οπίτηΡηΚΙηΓΓηπ

ist. Die vier Abtastkreise 3λ, 3» 3_t und 3» arbeiten synchron, und üwar mit der Frequenz \/T. Von den vier Transversalfiltern 6^, 6« 6₍- und 60 sind hier nur die Summierer 8^, 8» 8c- und 80 dargestellt, die an die Eingänge eines Summierers 56 angeschlossen sind. Die Koeffizienten dieser vier Transversalfilter werden unabhängig voneinander mit Hilfe der Einstellanordnungen 11,1, Hä llcund Ho eingestellt, die einen Teil der Regelschleifen 9a, 9r 9r und 9o bilden, die an den Differenzerzeuger 10 angeschlossen sind.

F.ine der Entzerrungsanordnung nach Fig. 13 entsprechende Ausführungsform ist in Fig. 14 dargestellt. Der Abtastkreis 3 für das Signal x(t) wird durch Impulse mit der Frequenz 4/7; die von einem Frequenzvervielfacher 57 herrühren, gesteuert, welcher Vervielfacher die Frequenz 1/7"der Impulse des Taktimpulsgenerators 4 mit einem Faktor 4 multipliziert Die Abtastwerte am Ausgang des Abtastkreises 3 werden in einem Transversalfilter 58 einer Kaskadenschaltung von Verzögerungskreisen R7 mit je einer Verzögerung 774 zugeführt. Bei dieser Ausführungsform läßt sich sagen, daß an den Anzapfungen Sa, die durch vier Verzögerungskreise R-> voneinander getrennt sind. Abtastwerte x(if) verfügbar sind, an den Anzapfungen Sa die von den Anzapfungen Sa durch einen Verzögerungskreis R2 getrennt sind, Abtastwerte x(iT— 774) verfügbar sind, an den Anzapfungen Sg die von den Anzapfungen Se durch einen Verzögerungskreis R2 getrennt sind, Abtastwerte x(iT— T/2) und zum Schluß an den Anzapfungen Sa die von den Anzapfungen Sc durch einen Verzögerungskreis /?2 getrennt sind, Abtastwerte x(iT— 3 774) verfügbar sind. Die Abtastwerte an all diesen Anzapfungen Sa, Sb, Sc und So werden nicht dargestellten Multiplikationen zugeführt und mit von nicht dargestellten Speichern herrührenden Koeffizienten multipliziert und der Ausgang dieser Multiplikatoren ist mit einem Summierer 59 verbunden. Der Summierer 59 enthält eine Steuerklemme 60, die an den Ausgang des Taktimpulsgenerators 4 mit der Frequenz 1/7"angeschlossen ist, so daß am Ausgang des Transversalfilters 58 Abtastwerte mit der Frequenz 1/7"erhalten werden. Die Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 58 erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung 61, die einen Teil einer Regelschleife 62 bildet, die an den Differenzerzeuger 10 angeschlossen ist

Die bisher beschriebenen Ausführungsformen beziehen sich alle auf Entzerrungsanordnungen vom nicht-rekursiven Typ. Die erfindungsgemäßen Maßnahmen können jedoch ebenfalls in Entzerrungsanordnungen vom rekursiven Typ angewandt werden, in denen außer einem nicht-rekursiven Teil, der zwischen dem Ausgang des Übertragungskanals und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt, auch ein rekursiver Teil

ί vorhanden ist, der zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt. Diese rekursiven Entzerrungsanordnungen werden im allgemeinen dann verwendet, wenn die Übertragungskanäle nicht nur die bereits genannten Amplitude- und Laufzeitverzögerungen herbeiführen, sondern auch F.cho-Erscheinungen aufweisen.

Bei den nachstehend zu beschreibenden Abwandlungen der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnungen mit einer rekursiven Struktur kann der nicht-rekursive

i> Teil auf dieselbe Art und Weise wie bei den bereits beschriebenen Ausführungsformen ausgebildet werden. Es ist dabei vorteilhaft, die Ausführungsformen zu benutzen, die es ermöglichen, mit Gewißheit das

2(1 Fehlers zu erhalten.

Fig. 15 zeigt einen vereinfachten Schaltplan einer derartigen Entzerrungsanordnung mit einer rekursiven Struktur. In Fig. 15 ist die Entzerrungsanordnung an dem Ausgang eines Übertragungskanals 102 einge-

.'■*> schlossen. Dem Eingang dieses Übertragungskanals 102 werden von einer im Sender vorhandenen Quelle 101 Datensignale zugeführt mit einer Datentaktfrequenz 1/7:

Diese Entzerrungsanordnung enthält einen nicht-re-

s'i kursiven Teil 103, der auf dieselbe Weise ausgebildet ist wie in Fi g. 1. Dieser Teil 103 enthält einen Abtastkreis 104 für das Datensignal am Ausgang des Übertragungskanals 102, die von Impulsen eines Taktgenerators 105 gesteuert wird. Die Abtastphase wird durch das einer

j> Steuerklemme 6 eines Phasenschiebers 107 zugeführte Einstellsignal variiert. Diese Abtastwerte können von einem nicht dargestellten Analog-Digital-Wandler kodiert werden wenn die anderen Elemente der Entzerrungsanordnung vom digitalen Typ sind. Die Abtastwerte werden einem Transversalfilter 108 zugeführt, dessen Ausgang an einen Entscheidungskreis 109 angeschlossen ist. An den Entscheidungskreis 109 ist ein Differenzerzeuger 111 angeschlossen und das r"avon herrührende Fehlersignal wird zwei Regelschleifen 112 und 113 zugeführt, die die Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 108 bzw. die Phase der Abtastzeitpunkte in dem Abtastkreis 104 bewerkstelligen. Die Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 108 erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung 114, die einen Teil der Regelschleife 112 bildet Die Einstellung der Abtastphase erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung 115, die einen Teil der Regelschleife 113 bildet. Das von dieser Einstellanordnung 115 erzeugte Phasen-Einstellsignal wird der Steuerklemme 106 des Phasenschiebers

5i 107 zugeführt. Die Wirkungsweise dieses nicht-rekursiven Teils 103 ist obenstehend bereits eingehend erläutert worden.

F i g. 16 zeigt ein Zeitdiagramm, in dem auf schematische Weise die Stoßantwort eines Übertragungskanals mit Echo-Erscheinungen dargestellt ist Für ein isoliert ausgesendetes Symbol hat das empfangene Signal die in Fig. 16 dargestellte Gestalt Bei einem Übertragungskanal, der nur Amplitude- und Laufzeitverzerrungen aufweist, hat das empfangene Signal die Form der

b5 gestrichelt dargestellten Kurve a, die innerhalb eines Zeitintervalls (ti, t₂) liegt, und zwar auf beiden Seiten des Bezugszeitpunktes fo. Dieses Intervall beträgt beispielsweise 2 ms. Die gezogenen Linien, die durch ein

Intervall T voneinander getrennt sind, stellen Abtastwerte dar, die vom Abtastkreis 104 herrühren. Der bisher beschriebene Teil 103 der Entzerrungsanordnung eignet sich durchaus zum Eliminieren der Interferenzen, die zwischen aufeinanderfolgenden Stoßantworten mit einer Gestalt wie die Kurve a auftreten und den Symbolen, die mit der Frequenz MT ausgesendet werden, entsprechen. Die Stoßantwort eines Übertragungskanals, in dem zugleich Echos auftreten, umfaßt außerdem ein Echo-Signal, wie dies durch die gestrichelt dargestellte Kurve b angegeben ist, die innerhalb des Zeitintervalls (t\, t-f) auf beiden Seiten des Zeitpunktes to liegt Dieses Echo-Signal b kann eine nicht zu vernachlässigende Amplitude im Vergleich zum Hauptsignal a aufweisen und ist durch ein Intervall (to, to) davon getrennt, welches Intervall beispielsweise 15 ms beträgL Dann treten außer Interferenzen infolge der Amplitude- und Laufzeitverzerrungen auch Interferenzen zwischen den Hauptsignalen und Echo-Signalen auf. Im Zeitpunkt fc tritt beispielsweise Interferenz, zwischen dem Hauptsignal a entsprechend einem ausgesendeten Symbol und dem Echo-Signal b entsprechend einem 15 ms vorher ausgesendeten Symbol auf.

Damit gleichzeitig Interferenzen infolge der genannten Verzerrungen und diejenigen infolge von Echos eliminiert werden, enthält die Entzerrungsanordnung in Fig. 15 außer dem nicht-rekursiven Teil 103 zugleich iinen rekursiven Teil 116, der durch ein Transversalfilter 117 gebildet wird, das an den Ausgang des Entscheidungskreises 109 angeschlossen ist und das über'einen Summierer 118, die die Abtastwerte an den Ausgängen der Transversalfilter 108 und 117 kombiniert, mit dem Eingang des Entscheidungskreises 109 verbunden ist Das vom Differenzerzeuger 111 gelieferte Fehlersignal wird zugleich einer Regelschleife 119 zugeführt, damit auch die Koeffizienten des Transversalfilters 117 derart eingestellt werden, daß der mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschränkt wird. Wie obenstehend bereits erläutert wurde, erfolgt diese Einstellung auf iterative Weise unter Verwendung des Gradienten-Algoritmus. In der Regelschleife 119 ist eine Einstellanordnung 120 zur Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 117 aufgenommen. Diese Einstellanordnung 120 hat eine Struktur und eine Wirkung, die denen der Einstellanordnung 114 für die Koeffizienten des Transversalfilters 108 entsprechen und folglich nicht weiter erläutert zu werden brauchen.

Die Entzerrung eines Übertragungskanals, der Echos von dem in Fig. 16 dargestellten Typ aufweist, erfolgt wie untenstehend beschrieben wird. Das Transversalfilter 108 des nicht-rekursiven Teils 103 nimmt die Stoßantwort im Intervall (ti, h), das den Amplitude- und Laufzeitverzerrungen entspricht, für seine Rechnung. Wie bereits erläutert wurde, stellen die Koeffizienten des Transversalfilters 108 sich automatisch derart ein, daß die entzerrte Stoßantwort praktisch nur einen einzigen zentralen Abtastwert gleich t enthält. Das Transversalfilter 117 des rekursiven Teils 116 enthält, wie jedes Transversalfilter, eine Kaskadenschaltung von (nicht dargestellten) Vcfzögerungskreisen zum Speichern der StoBantwort im Intervall (to, ti') wobei die Koeffizienten dieses Transversalfilters 117 sich automatisch derart einstellen, daß das Echo-Signal b im Intervall ff,', //)auf Null beschränkt wird.

Die Struktur des nicht-rckursiven Teils 103 in F i g. 15 ist gewiß nicht die einfachste und führt manchmal zu falscHci Minimalwerten des mittleren quadratischen Fehlers, wie obenstehend erwähnt wurde. Für diesen Teil 103 können alle bereits beschriebenen Abwandlungen verwendet werden. Fig. 17 zeigt einen Schaltpian mit der Abwandlung, die im allgemeinen die beste Entzerrung ergibt In dieser Figur sind die der F i g. 15 entsprechenden Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben.

Der nicht-rekursive Teil 103 in Fig. 17 enthält einen Abtastkreis 104, der mit der doppelten Datentaktfrequenz und folglich mit einer Frequenz 2IT gesteuert

ίο wird, die aus der Frequenz l/rdes Taktimpulsgenerators 105 mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 130 hergeleitet wird. Die Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 2/Twird in zwei gegenübereinander verschobenen Reihen von Abtastwerten mit je der Frequenz l/7"zerlegt, und zwar durch einen Verteiler 131 in Form eines Wechselkontaktes mit zwei Stellungen, der durch die Signale an den zwei Ausgängen eines Modulo-2-Zählers 132 gesteuert wird, der die Impulse mit der Frequenz 2/ T am Ausgang des Frequenzverdopplers 130 zählt Ein Ausgang des Verteilers 131 liefert einem Transversalfilter 108a eine erste Reihe von Abtastwerten des Datensignals. Der zweite Ausgang des Verteilers 131 liefert eine zweite Reihe von Abtastwerten des um eine Zeit 772 verschobenen Datensignals an einem Transversalfilter 108» Für die weitere Verarbeitung wird diese Zeitverschiebung durch einen Verzögerungskreis 133 ausgeglichen, der mit dem Eingang des Transversalfilters 108λ verbunden ist Die zwei Transversalfilter 108_Λ und 108b haben dieselbe Struktur abgesehen von der Anzahl Elemente. Jedes dieser Transversalfilter enthält eine Kaskadenschaltung von Verzögerungskreisen Ra bzw. R_B mit je eine Verzögerung Tund Multiplikatoren Pa bzw. Pb, denen einerseits die von den Anzapfungen der Verzögerungskreise

r, herrührenden Abtastwerte und andererseits die in den Speichern m_A bzw. ma gespeicherten Koeffizienten zugeführt werden. Der Ausgang der Multiplikatoren P_A bzw. Pb ist mit Eingängen der Summierer Sa bzw. St verbunden, deren Ausgangsabtastwerte in einem Summierer 134, der an dem Eingang des Entscheidungskreises 109 angeschlossen ist, kombiniert werden. Obenstehend wurde dargelegt, daß diese Struktur mit zwei Transversalfiltern 108* und IO80 mit veränderlichen Koeffizienten funktioniert als hätten die Abtast- werte am Eingang des Entscheidungskreises 109 eine veränderliche Amplitude und Phase. Zur Entzerrung wird das vom Differenzerzeuger 111 gelieferte Fehlersignal den Einstellanordnungen 114,, und 114_fl zugeführt die entsprechend dem Gradienten-Algoritmus die

V) Änderungen der in den Speichern m_A und /n* gespeicherten Koeffizienten bewerkstelligen, damit der mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschränkt wird.

Der rekursive Teil 116 in Fig. 17 enthält das

Transversalfilter 108c, das mit einer Kaskadenschaltung von Verzögerungskreisen Rc mit je einer Verzögerung Γ versehen ist und deren Eingang mit dem Ausgang des Entscheidungskreisiis 109 verbunden ist. Das Transversalfilter 108c enthält Multiplikatoren Pc, denen einer-

mi seits die vsn den Anzapfungen der Verzogerungskreise Rc herrührenden Abtastwerte und andererseits die in den Speichern mi gespeicherten Koeffizienten zugeführt werden. Der Ausgang der Multiplikatoren /^ ist mit dem Eingang der Summierer 134 über den

hi Summierer S< verbi nden. Zur Entzerrung wird das vom Differenzerzeuger 111 gelieferte Fehlersignal der Einstellanordnung 114< zugeführt, die nach dem Gradienten Algorithmus die Änderungen der in den

Speichern m„ gespeicherten Koeffizienten bewerkstelligt, damit der mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschrankt wird.

Der nicht-rekursive Teil 103, in dem die Koeffizienten der Transversalfilter 108* und 108b eingestellt werden, und zwar mit Hilfe der EinsteUanordnungen 114* und 114a korrigiert die Amplitude- und Laufzeitverzerrungen, wobei die bereits erwähnten besonderen Vorteile dieser Struktur erhalten werden. Der rekursive Teil 116, in dem die Koeffizienten des Transversalfilters 108c mit HUfe der Einstellanordnung 114c eingestellt werden, korrigiert die Echo-Verzerrungen. Wenn der Übertragungskanal 102 keine Echos aufweist, ist nur der nicht-rekursive Teil 103 mit den Transversalfiltern 108* und 108b wirksam, während die Koeffizienten des Transversalfilters 108_cdes rekursiven Teils 116 alle Null sind. Dieser rekursive Teil 116 ist nur wirksam insofern der Übertragungskanal Echos herbeiführt so daß der Nachteil der Fehlermultiplikation möglichst vermieden wird.

Der Schaltplan nach Fig. 17 zeigt deutlich den Unterschied zwischen der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung und den bekannten rekursiven Entzerrungsanordnungen, von denen ein Beispiel im dritten der obengenannten Artikel beschrieben wurde. Durch Fortlassung des Transversalfilters 108b in Fig. 17 wird der Schaltplan der bekannten Entzerrungsanordnung erhalten. Die spezifischen Vorteile der Entzerrungsanordnung mit zwei Transversalfiltern 108a und 108b im nicht-rekursiven Teil 103 gehen dann jedoch verloren, und die Entzerrung in Bezug auf die Amplitude- und Laufzeitverzerrungen ist weniger gut infolge der PhasenscMwankungen (»jitter«) des örtlichen Taktimpulsgenerators 105. Die Entzerrungsanordnung nach Fig. 17 ist dagegen unempfindlich für diese Phasenschwankungen des örtlichen Taktimpulsgenerators 105, der den Abtastkreis 104 steuert, weil durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen gerade die Abtastphase eine zusätzliche Regelgröße für die Entzerrung ist Die durch die Struktur des rekursiven Teils verursachte Fehlermultiplikation macht zum Schluß bei der bekannten Entzerrungsanordnung den Gebrauch einer Training-Sequenz notwendig zum Starten der Entzerrung. Durch Hinzufügung des Transversalfuters 1O8₀ zur bekannten Entzerrungsanordnung wird die Entzerrung wesentlich verbessert während die erwähnten Nachteile eliminiert werden. So kann insbesondere die Entzerrungsanordnung im allgemeinen unmittelbar durch das Datensignal gestartet werden, und zwar nach einer sehr einfachen Methode. Zunächst wird das Transversalfilter 108c außer Betrieb gesetzt so daß nur der nicht-rekursive Teil 103 funktioniert der die eigentlichen Verzerrungen ausgleicht Dann win.1 sehr schnell ein im allgemeinen niedriger Fehlerprozentsatz in der Größenordnung von einigen Prozenten erhalten.

Danach wird das Transversalfilter 108c eingeschaltet und zwar zum Ausgleichen der Echo-Verzerrungen, und die völlige Entzerrung kann genau durchgeführt werden, und zwar dadurch, daß die Fehler bereite stark abgenommen haben.

Die Verwendung der Entzerrungsanordnungen nach Fig. 15 und Fig. 17 beschränkt sich nicht auf die Entzerrung von Ubertragungskanälen, die unerwünschte Echos aufweisen. Diese Entzerrungsanordnungen können ebenfalls in Übertragungssystemen mit partiel ler Stoßantwortkodierung (»partial response coding«) wie beispielsweise der bipolaren Kodierung zweiter Ordnung eingesetzt werden. In derartigen Übertragungssystemen werden beabsichtigt Echos erzeugt und zwar zur Erleichterung der Filterbearbeitungen. Die Entzerrungsanordnungen nach den Fig. 15 und 17 eignen sich durchaus zum Eliminieren derartiger Echos.

Hierzu 11 Blatt Zeichnungen

Claims (16)

Patentansprüche:

1. Automatische Entzerrungsanordnung für Datenübertragungskanäle mit einem arsten Transversalfilter, das zwischen einem ersten Abtastkreis am Kanalausgang und einem die Daten wiederherstellenden Entscheidungskreis liegt, wobei die*Koeffizienten des ersten Transversalfilters mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung, die einen Teil einer ersten Regelschleife bildet, der die Differenz zwischen Ein- und Ausgangssignalen des Entscheidungskreises als Fehlersignal zugeführt wird, derart eingestellt werden, daß eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird, dadurch gekennzeichnet,

daß eine Phasen-Einstellanordnung (18) vorgesehen ist, die ein zweites Transversalfilter (6') mit einstellbaren Koeffizienten, dem von den dem ersten Transversaler zugeführten Abtastwerten unterschicdüche Abtastwerte eines aus dem empfangener. Datensignal abgeleiteten Signals zugeführt werden, sowie eine Schaltung (19) zum Erzeugen eines Einstellsignals enthält, wobei diese Schaltung mindestens ein dem zweiten Transversalfilter entnommenes Signal erhält und einen Teil einer zweiten Regelschleife bildet, der dasselbe Fehlersignal wie der ersten Regelschleife zugeführt wird, und
daß die Phasen-Einstellanordnung die effektive Phase der Abtastzeitpunkte derart einstellt, daß die jo vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird.

2. Entzervungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, da 3 an den Ausgang des Übertragungskanals (2) ein diffei cnzierendes Netzwerk (23) und ein zweiter Abtastkreis (3') in Kaskadenschaltung angeschlossen sind, welcher zweite Abtastkreis (3') synchron zum ersten Abtastkreis (3) gesteuert wird, und zwar durch die Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4) mit einer Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz und mit einer durch einen Phasenschieber (15) veränderbaren Phase, wobei die Abtastwerte des zweiten Abtastkreises (3') in der Phasen-Einstellanordnung (18) dem zweiten Transversalfilter (6') zugeführt werden, in dem dieselben Koeffizienten eingestellt werden wie im ersten Transversalfilter (6), während der Ausgang des zweiten Transversalfilters (6') und der Ausgang des Differenzerzeugers (10) an den Eingang der Schaltung (19) eingeschlossen sind, die ,0 ein Phasen-Einstellsignal zur Einstellung des Phasenschiebers (15) erzeugt (F i g. 1).

3. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrungsanordnung in Kaskade ein Abtastkreis (3) und ein Tiansversalfilter (24) enthält, die durch Zeitverteilung innerhalb einer Datentaktperiode mit Hilfe einer Umschaltanordnung (26, 29) wechselweise wirksam sind, und zwar als erster Abtastkreis und als erster Transversalfilter bzw. als zweiter Abtastkreis «> und als zweiter Transversalfilter, welcher Umschaltanordnung (26,29) durch vom örtlichen Taktgenerator (4) hergeleitete Signale gesteuert wird und zur Erhaltung des Einstellsignals der Koeffizienten den Eingang des Abtastkreises (3) mit dem Ausgang des _h-, Übertragungskanals (2) und den Ausgang des Transversalfilters (24) mit dem Eingang des Ent· scheidungskreises (5) bzw. zur Erhaltung des Phasen-Einstellsignals den Eingang des Abtastkreises (3) mit dem Ausgang des differenzierenden Netzwerks (23) und den Ausgang des Transversalfilters (24) mit dem Eingang der Phasen-Einstellschaltung (19) verbindet (F i g. 4).

4. Entzerrungsanordnung nach Anspruch t, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte am Eingang des ersten Transversalfilters (6) von einem linearen Interpolator geliefert werden, der einen Addierer (32) mit zwei Eingängen enthält, die über zwei Zweige (30, 31) mit dem Ausgang des Übertragungskanals (2) verbunden sind, welchen Zweigen (30,31) Abtastwerte eines ersten und eines zweiten aus dem empfangenen Datensignal hergeleiteten Interpolationssignals zugeführt werden, wobei die Abtastwerte im zweiten Zweig (31) entsprechend einem Koeffizienten mit Hilfe eines Multiplikators (34) gewogen werden, während die Abtastwerte in den zwei Zweigen (30, 31) durch Abtastkreise (3, 3') erzeugt werden, die durch Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4) mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz gesteuert werden und weiter die Abtastwerte des zweiten Interpolationssignals in der Phasen-Einstellanordnung (18) dem zweiten Transversalfilter (6') zugeführt werden, in dem dieselben Koeffizienten eingestellt werden wie im ersten Transversalfilter (6), wobei der Ausgang des zweiten Transversalfilter (6') und der Ausgang des Differenzerzeugers (10) an dem Eingang der Schaltung (19) angeschlossen sind, die ein Koeffizienten-Einstellsignal für den genannten Multiplikator (34) erzeugt (F i g. 5).

5. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte am Eingang des Entscheidungskreises (5) durch Summierung in einem Addierer (40) der Abtastwerte, die von zwei Zweigen der Anordnung herrühren, erhalten werden, wobei der erst^- Zweig das erste Transversalfilter (6) enthält, das die Abtastwerte eines ersten aus dem empfangenen Datensignal hergeleiteten Interpolationssignal empfängt und wobei der zweite Zweig das zweite Transversalfilter (6') enthält, in dem dieselben Koeffizienten wie im ersten Transversalfilter (6) eingestellt werden, welches zweite Transversalfilter (6') die Abtastwerte eines zweiten aus dem empfangenen Datensignal hergeleiteten Interpolationssignals empfängt, wobei die Ausgangsabtastwerte des zweiten Transversalfilters (6') entsprechend einem Koeffizienten mit Hilfe eines Multiplikators (41) gewogen werden und weiter die Abtastwerte in den beiden Zweigen durch Abtastkreise (3, 3') erzeugt werden, die durch Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4) mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz gesteuert werden, während der Ausgang des zweiten Transversalfilters (6') und der Ausgang des Differenzerzeugers (10) an den Eingang der Schaltung (19) angeschlossen sind, die ein Koeffizienten-Einstellsignal für den genannten Multiplikator (4Γ) erzeugt (F i g. 7).

6. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolationssignal im ersten Zweig das empfangene Datensignal ist.

7. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolationssignal im /weiten Zweig mit Hilfe eines Verzöge-

rungskrejses (33) aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet wird (F ig. 7).

8. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolationssignal im zweiten Zweig mit Hilfe eines differenzierenden Netzwerks (33) aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet wird (F i g. 5),

9. Entzerningsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationssignale in den zwei Zweigen mit Hilfe von Kreisen, die in jedem Zweig eine andere Verzögerung herbeiführen, aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden.

10. Entzerningsanoi'dnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte am Eingang des Entscheidungslereises (5) durch Summierung in einem Addierer (40) von Abtastwerten, die von wenigstens zwei Zweigen (A, B) in der Anordnung herrühren, erhalten werden, welche Zweige je ein Transversalfilter (6a, 6b) enthalten, dem die Abtastwerte eines Interpolationssignals zugeführt werden, das aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet ist und in jedem Zweig verschieden ist, wobei die Abtastwerte in allen Zweigen durch Abtastkreise (3a, 3b), die durch Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4) mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz gesteuert werden, erzeugt werden und die Koeffizienten des Transversalfilters (6,4, 6b) in jedem Zweig mit Hilfe einer gesonderten Koeffizienten-Einstellanordnung (1 \a, 11 β), die einen Teil einer gesonderten Regelschleife (9^, 9b) bildet, der das Fehlersignal zugeführt wird, eingestellt werden (F i g. 8).

11. Entzerningsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolationssignal in einem Zweig das empfangene Datensignal ist

12. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationssignale in den anderen Zweigen mit Hilfe von Verzögerungskreisen (33) aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden (F i g. 8).

13. Entzerningsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationssignale in den anderen Zweigen mit Hilfe von differenzierenden Netzwerken atm dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden.

14. Entzerningsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationssignale in den unterscl/isdlichen Zweigen mit Hilfe von Verzögerungskreisen (33a 33c, 33d) auf dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden (F ig. 13).

15. Entzerrungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 oder 14, in der die Verzögerungen der Abtastwerte in jedem Zweig Vielfache eines Wertes T/n sind, wobei Tdie Periode der Daten taktfrequenz und η eine ganze Zahl größer als 1 ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Transversalfilter der jeweiligen Zweige reihenweise zur Bildung eines einzigen Transversaifilters (51) gegliedert sine!, an dessen Eingang ein Abtastkreis (3) für das empfangene Datensignal aufgenommen ist, die durch Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4 und 50) mit einer festen Phase unc¹ ei«icr Frequenz entsprechend dem n-fachen der Dat^ntaktfrequenz gesteuert wird, welches letztgenanMt; Transversalfilter (51) derart gesteuert wird, d;iß den Entscheidtingskieis (5)

Abtastwerte mit der Datentaktfrequenz zugeführt werden, wobei die Koeffizienten diese? letztgenannten Transversalfilters (51) mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung (55), die einen Teil einer Regelschleife (54) bildet, der das Fehlersignal zugeführt wird, eingestellt werden (F i g. 9).

16. Entzerrungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrungsanordnung ebenfalls einen rekursiven Teil (116) enthält in Form eines zusätzlichen Transversalfilter (117), das zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises (109) liegt, wobei die Koeffizienten des zusätzlichen Transversalfilters (117) mit Hilfe einer Einstellanordnung (120), die einen Teil einer zusätzlichen Regelschleife (119) bildet, der ebenfalls das genannte Fehlersignal zugeführt wird, derart eingestellt werden, daß die genannte vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird (Fig. 15).