DE2410881A1 - Automatische entzerrungsanordnung fuer einen datenuebertragungskanal - Google Patents

Description

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"Automatische Entzerrungsanordnung für einen Datenübertragungskanal¹«

Die Erfindung bezieht sich auf eine automatische Ent~ zerrungsanordnung für einen Datenübertragungskanal mit einem ersten Transversalfilter, das zwischen einem ersten Abtastkreis für das Datensignal am Ausgang des Uebertragungskanals und einem die Daten wiederherstellenden Entscheidungskreis liegt, wobei die Koeffizienten des ersten Transversalfilters mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung, die einen Teil einer ersten Regelschleife bildet, der ein Fehlersignal zugeführt wird, das von einem zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises angeschlossenen Differenzerzeuger herrührt, derart eingestellt werden, dass eine

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vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum ber schränkt wird. Die vorbestimmte Funktion des Fehlersignals, d±e allgemein angewandt wird, ist der"mittlere quadratische Fehler.

Eine derartige Anordnung gehört zu der Gruppe der automatischen adaptiven Entζerrungsanordnungen, in denen die Entzerrung d.h. das Ausgleichen der durch den Uebertragungskanal herbeigeführten Amplitude- und Laufzeitverzerrungen, vShrend der Datenübertragung automatisch durchgeführt wird. Diese Entzerrung- ist insbesondere notwendig für die richtige Wiederherstellung der Daten an der Empfangsseite, wenn die Daten mit hoher Geschwindigkeit und mit einer Vielzahl von Pegeln ausgesendet werden, beispielsweise 3200 Baud und 8 Pegel, Eine automatische adaptive Entaerrungsanordnung der obengenannten Art, in der das einzige einstellbare Element durch ein Transversalfilter gebildet wird, ist beispielsweise in des Artikel von Niessen und Willimi "Adaptive Equalizer for Pulse Transmission" in I.E.E.E.Transactions, Heft COM 18, Nr · 4, August 1970, Seiten 377-394 beschrieben worden. Eine ähnliche Entzerrungsanordnung ist ebenfalls im Artikel von Proakis und Millers "An Adaptive Receiver for Digital Signalling through Channels with Intersymbol Interference" in I.E.E.E.Transactions, Heft IT-15_f Nr. 4, Juli 1969, Seiten 484-496 beschrieben worden.

Ausser diesen Entzerrungsanordnungen vom nicht-rekursiven Typ sind auch Entzerrungsanordnungen vom rekursiven Typ bekannt, wobei die Ausgangsabtastwerte durch die gewogene

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Summe der vorhergehenden Ausgangsabtastwerte und vorhergehenden und/oder augenblicklichen Eingangsabtastwerte bestimmt werden. Diese Entζerrungsanordnung vom rekursiven Typ ist beispielsweise in dem Artikel von George, Bowen und Storey: "An Adaptive Decision Feedback Equalizer" in I.E.E.E,Transactions, Heft 001-1-19, Nr. 3, Juni 1971, Seiten 281-292 beschrieben worden. Eine derartige Entzerrungsanordnung enthält einen nicht-rekursiven Teil in Form eines einstellbaren Transversalfilters, das zwischen dem Ausgang des Uebertragungskanals und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt und einen rekursiven Teil ebenfalls in Form eines einstellbaren Transversalfilters, das zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt.

Von Anmelderin durchgeführte vergleichende Versuche haben gezeigt, dass abhängig vom vorherrschenden Verzerrungstyp (Amplitude- oder Laufzeitverzerrung) und von den Frequenzkennlinien dieser Verzerrungen gewisse Uebertragungskanäle auf geeignete ¥eise durch die beiden Typen von Entzerrungsanordnungen korrigiert werden können, während andere Uebertragungskanäle auf nicht unmittelbar vorzusehende ¥eise vom einen Entzerrungsanordnungstyp viel besser und vom anderen Entzerrungsanordnungstyp sehr schlecht korrigiert werden.

Die Entzerrungsanordnungen vom nichtrekursiven Typ ergeben im Allgemeinen befriedigende Resultate, wenn die Amplitude- und Laufzeitverzerrungen des Uebertragungskanals zu Intersymbolinterferenz benachbarter Symbole führen, d.h.

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Symbole, die wShrend der Dauer der Stossantwort des TJebertragungi kanals (beispielsweise 2 ms) ausgesendet werden. Die Entzerrungsanordnungen vom rekursiven Typ werden bevorzugt, wenn der Uebertragungskanal ausser den bereits genannten Verzerrungen auch Echo-Erscheinungen aufweisen, die zu Intersymbolinterferenz zwischen varhältnismässig weit voneinander entfernten Symbolen, beispielsweise zwischen einem an einem bestimmten Zeitpunkt übertragenen Symbol und dem Echo eines Symbols, das 15 ms vor diesem Zeitpunkt tibertragen ist, führen.

Weiter erfordern die Entzerrungsanordnungen vom rekursiven Typ im allgemeinen eine geringere Anzahl von Koeffizienten, aber sie weisen den Nachteil auf, dass infolge ihrer Struktur Fehlervervielfachung auftritt, so dass es in der Praxis notwendig ist, vor der eigentlichen Datenübertragung eine pseudo-beliebige Training-Sequenz zu übertragen. Die Erkennung dieser Training-Sequenz an der Empfangsseite führt dann jedoch wieder zu Synchronisationsproblemen. Die Entzerrungsanordnungen vom nicht-rekursiven Typ weisen diesen Nachteil nicht auf und können ohne Uebertragung einer Training-Sequenz funktionieren, wenn die Fehlerrate vor der Entzerrung einen gewissen nicht störenden ¥ert (beispielsweise eine Fehlerrate von ZO'fo) nicht überschreitet. Aber diese nichtrekursiven Entzerrungsanordnungen können gewisse Ubertragungskanäle nicht korrigieren, es sei denn, dass eine äusserst grosse Anzahl von Koeffizienten verwendet wird, die mit der Bestrebung einer Kostenverringerung nicht vereinigbar ist.

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Die Erfindung bezweckt nun, eine neue Konzeption einer automatischen Entzerrungsanor.dnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, die bei einer einfachen Ausbildung .für eine nicht-rekursive Struktur sowie eine rekursive Struktur eine wesentliche Verbesserung in der Qualität der Entzerrung im Vergleich zu der bei bekannten Entzerrungsanordnungen schafft und die im allgemeinen die Uebertragung einer Training-Sequenz vor der Datenübertragung überflüssig macht.

Die automatische Entzerrungsanordnung nach der Erfindung weist dazu das Kennzeichen auf, dass Mittel vorhanden sind zum variieren der Phase der AbtastZeitpunkte, welche Phase mit Hilfe einer Phasen-Einstellanordnung, die einen Teil einer zweiten Regelschleife bildet, der das genannte Fehlersignal · zugeführt wird, derart eingestellt wird, dass die genannte vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird.

Bei Anwendung der erfindungsgemässen Massnahmen werden auf diese Weise die Filterkoeffizienten sowie die Phase der Abtastzeitpunkte benutzt um die genannte vorbestimmte Funktion des Fehlersignals (in der Praxis der mittlere quadratische Fehler) auf ein Minimum zu beschränken, wodurch es möglich wird, Uebertragungskanäle, die durch die bekannten Entzerrungsanordnungen sehr schlecht korrigiert werden, nun ohne Erhöhung der Anzahl von Filterkoeffizienten gut zu korrigieren und umgekehrt dieselbe Qualität der Entzerrung zu Erhalten mit einer geringeren Anzahl von Filterkoeffizienten, Ausserdem wird durch diese Massnahme eine schnellere Akquisition der

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Entzerrung erhalten.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnunge dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es , zeigen

Fig. 1 den Schaltplan.einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit veränderlicher Phase,

Pig. 2 die Gestalt der Stossantwort eines Uebertragungskanals,

Fig. 3 ein besonderes Beispiel einer Stossantwort vor

der Abtastung, nach der Abtastung und nach Entzerrung durch eine bekannte Entzerrungsanordnung bzw. eine Entzerrungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. h einen Schaltplan einer Entzerrungsanordnung, der aus dem Plan nach Fig. 1 hergeleitet ist,

Fig. 5 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit fester Phase und einen linearen Interpolator mit einem veränderlichen Parameter für die Interpolation,

Fig. 6 den Schaltplan eines linearen Interpolators in ' digitaler Ausführungsform zum Gebrauch in der Entzerrungsanordnung nach Fig. 5»

Fig. 7 den Schaltplan einer Abwandlung der Entzerrungsanordnung nach Fig. 5»

Fig. 8 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit fester Phase und zwei Transversalfiltern mit veränderlichen Koeffizienten für die Entzerrung,

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Fig. 9 den Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform der Entzerrungsanordnung nach Fig. 8,

Fig. 10 den mittleren quadratischen Fehler als Funktion der Anzahl, ausgesendeter Symbole während der Entzerrung eines Uebertragungskanals"durch eine bekannte Entzerrungsanordnung und durch eine Entzerrungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 11 die Stossantwort eines bestimmten Uebertragungskanals,

Fig. 12 für den Uebertragungskanal nach Fig. 11 der mittlere quadratische Fehler als Funktion der Anzahl verwendeter .Koeffizienten in einer bekannten Entzerrungsanordnung und in einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 13 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit fester Phase und vier Transversalfiltern mit veränderlichen Koeffizienten für die Entzerrung,

Fig. lh den Schaltplan einer Abwandlung der Entzerrungsanordnung nach Fig. 13»

Fig. 15 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung vom rekursiven Typ nach der Erfindung,

Fig. 16 die- Stossantwort eines Uebertragungskanal s, der Verzerrungen sowie Echo-Er scheinungen aufweist,

Fig. 17 den Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform der Entzerrungsanordnung nach Fig. 15·

In Fig. 1 gibt eine im Sender vorhandene Quelle 1 Datensignale mit einer Dauberftaktfrequenz 1/T ab zu einem Uebertragungskanal 2, der Modulatoren und zugehörende Sendefilter, die

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eigentliche Uebertragungsstrecke und Demodulatoren und zugehörende Empfangsfilter enthält. Am Ausgang des Uebertragungskanals 2, der einem"Tiefpassfilter entspricht, (siehe beispielsweise den Artikel von Niessen und Villim), tritt im Basisband das empfangene Datensignal auf, das mit der Zeit sich ändernde Amplitude- und Phasenverzerrungen aufweist, die hauptsächlich vom TJebertragungskanal 2 herbeigeführt werden.

Ein Abtastkreis 3 tastet das Datensignal am Ausgang des Uebertragungskanals 2 mit der Frequenz eines örtlichen Taktimpulsgenerators h ab, der auf bekannte Weise mit der Datent#.ktfrequenz im Sender synchronisiert wird, Ein Entscheidungskreis 5 dient zur Wiederherstellung der Datensignale dadurch, dass von den Pegeln, auf denen die Datensignale ausgesendet werden, derjenige Pegel gewählt wird, der der Amplitude der Abtastwerte des empfangenen Datensignals am nächsten liegt. Da die vom Uebertragungskanal 2 herbeigeführten Verzerrungen Intersymbolinterferenzen entstehen lassen können, die zu einer unakzeptierbaren Fehlerrate im wiederhergestellten Datensignal führen können, wird zwischen dem Abtastkreis 3 und dem Entscheidungskreis 5 eine Entzerrungsanordnung vorgesehen, die automatisch eine Uebertragungsfunktion verwirklichen muss, die gegenüber der des dem Uebertragungskanal 2 entsprechenden Tiefpassfilters invers ist.

In Fig. 1 ist die Entzerrungsanordnung vom nicht-rekursiven Typ und enthält ein Transversalfilter 6, dessen notwendigerweise in der Dauer begrenzte Stossantwort automatisch zum Korrigieren der vom Uebertragungskanal 2 herbeigeführten

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Verzerrungen geregelt werden muss. Das Transversalfilter 6 kann vom analogen oder digitalen Typ sein. Im letzteren Fall, der in Fig. 1 dargestellt ist, werden die dem Eingang des Transversalfilters 6 zugeführten Zahlen dadurch erhalten, dass die Abtastwerte des Datensignals mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandler s 7t wie eines PCM-Kodierkreises kodiert werden.

Zur Vereinfachung der Terminologie werden die Zahlen am Eingang und am Ausgang des Transversalfilters 6 Abtastwerte genannt, wobei vorausgesetzt wird, dass diese Abtastwerte kodiert sind wenn das Transversalfilter vom digitalen Typ ist. Die am Eingang des Transversalfilters 6 auftretenden Abtastwerte werden einer Kaskadenschaltung aus 2N Verzögerungskreisen R zugeführt, die je eine Verzögerung T einführen, die der Frequenz 1/T der Abtastwerten entspricht. Die Gesamtverzögerung 2NT bestimmt die Gesamtdauer der zur Entzerrung verwendeten Stossantwort. Die Ein- und Ausgangsklemmen der Verzögerungskreise R sind durch 2N+1 Anzapfungen S mit einem ersten Eingang von 2N+1 Multiplikatoren P verbunden, deren zweiter Eingang mit einem von 2N+1 Speicherelemente m verbunden ist, in denen die Koeffizienten des Transversalfilters gespeichert sind. Der Ausgang jedes der Multiplikatoren P ist an einen der Eingänge eines Summierers 8 angeschlossen. Das Transversalfilter 6 wird derart gesteuert, dass am Ausgang des Summierers 8 Abtastwerte mit der Frequenz 1/T auftreten, die je die gewogene Summe der 2N+1 Abtastwerte an den Anzapfungen S der Kaskadenschaltung der Verzögerungskreise R

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darstellen, wobei die zur Wägung verwendeten. Koeffizienten in den Speichern m gespeichert sind. Die ¥erte dieser Koeffizienten werden mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung 11 eingestellt, die einen Teil einer Regelschleife 9 bildet, der ein Fehlersignal zugeführt wird, dass durch einen Differenzformer 10 geliefert wird, der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises 5 liegt. Die Einstellanordnung 11 enthält 2N+1 Einstellkreise C, die je ein Einstellsignal für jeden der Koeffizienten in den Speichern m erzeugen, damit eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals minimalisiert wird.

Für diese Funktion wird allgemein, der mittlere quadratische Fehler angewandt. Für diesen Fall wird jetzt die Wirkungsweise der Entzerrungsanordnung, deren Aufbau oben— stehend erläutert wurde, näher beschrieben.

Durch Gi sind die Symbole angegeben, die durch die Datenquelle 1 im Sender mit Zeitintervallen T ausgesendet werden« Das ausgesendete Datensignal kann wie folgt angedeutet werden:

in der ^ die Dirac-Funktion darstellt.

Das dem Eingang des Abtastkreises 3 zugeführte empfangene Datensignal x(t) lässt sich wie folgt schreiben:

+ «β
x(t) =5^2 ^ei · H* - ^iT)

Die Verzerrungen dieses empfangenen Datensignals werden durch die Stossantwort h(t) des Tiefpassfilters,

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das dem TJebertragungskanal 2 entspricht, gekennzeichnet. Für ein einziges ausgesendetes Symbol Oi hat das empfangene Signal die Form der Stossantwort h(t), deren Gestalt beispielsweise in Fig. 2 dargestellt ist.

Das Signal x(t) wird in Zeitintervallen T in dem Abtastkreis 3 mit einer festen Phase abgetastet, die im allgemeinen derart ist, dass der Bezugszeitpunkt der Abtastzeitpunkte mit dem Zeitpunkt t = 0 zusammenfällt, an dem die Stossantwort .maximal ist. Fig. 2 zeigt für diesen Fall in gezogenen Linien die Abtastwerte von h(t) entsprechend einem einzigen ausgesendeten Symbol Qi.

Wenn vorausgesetzt wird, dass der Abta-stwert x(iT), der einem Symbol Qi entspricht, in der Mitte der Kaskade der 2N VerzSgerungskreise R des Transversalfilters 6 vorhanden ist, lässt sich der entsprechende Abtastwert x(iT) am Ausgang des Transversalfilters wie folgt schreiben:

(1)

= J S₁,.. x |(i - k)T| k=-N ^U -J

In diesem Ausdruck, in dem k alle ganzen Zahlen von -N" bis +N umfasst, stellt a. die 2N+1 Koeffizienten dar, die in den Speichern m gespeichert worden sind; χ I (i - k)T|stellt die 2N+1 Abtastwerte dar, die an den Anzapfungen S des Transversalfilters verfügbar sind.

Der Entscheidungskreis 5 quantifiziert jeden Abtastwert y(xT) in dem unter den Datensymbolen dieses Symbol gewählt wird, dessen Pegel dem von y(iT) am nächsten liegt, Venn das vom Entscheidungskreis 5 gelieferte Symbol vom

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gewünschten Symbol Öi abweicht, tritt ein Symbolfehler auf. Dieser Fehler tritt auf, wenn das Fehlersignal e(iT) zu gross ist, wobei e(iT) durch die nachfolgende Beziehung bestimmt wird s

e(it) = y(it) - öi (2)

Im allgemeinen werden in den üblichen Entzerrungsanordnungen die Koeffizienten a. des Transversalfilters 6 mit Hilfe der Regelschleife 9 derart eingestellt, dass der mittlere quadratische Fehler f auf ein Minmum beschränkt wird, wobei f durch die nachstehende Formel gegeben wird:

f = E {[e(iT)]²J = E jfj(±T) - Si] ²J (3)

In dieser Formel deutet E an, dass der Mittelwert der Grßsse zwischen den Aklcoladen gebildet werden muss.

Durch Substition der Formel (i) für y(iT) in Formel (3) wird der mittlere quadratische Fehler als Funktion der Koeffizienten a. , also f = f(a. ) erhalten«

Zum Bestimmen der Werte der Koeffizienten a. zur Erhaltung eines minimalen Wertes f_min des mittleren quadratischen Fehlers muss ein System von 2N+1 Gleichungen mit 2N+1 unbekannten a, gelöst werden?

.Ό

in der die ganze Zahl k alle Werte von -N bis +N umfasst«

In der Praxis wird die Einstellung der Koeffizienten a. auf iterative Weise unter Verwendung des Gradienten-Algoritmus (Methode des stärksten Abstiegs) durchgeführt, wobei die auf diese Weise erhaltenen Koeffizienten zur Lösung des

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- 13 - 25.£.7^.

Systems der Gleichungen (4) konvergieren. Die Beschreibung und die Ausführung dieses Algoritmus sind im ersten und im zweiten Artikel der obengenannten Artikel gegeben. Der Gradienten-Algoritmus wird durch die nachfolgende Beziehung definiert:

wobei k zwischen -N und +N variiert.

Nach dieser Formel werden die beim Iterationsschritt ί erhaltenen Koeffizienten für den nachfolgenden Iterationsschritt j+1 geändert und zwar um einen Betrag

berechnet für den Iterationsschritt j, wobei ⁰C ein konstanter Koeffizient ist.

Unter Anwendung der Formel (i), (2) und (3) und nach Durchführung der Berechnung wird der Gradienten-Algoritmus (5) wie folgt geschrieben:

a^⁺¹ = a_k ^j -.A ^E^e(iT)^j . χ [(i - k)T}| (6) In dieser Formel ist Δ = 2bO/ein Koeffizient, der die Schrittgrösse des Algoritmus bestimmt,

Fig. 1 zeigt auf schematische Weise die Schaltungen, die zur Verwirklichung des Algoritmus nach der Formel (6) in der Regelschleife 9 notwendig sind. Der Differenzerzeuger 10, der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises 5 liegt, liefert das Fehlersignal e(xT) nach der Formel (2) bei Iterationsschritt j. Dieses Fehlersignal wird der Einstellanordnung 11 mit 2N+1 identischen Kreisen C

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zugeführt, die je die Einstellung eines Koeffizienten a. des Transversalfilters 6 bestimmen. In jedem Einstellkreis C wird der Abtastwert χ j (i - k)TJ an der den Koeffizienten a, entsprechenden Anzapfung S, des Transversalfilters und das Fehlersignal e(iT) einem Multiplikator 12 zugeführt, der das Produkt e(iT) . χ Hi - k)TJ liefert. Ein an dem Ausgang des Multiplikators 12 angeschlossenes, integriexendes'lfetzwerk 13 liefert den Mittelwert dieses Produktes. Dieser Mittelwert wird mit dem Koeffizienten 4 in einem Multiplikator 14 multipliziert, der auf diese Weise dem Speicher hl den Betrag zuführt, um den nach der Formel (6) der Koeffizient a, für den nachfolgenden Iterationsschritt j+1 geändert werden wird. Die Iterationsperiode kann der Periode T der Datentaktfrequenz entsprechen; die Koeffizienten werden in diesem Fall bei jedem empfangenen Datensymbol geändert. Die Iterationsperiode kann ebenfalls einem Vielfachen qT dieser Periode T entsprechen; in diesem Fall wird das Resultat von q durchzuführenden Aenderungen der Koeffizienten integriert bevor eine -wirkliche Aenderung durchgeführt wird.

Abhängig von den Kennlinien der Amplitude- und Laufzeitverzerrungen, die durch die Uebertragungskanäle herbeigeführt werden, d.h. abhängig von der Form ihrer Stossantwort, sind die mit einer nicht-rekursiven Entzerrungsanordnung von diesem Typ erhaltenen Resultate sehr verschieden. Eine Vielzahl von der Anmelderin durchgeführter Versuche haben gezeigt, dass beispielsweise gewisse Uebertragungskanäle sich schlecht entzerren lassen,

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• .- 15 - 25.2.7^.

Fig· 3a zeigt als Beispiel die Stossantwort h(t) eines derartigen Uebertragungskanals mit der in Perioden T der Datentaktfrequenz verteilten Zeitachse, Diese Stossantwort h(t) entspricht dem empfangenen Analogsignal beim Zuführen eines einzigen Dirac-Impulses zum Eingang des Uebertragungskanals, Die Qualität der Entzerrung ist in der Praxis auf einfache Weise durch den mittleren quadratischen Fehler f zu beurteilen, der durch die Beziehungen (2) und (3) definiert wird, wenn am Eingang des Uebertragungskanals eine Reihe von Dirac-Impulsen mit zwei beliebig auftretenden Pegeln zugeführt wird.

Fig· 3*> zeigt die Stossantwort h(t) nach Fig. 3a, abgetastet mit der Frequenz 1/T durch den Abtastkreis 3 mit einer Abtastphase Null, was bedeutet, dass als Bezugszeitpunkt der Abtastzeitpunkt der Zeitpunkt t = O gewählt worden ist, an dem h(t) seinen Maximalwert annimmt« Es gibt dann zwei Abtastwerte, einen mit einem Wert 1 im Zeitpunkt t = und einen anderen mit dem Wert -0,9 im Zeitpunkt t = +T.

Es dürfte einleuchten, dass bei dieser Stossantwort in den Abtastzeitpunkten empfangeseitig unakzeptierbare Interferenzen zwischen zwei aufeinanderfolgenden ausgesendeten Impulsen auftreten. Wenn keine Entzerrungsanordnung verwendet wird, beträgt der mittlere quadratische Fehler 0,81.

Fig. 3c zeigt die entzerrte Stossantwort am Eingang des Entscheidungskreises 5 bei Verwendung der bisher beschriebenen Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit 6 einstellbaren Koeffizienten und mit einer Abtastphase Null,

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- 16 - 25.2.7^.

Während nur eine Abtastung mit dem Vert 1 im Zeitpunkt t = O auftreten müsste, treten mehrere Abtastungen mit einem nicht vernachlässigbarem Wert auf beiden Seiten einer Abtastung mit einem niedrigeren Wert als 1 in Zeitpunkt t = O auf. Diese Entzerrung ziemlich schlechter Qualität wird durch einen mittleren quadratischen Fehler von 0,1 gekennzeichnet»

Die Erfindung ermöglicht es, Resultate'dieser Art zu vermeiden und gibt auf allgemeine Weise eine einfache Richtlinie zum Erhalten einer wesentlichen Verbesserung der Qualität der Entzerrung ohne Erhöhung der Anzahl einstellbarer Koeffizienten in der Entzerrungsanordnung.

Nach der Erfindung enthält die Entzerrungsanordnung dazu Mittel zum Variieren der Phase der AbtastZeitpunkte. In der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform werden direkte Mittel verwendet, die aus einem Phasenschieber 15 bestehen, der an den Ausgang des örtlichen Taktimpulsgenerators h mit der Frequenz l/T angeschlossen ist. Entsprechend dem einen Steuereingang 16 des Phasenschiebers 15 zugeführten veränderlichen Signal wird die Phase der Abtastzeitpunkte in dem Abtastkreis 3 geändert. Diese Phase der Abtastzeitpunkte wird mit Hilfe einer Phasen-Einstellanordnung 18, die einen Teil einer zweiten Regelschleife 17 bildet, der das vom Differenzerzeuger 10 gelieferte Fehlersignal zugeführt wird, derart eingestellt, dass eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals (der mittlere quadratische Fehler) auf ein Minimum beschränkt wird .

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- 17 - 25.2.7*w

Ebenso wie die erste Regelschleife 9 ist die zweite Regelschleife 17 dazu entworfen, den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Bei der erfindungsgemässen Entzerrungsanordnung ist die Abtastphase also eine zusätzliche Veränderliche, die zusammen mit den Koeffizienten a, des Transversalfilters 6 dazu benutzt wird, den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Unter Berücksichtigung dieser zusätzlichen Veränderliche werden nun zunächst die bereits erwähnten Beziehungen neu geschrieben, wonach die Struktur der Phasen-Einstellanordnung 18 der zweiten Regelschleife 17 angedeutet wird.

Die veränderliche Abtastphase wird gekennzeichnet, wie aus Fig. 2 ersichtlich, durch das Zeitintervall to < T zwischen Abtastwerten mit veränderlichen Abtastphasen (durch gestrichelte Linien angegeben) und Abtastwerten mit fester Abtastphase (durch gezogene Linien angegeben). Die Verte der an den Anzapfungen S des Transversalfilters 6 verfügbaren Abtastsignale sind also von to abhängig und insbesondere wird der Abtastwert in der zentralen Anzapfung wie folgt geschrieben: x(to + iT). Der entsprechende am Ausgang des Transversalfilters 6 erhaltene Abtastvrert wird auf eine mit der-Formel (i) vergleichbare Art und Weise geschrieben wie:

y(to + iT) = χ a. . χ to + (i - k)T | (7)

Der mittlere quadratische Fehler wird wie folgt geschrieben:

f= E £fy(to + IT)-OiJ ²I

(8)

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- 18 - 25.2.7^.

Durch Substitution in der Formel (8) des Wertes von y(to + iT) nach der Formel (7) wird ein ¥ert f erhalten, der von a. und to abhängig ist, also f = f(a, , to). Zum Minxmalisieren des mittleren quadratischen Fehlers wird s.tatt der ¥erte von a.. und to als Lösung des Systems von Gleichungen (a_k, to)
= 0

⁸^ " (9)

"bf (a^ to)

"Z>to ~
in dem k von -N^- bis +N ändert, zu bestimmen, nun ebenso wie im obenstehenden der Gradienten—Algoritmus verwendet. Dieser Algoritmus wird durch zwei Iterationsbeziehungen ausgedrückt, von denen sich die eine auf die Einstellung der Koeffizienten ι und die andere auf die Einstellung von to bezieht:

to^' = to^J -Λ —-S- J (11)

wobei oU einen konstanten Koeffizienten angibt« Durch Veir/endung der Formel (7) und (8) und nach Durchführung aller Berechnungen lassen sich die Fornel (io)und (11) vie folgt schreiben:

^j(iT) . χ [to^d + (i - k)_T]\ (12)

- Δ . Ei e^d(iT)

= to^d - Δ . Ei e^d(iT) . > a_k ^j .i|to^J ₊ (i-k)Tll( 13

In diesen Formeln ist Δ = 2 cfs und x(t) die erste Ableitung von x(t), währen k ganz ist und vom■-N bis +N ändert.

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- 19 - 25.?.lh.

Die Formel (12) gibt die Aenderungen an, die bei jedem Iterationsschritt in den Koeffizienten a. des Transversalfilters 6 angewandt werden müssen. Diese Formel ist mit der Formel (6) völlig vergleichbar, welche letztere für die Struktur der Koeffizienten-Einstellkreise C in der Einstellanordnung 11 bestimmend ist, wobei der einzige Unterschied ist, dass der Wert der an den Anzapfungen S des Transversalfilters vorhandenen Abtastsignale nun von to abhangig ist. Die erste Regelschleife 9 zur Einstellung der Koeffizienten hat also dieselbe Struktur wie obenstehend beschrieben und ist auf dieselbe Art und Weise wirksam.

Die Formel (13) gibt die Aenderungen an, die bei jedem Iterationsschritt im Zeitintervall to, das die Phase der Abtastzeitpunkte kennzeichnet, angewandt werden müssen. Die Einstellanordnung 18 enthält die Schaltungen, die zur Verwirklichung der Aenderungen in to nach der Formel (13) notwendig sind. Die Einstellanordnung 18 enthält einen Einstellkreis 19, der dieselben Elemente enthält wie ein Einstellkreis C zum Einstellen eines Koeffizienten des Transversalfilters 6, Der Einstellkreis 19 enthält an erster Stelle einen Multiplikator 20, der an einem Eingang das Fehlersignal e(iT) des Differenzerzeugers 10 erhält und am anderen Eingang die Ausgangsabtastwerte eines Transversalfilters 6', das dem Transversalfilter 6¹ entspricht, so dass dieses Transversalfilter ebenfalls 2N Verzögerungskreise R¹ mit einer Verzögerung T und 2N+1 Multiplikatoren P' enthält, die von

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- 20 - "25 ?.7^.

den:Speichern πι im Transversalfilter 6 dieselben Koeffizienten a, wie die Multiplikatoren P empfangen und die mit ihren Ausgängen an einen Summierer 8¹ angeschlossen sind. Dem Eingang des Transversalfilters 6^f werden Abtastwerte zugeführt, die durch einen .Analog-Digital-Wandler 7* kodiert und von einem Abtastkreis 3^f geliefert sind, die synchron zum Abtastkreis 3 durch die Ausgangsimpulse des Phasenschiebers 15 gesteuert wird« Das Analogsignal ic(t) am Eingang des Abtastkreises 3* wird von einem differenzierenden Netzwerk 23 geliefert, dem das Signal x(t) zugeführt wird, das am Ausgang des TJebertragungskanals 2 erhalten wird. Es dürfte einleuchten, dass das Transversalfilter 6' Abtastwerte liefert, die je das Resultat sind der ^gewogenen Summe in der Formel (13) und das am Ausgang des Multiplikators 20 das Glied zwischen Akkoladen in der Formel (13) erhalten wird. Der mittlere Wert dieses Gliedes wird von einem an den Multiplikator 20 angeschlossenen integrierenden Netzwerk 21 geliefert und ein Multiplikator 22 multipliziert diesen Mittelwert mit den Koeffizienten 4, Am Ausgang des Multiplikators 22 wird also das Aenderungsglied von to erhalten, wie dies in der Formel (13) auftritt. Die Phase der Steuerimpule für die Abtastkreise 3 vnd 3¹ wird auf diese Weise nach einem iterativen Vorgang geändert.

Da die Abtastkreise 3 und 3' synchron gesteuert werden und da das Transversalfilter 6¹ dieselbe Struktur hat und dieselben Koeffizienten verwendet wie das Transversalfilter 6, kann es vorteilhaft sein, nur ein Abtastkreis und nur ein

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Transversalfilter zu verwenden durch Verteilung der Arbeitszeiten dieser Elemente zwischen der Einstellung der Koeffizienten a^ und der Einstellung von to.

Da das Transversalfilter 6¹ dieselbe Struktur hat und dieselben Koeffizienten verwendet wie das Transversalfilter 6, kann es vorteilhaft sein, nur ein Transversalfilter zu verwenden, das durch Zeitverteilung abwechselnd als Transversalfilter 6 zur Einstellung der Koeffizienten a, und als Transversalfilter 6¹ zur Einstellung von to verwendet wird.

Fig. 4 zeigt auf schematische Weise ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Entzerrungsanordnung, in der innerhalb einer Periode T die Zeit in zwei Halbperioden T/2 verteilt wird, die zur Einstellung von a, bzw; von to benutzt werden. Die bereits in Fig. 1 dargestellten Elemente sind hier mit denselben Bezugszeichen angegeben.

Der an den Eingang eines Transversalfilters 24 angeschlossene Abtastkreis 3 wird mit der Frequenz 2/T_t die mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 25 vom Taktimpulsgenerator 4 hergeleitet wird, und mit einer vom Phasenschieber 15 veränderlichen Phase gesteuert. Dem Eingang des Abtastkreises 3 wird mittels eines Umschaltkreises 26 in Form eines Wechselkontaktes mit zwei Stellungen h... und b^ entweder das Ausgangssignal x(t) des Uebertragungskanals 2 um T/2 verzögert durch einen Verz'dgerungskreis 27 oder das Ausgangs signal x(t) des differenzierenden Netzwerkes 23 zugeführt. Der Umschaltkreis wird durch die Signale an den zwei Ausgängen II und B eines

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- 22 - ?5.?i7^;U

Modulo-2-Zählers 28 der die Impulse rait der Frequenz 2/Τ am Ausgang des Phasenschiebers 15'zählt, in die genannten zwei Stellungen h... und b.. gebracht« Jede Stellung wird also während der Zeit T/2 beibehalten.

Das Transversalfilter 24 enthält eine Kaskadenschaltung aus Verzögerungskreisen R- mit einer Verzögerung T/2, deren Anzahl auf 4N gestellt wird um den Vergleich mit der Entzerrungsanordnung nach Fig. 1 zu erleichtern. Diese Verzögerungskreise haben 2N+1 Anzapfungen Si, die durch jeweils zwei Verzögerungskreise R₁ getrennt werden und auf die in Fig. 1 dargestellte Weise an Multiplikatoren P und an Einstellkreise C zur Einstellung der Koeffizienten, die in den Speichern m gespeichert sind, angeschlossen sind. Der Ausgang der 2N+1 Multiplikatoren P ist mit dem Summierer 8, der am Ausgang des Transversalfilters Abtastwerte mit derselben Frequenz 2/Τ liefert wie die der Eingangsabtastverte, verbunden, was in Fig. 4 durch die Verbindung des Ausganges des Phasenschiebers 15 mit einer Steuerklemme 45 des Summierers auf schematische T.^reise dargestellt ist. Die Verzögerungskreise R₁ haben ebenfalls 2N Anzapfungen Sp, die durch einen Verzögerungskreis von den Anzapfungen Si getrennt sind. Diese Anzapfungen Sp, die nicht verwendet werden, dienen nur zur Erläuterung der Wirkungsweise der Ent Zerrungsanordnung,

An den Ausgang des Transversalfilters 24 ist ein Umschaltkreis 29 in Form eines Wechselkontaktes mit zwei Stellungen h„ und b^ angeschlossen, die die Äus^angsabtastwerte

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- 23 - 25.2. Τ¹+.

des Transversalfilters Zh entweder dem Entscheidungskreis 5 oder einem Eingang des Multiplikators 20 zuführen, der einen Teil des Phasen-Einstellkreises .19 bildet. Der Umschaltkreis wird synchron zum Umschaltkreis 26 durch die Signale an den Ausgängen H und B des Modulo-2-Zählers 28 gesteuert.

Das Fehlersignal am Ausgang des Differenzerzeugers wird in der ersten Regelschleife 9 der Koeffizienten-Einstellanordnung 11 zugeführt. Diese Anordnung enthält Koeffizienten-Einstellkreise C, die an die zugehörenden Speicher m über Verzögerungskreise r mit einer vorbestimmten Verzögerung zwischen T/2 und T angeschlossen sind. Andererseits wird in der zweiten Regelschleife 17 das Fehlersignal über einen Verzögerungskreis 46 mit einer Verzögerung T/2 ebenfalls dem zweiten Eingang des Multiplikators 20 zugeführt, der einen Teil des Phasen—Einstellkreises 19 bildet.

Die Entzerrungsanordnung nach Fig. 4 funktioniert wie folgt. Die Umschaltkreise 26 und 29 stehen während der Halbperioden T/2, die zur Unterscheidung ungerade genannt werden, in der Stellung h₁ und h₂ und während der geraden Halbperioden in der Stellung b- und bp. Es dürfte einleuchten, dass über den Umschaltkreis 26 der Abtastkreis 3 abwechselnd Abtastwerte von x(t) während der ungeraden Halbperioden zum Eingang des Transversalfilters 24 liefert und Abtastwerte von . x(t) während der geraden Halbperioden, Durch einen Verzögerungskreis 27 mit einer Verzögerung T/2 entsprechen zwei aufeinanderfolgende Abtastwerte von x(t) und x(t), die durch ein

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Zeitintervall Τ/2 voneinander getrennt sind, in Wirklichkeit demselben AbtastZeitpunkt. Während der ungeraden Halbperioden erscheinen beispielsweise die Abtastwerte von'x(t), die um ein Zeitintervall T voneinander getrennt sind, an den 2N+1 benutzten Anzapfungen Si des Transversalfilters, während die Abtastwerte von x(t) an den Anzapfungen Sp erscheinen, die nicht benutzt werden. Während der geraden Halbperioden erscheinen die Abtastwerte von x(t) an den benutzten Anzapfungen Si, während die Abtastwerte von x(t) an den Anzapfungen Sp- erscheinen.

Während der ungeraden Halbperioden ist jeder der Ausgangsabtastwerte des Transversalfilters 24 das Resultat der gewogenen Summe der Abtastwerte von x(t) und diese Ausgangsabtastwerte treten mit der Frequenz 1/T auf. In der Stellung h,, des Umschaltkreises 29 werden diese Ausgangsabtastwerte dem Entscheidungskreis 5 zugeführt, während das vom Differenzerzeuger 10 erzeugte Fehlersignal in der ersten Regelschleife der Koeffizienten-Einstellanordnung 11 zugeführt wird.

Die in einer bestimmten ungeraden Halbperiode von den Einstellkreisen C erzeugten Koeffizienten-Einstellsignale werden nicht unmittelbar den Koeffizienten-Speichern m zugeführt, sondern werden während einer bestimmten Zeit zwischen T/2 und T in den Verzögerungskreisen r gespeichert um zu bewerkstelligen, dass die in den Speichern m vorhandenen Koeffizienten erst in der nachfolgenden geraden Halbperiode geändert werden, nachdem die Aenderung von to bereits durchgeführt worden ist,

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- 25 - 25.2.7'4.

Während der geraden Halbperioden ist jeder der Ausgangsabtastwerte des Transversalfilters 2k das Resultat der gewogener Summe der Abtastwerte von x(t) und diese Ausgangsabtastwerte treten ebenfalls mit der.Periode T auf. Die in einer bestimmten geraden Halbperiode verwendeten Wägungskoeffizienten sind durch die Verzögerungskreise r dieselben wie die, die in der vorhergehenden ungeraden Halbperiode zur Erzeugung des Koeffizienten-Eins teil signals verwendet werden. In der Stellung b₂ des Umschaltkreises 29 werden diese Ausgangsabtastwerte einem Eingang des Multiplikators 20 in Phasen-Einstellkreis zugeführt. Dem anderen Eingang dieses Multiplikators 20 wird das vom Differenzerzeuger 10 herrührende Fehlersignal zugeführt mit einer Verzögerung T/2, die durch einen Verzögerungskreis 46 bewerkstelligt worden ist, welches Fehlersignal also das Fehlersignal ist, das bei der vorhergehenden ungeraden Halbperiode zur Erzeugung des Koeffizienten-Einstellsignals verwendet wurde. Auf dieselbe Weise wie in Fig. 1 erzeugt der Einstellkreis 19 das Phasen-Einstellsignal das der Steuerklemme 16 des Phasenschiebers 15 zugeführt wird. In dem Augenblick wird das Koeffizienten-Einstellsignal durch die Verzögerungskreise r den Speichern m zugeführt, so dass insgesamt während einer Periode T die Aenderung der Koeffizienten a^ sowie die Aenderung der Abtastphase to entsprechend dem durch die Formel (12) und (13) definierten Gradienten-Algoritmus bewerkstelligt worden ist. Alle von der Anmelderin durchgeführten Versuche haben gezeigt, dass wenn auf diese Weise ebenfalls die Abtastphase zur automatischen Entzerrung

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PHN.6989C. - 26 - ■ 25.2« 7^?*.

eines Uebertragungskanals verwendet wird, eine wesentliche Verbesserung der Qualität der Entzerrung erhalten wird. So wird beispielsweise bei Verwendung einer Entzerrungsan-¹ Ordnung von dem in Fig. 1 oder h angegebenen Typ mit 6 einstellbaren Koeffizienten und mit einer einstellbaren Abtastphase zur Entzerrung des 'Uebertragungskanals, dessen Stossantwort in Fig. 3a dargestellt ist, dem Eingang des Entscheidungskreises 5 die entzerrte Stossantwort nach Fig. 3d erhalten. Diese entzerrte Stossantwort, die mit der Stossantwort nach Fig. 3c, die ebenfalls unter Anwendung von 6 Koeffizienten mit einer bekannten Entzerrungsanordnung erhalten worden ist, verglichen werden muss, enthält ausser der·Abtastung mit einem maximalen Wert praktisch gleich 1 nur benachbarte Abtastwerte, die bei dem in Fig. 3 angewandten Masstab kaum darstellbar sind und die einen Wert praktisch entsprechend Null aufweisen. Der entsprechende mittlere quadratische Fehler ist 3·10 , während die Abtastphase, die vor der Entzerrung gleich Null ist, sich auf einen Wert to gleich O₁17 T eingestellt hat. Dieses Beispiel zeigt klar und deutlich, wie wichtig die Abtastphase ist als Parameter für die Qualität der Entzerrung.

Bei dieser ersten Abwandlung der erfindungsgemSssen Entzerrungsanordnung, die an Hand der Fig. 1 und Fig. 2 beschrieben wurde, wird die Phase der Steuerimpulse des Abtastkreises 3 unmittelbar beeinflusst, damit am Eingang des Transversalfilters Abtastwerte χ J to + iT~l und folglich an

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- 27 - 25.2.7¹*.

den jeweiligen Anzapfungen des Transversalfilters Abtastwerte χ Γ to + (i - k)Tj erhalten werden. Die Phase dieser Abtastwerte, gekennzeichnet durch das Zeitintervall to, bildet eine der Veränderlichen, die zusammen mit den Koeffizienten eingestellt wird um den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Dieses unmittelbare Regelsystem für die Phase der Abtastwerte im Transversalfilter ist nicht das einzige anwendbare Regelsystem und ist weiter nicht immer das vorteilhafteste Regelsystem,

Dieses System erfordert einen Impulsphasenschieber mit grosser Genauigkeit und Empfindlichkeit, der sich schwer verwirklichen lässt. Andererseits hat es sich herausgestellt, dass es für bestimmte Stossantworten des Uebertragungskanals, die nach Abtastung für den Parameter to sehr empfindliche Abtastwerte veranlassen, schwierig ist, den Koeffizienten & der Formel (13) zu wählen, der die Grosse des Iterationsschrittes zur Aenderung von to bestimmt, Wenn Δ zu gross ist, kann während einer bestimmten Anzahl von Iterationsschritten Konvergenz des Algoritmus auftreten und dennoch Divergenz stattfinden, "Wenn Λ zu klein gewählt wird, nimmt die Konvergenzzeit zu und folglich die Entzerrungsgeschwindigkeit ab. In bestimmten Fällen hat es sich ausserdem gezeigt, dass abhängig von den jeweiligen Anfangswerten der Koeffizienten a, und des Parameters to die Entzerrungsanordnung sich auf unterschiedliche Zustände, die unterschiedlichen Werten des mittleren quadratischen Fehlers entsprechen, einstellen kann.

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- 28 - 25.2.7*l·.

Bestimmte Zustände entsprechen falschen Minimalwerten des mittleren quadratischen Fehlers, während nur ein Zustand und zwar der gewünschte dem"."Minimum Minimorum" dieses Fehlers entspricht. .

In den jeweiligen nachstehend zu beschreibenden Abwandlungen der erfindungsgemässen Entzerrungsanordnung wird am Ausgang des Uebertragungskanals ein Abtastkreis mit fester Phase verwendet, die folglich Abtastwerte mit der Form x(iT) liefert. Auf diesen Abtastwerten werden Bearbeitungen durchgeführt unter Verwendung eines oder mehrerer veränderlicher Parameter, die mit der Zeit to, die die Abtastphase kennzeichnet, in Zusammenhang stehen. Durch Aenderung dieser Parameter wird ein Abtastkreis mit einer veränderlichen Abtastphase nachgebildet.

In einer Abwandlung der erfindungsgemässen Entzerrungsanordnung, deren Sdhaltplan in Fig. 5 dargestellt ist, werden Abtastwerte mit veränderlicher Phase am Eingang des Transversalfilters erhalten und zwar dadurch, dass eine lineare Interpolation zwischen den Abtastwerten mit fester Phase des Siggnals x(t) am Ausgang des Uebertragungskanals und anderen Abtastwerten mit fester Phase eines aus x(t) hergeleiteten Interpolationssignals durchgeführt werden, wobei zum Erhalten der interpolierten Abtastwerte ein Parameter 0 benutzt wird, der mit to zusammenhängt.

Die bereits in Fig. 1 dargestellten Elemente sind bei der Entzerrungsanordnung nach Fig. 5 mit denselben

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- 29 - . 25.? ,7¹U

Bezugszeichen angegeben. In dieser Entzerrungsanordnung wird das analoge Signal x(t) vom Ausgang des Uebertragungskanals zu zwei Zweigen 30 und 31 zugeführt. Der Zweig 30 enthält den Abtastkreis 3 mit fester Phase, der unmittelbar durch die Impulse mit der Frequenz 1/T des Taktgenerators h gesteuert wird und dessen Ausgang an den einen Eingang eines Addierers 32 angeschlossen ist. Der Zweig 31 enthält einen Kreis 33» der in einer gewissen Ausführungsform ein differenzierendes Netzwerk und in einer anderen Ausführungsform ein Verzögerungskreis mit beispielsweise eine Verzögerung T/2 sein kann» Das Analogsignal am Ausgang des Kreises 33» hier als Interpolationssignal bezeichnet, wird in dem Abtastkreis 3'» der zum Abtastkreis 3 synchrongesteuert wird, mit fester Phase abgetastet. Die vom Abtastkreis 3' herrührenden Abtast-, werte werden mit dem veränderlichen Parameter 0 in einem Multiplikator 3^ multipliziert, dessen Ausgang mit dem anderen Eingang des Addierers 32 verbunden ist. Es ist selbstverständlich, dass die Abtastwerte an den Ausgängen der Abtastkreise 3 und 3' durch (nicht dargestellte) Analog-Digital-Wandler kodiert werden, wenn die Abtastwerte nachher digital verarbeitet werden.

Der Ausgang des Addierers 32 ist an das Transversalfilter 6 angeschlossen, das dieselben Elemente wie in Fig. 1 enthält, wobei die Koeffizienten auf dieselbe Art und Weise durch das Fehlersignal eingestellt werden, das vom Differenzerzeuger 10 geliefert und der ersten Regelschleife ° zugeführt

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- 30 - 25.2, ^rjh.

wird, die die Koeffizienten-Einstellanordnung 11 enthält. Das Fehlersignal wird zugleich der zweiten Regelschleife 17· zugeführt, die die Einstellanordhung 18 enthält, die mit dem Einstellkreis 19 zur Einstellung des veränderlichen Parameters 0 versehen ist, welcher Parameter einem der Eingänge des Multiplikators 3h zugeführt wird.

Wie nachstehend noch erläutert wird, ermöglichen es die zwei mit dem Addierer 32 verbundenen Zweige 30 und 31 die Wirkung eines Abtastkreises mit veränderlicher Phase nachzubilden als hätten die Abtastwerte am Ausgang des Addierers 32 die Form x(to + iT), wobei die Aenderungen des Zeitintervalles to durch Aenderung des einem Eingang des Multiplikators 3h zugeführten Parameters 0 erhalten werden.

Die Ausführungsform, in der der Kreis 33 ©in differenzierendes Netzwerk ist, entspricht der Ausbildung einer linearen Interpolation, die definiert wird durch die Beziehung:

i(to + iT) «*x(iT) + 0_ox(iT) . (lh)

In dieser Formel stellt x(iT) die Abtastwerte des Analogsignals x(t) am Ausgang des Uebertragungskanals 2 im Zeitpunkt iT darj x(iT) stellt die Äbtastwerte des Interpolationssignals x(t) im Zeitpunkt iT dar, wobei x(t) durch Differenziation aus x(t) hergeleitet ist; 0 ist ein veränderlicher Parameter. Diese Formel bedeutet, dass die Abtastwerte x(to+iT) mit einer veränderlichen Phase to durch lineare Interpolation zwischen den Abtastwerten x(iT) und der Abtastwerte i(iT) erhalten werden können und zwar durch Aenderung des Parameters in der Interpolationsformel.

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- 31 - 25.2.74.

Aus Pig. 5 geht hervor, dass der Abtastkreis 3 die Abtastwerte x(iT) des Signals x(t) am Ausgang des UebertragungskanaIs 2 liefert. Der Abtastkreis 3» liefert die Abtastwerte x(iT) des Signals x(t), das von dem als differenzierendes Netzwerk wirksamen Kreis 33 herrührt. Der Multiplikator 3^ liefert Abtastwerte 0 x(iT) und am Ausgang des Addierers erscheinen die Abtastwerte x(iT)+0_ox(iT) als Resultat der Interpolation nach der Formel (i4) und entsprechend den Abtastwerten x(to + IT).

Die Ausfuhrungsform, in der der Kreis 33 ein Verzögerungskreis ist, entspricht der Durchführung einer linearen Interpolation, die definiert wird durch die Beziehung:

x(to + IT) Äx(iT)+0_ox_D(iT) (₁₅)

In dieser Formel stellt X-^iT) Abtastwerte eines Signals im Zeitpunkt IT dar, welches Signal durch eine Zeitverschiebung des Analogsignals x(t) am Ausgang des Uebertragungskanals 2, beispielsweise durch eine Verzögerung um T/2, erhalten worden

Mit dem Kreis 33 ausgebildet als Verzögerungskreis mit beispielsweise eine Verzögerung T/2 bewerkstelligen die zwei mit dem Addierer 32 verbundenen Zweige 30 und 31 eine lineare Interpolation entsprechend der Formel (15), wobei am Ausgang des Addierers 32 Abtastwerte x(to+iT) mit veränderlicher Phase erhalten werden durch Aenderung des einem Eingang des Multiplikators 3k zugeführten Parameters 0 . -

Dasselbe Resultat lässt sich erhalten mit Hilfe rein

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- 32 - ZjrZ.lh.

digitaler Mittel, wobei die Verwendung eines analogen Verzögerungskreises 33 für das Signal x(t) vermieden wird. Für eine Verzögerung T/2 beispielsweise kann der Interpolationskreis nach. Fig, 6 verwendet werden. Dieser Interpolationskreis enthält einen Abtastkreis 3, der das Signal x(t) am Ausgang des Uebertragungskanals mit der doppelten Datentaktfrequenz abtastet, also mit einer Frequenz 2/T, die mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 36 von der Frequenz 1/T des Taktimpulsgenerators h hergeleitet wird. Die Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 2/T wird in zwei gegenübereinander verschobenen Reihen zerlegt und zwar durch einen Verteiler 37 in Form eines ¥echselkontaktes mit zwei Stellungen, der von den Signalen an den Ausgängen eines Modulo-2-Zählers 47 gesteuert wird, der die Impulse mit der Frequenz 2/T am Ausgang des Frequenzverdopplers 36 zählt. Der Verteiler 37 liefert an den zwei Zweigen 30 und 31 zwei Reihen von Abtastwerten mit der Frequenz 1/T, die gegenübereinander um T/2 verschoben sind. Es kann vorausgesetzt werden, dass im Zweig 30 Abtastwerte der Form x(iT) und im Zweig 31 verzögerte Abtastwerte mit der Form x(iT-T/2) auftreten. Diese letzten Abtastwerte im Zweig 31 werden mit Hilfe des Multiplikators 34 mit 0 multipliziert, während die Abtastwerte x(iT) im Zweig 30 um T/2 durch einen Verzögerungskreis 38 verzögert werden, so dass sie in der Zeit mit denen im Zweig 31 zusammenfallen. Auf diese Weise werden am Ausgang des Addierers 32 Abtast— werte mit der Frequenz 1/T erhalten, die je das Resultat der Interpolation nach der Formel (15) sind.

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- 33 - 25.2.74.

Mit Hilfe des einen oder des anderen der beschriebenen Interpolationskreise werden auf diese Weise am Eingang des Transversalfilters 6 Abtastwerte" x(to+iT) erhalten, deren Phase to mittels des Parameters 0 geändert werden kann.

Zum Erhalten der Entzerrung wird beispielsweise der mittlere quadratische Fehler f auf ein Minimum beschränkt in dem nicht nur immer die Werte der 2N+1 Koeffizienten a. des Transversalfilters 6, sondern nun auch die Phase der Abtastwerte in diesem Transversalfilter mittels des Parameters 0 eingestellt wird. Um die durchzuführenden Bearbeitungen anzugeben muss der mittlere quadratische Fehler als Funktion der Koeffizienten a, des Transversalfilters 6 und des Parameters 0 ausgedrückt werden.

Wenn beispielsweise ein Interpolationskreis mit einem Verzögerungskreis verwendet wird, kann die Aehnlichkeit zwischen den Abtastwerten an den Anzapfungen des Transversalfilters 6 ausgedrückt als Funktion von to und denen ausgedrückt als Funktion von 0 aus der Formel (15) abgeleitet werden:

+ 0_O X₀ [(i-k)TJ (16)

Die Abtastwerte y(to + iT) am Ausgang des Transversalfilters 6 werden als Funktion von 0 und von a. gegeben durch die Formel:
y(to +1T) = V ⁺ ■ s^ £xf (i-k)T) + 0_o X₀ [U-IOtQ 07)

Der mittlere quadratische Fehler f wird erhalten als Funktion von a. und 0 durch Substitution des Wertes von

xC O

y(to + IT) nach der Formel (17) in die Formel (8),

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PHN.

- 3h - 25.2.7*.

Statt das System der Gleichungen:

wobei k von -N" bis +N ändert, zu lösen, wird ebenso wie im Vorstehenden der Gradienten-Algoritmus verwendet, der durch die nachfolgende Iterationsbeziehungen ausgedrückt wirdj

a^*¹ = a_k ^J -dt, —^ 2- - (₁₉)

A. JV f ft cU| ' I

(20)

Nach Durchführung sämtlicher Berechnungen können die Formel (19) und (20) wie folgt geschrieben werden:

^Ajy [;j j_o Jjk)Tj]J (21) und

^{1 5} {^dHi^ ^ []] (22)

Alle Glieder in diesen Formeln sind obenstehend bereits definiert worden.

Die Iterationsformel (21), die für die Einstellung der Koeffizienten a, verwendet werden muss, ist im wesentlichen genau dieselbe wie die Formel ("12) die zur Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 6 in Fig. 1 verwendet wurde. Dies dürfte aus den Formeln (16) hervorgehen. Dadurch ist die erste Regelschleife 9 in Fig. 5, die bei

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PIIN. 6989C. - 35 - 25.2*74.

jedem Iterationsschritt die Aenderungen der Koeffizienten a. bewerkstelligt, auf dieselbe ¥eise ausgebildet wie· in Fig. 1 und enthält folglich dieselben Elemente und funktioniert auf dieselbe Art und Weise»

Die Iterationsformel (22) zur Einstellung des Parameters 0 an einem der Eingänge des Multiplikators 3^ lässt sich mit der Iterationsformel (13) zur Einstellung der Phase to der AbtastZeitpunkte in der Entzerrungsanordnung nach Fig. 1 vergleichen. Diese Formeln weichen nur was der Ausdruck, für die bei der Summierung auftretenden Abtastwerte anbelangt voneinander ab. Dadurch hat in Fig. 5 die zweite Regelschleife 17i die t>ei jedem Iterationsschritt die Aenderungen des Parameters 0 bewerkstelligt, eine Struktur, die der der Entzerrungsanordnung nach Fig. 1 entspricht, jedoch das'Transversalfilter 6', das dieselben Koeffizienten wie das Transversalfilter 6 hat, erhält nun die Abtastwerte X_n(iT) am Ausgang des Abtastkreises 3'· Am Ausgang des Einstell— kreises 19, dem das Fehlersignal x(iT) und die Abtastwerte, die vom Transversalfilter 6¹ herrühren, zugeführt werden, wird dann das Einstellsignal erhalten und zwar zur Aenderung des Parameters 0 , der dem Multiplikator 3^ zugeführt wird.

Wenn der Interpolationskreis mit einem differenzierenden Netzwerk 33 verwendet wird, liefert die Interpolationsformel (14) den Ausdruck für die Abtastwerte am Eingang des Transversalfilters 6 als Funktion von 0 und es ist leicht ersichtlich, dass der Schaltplan der Entzerrungsanordnung genau derselbe ist und auf dieselbe Art und Weise funktioniert,

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PHN.6989C. - 36 - 25.2.7^.

Bisher wurde vorausgesetzt, dass die lineare Interpolation zwischen den Abtastwerten des Signals x(t) selbst und einem Interpolations signal x^t) oder x(t) hergeleitet aus x(t) durchgeführt wird. In diesem Pail entspricht der
Aenderungsbereich für die Phase des interpolierten Abtastwertes einem VerzUgerungsbereich für to von O bis zu einem bestimmten Wert, beispielsweise .T/2. Es kann ebenfalls eine lineare Interpolation zwischen zwei aus x(t) abgeleiteten
Interpolationssignalen durchgeführt werden, die beide von x(t) abweichen, beispielsweise X₀₁(t) = x(t - T/h) und χ__(ΐ) = x(t - T/2). In diesem Fall müssen in den Zweigen 30 und 31 VerzBgerungskreise eingeführt werden mit Verzögerungen entsprechend T/4 bzw« T/2. Der Aenderungsbereich für to läuft dann von T/k bis T/2. Dies kann vorteilhaft sein, wenn dafür gesorgt werden kann, dass der Endwert von to innerhalb dieses Bereiches liegt.

Eine andere Ausführungsform der Entzerrungsanordnung, die ebenfalls die 2N+1 Koeffizienten a, und den Parameter verwendet, damit der mittlere quadratische Fehler auf ein
Minimum beschränkt wird, ist in Fig. 7 dargestellt. Die
Struktur der Entzerrungsanordnung nach Fig. 7 lässt sich
dadurch erhalten, dass die Abtastwerte x(to + iT) am Eingang des Entscheidungskreises 5 auf die nachfolgende Weise ausgedrückt wird, die leicht aus der Formel (17) hergeleitet

werden kann:

+N-

y(to + IT) *> afc, χ J (i«-k)T + 0 } tL.i^ | (i-k)T...

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PHN.6989c. - 37 - 25.2.7'+.

Nach difiserFormel werden die Abtastwerte am Eingang des Entscheidungskreises 5 in Fig. 7 am Ausgang eines Addierers mit zwei Eingängen erhalten. Einem Eingang des Addierers werden Abtastwerte zugeführt, die dem ersten Glied in der Formel (23) entsprechen. Diese Abtastwerte werden am Ausgang des Transversalfilters 6 mit 2N+1 veränderlichen Koeffizienten a. erhalten, dessen Eingang die vom Abtastkreis 3 herrührenden Abtastwerte χ(χΤ) des Signals x(t) zugeführt werden. Dem anderen Eingang des Addierers hO werden Abtastwerte zugeführt, die dem zweiten Glied in der Formel (23) entsprechen, Diese Abtastwerte werden am Ausgang eines Multiplikators 4l erhalten, der die Abtastwerte am Ausgang des Transversalfilters 6' mit dem veränderlichen Parameter 0 multipliziert. Das Transversalfilter 6¹ hat dieselbe Struktur und benutzt dieselben Koeffizienten a, wie das Transversalfilter 6» Dem Eingang dieses Transversalfilters 6¹ werden die Abtastwerte

T) zugeführt,.die durch den Abtastkreis 3¹ für das Signal x^(t) am Ausgang des Verzögerungskreises 30 geliefert werden.

Ein Vergleich der Schaltpläne nach Fig. 5 und Fig. zeigt, dass in Fig. 5 die Wägung mit dem veränderlichen Parameter 0 auf den Abtastwerten x(iT) und x_n(iT) die von den Abtastanordnungen 3 und 3¹ herrühren durchgeführt wird, während in Fig» 7 die Fägung mit dem veränderlichen Parameter 0 auf dem Ausgangsabtastwerten.der zwei Transversalfilter 6 und.6¹ durchgeführt wird. Der Wert der Abtastungen am Eingang des Entscheidungskreises 5 ist in.beiden Fällen derselbe« ' ■

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PHN.6989C, - 38 - 25.2.7-'l·.

In Pig. 7 werden ebenfalls die 2N+1 Koeffizienten und' der Wägungsparameter 0 zur Erhaltung eines minimalen . mittleren quadratischen Fehlers verwendet. Der Gradienten-Algoritmus wird ebenfalls durch die Iterationsformel (21) und (22) definiert. Die erste Regelschleife 9, die die Einstellung der 2Ν+Ί Koeffizienten a_ der Transversalfilter 6 und 6* ermöglicht, hat dieselbe Struktur und ist auf dieselbe Art und Weise angeschlossen wie in Pig. 5· Die zweite Regelschleife 17 zur Einstellung des Parameters 0 hat dieselbe Struktur wie in Fig. 5 und enthält den Einstellkreis 191 der das Fehlersignal und die Abtastwerte am Ausgang des Transversalfilters 6* erhält und der das Einstellsignal erzeugt zur Aenderung des Parameters 0 , der dem Multiplikator 4i zugeführt wird, der in Fig. 7 ^an den Ausgang des Transveralfliters 6¹ angeschlossen ist.

Die Entzerrungsanordnungen nach Fig. 5 und 7 haben eine verschiedene Struktur aber im wesentlichen sind sie was die Wirkungsweise und die Eigenschaften anbelangt, vollkommen identisch. In beiden Fällen wird die Entzerrung durchEinstellung der 2N+1 Koeffizienten a^. des Transversalfilters und durch Einstellung eines veränderlichen Interpolationsparameters 0 erhalten. Es ist wichtig zu bemerken, dass bei diesen Ausbildungen die Koeffizienten des Transversalfilters denen desselben Ranges des Transversalfilters 6 gleichgehalten werden. In beiden Fällen sind im wesentlichen (2N+1)+1 = 2N+2 Veränderlichen verfügbar um den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Im Vergleich zu den

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PHN. - 39 - 25.2.74.

Ausbildungen nach den Fig. 1 und 4 wird hier die Schwierigkeit der Verwirklichung eines Phasenschiebers für die Steuerimpulse eines Abtastkreises vermieden· Ebenfalls wurde festgestellt, dass auch hier eine schnelle Entzerrung erhalten werden kann« Aber auch hier gibt es nach wie vor die Schwierigkeit, dass für bestimmte Uebertragungskanftle und für bestimmte Anfangswerte der Veränderlichen a. und 0 der nach Konvergenz erreichte Zustand der Entzerrungsanordnung mit' falschen Minimalwerten des mittleren quadratischen Fehlers übereinstimmen kann*

Eine nachstehend zu beschreibende weitere Abwandlung der erfindungsgemässen Entzerrungsanordnung ermöglicht es, nach Konvergenz mit Gewissheit das "Minimum Minimorum" des mittleren quadratischen Fehlers zu erhalten. Das Prinzip dieser Abwandlung besteht in der Erhöhung der Anzahl Veränderlichen, die-zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers eingestellt werden und zwar dadurch, dass nicht mehr, wie vorstehend, ein einziger Parameter 0 und die Koeffizienten a. des Transversalfilters 6 verwendet werden, sondern statt des Parameters 0 alle Koeffizienten des Transversalfilters 6* verwendet werden. In dieser Abwandlung sind die Koeffizienten des Transversalfilters 6^% von denen des Transversalfilters 6 unabhängig und können sogar in ihrer Anzahl davon abweichen.

Fig, 8 zeigt den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung nach dieser Abwandlung, die von der Entzerrungsanordnung

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- hp - 25.2.7'+.

nach Fig« 7 entsprechend dem obengenannten Prinzip hergeleitet ist.

Die Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 enthält einen Teil A zur Behandlung der Abtastwerte x(iT) des Analogsignals x(t) am Ausgang des Uebertragungskanals 2 und einen Teil B zur Behandlung der Abtastwerte X_n(IT) oder χ(χΤ) des Interpolationssignals am Ausgang des Kreises 33. Zur Bestimmung der Grundgedanken wird nachstehend vorauzgesetzt, dass es sich hier um Abtastwerte X_n(IT) handelt. Die genannten Teile A und B haben die gleiche Struktur abgesehen von der Anzahl Elemente. Die Elemente der beiden Teile haben dieselben Bezugszeichen, wie diese bisher verwendet wurden, jedoch unter HinzufUgung der Indizen A und B.

Im Teil A liegt hinter dem Abtastkreis 3A mit fester Phase das Transversalfilter 6A mit 2N+1 Koeffizienten a, . Im Teil B liegt hinter dem Abtastkreis 3B mit fester Phase das Transversalfilter 6B mit 2M+1 Koeffizienten b-. Die Ausgänge der zwei Transversalfilter sind unmittelbar mit den zwei Eingängen eines Summierers hO verbunden, dessen Ausgang die nun ebenfalls durch y(to + iT) bezeichneten Abtastwerte dem Eingang des Entscheidungskreises 5 zuführt.

Der Wert dieser Abtastungen hängt nun von den Koeffizienten a^ des Transversalfilters 6-_A und von den Koeffizienten b» des Transversalfilters 6_B entsprechend der nachstehenden Formel»

y(to+lT) =ΓΪΖ &,·* f(i-k)T) + Γ^±~ b _#3r f(i-l)T| (24)

kN * L -> lM ^{x υ} L J

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Die Interpolation mit der veränderlichen Wägung

zwischen den Abtastwerten am Ausgang des Transversalfilters und den Abtastwerten am Ausgang des Transversalfilters 6t, erfolgt nun mittels der 2M+1 veränderlichen Koeffizienten des Transversalfilters 6-r,,

Durch Substitution des Ausdruckes für y(to + iT) nach der Formel (24) im Ausdruck für den mittleren quadratischen Fehlers

f = E.$fy(to + iT) -

wird ein Wert von f erhalten als Funktion von 2N+1 Veränderliche: a, und von 2M+1 Veränderlichen b.,, also

f = f^, Ij₁).-

Der auch hier zu verwendende Gradienten-Algoritmus zum Liefern dieser Werte der Veränderlichen, die das Minimum des mittleren quadratischen Fehlers ergeben, wird nun durch die zwei nachfolgenden Iterationsbeziehungen definiert:

wobei k von -N bis +N variiert, und:

wobei 1 von -M bis +M variiert.

Nach Durchführung sämtlicher Berechnungen werden die Iterationsformel (25) und (26) wie folgt geschrieben:

= a^ -A. _E[e^d(iT) . χ [(i-k)T)} (2?) wobei k von -N bis +N variiert, und:

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- 42 - 25.2.74.

V^{1 + 1} = ^bl^J -^Δ· E{e^d(xT). X₀ [(±-1)0} (28)

wobei 1 von -M bis IM variiert.

Die Verwirklichung der iferationsforrael (27) für die Einstellung der 2N+1 Koeffizienten a. des Transversalfilters 6, erfolgt in Fig. 8 mit Hilfe der Regelschleife 9_A,die auf dieselbe Weise angeschlossen ist, dieselben Elemente' enthält, und auf dieselbe Weise funktioniert wie die erste Regelschleife 9¹» die in den vorhergehenden Entzerrungsanordnungen zur Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters verwendet wurde.

Die Verwirklichung der Iterationsformel (28). zur
Einstellung der 2M+1 Koeffizienten b- des Transversalfilters 6,-, erfolgt in Fig. 8 mit Hilfe der Regelschleife 9_, die im

Bezug auf das Transversalfilter 6_D auf dieselbe Weise ange-

Jo

schlossen ist und auf dieselbe Weise funktioniert wie die Regelschleife 9_A für das Transversalfilter 6_A· Die Einstellanordnung 11.J, dieser Regelschleife 9t, enthält selbstver-

Jj Jd

ständlich 2M+1 Einstellkreise C zur gesonderten Einstellung der Koeffizienten b-. Es lässt sich mathematisch darlegen und es wurde versuchsweise nachgewiesen, dass welche die Anfangswerte der Koeffizienten a. und b- sein mögen, das "Miniraum Minimorum¹¹ des mittleren quadratischen Fehlers
erhalten wird.

Es sei bemerkt, dass die Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 die bekannte Entzerrungsanordnung mit einem einzigen Transversalfilter umfasst, da es zum Erhalten der letztgenannten

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- k3 - 25.z.ik.

Anordnung ausreicht, den Abtastkreis 3 nicht funktionieren zu lassen. Die Entzerrungsanordnung nach Pig. 8 umfasst ebenfalls die obenstehend beschriebenen Entzerrungsanordnungen, die einen linearen Interpolator mit einem veränderlichen Parameter 0 benutzen, da es zum Erhalten des letztgenannten ausreicht, dafür zu sorgen, dass die Koeffizienten des Transversalfilters 6-a den Koeffizienten des Transversalfilters mit einem Proportionalitätsfaktor entsprechend 0 proportional sind. Die Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 kann also nur bessere Resultate ergeben als jede der zwei darin vorhandenen Ent zerrungsanordnungen,

Es dürfte einleuchten, dass bei der Entzerrungsanordnung nach Pig, 8 die Summierer 8., 8 und kO zur Bildung eines einzigen Summierers kombiniert werden können, von dem 2N+1 Eingänge mit den Multiplikatoren P. des Teils A verbunden sind, 2M+1 Eingänge mit den Multiplikatoren P_x, des Teils B verbunden sind und von dem der Ausgang an den Eingang des Entscheidungskreises 5 angeschlossen ist.

Die Entzerrungsanordnung nach Pig, 8 kann in verschiedenen Formen ausgebildet werden, die jedoch aus dem Gesichtspunkt der Wirkung und der Eigenschaften gleichwertig sind, insbesondere wenn der Kreis 33 ein Verzögerungskreis ist.

Pig· 9 zeigt als Beispiel eine Ausführungsform, die der Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 entspricht, die mit einem Verzögerungskreis 33 mit einer Verzögerung T/2 versehen ist und dieselbe Anzahl 2N+1 Koeffizienten a. und b- in

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den Teilen A und B verwendet.

Die Entzerrungsanordnung nach Fig. 9 enthält einen Abtastkreis 3» der das Signal x('t) am Ausgang des Uebertragungskanals 2 abtastet und zwar mit einer festen Phase und einer Frequenz 2/T, die von der Frequenz 1/T des Taktimpulsgenerators h mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 50 abgeleitet wird. Die Abtastwerte mit dieser Frequenz werden in einem Transversalfilter 51 einer Kaskadenschaltung aus 4N+1 VerzBgerungskreisen R- mit je einer Verzögerung T/2 zugeführt. Diese Anzahl Verzögerungskreise ist nur gewählt worden, damit die Equivalenz der Entzerrungsanordnungen in den Fig. 8 und leicht dargelegt werden kann. In Wirklichkeit braucht diese Anzahl kein Vielfaches von h vermehrt um 1 zu sein und diese Anzahl kann beliebig gewählt werden. Die an den 4N+2 Anzapfungen dieses Transversalfilters 51 verfügbaren Abtastwerte werden zur Multiplikation mit Koeffizienten Multiplikatoren zugeführt, deren Ausgänge mit den Eingängen eines Summierers 52 verbunden sind. Es ist leicht ersichtlich, dass an 2N+1 Anzapfungen S. jeweils getrennt durch zwei Verzögerungskreise R₁, Abtastwerte x(iT) des Signals x(t) verfügbar sind, so dass an den 2JN"+1 Anzapfungen S_, getrennt von den Anzapfungen S_A durch einen Verzögerungskreis R-, Abtastwerte x(iT-T/2) verfügbar sind. Es lässt sich also sagen, dass das Transversalfilter 51 in zwei Teile aufgeteilt ist. Ein Teil A enthält die Elemente, die an die Anzapfungen S. angeschlossen sind und behandelt die Abtastwerte x(iT) und entspricht also dem

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- 45 - 25.2.7·¹+.

Transversalfilter 6. in Fig. 8; ein zweiter Teil B enthalt die Elemente, die an die Anzapfung S_n angeschlossen sind

und behandelt die Abtastwerte x("iT - .T/2) und entspricht also dem Transversalfilter 6,, in Fig. 8. Damit eine Equivalenz zwischen dem Transversalfilter 51 und dem Ganzen aus den Transversalfiltern 6. und 6-r, erhalten wird, ist es ausserdem notwendig, dass die Abtastwerte am Ausgang des Transversalfilters 51 mit der Frequenz 1/T geliefert werden. In Fig. werden die Impulse mit der Frequenz 1/T des Taktimpulsgenerators h einer Steuerklemme 53 des Summierers 52 zugeführt um zu bewerkstelligen, dass am Ausgang des Summierers 52 tatsächlich Abtastwerte mit der Frequenz l/T erhalten werden.

In Wirklichkeit sind im Transversalfilter 51 die Elemente der zwei Teile A und B nicht verschieden, während sie auf dieselbe Weise angeschlossen sind. Insbesondere werden die in den Speichern gespeicherten Koeffizienten a. und b- gleichzeitig eingestellt damit das Minimum des mittleren quadratischen Fehlers erhalten wird und zwar mit Hilfe einer Regelschleife 5^, die eine Einstellanordnung enthält, die mit Einstellkreisen C. und C_n versehen ist, die je einen Koeffizienten des Transversalfilters 51 einstellen. Es lässt sich sagen, dass diese Regelschleife 5^ die zwei Regelschleifen 9. und 9_R der Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 umfasst.

Es sei bemerkt, dass in der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform die Entzerrungsanordnung nach der Erfindung

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eine Struktur aufweist, die auf den ersten Blick der einer bekannten Entzerrungsanordnung entspricht, die Koeffizienten des Transversalfilters benutzt zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers. In Wirklichkeit ist der Unterschied sehr gross und dieser Unterschied beruht auf der Frequenz, mit der die Abtastung durch den Abtastkreis 3 durchgeführt wird, und auf der Verzögerung der Verzögerungskreise R₁· In einer bekannten Entzerrungsanordnung wäre die Abtastfrequenz l/T statt 2/Τ während die Verzögerung der Verzögerungskreise R₁ dann T wäre statt T/2. Nachstehend werden als Beispiel Resultate von Versuchen gegeben, die die wesentliche Verbesserung zeigen, die durch die erfindungsgemässe Entzerrungsanordnung erhalten wird, insbesondere für die in Fig. 9 dargestellte Ausführungsfonn,

Wenn zur Entzerrung eines Uebertragungskanals, dessen Stossantwort in Fig. 3a- dargestellt ist, eine Entzerrungsanordnung nach Fig. 9 verwendet wird, die insgesamt 6 Koeffizienten enthält und die der aus Fig. 8 entspricht, die 3 Koeffizienten im Teil A und 3 Koeffizienten im Teil B enthält, so stellt es sich heraus, dass beim Fehlen des vom Uebertragungskanal: eingeführten Rauschsignals und bei Datensignalen mit zwei Pegeln der mittlere quadratische Fehler f nach Entzerrung weniger als 10 ist. Es wird noch auf die bereits erwähnten Resultate gewiesen, die mit einer bekannten Entzerrungsanordnung ebenfalls mit 6 Koeffizienten (f = 0,1) und mit einer Entzerrungsanordnung des in Fig. 1

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dargestellten Typs (f = 3·10 ) erreicht wurden.

Pig. 10 zeigt den mittleren quadratischen Fehler f als Funktion der Anzahl q ausgesendeter Symbole und zwar ebenfalls für den TJebertragungskanal mit der Stossantwort nach Fig. 3& bei einem zwei-Pegel-Datensignal, nun jedoch in Anwesenheit des Rauschsignals entsprechend einem Signal-Rauschabstand von 23 dB. In dieser Figur entspricht die horizontale gerade Linie B dem Rauschpegel. Die gestrichelt dargestellte Kurve stellt f dar als Funktion von q für eine bekannte Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit 9 Koeffizienten.

Der Minimalwert von f bei einem ausreichend grossen q beträgt

„2
8.10 · Die durch gezogene Linien dargestellte Kurve entspricht einer Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 mit einem Verzögerungskreis 33 ("Verzögerung T/2) und mit insgesamt ebenfalls 9 Koeffizienten nämlich 4 Koeffizienten im Teil A und 5 Koeffizienten im Teil B. Der Minimalwert von f beträgt 2,9.10 . Fig. 10 zeigt, dass mit der Entzerrungsanordnung nach der Erfindung im Vergleich zur bekannten Entzerrungsanordnung eine wesentlich bessere Entzerrung erhalten werden kann und das praktisch der Rauschpegel erreicht werden kann. Ausserdem stellt es sich heraus, dass die Konvergenzzeit wesentlich kürzer ist.

Fig. 11 zeigt die Stossantwort eines zu entzerrenden Uebertragungskanals, wobei die Zeitachse in Perioden T des ausgesendeten Datensignals aufgeteilt ist.

Fig. 12 zeigt den minimalen mittleren quadratischen Fehler ^_1nJ₁₁* der nach Entzerrung erhalten worden ist als

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- 48 - 25.2.7h.

Funktion der Anzahl N der Koeffizienten für 8-Pegel-Datensignale im Vorhanden sein des Rauschsignals mit einem Signal-Rauschabstand von 23 dB. Der Rauschpegel ist durch die horizontale gerade Linie B¹ dargestellt. Die gestrichelt dargestellte Kurve bezieht sich auf eine bekannte Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit N Koeffizienten, dessen Eingang Abtastwerte des Ausgangssignals des Ubertragungskanals mit der Frequenz 1/T zugeführt werden. Die mit gezogenen Linien dargestellte Kurve bezieht sich auf eine Entzerrungsanordnung nach dem Schaltplan aus Fig. ° mit insgesamt N Koeffizienten (N/2 in jedem der Teile A und B), deren Eingang Abtastwerte mit der Frequenz 2/Τ zugeführt werden. Aus Fig. 12 geht deutlich der Vorteil der erfindungsgemässen Entzerrungsanordnung hervor. Mit einer Anzahl Koeffizienten entsprechend 30 wird mit der bekannten Entzerrungsanordnung bei langem nicht der Rauschpegel erreicht, während dieses Resultat mit der erfindungsgemässen Entzerrungsanordnung bereits mit 17 Koeffizienten erreicht wird.

Die Entzerrungsanordnung nach Fig. 8 enthält zwei Transversalfilter 6. und 6_R deren Eingänge Abtastwerte x(iT) bzw. Abtastwerte, die im Ausführungsbeispiel, in dem der Kreis 33 ein Verzögerungskreis mit einer Verzögerung T/2 ist, x(iT - T/2) entsprechen, zugeführt werden. Die Anzahl Transversalfilter kann noch dadurch erhöht werden, dass den Eingängen derselben Abtastwerte von unterschiedlichen Interpolationssignalen zugeführt werden, die aus dem Signal x(t) am Ausgang des Uebertragungskanals abgeleitet werden. Auf Kosten einer

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- 49 - 25,2,7¹W '

verwickeiteren Struktur kann auf diese Weise die Anzahl Veränderlichen, die zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers verwendet werden", erhöht werden, wodurch in bestimmten Fällen die Qualität der" Entzerrung noch weiter verbessert werden kann.

Fig. 13 zeigt als Beispiel eine Entzerrungsanordnung mit vier Transversalfiltern als Abwandlung der Entzerrungsanordnung nach Fig. 8. Einem Transversalfilter 6. werden ebenso wie in Fig. 8 die Abtastwerte x(iT) des Signals x(t) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3. herrühren. Einem Transversalfilter 6_Ώ werden die Abtastwerte x(iT-T/4) zugeführt, die von einem Abta.stkreis 3 herrühren, die an einen Verzögerungskreis 33_Ώ mit einer Verzögerung T/k angeschlossen ist. Einem Transversalfilter 6„ werden die Abtastwerte x(iT-T/2) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3n herrühren, die an den Ausgang der Kaskadenschaltung des Verzögerungskreises 33-r, und eines Verzögerungskreises 33_n, ebenfalls mit einer Verzögerung T/4, angeschlossen ist. Einem Transversalfilter 6_D werden die Abtastwerte x(iT-3T/4) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3_n herrühren, die an den Ausgang der Kaskadenschaltung von drei Verzögerungskreisen 33-r.i 33n ^tmd 33_D mit je einer Verzögerung T/k angeschlossen ist. Die vier Abtastkreise 3_A 1 3-o» 3« und 3™ arbeiten synchron und zwar .

A X) \y Xj

mit der Frequenz l/T, Von den vier Transversalfiltern 6., 6_B, 6rx und 6„ sind hier nur die Summierer 8,, 8^₁, 8-, und 8_

Vj L) A J3 L> IJ

dargestellt, die an die Eingänge eines Summierers 56 angeschlossen

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.-5O - 25.2,7**.

sind. Die Koeffizienten dieser vier Transversalfilter werden, unabhängig voneinander mit Hilfe der Einstellanordnungen 11., 11_ 11„ und 11-. eingestellt, die einen Teil der Regelschlei-· fen 9a» 9_b, 9_c und 9 bilden, die an-den Differenzerzeuger 10 angeschlossen sind.

Eine der Entzerrungsanordnung nach Fig. 13 entsprechende Ausführungsform ist in Fig. lh dargestellt. Der Abtastkreis 3 für das Signal x(t) wird durch Impulse mit der Frequenz 4/Τ, die von einem Frequenzvervielfacher 57 herrühren, gesteuert, welcher Vervielfacher die Frequenz 1/T der Impulse des Taktimpulsgenerators h mit einem Faktor h multipliziert. Die Abtastwerte am Ausgang des Abtastkreises 3 werden in einem Transversalfilter 58 einer Kaskadenschaltung von Verzögerungskreisen R₂ mit je einer Verzögerung T/4 zugeführt. Bei dieser Ausführungsform lSsst sich sagen, dass an den Anzapfungen S., die durch vier Verzögerungskreise R₂ voneinander getrennt sind, Abtastwerte x(iT) verfügbar sind, an den Anzapfungen S_B, die von den Anzapfungen S. durch einen Verzögerungskreis-R₂ getrennt sind, Abtastwerte x(iT-T/4) verfügbar sind, an den Anzapfungen S„, die von den Anzapfungen S_ durch einen Verzögerungskreis R₂ getrennt sind, Abtastwerte x(iT-T/2) und zum Schluss an den Anzapfungen S , die von den Anzapfungen S_, durch einen Verzögerungskreis R₂ getrennt sind, Abtastwerte x(iT-3T/4) verfügbar sind. Die Abtastwerte an all diesen Anzapfungen S. S_ß, S_ und S_D werden nicht dargestellten Multiplikatoren zugeführt und mit von nicht dargestellten

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- 51 - 2-i.i.^Ttk.

Speichern. herrührenden Koeffizienten aultipliziert und der Ausgang dieser Multiplikatoren ist mit einem Summierer 59 verbunden. Der Summierer 59 enthält eine Steuerklemme 60, die an den Ausgang des Taktimpulsgenerators h mit der Frequenz l/T angeschlossen ist, so dass am Ausgang des Transversalfilters 58 Abtastwerte mit der Frequenz l/T erhalten werden. Die Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung 61, die einen Teil einer Regelschleife 62 bildet, die an den Differenzerzeuger angeschlossen ist.

Die bisher beschriebenen Ausführungsformen beziehen sich alle auf Entzerrungsanordnungen vom nicht-rekursiven Typ. Die erfindungsgemässen Massnahmen können jedoch ebenfalls in Entzerrungsanordnungen vom relcursiven Typ angewandt werden, in denen ausser einem nicht-rekursiven Teil, der zwischen dem Ausgang des Uebertragungskanals und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt, auch ein rekursiver Teil vorhanden ist, der zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt. Diese rekarsiven Entzerrungsanordnungen werden im allgemeinen dann -verwendet, wenn die Uebertragungskanäle nicht nur die bereits genannten Amplitude- und Laufzeitverzögerungen herbeiführen, sondern auch Echo-Erscheinungen aufweisen.

Bei den nachstehend zu beschreibenden Abwandlungen der erfindungsgemässen Entzerrungsanordnungen mit einer rekursiven Struktur kann der nicht-rekorsive Teil auf dieselbe

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- 52 - 25.2.74.

Art und Weise wie bei den bereits beschriebenen AusfUhrungsformen ausgebildet werden. Es ist dabei vorteilhaft, die Ausführungsformen zu benutzen, die es ermöglichen, mit Gewissheit das "Minimura-Minimorum·¹ des mittleren quadratischen Fehlers zu erhalten,

Fig. 15 zeigt einen vereinfachten Schaltplan einer derartigen Entzerrungsanordnung mit einer rekursiven Struktur. In Fig. 15 ist die Entzerrungsanordnung an dem Ausgang eines Uebertragungskanals 102 eingeschlossen. Dem Eingang dieses Uebertragungskanals 102 werden von einer im Sender vorhandenen Quelle 101 Datensignale zugeführt mit einer Datentaktfr equenz 1/T.

Diese Entzerrungsanordnung enthält einen nicht-rekursiven Teil 103, der auf dieselbe Weise ausgebildet .-./ ~ ": ist wie in Fig. 1. Dieser Teil 103 enthält einen Abtastkreis 104 für das Datensignal am Ausgang des Uebertragungskanals 102, die von Impulsen eines Taktgenerators 105 gesteuert wird. Die Abtastphase wird durch das einer Steuerklemme 6 ei'nes Phasenschiebers 107 zugeführte Einstellsignal variiert. Diese Abtastwerte können von einem nicht dargestellten Analog-Digital-Wandler kodiert werden wenn die anderen Elemente der Entzerrungsanordnung vom digitalen Typ sind. Die Abtastwerte werden einem Transversalfilter 108 zugeführt, dessen Ausgang an einen Entscheidungskreis angeschlossen ist. An den Entscheidungskreis 109 ist ein Differenzerzeuger 111 angeschlossen und das davon herrührende

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- 53 - ?5,?.74.

Pehlersignal wird zwei Regelschleifen 112 und 113 zugeführt, die die Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 108 bzw. die Phase der Abtastzeitpunkte in dem Abtastkreis bewerkstelligen. Die Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 108 erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung 114, die einen Teil der Regelschleife 112 bildet. Die Einstellung der Abtastphase erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung 115 ι die einen Teil der Regelschleife 113 bildet. Das von dieser Einstellanordnung 115 erzeugte Phasen-Einstellsignal wird der Steuerklemme 106 des Phasenschiebers zugeführt. Die Wirkungsweise dieses nicht-rekursiven Teils ist obenstehend bereits eingehend erläutert worden,

Fig. 16 zeigt ein Zeitdiagramm, in dem auf schematische ¥eise die Stossantwort eines Uebertragungskanals mit Echo-Erscheinungen dargestellt ist. Pur ein isoliert ausgesendetes Symbol hat das empfangene Signal die in Fig, 16 dargestellte Gestalt, Bei einem Uebertragungskanal, der nur Amplitude- und Laufzeitverzerruhgen aufweist, hat das empfangene Signal die Form der göstrichelt dargestellten Kurve a., die innerhalb eines Zeitintervalls (t.., t_g) liegt und zwar auf beiden Seiten des Bezugszeitpunktes t . Dieses Intervall beträgt beispielsweise 2 ms. Die gezogenen Linien, die durch ein Intervall T voneinander getrennt sind, stellen Abtastwerte dar, die vom Abtastkreis 104 herrühren. Der bisher beschriebene Teil 103 der Entzerrungsanordnung eignet sich durchaus zum Eliminieren der Interferenzen, die zwischen aufeinanderfolgenden Stossantworten mit einer Gestalt wie die Kurve a^ auftreten

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- 5^ - 25.2.7'*.

und den Symbolen, die mit der Frequenz l/T ausgesendet werden, entsprechen. Die Stossantwort eines Uebertragungskanals, in dem zugleich Echos auftreten, umfasst ausserdem ein Echo-Signal, wie dies durch die gestrichelt dargestellte Kurve b_ angegeben ist, die innerhalb des Zeitintervalls (t¹-, t*g) auf beiden Seiten des Zeitpunktes t^f liegt. Dieses Echo-Signal Tb kann eine nicht zu vernachlässigende Amplitude im Vergleich zum Hauptsignal a. aufweisen und ist durch ein Intervall (t , t· ) davon getrennt, welches Intervall beispielsweise 15 ms beträgt. Dann treten ausser Interferenzen infolge der Amplitude- und Laufzeitverzerrungen auch Interferenzen zwischen den HauptSignalen und Echo-Signalen auf. Im Zeitpunkt t tritt beispielsweise Interferenz zwischen dem Hauptsignal ει entsprechend einem ausgesendetem Symbol und dem Echo-Signal b entsprechend einem 15 ms vorher ausgesendeten Symbol auf.

Damit gleichzeitig Interferenzen infolge der genannten Verzerrungen und diejenigen infolge von Echos eliminiert werden, enthält die Entζerrungsanordnung in Fig. 15 ausser dem nicht-rekursiven Teil 103 zugleich einen rekursiven Teil 116, der durch ein Transversalfilter 117 gebildet wird, das an den Ausgang des Entscheidungskreises 109 angeschlossen ist und das über einen Summierer 118, die die Abtastwerte an den Ausgängen der Transversalfilter 108 und II7 kombiniert, mit dem Eingang des Entscheidungskreises 109 verbunden ist,. Das vom Differenzerzeuger 111 gelieferte Fehlersignal wird

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- 55 - 25.z_t'?k.

zugleich, einer Regelschleife lip zugeführt, damit auch die Koeffizienten des Transversalfilters 117 derart eingestellt •werden, dass der mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschränkt wird. Wie obenstehend bereits erläutert wurde, erfolgt diese Einstellung auf iterative Weise unter Verwendung des Gradienten-Algoritmus. In der Regelschleife 119 ist eine Einstellanordnung 120 zur Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters II7 aufgenommen. Diese Einstellanordnung 120 hat eine Struktur und eine Wirkung, die denen der Einstellanordnung 114 für die Koeffizienten des Transversalfilters entsprechen und folglich nicht weiter erläutert zu werden brauchen.

Die Entzerrung eines Uebertragungskanals, der Echos von dem in Fig. 16 dargestellten Typ aufweist, erfolgt wie untenstehend beschrieben wird. Das Transversalfilter 108 des nicht-rekursiven Teils 103 nimmt die Stossantwort im Intervall (t.j , "to)* ^^as °^^en Amplitude- und Laufzeitverzerrungen entspricht, für seine Rechnung, Wie bereits erläutert wurde,

ft

stellen die Koeffizienten des Transversalfilters 108 sich automatisch derart ein, dass die entzerrte Stossantwort praktisch nur einen einzigen zentralen Abtastwert gleich 1 enthält. Das Transversalfilter·117 des rekursiven Teils enthält, wie jedes Transversalfilter, eine Kaskadenschaltung von (nicht dargestellten) Verzögerungskreisen zum Speichern der Stossantwort im Intervall (t , t« ) wobei die Koeffizienten dieses Transversalfilters 117 sich automatisch derart einstellen, dass das Echo-Signal b_ im Intervall (t*,., t^f ₂)

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- 56 - 25.2.7*.

auf Null beschränkt wird.

Die Struktur des nicht-rekursiven Teils 103 in Fig. 15 ist gewiss nicht die einfachste und führt manchmal zu falschen Minimalwerten des mittleren quadratischen Fehlers, wie obenstehend erwähnt wurde« Für diesen Teil 103 können alle bereits beschriebenen Abwandlungen verwendet werden. Fig. 17 zeigt einen Schaltplan mit der Abwandlung, die im allgemeinen die beste Entzerrung ergibt. In dieser Figur sind die der Fig. 15 entsprechenden Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben.

Der nicht-rekursive Teil 103. in Fig. 17 enthält einen Abtastkreis 104, der mit der doppelten Datentaktfrequenz und folglich mit einer Frequenz 2/Τ gesteuert wird, die aus der Frequenz 1/T des Taktxmpulsgenerators 105 mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 130 hergeleitet wird. Die Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 2/Τ wird in zwei gegenübereinander verschobenen Reihen von Abtastwerten mit je der Frequenz 1/T zerlegt und zwar durch einen Verteiler 131 in. Form eines Wechselkontaktes mit zwei Stellungen, der durch die Signale an den zwei Ausgänge eines Modulo-2-Zählers gesteuert wird, der die Impulse mit der Frequenz 2/Τ am Ausgang des Frequenzverdopplers 130 zählt. Ein Ausgang des Verteilers 131 liefert einem Transversalfilter 108. eine erste Reihe von Abtastwerten des Datensignals. Der zweite Ausgang des Verteilers 131 liefert eine zweite Reihe von Abtastwerten des um eine Zeit T/2 verschobenen Datensignals

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- 57 - 25.2*7^.

an einem Transversalfilter 108_. Pur die weitere Verarbeitung wird diese Zeitverschiebung durch einen Verzögerungskreis 133 ausgeglichen, der mit dem Eingang des Transversalfilters 108. verbunden ist. Die zwei Transversalfilter 108. und 108^ haben dieselbe Struktur abgesehen von der Anzahl Elemente. Jedes dieser Transversalfilter enthält eine Kaskadenschaltung von Verzögerungskreisen R. bzw. R mit je eine Verzögerung T und Multiplikatoren P. bzw. P_Rf denen einerseits die von den Anzapfungen der Verzögerungskreise herrührenden Abtastwerte und andererseits die in den Speichern m. bzw. m_R gespeicherten Koeffizienten zugeführt werden. Der Ausgang der Multiplikatoren P_A bzw. Ρ_Ώ ist mit Eingängen der Summierer S. bzw, S_ A ±> A Jd

verbunden, deren Ausgangsabtastwerte in einem Summierer der an dem Eingang des Entscheidungskreises 109 angeschlossen ist, kombiniert werden. Obenstehend wurde dargelegt, dass diese Struktur mit zwei Transversalfiltern 108. und 108_R mit veränderlichen Koeffizienten funktioniert als hätten die Abtastwerte am Eingang des Entscheidungskreises 109 eine veränderliche Amplitude und Phase. Zur Entzerrung wird das vom Differenzerzeuger 11 gelieferte Fehlersignal den Einstellanordnungen 11^-a und 114« zugeführt, die entsprechend dem Gradienten-Algoritmus die Aenderungen der in den Speichern m. und m-. gespeicherten Koeffizienten bewerkstelligen, damit der mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschränkt wird.

Der rekursive Teil 116 in Fig. 17 enthält das Transversalfilter 108_, das mit einer Kaskadenschaltung von

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VerzSgerungskreisen R_, mit je einer Verzögerung T versehen ist und deren Eingang mit dem Ausgang des Entscheidungskreises verbunden ist. Das Transversalfilter 108_β enthält Multiplikatoren P™, denen einerseits die von den Anzapfungen der VerzSgerungskreise R_ herrührenden Abtastwerte und andererseits die in den Speichern m_ gespeicherten Koeffizienten zugeführt werden. Der Ausgang der Multiplikatoren P_p ist mit dem Eingang der Summierer 13^· über den Summierer S_ verbunden. Zur Entzerrung wird das vom Differenzerzeuger 111 gelieferte Fehlersignal der Einstellanordnung 114„ zugeführt, die nach dem Gradienten Algorithmus die Aenderungen der in den Speichern m gespeicherten Koeffizienten bewerkstelligt, damit der mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschränkt wird,

Der nicht-rekursive Teil 103, in dem die Koeffizienten der Transversalfilter 108. und'108_R eingestellt werden und zwar mit Hilfe der Einstellanordnungen 1 1 4. und 114_, korrigiert die Amplitude- und Laufzeitverzerrungen, wobei die bereits erwähnten besonderen Vorteile dieser Struktur erhalten werden. Der rekursive Teil 116, in dem die Koeffizienten des Transversalfilters 108_c mit Hilfe der Einstellanordnung 114p eingestellt werden, korrigiert die Echo-Verzerrungen, Wenn der Uebertragungskanal 102 keine Echos aufweist, ist nur der nicht-rekursive Teil 103 mit den Transversalfiltern 108. und 108 . wirksam, wahrend die Koeffizienten des Transversalfilters 108_ des rekursiven

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- 59 - 25.,-ϊ.7^.

Teils 116 alle Null sind. Dieser rekursive Teil 116 ist nur wirksam insofern der TJebertragungskanal Echos herbeiführt, so dass der Nachteil der Fehlermultiplikation möglichst vermieden wird.

Der Schaltplan nach Fig. 17 zeigt deutlich den Unterschied zwischen der erfindungsgemässen Entzerrungsanordnung und den bekannten rekursiven Entzerrungsanordnungen, von denen ein Beispiel im dritten der obengenannten Artikel beschrieben wurde. Durch .Fortlassung des Transversalfilters 108_B in Fig. 17 wird der Schaltplan der bekannten Entzerrungsanordnung erhalten. Die spezifischen Vorteile der Entzerrungs- anordnung mit zwei Transversalfiltern 108. und 108_R im nicht-rekursiven Teil 103 gehen dann jedoch verloren, und die Entzerrung in Bezug auf die Amplitude- und Laufzeitverzerrungen ist weniger gut infolge der PhasenSchwankungen ("jitter") des örtlichen Taktimpulsgenerators 105· Die Entzerrung sanordnung nach Fig. 17 ist dagegen unempfindlich für diese Phasenschwankungen des örtlichen Taktimpulsgenerators 105, der den Abtastkreis 1θ4 steuert, weil durch die erfindungsgenSssen Massnahmen gerade die Abtastphase eine zusätzliche Regelgrösse für die Entzerrung ist. Die durch die Struktur des rekursiven Teils verursachte Fehlermultiplikation macht zum Schluss bei der bekannten Entzerrungsanordnung den Gebrauch einer Training—Sequenz notwendig zum Starten der Entzerrung. Durch Hinsufügung des Transversalfilters 108^

zur bekannten Entzerrungsanordnung wird die Entzerrung wesentlich verbessert, während die erwähnten Nachteile eliminiert

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PHN.6989C. - 60 - 25.2,?4.

werden. So kann insbesondere die Entzerrungsanordnung im allgemeinen unmittelbar durch das Datensignal gestartet werden und zwar nach einer sehr einfachen Methode, Zunächst wird das Transversalfilter 108_ ausser Betrieb gesetzt, so dass nur der nicht-rekursive Teil 103 funktioniert, der die eigentlichen Verzerrungen ausgleicht. Dann wird sehr schnell ein im allgemeinen niedriger Fehlerprozentsatz in der Grössenordnung von einigen Prozenten erhalten» Danach wird das Transversalfilter 108_ eingeschaltet und zwar zum Ausgleichen der Echo-Verzerrungen und die völlige Entzerrung kann genau durchgeführt werden und zwar dadurch, dass die Fehler bereits stark abgenommen haben.

Die Verwendung der Entzerrungsanordnungen nach Fig. und Fig. 17 beschränkt sich nicht auf die Entzerrung von Uebertragungskanälen, die unerwünschte Echos aufweisen. Diese Entzerrungsanordnungen können ebenfalls in Uebertragungssystemen mit partieller Stossantwortkodierung ("partial response coding") wie beispielsweise der bipolaren Kodierung zweiter Ordnung eingesetzt werden. In derartigen Uebertragungssystemen werden beabsichtigt Echos erzeugt und zwar zur Erleichterung der Filterbearbeitungen. Die Entzerrungsanprdnungen nach den Fig. 15 und 17 eignen sich durchaus zum Eliminieren derartiger Echos.

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Claims (14)

PHN.6989C. - 61 - 25.2.7;κ PATENTANSPRUECHE:

1./ Automatische Entzerrungsanordnung für einen Daten-Übertragungskanal mit einem ersten Transversalfilterι das zwischen einem ersten Abtastkreis für das Daten-Signal am Ausgang des Uebertragungskanals und einem die Daten wiederherstellenden Entscheidungskreis liegt, wobei die Koeffizienten des ersten Transversalfilters mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung, die einen Teil einer ersten Regelschleife bildet, der ein Fehlersignal zugeführt wird, das von einem zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises angeschlossenen Differenzerzeuger herrührt, derart eingestellt werden, dass eine vorbestimmte Funktion des
Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel vorhanden sind zum Variieren der Phase der AbtastZeitpunkte, welche Phase mit Hilfe einer Phasen- Einstellanordnung, die einen Teil einer zweiten Regelschleife bildet, der das genannte Fehlersignal zugeführt wird, derart eingestellt wird, dass die genannte vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird.
2. Entζerrungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass an den Ausgang des Uebertragungskanals ein differenzierendes Netzwerk und ein zweiter Abtastkreis in Kaskadenschaltung angeschlossen sind, welcher zweite Abtastkreis synchron zum ersten Abtastkreis gesteuert wird und
zwar durch die Impulse eines örtlichen Taktgenerators mit einer Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz und mit

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2.7^.

einer durch, einen Phasenschieber veränderbaren Phase, wobei die Abtastwerte des zweiten Abtastkreises in der Phasen-Einstellanordnung einem zweiten Transversalfilter zugeführt werden, in dem dieselben Koeffizienten eingestellt werden wie im ersten Transversalfilter, wShrend der Ausgang des zweiten Transversalfilters und der Ausgang des Differenzerzeugers an den Eingang einer Schaltungsanordnung eingeschlossen sind, die ein Phasen-Einstellsignal zur Einstellung des Phasenschiebers erzeugt.

3. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Entzerrungsanordnung in Kaskade ein Abtastkreis und ein Transversalfilter enthält, die durch Zeitverteilung innerhalb einer Datentaktperiode mit Hilfe einer Umschaltanordnung wechselweise, wirksam sind und zwar als erster Abtastkreis und als erster Transversalfilter bzw, als zweiter Abtastkreis und als zweiter Transversalfilter, welcher Umschaltanordnung durch vom örtlichen Taktgenerator hergeleitete Signale gesteuert wird und zur Erhaltung des Einstellsignals der Koeffizienten den Eingang des Abtastkreises mit dem Ausgang des Uebertragungskanals und den Ausgang des Transversalfilters mit dem Eingang des Entscheidungskreises bzw, zur Erhaltung des Phasen-Einstellsignals den Eingang des Abtastkreises mit dem Ausgang des differenzierenden Netzwerkes und den Ausgang des Transversalfilters mit dem Eingang der Phasen-Einstellanordnung verbindet.

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4, Ent zerrungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastwerte am Eingang des ersten Transversalfilters von einem linearen Interpolator geliefert werden, der einen Addierer, mit zwei Eingängen enthält, die über zwei Zweige mit dem Ausgang des Uebertragungskanals verbunden sind, welchen Zweigen Abtastwerte eines ersten und eines zweiten aus dem empfangenen Datensignal hergeleiteten Interpolationssignals zugeführt werden, wobei die Abtastwerte im zweiten Zweig entsprechend einem Koeffizienten mit Hilfe eines Multiplikators gewogen werden, während die Abtastwerte in den zwei Zweigen durch Abtastkreise erzeugt werden, die durch Impulse eines örtlichen Taktgenerators mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz gesteuert werden und weiter die Abtastwerte des zweiten Interpolationssignals in der Phasen-Einstellanordnung einem zweiten Transversalfilter zugeführt werden, in dem ^ dieselben Koeffizienten eingestellt werden wie im ersten Transversalfilter, wobei der Ausgang des zweiten Transversalfilters und der Ausgang des Differenzerzeugers an dem Eingang .einer Schaltungsanordnung angeschlossen sind, die ein Koeffizienten-Einstellsignal für den genannten Multiplikator erzeugt.

5· Entzerrungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastwerte am Eingang des Entscheidungskreises durch Summierung in einem Addierer der Abtastwerte, die von zwei Zweigen der Anordnung herrühren, erhalten werden,

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PHN.6989C. - 6h - 25.2.7h.

wobei der erste Zweig das erste Transversalfilter enthält, das die Abtastwerte eines ersten aus dem empfangenen Datensignal hergeleiteten Interpolationssignal empfängt und wobei der zweite Zweig ein zweites Transversalfilter enthält, in dem dieselben Koeffizienten wie im ersten Transversalfilter eingestellt werden, welches zweite Transversalfilter die Abtastwerte eines zweiten aus dem empfangenen Datensignal hergeleiteten Interpolationssignals empfängt, wobei die Ausgangsabtastwerte des zweiten Transversalfilters entsprechend einem Koeffizienten mit Hilfe eines Multiplikators gewogen werden und weiter die Abtastwerte in den beiden Zweigen durch Abtastlcreise erzeugt werden, die durch Impulse eines örtlichen Taktgenerators mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz gesteuert werden, während der Ausgang des zweiten Transversalfilters und der Ausgang des Differenzerzeugers an den Eingang einer Schaltungsanordnung angeschlossen sind, die ein Koeffizienten-Einstellsignal für den genannten Multiplikator erzeugt,

6. Entzerrungsanordnung nach Anspruch h oder 5» dadurch gekennzeichnet, dass das Interpolationssignal im ersten Zweig das empfangene Datensignal ist.

7· Entzerrungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Interpolationssignal im zweiten Zweig mit Hilfe eines Verzögerungskreises aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet wird.

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8. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Interpolationssignal im zweiten Zweig mit Hilfe eines differenzierenden Netzwerkes aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet wird.

9. Entzerrungsanordnung nach Anspruch h oder 5_f dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolationssignale in den zwei Zweigen mit Hilfe von Kreisen, die in jedem Zweig eine andere Verzögerung herbeiführen, aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden.

10. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastwerte am Eingang des Entscheidungskreises durch Summierung in einem Addierer von Abtastwerten, die von wenigstens zwei Zweigen in der Anordnung herrühren, erhalten werden, welche Zweige je ein Transversalfilter enthalten, dem die-Abtastwerte eines Interpolationssignals zugeführt werden, das aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet ist und in jedem Zweig verschieden ist, wobei die Abtastwerte in allen Zweigen durch Abtastkreise, die durch Impulse eines örtlichen Taktgenenrators mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz gesteuert werden, erzeugt Werden und die Koeffizienten des Transversalfilters in jedem Zweig mit Hilfe einer gesonderten Koeffizienten-Einstellanordnung, die einen Teil einer gesonderten Regelschleife bildet, der das Fehlersignal zugeführt wird, eingestellt werden.

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11, Entzerrungsanordnung nach. Anspruch 10, dadurch, gekennzeichnet, dass das Interpolationssignal in einem Zweig das empfangene Datensignal ist.

12. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolationssignale in den anderen Zweigen mit Hilfe von VerzSgerungskreisen aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden.

13· Entzerrungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolationssignale in den anderen Zweigen mit Hilfe von differenzierenden Netzwerken aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet, werden.

14. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolationssignale in den unterschiedlichen Zweigen mit Hilfe von VerzSgerungskreisen auf dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden.

15» Entzerrungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 oder "\k, in der die Verzögerungen der Abtastwerte in jedem Zweig Vielfache eines Wertes T/n sind, wobei T die Periode der Datentaktfrequenz und η eine Ganze Zahl grosser als 1 ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Transversalfilter der jeweiligen Zweige reihenweise zur Bildung eines einzigen Transversalfilters gegliedert sind, an dessen Eingang ein Abtastkreis für das empfangene Datensignal aufgenommen ist, die durch Impulse eines örtlichen Taktgenerators mit einer festen Phase und einer Frequenz entsprechend dem n-fachen der Datentaktfrequenz gesteuert wird, welches letztgenannte

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Transversalfilter derart gesteuert wird, dass den Entscheidungs kreis Abtastwerte mit der Datentaktfrequenz zugeführt werden, wobei die Koeffizienten dieses letztgenannten Transversalfilters mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung, die einen Teil einer Regelschleife bildet, der das Fehlersignal zugeführt, wird, eingestellt werden. 16« Entzerrungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Entζerrungsanordnung ebenfalls einen rekursiven Teil enthält in Form eines zusätzlichen Transversalfilters, das zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises liegt, wobei die Koeffizienten des zusätzlichen Transversalfilters mit · Hilfe einer Einstellanordnung, die einem Teil einer zusätzlichen Regelschleife bildet, der ebenfalls das genannte Fehlersignal zugeführt wird, derart eingestellt werden, dass die genannte vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird.

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