DE2723230A1

DE2723230A1 - Automatischer, im frequenzbereich arbeitender entzerrer mit logischer schaltung

Info

Publication number: DE2723230A1
Application number: DE19772723230
Authority: DE
Inventors: Donald A Perreault
Original assignee: Xerox Corp
Current assignee: Xerox Corp
Priority date: 1976-06-01
Filing date: 1977-05-23
Publication date: 1977-12-22
Also published as: FR2353902A1; FR2353902B1; GB1578938A; US4027257A; CA1081329A; JPS52147051A

Description

PATEl INiTAN WALTE

A. GRÜNECKER

»PL-IMG

H. KINKELDEY

OdMG *·€(OU-TKX

K. SCHUMANN

Dft PER NAT. - OR.-PKVS

P. H. JAKOB

G. BEZOLD

8 MÜNCHEN 22

MAXIMILIANSTRASSE «3

2 3. Mai 1977

P 11372 - 57/Hö. D/75626

Xerox Corporation
Xerox Square

Rochester, New York 14644
USA

Automatischer, im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer mit logischer Schaltung

Die Erfindung bezieht sich auf einen automatischen, im Frequenzbereich arbeitenden Entzerrer für elektrische Signale bei der Informationsübertragung.

Im Idealfall ist es wünschenswert, elektrische Signale so zu übertragen, daß zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen oder Zeichen keine Störungen auftreten. In der Praxis jedoch sind

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- 2 -

(oeo) aaaeea

TELEX OB-SOSSO

TELEQRAMME MONAPAT

telekopierer

Übertragungskanäle bandbegrenzt, und die Beeinflussung der Symbole wird durch Verwendung von getakteten Systemen gesteuert, indem die Entzerrung auf konventionelle Weise im Zeitbereich vorgenommen wird.

Die meisten konventionellen automatischen Entzerrer arbeiten in einem Rückkopplungsverfahren, so daß die Effekte der Änderungen der Entzerrer-Übertragungsfunktion überwacht werden und dazu verwendet werden, weitere Änderungen in der Übertragungsfunktion zu erzeugen, um somit die bestmöglichen Ausgangssignale zu erhalten, in derartigen Systemen wird das Ausgangssignal im Zeitbereich gemessen. Typischerweise kann die Übertragungsfunktion im Zeitbereich aufgestellt werden, indem die Anzapfpunkt-Verstärkungen einer angezapften Verzögerungsleitung während einer anfänglichen Vorlaufperiode, welche der tatsächlich übertragenen Nachricht vorausgeht, eingestellt werden. Beispiele für derartige Systeme sind in den US-PSen 3 375 4-73 und 3 292 110 beschrieben.

Im Frequenzbereich stattfindende Verzerrung unter Verwendung der Zeitbereicheinstellung ist beispielsweise in der US-PS 3 614 673» erteilt an George Su Kang, gezeigt. Gemäß dieser Patentschrift werden Messungen und Berechnungen im Frequenzbereich verwendet, um die Impulsantwort eines Transversalfilters im Zeitbereich zu erzeugen. .Die Impulsantwort des Transversalfilters wird dazu verwendet, die Bewertungsgrößen des Transversalfilters einzustellen.

Andere Verfahren der Entzerrung im Frequenzbereich erfordern die übertragung der diskreten Fouriertransformation des Quellensignals und benötigen die Verwendung einer komplexen Analogschaltung, um eine Annäherung der gewünschten Entzerrung zu erhalten. Es sei hingewiesen auf "Transmission by Frequency - Division Multiplexing

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Using the Discrete Fourier Transform", von Weinstein und Ebert, IEEE Transactions on Communication Technology, Vol. CQM-19» Nr. 5» Oktober 1971, Seiten 628 bis 634.

Das vornehmliche Ziel der Erfindung besteht darin, einen automatischen Entzerrer anzugeben, der unter Verwendung aufeinanderfolgender Näherungsschritte arbeitet und vollständig im Frequenzbereich wirksam ist, um sowohl Messungen des übertragenen Signals im Frequenzbereich auszuführen, als auch im Frequenzbereich Korrekturen durchzuführen, um durch den Kanal bedingte Störungen im Amplituden- und Phasengang zu entzerren.

Ein weiteres Ziel der Erfindung liegt darin, einen im Frequenzbereich arbeitenden Entzerrer anzugeben, der die diskrete Fouriertransformation verwendet, sowie eine Frequenzkorrektur-Bückkopplungsschaltung anzugeben, die auf das algebraische Vorzeichen der Spektralkomponenten des empfangenen Signals und das algebraische Vorzeichen eines intern erzeugten Fehlersignals anspricht.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, ein alternatives Verfahren anzugeben, um die Entzerrerkoeffizienten in einem im Frequenzbereich arbeitenden Entzerrer zu generieren; ein derartiger Entzerrer ist in der Parallelanmeldung des Anmelders mit dem Titel "Automatischer, im Frequenzbereich unter Verwendung der diskreten Fouriertransformation arbeitender Entzerrer" beschrieben.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine zeitlich verzahnt arbeitende Schaltung anzugeben, die dazu beiträgt, die Komplexität und die Kosten der Schaltung zu senken.

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Ein weiteres Ziel der Erfindung liegt darin, einen im Frequenzbereich arbeitenden Entzerrer anzugeben, in dem die Spektralkoeffizienten unabhängig einstellbar sind, so daß das Einstellen eines Koeffizienten nicht die Einstellung anderer Koeffizienten notwendig macht.

ELn im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer gemäß der vorliegenden Erfindung entzerrt automatisch die Spektralkomponenten eines empfangenden, über einen störungsbehafteten Übertragungskanal übertragenen Signals und weist eine Multiplikationseinrichtung und eine Rückkoppelsteuereinrichtung auf. Die MuItiplikationseinrichtung multipliziert komplex ein komplexes Eingangssignal X sowie ein komplexes Multiplikations-Korrektursignal C, um dadurch ein komplexes Produktsignal Y zu generieren. Das Eingangssignal X weist einen ersten Faktor D auf, der einer Verzerrungs- oder Stör-Übertragungsfunktion des Übertragungseignals entspricht, und weist einen zweiten Faktor H auf, der einer ungestörten Übertragungsfunktion des Ubertragungskanals entspricht. Die Rückkoppelsteuereinrichtung empfängt das komplexe Produktsignal Y und erzeugt einen Wert des Korrektursignals C, welcher umgekehrt proportional dem ersten Faktor D des Multiplikator-Eingangssignals X ist. Weiterhin umfaßt die Rückkoppelsteuereinrichtung eine Referenzeinrichtung zum Erzeugen eines komplexen Referenzsignals, welches proportional dem zweiten Faktor H des Eingangssignals X ist, sowie eine Vorrichtung zum Vergleichen des Produktsignals Y mit dem Referenzsignal. Es ist eine Einrichtung zum Generieren von Fehler-Polaritätssignalen vorgesehen, wobei diese Signale ein algebraisches Vorzeichen besitzen, welches der Differenz zwischen dem mit dem Referenzsignal verglichenen Produktsignal Y entsprechen. Ferner ist eine Einrichtung zum Einstellen des Wertes des Korrektursignals C vorge-

sehen, um einen Vert für das Produktsignal Y zu erzeugen, welcher annähernd gleich ist dem des Referenzsignals. Die Einstellvorrichtung spricht auf das algebraische Vorzeichen der Fehler-Polaritätssignale und das algebraische Vorzeichen der Real- und Imaginärteile des Eingangssignals X an.

Ein bevorzugter Gedanke der Erfindung liegt darin, einen automatischen Entzerrer zum Berechnen der Entzerrungs-Übertragungsfunktion eines Übertragungskanals anzugeben, sowie diesen zum Entzerren empfangener Signale zu verwenden. Die Anfangsberechnung, sowie auch die Entzerrung selbst, werden vollständig innerhalb des Frequenzbereiches ausgeführt. Die Entzerrungskoeffizienten werden erhalten, indem durch sukzessive Approximationsschritte die gewünschten Werte angenähert werden. Die Entzerrerkoeffizienten können unabhängig voneinander eingestellt werden, insoweit diese Koeffizienten nicht untereinander abhängig sind. Aufeinanderfolgende Approximationsschritte für die Koeffizienten weichen voneinander gemäß festen Inkrementen der Real- und Imaginärteile ab. Eine Rückkoppel schaltung wird dazu verwendet, die sukzessiven Approximationsschrxtte zu erzeugen, wobei die Information über das Vorzeichen oder die Polarität dazu verwendet wird, die für Konvergenz benötigte Einstellung zu bestimmen.

Im folgenden wird zum besseren Verständnis der Erfindung eine beispielhafte Ausführungsform anhand der Zeichnung beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm des gesamten theoretischen Modells, welches der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt;

7 0 9 8~5 1 /"θ 7 S S

Pig. 2 ein schematisches Diagramm einer Analοgsehaltung zum Ausführen der diskreten Fouriertransformation eines Satzes von Abtastwerten;

Fig. 3A einen Baumgraphen für die inverse diskrete Fouriertransformation ;

Fig. 3B einen Baumgraphen für die gestreute inverse diskrete Fouriertransformation;

Fig. 3C ein schematisches Diagramm einer analogen Implementierung des Baumgraphen-Algorithmus' gemäß Fig. 3B;

Fig. 4 einen Baumgraphen für die vollständige Entzerrung;

Fig. 5 ein schematisches Diagramm eines komplexen MuItiplizieres, der bei der Entzerrung der Fourierkoeffizienten des empfangenen Signals verwendet wird;

Fig. 6A Blockdiagramme der Erfindung unter Verwendung komplexer und 6B und einfacher Multiplizierer in einem Rückkoppelschaltkreis;

Fig. 7A eine symbolische Skizze der Steuerlogik gemäß Fig. 6A für komplexe Spektralkomponenten;

Fig. 7B eine logische schematische Darstellung der Steuerlogik- ; schaltung gemäß Fig. 7A;

Fig. 7C ein symbolisches Diagramm der Steuerlogik gemäß Fig. 6A für reelle Spektralkomponenten;

Fig. 7D eine logische, schematische Darstellung der Steuerlogik gemäß Fig. 7C und

Fig. 8A die Verwendung der Erfindung in einem im Frequenzbe- und 8B reich arbeitenden Entzerrersystem.

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm des Modells des Übertragungssystems. Das System wird als linear angenommen, und es ist daher theoretisch unerheblich, wo sich in dem System die störenden Elemente befinden. Die Übertragungsfunktion H(w) ist zusammengesetzt aus allen idealen Elementen des Systems und befindet sich in Kaskade geschaltet mit D(w), was eine Zusammensetzung aller linearen Störelemente des Systems darstellt. Es wird angenommen, daß die Impulsantwort h(t) das ideale Symbol oder Zeichen ist, und daß die Information durch den Betrag und/oder die Polarität der Impulse beim Eingang von H(w) dargestellt wird; diese Impulse besitzen einen zeitlichen Abstand voneinander gemäß den Erfordernissen von h(t) und des Demodulationsvorgangs. Das Ausgangssignal des Systems vor dem Entzerrer ist die Fouriertransformation von H(w) . D(w), oder die Faltung von h(t) und d(t), und ist nicht mehr ideal. Der Entzerrer ist in Kaskade mit dem Verzerrernetzwerk geschaltet und funktioniert derart, daß er die Effekte von D(w) eliminiert, d.h., die Übertragungsfunktion des Entzerrers ist 1/D(w). Der Entzerrer befindet sich vor dem empfängerseitigen Entscheidungspunkt, und das System ist in der Lage, D(w) zu bestimmen und dann die Übertragungsfunktion 1/D(w) in dem Ubertragungspfad zu erzeugen.

Fig. 2 zeigt eine Schaltung für eine analoge diskrete Fouriertransformation (ADFT), die einen Satz von elektrischen Signalen erzeugt, welche die Real- und Imaginärteile der Abtastwerte der

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Fouriertransformation, d.h. das Frequenzspektrum des Eingangssignals darstellen. Der Eingang des ADFT-Schaltkreises umfaßt einen Satz von diskreten Abtastwerten von z.B. acht Abtastwerden Xq, χ,-, ... Xn des empfangenen Signals x(t). Der Satz der Abtastwerte kann beispielsweise von Klemmen einer angezapften Verzögerungsleitung 5 abgegriffen werden. Der diskrete i-te Satz der Abtastwerte [XJ_i = x_Q(i), ... Xr₇Ci) wird durch den ADPT-Schaltkreis in den Frequenzbereich transformatiert und durch Vektoren X , die im allgemeinen komplex sind, dargestellt. Real- und Imaginärteile des Vektors sind mit RX_n und IX_n bezeichnet. Auf.ähnliche Weise bezeichnen RH, IH und RD, ID die Real- und Imaginärteile der entsprechenden Übertragungsfunktionen H und D.

Es versteht sich jedoch, daß das Eingangssignal ebenso in einem Analog/Digital-Wandler digitalisiert werden könnte, und daß der Satz der Abtastwerte aus einem digitalen Schieberegister ausgelesen werden könnte. In einem solchen Fall könnte der Ausgang des digitalen Schieberegisters in analoger Form (über einen D/AWandler) umgewandelt werden und in einem Analogschaltkreis verarbeitet werden, wie er in Fig. 2 gezeigt ist. Das bedeutet, daß jede mit der angezapften Verzögerungsleitung oder dem digitalen Schieberegister äquivalente Einrichtung verwendet werden kann, um den Satz der Abtastwerte zu erzeugen, der der ADFT zugeführt wird.

Fig. 2 zeigt mehrere Operationsverstärker 10 mit Eingangsklemmen, die mit "+" oder "-" zum Andeuten der Additions- oder Subtraktionsfunktion, die darin ausgeführt wird, markiert sind. Die Verstärkung der Verstärker wird durch den gezeigten Multiplikationsfaktor angezeigt. Alle Verstärker besitzen einheitliche Verstärkung mit Ausnahme jener, deren Verstärkung explizit mit 0.707 angegeben

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ist. Wenn mehr als acht Abtastpunkte verwendet werden, um den Bereich des Entzerrers zu erweitern, so würde die Struktur gemäß Fig. 2 erweitert werden und würde zusätzliche Verstärker mit nicht einheitlicher Verstärkung enthalten. Der ADFT-Schaltkreis, der in Fig. 2 gezeigt ist, empfängt N Abtastwerte (N=8) einer reellen Eingangsfunktion x(t). Für die reellen Zeit-Abtastwerte x(t) sind die Frequenzkomponenten X für n<N/2 die komplexkonjugierten von X_n für n>N/2. Xq und Xjj/p sind reell. Das bedeutet, daß X₀ und X^, lediglich reelle Komponenten besitzen. Redundanzfreie Information wird dadurch erhalten, indem Xq und X^, sowie die Real- und Imaginärteile der Vektoren X_-1, J^ ^^ ^x* verwendet werden (alternativ könnten die Vektoren X₁-, X^ und X« anstelle der Vektoren X^., Xp und XOverwendet !herden. Die komplexen Vektoren X^., Xp und X^ spezifizieren sechs Parameter, und die reellen Vektoren X_Q und X^ stellen zwei weitere Parameter dar, was insgesamt acht Parameter ergibt in überstimmung mit der Anzahl von Abtastpunkten von x(t). Die ADFT-Schaltung wird ausführlicher beispielsweise in der Parallelanmeldung mit dem Titel "Im Zeitbereich arbeitender automatischer Entzerrer mit Steuerung im Frequenzbereich", sowie in der US-PS 3 851 162, erteilt an Robert Munoz beschrieben.

Die Inverse der DFT (diskreten Fouriertransformation) kann durchgeführt werden durch direktes Umkehren der DFT gemäß Fig. 2. Der Baumgraph für die IDFT (inverse diskrete Fouriertransformation) ist in Fig. 3A gezeigt, in der die Eingangsgrößen die Real- und Imaginär-Spektralkomponenten des nicht redundanten Vektors X₀ sind. In der Gleitfensterabtastung gemäß der vorliegenden Erfindung liegt eine bedeutende Schaltungsvereinfachung, indem lediglich ein einzelner Ausgang der IDFT verwendet wird. Das einfachste Verfahren besteht darin, die inversen Transformationen zu verwenden,

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welche nur reelle Eingangsgrößen benötigen, wodurch die komplexe Multiplikation erübrigt wird. Dementsprechend zeigt Fig. 3B eine "dünne" oder "gestreute" IDFT für die vierte Zeitabtastung, und Fig. 3C zeigt eine analoge Implementation von Fig. 3B. Das Ausgangssignal bei der vierten Zeitabtastung ist repräsentativ für die Eingangssignalabtastung x,, für einen Satz von Eingangsabtastungen Xq···^xu_-i· Ein nachfolgender Satz von Eingangsgrößenabtastungen wird später aufgegriffen, zeitlich um einen festen

T Betrag t_Q verschoben, wobei gilt O^ct_o^ mit T als "Fenstergröße" des Satzes der Abtastungen, um dadurch einen Satz von Abtastungen Xq...XjT^ zu erhalten. Der vierte Ausgangsabtastwert ist wiederum repräsentativ für die vierte Eingangs-Zeitabtastung, nämlich x*. Die Eingangsabtastung wird wiederum aufgegriffen, um t_Q verschoben und der Prozeß wird wiederholt, um eine Gleitfenstereingabe zu liefern. Folglich entsteht eine Eins-zu-Eins-Korrespondenz zwischen der Anzahl der Abtastungen von der IDFT und der Anzahl von Signalabtastsätzen. Somit kann das Ausgangssignal kontinuierlich sein, wenn das Eingangssignal kontinuierlich ist, wie es z.B. bei der Verwendung einer analogen Verzögerungsleitung der Fall ist, oder aber der Ausgang kann getastet sein, wenn der Eingang getastet ist, wie es beispielsweise bei der Verwendung eines Eingabe-Schieberegisters der Fall ist.

Fig. 4 zeigt einen Baumgraphen für den vollständigen Entzerrungsprozeß im Betriebszustand. Die DFT des Eingangs-Abtastsatzes Χφ.,.χ^^ für N=8 wird im Abschnitt 7 berechnet. Die Frequenzbereich-Entzerrung wird im Abschnitt 9 berechnet, die inverse DFT im Abschnitt 11. Wie man leicht sieht, sind die Abschnitte 7 und 11 identisch den Fig. 2 und 3B. Die Frequenzbereich-Entzerrung wird erreicht durch Multiplizieren jedes Spektralkoeffizienten X^ mit einem Korrekturfaktor C , der einfach eine

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Komponente der Übertragungsfunktion des Entzerrers C(w) darstellt. Es gilt:

^Yn ^{= X}n * ^Cn ^{n =} °»¹···^Ν/² (D

Die entzerrten Spektralkomponenten Y werden dann mittels der IJ)FT invers transformiert, um im Zeitbereich die Darstellung des Eingangs-Abtastsatzes zu liefern.

Die Multiplikation gemäß (1) wird komponentenweise durchgeführt und kann als äquivalent des Skalarproduktes der Vektormultiplikation betrachtet werden. Tatsächlich besteht im Frequenzbereich die äquivalente Übertragungsfunktion von zwei in Reihe geschalteten Übertragungsfunktionen aus dem komponentenweise gebildeten Produkt der zwei Funktionen, und es treten keine Kreuzprodukte auf, wie es bei Faltungen der Fall ist. Die Multiplikation, die im Abschnitt 9 von Fig. 4- gezeigt ist und durch die Gleichung (1) dargestellt wird, ist "eine komplexe Multiplikation für die komplexen Komponenten X,., Xp und X, und eine einfache Multiplikation für die reellen Komponenten X₀ und Xj,. In beiden Fällen jedoch werden lediglich die reellen Ergebnisse der Multiplikation, nämlich RY_n, generiert, da die gestreute inverse Transformation lediglich reelle Eingabegrößen erfordert. Ferner können die Korrekturfaktoren C unabhängig voneinander eingestellt werden, und nur die Koeffizienten X_ und Y müssen bei der Einstellung beachtet werden. Somit besteht keinerlei Erfordernis, die Systemausgäbegroßen zu gewinnen, wie es allgemein bei Entzerrern, die im Zeitbereich arbeiten, der Fall ist. Der Entzerrungsvorgang gemäß Fig. 4 findet vollständig im Frequenzbereich statt und stellt ein leitungsinternes System dar zum automatischen Entzerren ankommender Signale.

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Um die gewünschte Ent zerrungs-Ubertragungsf unkt ion C(w) zu "bestimmen, sei angenommen, daß ein getrennter Impuls oder ein Testsignal bekannter Amplitude und Polarität übertragen wird. Dieses Testsignal wird während einer Vorlaufperiode vor der übertragung der eigentlichen Nachricht übertragen. Bei der folgenden Beschreibung werden Test- oder Vorlaufsignale nacheinander übertragen, um den Entzerrer bereitzustellen oder zu initialisieren, um die Komponenten C zu liefern. Anstelle der übertragung separater Testimpulse ist es jedoch auch möglich, einen einzelnen Eingabe-Abtastsatz in einem Speicher bereitzuhalten und ihn während des Justier- oder Einstellvorgangs zu verwenden. In diesem Fall können die zum Einstellen erforderlichen Schritte so schnell ausgeführt werden, wie es durch die wirkliche Operation der Schaltung der Rückkoppelschleife vorgegeben wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es vorgesehen, den Entzerrer innerhalb eines Eingangsimpulsintervalls vollständig einzustellen. Insoweit Konvergenz stets sichergesrellt ist und unabhängig von der Schrittweite ist, können die Schritte so groß gewählt werden, wie es für die Genauigkeit der Endeinstellung wünschenswert ist. Die Schrittgröße wird bestimmt durch die Anzahl von Bits in dem Korrekturfaktorwort (Zähler 28 in Fig. 6).

Während des Einstellvorgangs werden ideale Vorlaufimpulse übertragen, welche bekannte Eigenschaften besitzen.

Das ideale empfangene Signal ist h(t), die Impulsantwort von H(w). Das tatsächlich empfangene Testsignal ist jedoch f(t), die Impulsantwort von F(w)=H(w) · D(w). Es wird angestrebt, daß C(w) gleich ist mit 1/D(w), oder zumindest die bestmögliche Näherung. Für die Testimpulse f(t) kann man für jede Frequenzkomponente η folgendes anschreiben:

- 13 709851/0755

und da, C(w) = = γΗπ"» gilt für jede Komponente n:

F = RF + jIF

= (RH + jIH) · (RD + jID)

= (RHRD - IHID) + J(RHID + RDIH); j =Ύ~ΓΤ (2)

T5TwT
c = RH +

C = (RH + .1IH) (RF - -

(RF)² + (IF)²

C = RHRF 4- IHIF ₊ -(RFIH - RHIF)

(RF)² + (IF)² (RF)² + (IF)²

Die empfangsseitig ausgeführte ADFT (analoge diskrete Fouriertransformation) kann für jeden Eingangsabtastsatz i einen Satz von Koeffizienten erzeugen, wodurch RF und IF bei diskreten Frequenzen dargestellt werden. Da h(t) bekannt ist, sind auch die Koeffizienten RH und IH derselben Frequenzen bekannt. Mit dieser Information kann eine Abtast-Darstellung von 1/D(w) erzeugt und dazu verwendet werden, irgendein Signal zu entzerren, was anschließend durch D(w) übertragen wird. Die Entzerrungsfunktion 1/D(w) kann geschrieben werden als 1/D(w) = C(w) = RC + jIC, mit

(RF)² + (IF)²

IC - RFIH- RHIF _(3B)

(RF)² + (IF)²

Die vorliegende Erfindung sieht vor, daß diese Korrekturfaktoren durch eine Folge von nacheinander stattfindenden Approximationsschritten geliefert wird. Ein alternatives Verfahren, die Korrekturkomponenten C_n zu liefern, besteht in einer direkteren Berechnungstechnik und ist beschrieben in der obengenannten Parallelanmeldung.

8-5W-G7

Fig. 5 ist ein schematisch.es Diagramm einer Vorrichtung zum komplexen Multiplizieren, die dazu verwendet werden kann, die Fourierkoeffizienten des empfangenen Signals gemäß Gleichung (1) zu entzerren. Die n-te Spektralkomponente X , die die reellen und imaginären Koeffizienten RX und IX aufweist, wird mit dem η-ten Korrekturfaktor C multipliziert, welcher die reellen und imaginären Koeffizienten RC und IC besitzt wie es in den folgenden Gleichungen dargestellt ist:

^Yn " ^RYn ⁺ ^^IYn = *n * ^Cn =

RY_n = RX_nRC_n - IX_nIC_n (4B)

■ ^IXn^RCn ^{+ RX}n^ICn

Jede der Komponenten RC und IC wird während der anfänglichen Vorlaufperiode abgeleitet, in der x(t) = f(t) ist. Fig. 5 zeigt die benötigte Multiplikation, realisiert mittels der Multiplizierer 14a,14b und 16a,16b, deren Ausgänge zwei Operationsverstärkern 18 und 20 zugeführt werden. Während der Vorlaufperiode, wenn f(t) empfangen wird, werden RC and IC so eingestellt, daß die Ausgabewerte RY und IY des komplexen Multiplikators einfach RH , respektive IH sind. Wenn die Einstellung beendet ist, sind die Korrekturfaktoren RC_n und IC jene, die durch die Gleichungen (3A) und (3B) gegeben sind. Somit ergibt sich während der Vorlaufperiode, wie man in Gleichung (2) sieht:

RX = RF = RHRD - IHID und

IX = IF = RHID + RDIH (5)

Wenn diese Werte von RF und IF in die Gleichungen (3A) und (3B) eingesetzt werden, erhält man:

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RC = -*Ρ-

ic =

Wenn diese Werte von RC und IC ebenso wie die Werte für RX und IX aus der Gleichung (5) in die Gleichung (4B) eingesetzt werden, erhält man unter Fortlassen des Frequenzindex N:

RY = (RHRD - IHID (—J^ ~ 1 - (RHID + RDIH) /—ff^·

\RD* + ID*/ ^RD* +

= RHRD² - IHIDRD + RHID² + RDIKID

RD² + ID²

_ RH(RD² + ID²) ₌ gjj
RD+ID²

Auf ähnliche Weise reduziert sich die Gleichung (3C) auf IY = IH

Diese V/erte von RY und IY sind die gewünschten Werte und erfüllen das Kriterium zum Beendigen der Einstellung. In der vorliegenden Erfindung werden Y und H in einem Rückkoppelsystem verglichen, und C_n wird iterativ so eingestellt, daß Y_n sich mit wachsender Genauigkeit an H annähert.

Bei der Verwendung der gestreuten inversen Transformation werden nur die reellen Koeffizienten RY_n, wie sie durch Gleichung (4B) gegeben sind, benötigt. Demzufolge ist es, während es, um RC und IC (für X,., Xq und X,) zu erhalten, notwendig ist, die komplexen Multiplizierer 14a, 14b, 16a und 16b gemäß Fig. 5 zu verwenden, nur notwendig, die Multiplizierer 14a und 14b (sowie den Operations-

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verstärker 18) im Betriebszustand (Fig. 4) zu verwenden, wenn einmal der Bereitstellungsvorgang beendet ist. Auf ähnliche Weise ist es für die reellen Komponenten Xq und X^, lediglich notwendig, den Multiplizierer 14a von Fig. 5 zu verwenden, um die in Fig. 4 angezeigte Multiplikation zu erreichen. Wie weiter unten zu sehen ist, sind die Multiplizierer 16a und 16b in Fig. 5 so ausgebildet, daß sie zeitlich verzahnt für X,., X₂ und X^ im Einstell- bzw. Bereitstellungszustand arbeiten, und lediglich die benötigten Multiplizierer 14a und 14b sind dupliziert für jede komplexe Komponente bei der Verarbeitung im Betriebszustand. Für reelle Komponenten ist der Multiplizierer 14a für jede Komponente dupliziert, was die Verwendung im Bereitstellungsund Betriebszustand angeht.

Fig. 6A zeigt ein Blockdiagramm, das den komplexen Multiplizierer von Fig. 5 in einer Rückkoppelschaltung darstellt. Die Multiplizierer 14 und 16, zusammen mit den Operationsverstärkern 18 und 20 stellen die komplexe Multiplikation von X und C wie in Fig. 5 dar. Die Ausgänge der Operationsverstärker 18 und 20 sind nun zu einem Rückkoppelschaltkreis 22 zurückgeführt, welcher Differenzverstärker 24a und 24b enthält, sowie Vorzeichen-(sign} Generatoren 26a-26d, reversible Zähler 28a und 28b und eine Steuerlogik-Schaltung 30. Die Schaltung gemäß Fig. 6 muß allgemein für jede Frequenzkomponente η vorhanden sein, oder - alternativ - wie weiter unten ausgeführt ist, als zeitlich verzahnt arbeitende Schaltung ausgelegt sein. Zur Vereinfachung wurde der Frequenzindex η fortgelassen, obschon es sich versteht, daß die Signale RY, RX, RC, IY, usw. sämtlich einer bestimmten Frequenz zugeordnet sind, z.B. RY bedeutet RY„·

Fig. 6B stellt eine vereinfachte Version von Fig. 6A dar, für den Fall der reellen Koeffizienten n=0 und n=4. In diesem Fall wird

Z0755

lediglich, der Multiplizierer 14a benötigt, und dieser Multiplizierer wird sowohl während des Bereitstellungs- und Betriebszustandes verwendet. Die Prodiiktausgangssignale RY und IY werden den Differenzverstärkern 24a und 24b zugeführt, wo sie mit Referenzsignalen RH und IH verglichen werden. Diese Referenzsignale können als Ausgänge von Potentiometern (nicht gezeigt) übernommen werden, welche so berechnet und separat eingestellt sind, daß sie der idealen oder ungestörten Übertragungsfunktion H des Ubertragungskanals entsprechen. Als Ausgabewerte der Differenzverstärker 24a und 24b werden Fehlersignale e_R und ej geliefert. Ein ausgezeichnetes Merkmal der Erfindung besteht in der Verwendung lediglich der Polarität oder des Vorzeichens der Fehlersignale zusammen mit dem Vorzeichen von RX und IX, um so bestimmen, ob die Korrektursignale RC und IC inkrementiert oder dekrementiert werden sollen. Die Vorzeichen-(sign-)Generatoren 26a und 26c liefern Ausgangssignale, die repräsentativ sind für das Vorzeichen von e_R und e^, die Vorzeichengeneratoren 26b und 26d liefern Ausgangssignale, die repräsentativ sind für das Vorzeichen von RX und IX. Diese Vorzeichengeneratoren 26a-26d können beispielsweise aus Begrenzer- oder Entscheidungsschaltungen bestehen, die das Signal beim Nullpegel abtrennen, um Pegel zu erzeugen, die die Information "Wahr" oder "Falsch" (positiv und negativ) darstellen. Die Polaritätsinformation von e_R, e-j-, RX und IX wird der Steuerlogikschaltung 30 zugeführt, die detailliert in den Fig. 7 und 8 dargestellt ist. Der Ausgang der Steuerlogikschaltung 30 besteht aus einem logischen Signal S"-on und β~~ zum Inkrementieren der Zähler 28a und 28b, oder aber aus logischen Signalen £ _RC und <f j_C zum Dekrement! er en der Zähler 28a und 28b. Die Zähler 28a und 28b liefern somit das Korrektursignal RC und IC an die Multiplizierer 14 und 16. Die Werte der Korrektursignale RC und IC werden kontinuierlich eingestellt, bis die Ausgänge RY = RH und IY = IH sind, was geschieht, wenn RC und IC die durch

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die Gleichungen (3A) und (3B) gegebenen Werte haben. Die Anfangswerte RC und IC des Korrektursignals werden den reversiblen Zählern 28a und 28b zur Beschleunigung der Konvergenz zugeführt. Diese Werte können eine Kompromiß- oder Annäherungsentzerrung darstellen, die aus der Erfahrung bekannt ist, oder sie können einfach so gewählt sein, daß keine Entzerrung erzeugt wird, z.B. RC = 1, IC = O. Diese Anfangswerte können von Potentiometern (nicht gezeigt) abgegriffen werden, wie es bei RII_n und IH_n der Fall ist.

Die vorliegende Erfindung vereinfacht die Verwendung der logischen Schaltkreise in der Rückführsteuereinrichtung 22 durch Auslegung der benötigten Korrekturmultiplizierer in inkrementaler Form, bei der kleine, feste Inkremente verwendet werden. Dieses Konzept ermöglicht, daß lediglich die Polarität der Eingangssignale entsprechend RX und IX geprüft wird, sowie die Polarität der Fehlersignale e_R und e-j-. Die Polaritätslogik oder Steuerlogik führt zu einer noch weiteren Vereinfachung der logischen Schaltung.

Wenn die Korrekturwerte RC und IC solche Werte annehmen, wie sie durch die Gleichungen (3A) und 0B) gegeben sind, so werden diese Werte gespeichert und als Eingangswerte für die Multiplizierer 14 und 16 während der Übertragung des Nachrichtensignals x(t) verwendet.

Die Erfordernisse der Steuerlogikschaltung 30 werden aus der folge]

folgenden Analyse klar, die für komplexe Komponenten X gegeben

Aus den Gleichungen (3B) und (3C) kann man sehen, daß, wenn RC inkremental um^"_RC verändert wird, die Ausgänge Y sich folgendermaßen ändern:

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ARY = _ίΗ0ΗΧ ^Δ ^ΙΥ = S RC^IX>

wobei der Index η der Übersichtlichkeit halber fortgelassen wurde. Venn IC inkremental um Γ j„ verändert v/ird, dann ändern sich die Ausgänge gemäß:

Δ ευ ₌ -χ _Icix

_Δ IY = J- _ICRX

Die Änderungen der Ausgangsv/erte sollten entgegengesetzte Polarität zu den Ausgangsfehlern besitzen, um Konvergenz für die Korrektur-Einstellwerte zu erhalten. Venn man den Ausgangs fehler e_R und ej definiert durch:

e_R = (RY - RH) ej = (IY - IH),

dann kann man für Änderungen in RC anschreiben:

SGlT e_R =-SGN(^ _RCRX) = - (SGN/^) (SGN RX) SGN e_z =-SGN(^₁₁₀IX) = - (SGNJ"_RC) (SGN IX)

_RC = - (SGN e_R) (SGN RX)

_RC

= - (SGN e-j-) (SGN IX)

Auf ähnlicher Veise können die Änderungen in IC geschrieben werden als:

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SGN e_R = SGN (J _Ι(,ΙΧ)
SGN e-j- = -SGN

SGN^₁₀ = (SGN e_R) (SGII IX)
SGN r_Ύη = -(SGN e_T) (SGN RX)

Das Paar der Gleichungen für SGN^" _R~ muß gleichzeitig erfüllt sein, ebenso die Gleichungen für SGN£ j„. Es ist einfacher, die Bedingungen, unter denen diese Gleichungen erfüllt sind, in Form von Boole'sehen Gleichungen zusammenzufassen, in denen positive Variable als "Wahr" und negative Variable als "Falsch" bezeichnet werden. In den Gleichungen wird ein logisches "ODER" durch "+" geschrieben, während ein logisches "UND" durch einen "." dargestellt wird, und der "-" ein logisches "Nicht" kennzeichnet. Demnach schreibt man:

c _Ic = RX* IX·"e_R· ej+EX'TX. e^^+RX-TX· e_R· ej+RX· IX· e"_R·7F₁

Diese Gleichungen repräsentieren die für das Rückkoppel-Steuersystem von Fig. 6A benötigte Steuerlogik. Der logische Entscheidungsbaum von Fig. 7A zeigt die Entscheidung an, die für jede der sechzehn möglichen Kombinationen der vier "Variablen" getroffen wird. Eine Implementierung des Entscheidungsbaums ist in Fig. 7B gezeigt, in der mehrere UND-Glieder 22 und ODER-Glieder 34 die Entscheidung gemäß Fig. 7A bewerkstelligen, und zwar indem

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sie auf binäre Variable ansprechen, die die Vorzeichen von RX, IX, e_R und e-j- darstellen. Die Schaltung nach Fig. 7B spricht auf spezifische Kombination und Situationen an und steuert wirksam einen Impuls, um den richtigen Multiplizierer zu inkrementieren oder zu erhöhen. Venn^ _Rf, wahr (positiv) ist, dann wird RC inkrementell positiver (weniger negativ) gemacht. Wenn^pß falsch (negativ) ist, dann wird RC auf inkrementelle Weise negativer (weniger postiv) gemacht. Eine ähnliche Beziehung liegt zwischenJ"jp und IC vor.

Man erkennt, daß zu einem Zeitpunkt nur eine der vier Ausgangsgrößen auftreten kann, d.h. entweder wird der reelle Multiplikator RC erhöht oder vermindert, oder es wird der imaginäre Multiplikator IC erhöht oder vermindert.

Fig. 7C zeigt den logischen Entscheidungsbaum für die einfacheren Fälle n=0 und n=4, in denen die Spektralkomponenten lediglich reelle Koeffizienten besitzen. Fig. 7D zeigt die hardware-Steuerungslogik gemäß Fig. 7C.

Die Vorzeichen-(sign-)Generatoren 26a-26d, die die Vorzeicheninformation erzeugen, besitzen stets einen Ausgang, der entweder positiv oder negativ ist. Demzufolge wird die Steuerungslogik stets einen Ausgang haben, und die Multiplikatoren werden fortlaufend inkrementiert. Das System läuft somit den Korrekturwerten hinterher, und zwar selbst dann, wenn diese erreicht sind. Der aufgrund eines solchen Nachlaufens entstehende Fehler hängt von der Größe der Inkrementell^ und £j_C ab.

Dieses Nachlaufen kann vermieden oder minimiert werden, indem Fehlersignalbegrenzer verwendet werden, die eine Nullzone oder

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ein totes Band um den Nullpegel herum besitzen. Fallen beide Fehlersignale in diese Nullzone, dann wird das Inkrementieren der Multiplikatoren verhindert. Das Aufhören der Inkrementierung kann auch dazu verwendet werden, eine geeignete Anzeige zu liefern, daß der Vorgang des Bereitstellens abgeschlossen ist.

Wenn der Bereitstellungs- oder Initialisierungsprozeß unter Verwendung des idealen Testimpulses abgeschlossen ist, so gleicht der ausgegebene reelle Koeffizient RY dem reellen Referenzkoeffizienten RH, und der ausgegebene imaginäre Koeffizient IY gleicht dem imaginären Referenzkoeffizienten IH. Darüber hinaus gleicht der reelle Multiplikator RC dem Realteil und der imaginäre Multiplikator IC dem Imaginärteil des Inversen der komplexen Größe, welche die Störübertragungsfunktion D(w) repräsentiert, die ein Faktor der Eingangsgröße war, analog der komplexen Größe H(w), die die Referenz-Kanalübertragungsfunktion repräsentiert. Wenn somit nach der anfänglichen Vorlaufperiode die Multiplikator-Setzgrößen in einer geeigneten Speichervorrichtung zur Verfügung stehen, dann kann die Rückkopplungssteuerung abgeschaltet werden, und der Entzerrer wird jede komplexe Eingangsgröße von dem Stör- oder Verzerrungsfaktor befreien. Die Schaltung arbeitet so, daß sie diskrete Frequenzkomponenten, die durch dieselbe Störung übertragen wurde, entzerrt.

Die in den Fig. 8A und 8B gezeigte Schaltung stellt, so zusammenhängend, wie es durch gleiche Bezugszeichen angedeutet ist, die Implementierung des Flußdiagramms von Fig. 4 dar und umfaßt die Schaltungen der Fig. 3C, 6A und 7· Insbesondere werden die abgetasteten Eingangsdaten von der Verzögerungsleitung 40 übernommen, und die Abtastsätze i, i+1, ... werden genommen, um das Gleit-

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fenster darzustellen. Während des Nachrichtenempfangs werden die DFT (diskrete Fouriertransformation), die Frequenzeinstellung und die gestreute inverse DFT für jeden Abtastsatz i, i+1,... ausgeführt. Die Operationsverstärker 41 sind ähnlich, denen, die in Fig. 2 gezeigt sind, und die Ausgangssignale, • die den diskreten Frequenzkomponenten der Transformation X entsprechen, werden als Eingangsgrößen an den Entzerrer selbst geliefert. Eine einzelne, zeitlich verzahnt arbeitende Schaltung 42 wird von allen komplexen Frequenzkompcnerten verv/endet, und diese Schaltung enthält Multiplizierer 44a, 44b, den Operationsverstärker 46 und die Rückkoppel-Steuervorrichtung 22'. Die Multiplizierer 44a und 44b, zusammen mit dem Operationsverstärker 46 entsprechen den Multiplizierern 16a, 16b und dem Operationsverstärker 20 aus Fig. 6A. Andere Schaltungselemente, die den Fig. 6A und 6B entsprechen, sind entsprechend markiert, jedoch ist nun der Frequenzindex η als angehängte Bezeichnung angeführt. Bei der Verwendung der zeitlich verzahnt arbeitenden Schaltung 42 ist es lediglich notwendig, für jede Komponente separat Schaltungselemente vorzusehen, die den Multipliziera 14a,14b, dem Operationsverstärker 18 und den reversiblen Zählern 28a und 28b entsprechen. Man sieht, daß die Rückkoppel schal tung 22' dieselbe ist, wie die Rückkoppel schaltung 22 von Fig. 6, mit der Ausnahme, daß die reversiblen Zähler 28a und 28b nun fortgelassen sind. Diese Zähler sind nun separat für jede Komponente dupliziert, wie in Fig. 8 zu sehen ist. Foglich werden die Ausgänge der Steuerlogik 30 der Rückkoppelschaltung 22 zugehörigen Aufwärts/Abwärts-Zählern 28a-n und 28b-n über einen Multiplexer M1 zugeführt. Die Eingangsgrößen RX_n, 33L, RII_n, IH₂, RY_n, RC_n und IC_n für die zeitlich verzahnt arbeitende Schaltung 42 l^erden von einem anderen Multiplexer M2 geliefert. Für reelle Komponenten n=0 und n=4 ist eine separate Rückkoppelschaltung 22" vorgesehen. Somit entspricht die Rückführschaltung 22'

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der logischen Schaltung, die in den Fig. 6A und 7B gezeigt ist (ohne die Zähler 28), und die Rückführschaltung 22" entspricht der logischen Schaltung, die in den Fig. 6B und 7D (ohne Zähler 28) gezeigt ist. Für reelle Komponenten wird die zeitlich verzahnt arbeitende Schaltung42 umgangen, und die Rückkoppelschaltung 22" wird direkt zwischen die Multiplexer M1 und M2 gekoppelt. Die Koppelleitungen sind mit den Ziffern "0,4" markiert, um anzuzeigen, daß η nacheinander seine zwei Werte 0 und 4 annimmt. Somit steht die mit "RYq *" markierte Leitung für eine Koppel- oder Verbindungsleitung, die das Signal des Koeffizientenwertes RYq oder RY^, überträgt.

Die Multiplexer M1 und M2 werden durch eine Initialisierungsschaltung gesteuert, die einen Bereitstellungsschalter 48 enthält, sowie einen Peakdetektor 50, einen Zähler 52, eine Kopplungseinrichtung 5^ und einen Taktgeber 56. Der Schalter ist während der Vorlauf- oder Bereitstellungsperiode geschlossen, und nach der Feststellung des ankommenden Signals f(t) im Peakdetektor 50 wird der Zähler 52 aktiviert, um eine Verzögerung zu liefern, so daß die Entzerrung dann wirksam wird, wenn der Peak oder die Spitze des Vorlaufimpulses in Nähe der Mitte der Verzögerungsleitung 40 ist. Der Zähler 52 triggert die Kopplungseinrichtung 54- und den Taktgeber 56, um die Multiplexer M1 und M2 zu aktivieren und um deren Kopplung mit den anderen angezeigten Schaltungselementen zu bews rkstelligen. Die Kopplungseinrichtung 54 kann Schaltelemente enthalten, so wie beispielsweise Transistoren oder andere Festkörperbauelemente, zusammen mit Verbindungsleitungen, so daß die notwendigen Verdrahtungen vorhanden sind.

Im Betriebszustand wird das ankommende Nachrichtensignal x(t) abgetastet, um Abtastwerte x, zu erzeugen, mit k=0...N-1. Die

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Abtastwerte χ, werden durch eine DFT transformiert, um Spektralkomponenten X_ für n=0...N-1 zu liefern. Die Spektralkomponenten werden entzerrt, um entzerrte Spektralkomponenten Y_n=C * X_n (n=0...N-i) zu liefern, und die inverse DFT wird für T genommen, um eine einzelne Ausgangsgröße Y^. im Zeifbereich zu erzeugen, welche dem ursprünglichen Eingangsabtastwert x. entspricht. Die Verwendung von redundanzfreien Frequenzkomponenten für die diskrete Fouriertransformation, wobei N eine gerade ganze Zahl ist und x(t) und f(t) reell sind, vereinfacht die Entzerrung dahingehend, daß die Schaltung lediglich für N/2 Spektralkomponenten ausgelegt sein muß. Somit stellt die DFT-Schaltung Komponenten X_n für n=O, 1...N/2 zur Verfügung. Auf ähnliche Weise brauchen die Komponenten C_n und Y nur für n=O, 1...N/2 geliefert zu werden. Die Gleitfensterabtastung des Eingangssignals x(t), in der Abtastwerte nur jedes T/N-te Intervall entlang der Verzögerungsleitung 5 (Fig. 2) entnommen werden, ermöglicht die Verwendung einer einzigen Ausgangsgröße von der gestreuten IDFT (inverse diskrete⁷ Fouriertransformation) entsprechend jedem Abtastsatz für jedes Fenster. Demzufolge werden N Ausgangssignale am Ausgang der IDFT für alle N Eingangsabtastsätze geliefert. Die Gleitfenstertechnik ist im Gegensatz zu einer vollständigen Vertretung von χ_ο·..η_Ν_^ geeignet, da die Multiplikation im Frequenzbereich einer Faltung im Zeitbereich entspricht, und da für die DFT die Faltungen kreisförmig, und nicht linear sind. Es sei beispielsweise hingewiesen auf "Digital Signal Processing" von Oppenheim und Schafer, Prentice-Hall, 1975·

Wahrend der Vorlaufperiode werden die Korrekturwerte RC und IC durch die Rückkopplungseinstellung für j*eden Kanal N erzeugt, um den Gleichungen (3A) und (3B) zu genügen. Somit wird der reversible Zähl er 28a-0 mit einem Anfangswert RCq₀ (RC _q mit n=O)

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fortlaufend inkrementiert oder dekrementiert, um innerhalb der Begrenzer-Totzone den Entzerrerwert der Gleichungen (3A) und (3B) anzunähern. Für komplexe Komponenten, beispielsweise für n=2, werden die reversiblen Zäüler 28a-3 und 28b-3 mit Anfangswerten RC, und IC,Q jeder so eingestellt, daß RC, und IC, die Gleichungen (3A) und (3B) erfüllen. Nachdem alle Kanäle η die Batzerrerwerte von RC und IC in ihren entsprechenden Zählern oder Speichereinrichtungen gespeichert haben, wird der Bereitstellungsschalter 48 geöffnet, und der Entzerrer ist bereit, Nachrichtensignale x(t) zu empfangen. Jeder Spektralkoeffizient χ des Nachrichtensignals wird nun mit den Entzerrerwerten von RC und IC (RC- nur für n=0,4), die in den reversiblen Zählern 28a-n und 28b-n gespeichert sind, multipliziert. Die Koeffizienten Y sind somit frequenzmäßig entzerrt und in der gewünschten Weise gegeben durch Y = C_n * X_n. Die gestreute IDFT des Satzes T erzeugt die gewünschte Ausgangs-Zeitabtastgröße y, .

Es sei bemerkt, daß in einem Faksimilesystem die Synchronisationsimpulse, die dazu verwendet werden, die Zeilensynchronisation der Abtastung und des Drückens zu bewerkstelligen, einen idealen Satz bekannter Impulse darstellen können, die dazu dienen können, den automatischen Entzerrer einzustellen. Darüber hinaus können die automatischen Entzerrereinstellungen, wenn die Synchronisationsimpulse fortlaufend bei der Faksimileinformationsübertragung übertragen werden, regelmäßig auf den neuesten Stand gebracht werden. Das System kann somit angepaßt werden in dem Sinne, daß der Entzerrer Veränderungen in den Kanaleigenschaften, die während der Übertragung eines Dokuments auftreten, Rechnung trägt.

Bei der Verwendung einer angezapften analogen Verzögerungsleitung, um die Eingangssätze x^ zu liefern, ist die Bandbreite

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YT = Tf und

beträgt BW = ·*ρψ- = ^*. In derartigen Systemen könnten Filter benutzt werden, um die Bandbreite des ankommenden Signals auf BW zu begrenzen, um Verfälschungen zu vermeiden. Spiegelfrequenzen treten in einer analogen Verzögerungsleitung nicht auf, da die Abtastwerte kontinuierlich zur Verfügung stehen und die Abtastrate als unendlich angesehen werden kann. Wenn der Satz der Eingangsabtastwerte von den Stufen eines Schieberegisters beispielsweise abgegriffen würde, so muß die Abtastrate mindestens so hoch sein wie die Nyquist-Rate, um Verfälschungen zu vermeiden. Es ist wichtig zu bemerken, daß die Eingangsabtastrate nicht notwendigerweise dieselbe sein muß wie die Abtastrate, die von der DFT aus gesehen wird, da man beispielsweise jede andere Stufe des Eingangsschieberegisters mit der DFT-Eingangsschaltung verbinden könnte. Die Eingangsabtastrate bestimmt die Rate, mit der die Ausgangsabtastgrößen erscheinen, und sie bestimmt die Bildpunkte des Spektrums des Ausgangssignals. Die Transformations-Abtastrate bestimmt die Entzerrer-Übertragungsfunktion, die bei der analogen Verzögerungsleitung kontinuierlich ist, da die Transformations-Abtastfrequenz ■ψ doppelt so groß ist wie die Bandbreite BW = ym . Die Entzerrerübertragungsfunktion kann auch mit Schieberegistern oder Abtast- und Halteschaltkreisen am Eingang kontinuierlich gemacht werden, wenn das Transformationsabtastintervall zu *r Sekunden gewählt wird, bei Verwendung von insgesamt N Eingängen. Beträgt während der Zeit T die Anzahl der Abtastungen N, dann wird die Entzerrung genau bei N/2 positiven Frequenzen und der Komponente des Gleichanteils, mit gleichmäßigem Abstand von ψ, eliminieren, und die Impulsantwort des entzerrten System wird an N äquidistanten Punkten exakt korrigiert sein. Dieser Typ von Entzerrer ist somit ideal geeignet für digitale Übertragung; jedoch wird die Entzerrerfunktion eine glatte Kurve

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zwischen den Abtastfrequenzen sein, so daß der Entzerrer ebenso gut geeignet ist für nicht digitale Übertragung, so z.B. bei Faksimile- und Videoübertragung. Obschon also die Steuerung des Entzerrers an diskreten Punkten wirksam ist, ist die Übertragungsfunktion selbst kontinuierlich vom Gleichstrom bis zu BW = Äp , sowie als Spiegelbild auf der anderen Seite, wobei

JL die Transformations-Abtastbreite bedeutet. Die Antwort innerhalb der Steuerfrequenzen ist ein Ergebnis des kontinuierlichen "Fenster-Abtastens" im Zeitbereich.

Wenn der Abtastsatz nicht alle nicht verschwindenden Abtastwerte der nicht entzerrten Systemantwort enthält, dann ist die Entzerrung zwischen den Abtastfrequenzen nicht gut genug, um die Beeinflussungen zwischen den Symbolen im digitalen Sinne zu eliminieren. Liegen die Abtastwerte nicht nahe genug beieinander, dann wird die Bandbreite der Entzerrung zu schmal. Die Entzerrerfunktion ist periodisch im Frequenzbereich mit einer Periode von 1/y . Der Abt ast abstand wird auf einfache Weise geändert ohne die Systemkomplexität zu ändern. Wird jedoch die Anzahl der Abtastungen erhöht, so erhöht sich die Schaltungskomplexität schneller als linear, da die Anzahl der Knoten bei dem verwendeten Algorithmus der diskreten Fouriertransformation N · LogpN beträgt.

Die Erfindung ist zwar unter Bezugnahme auf ein spezielles Ausführungsbeispiel beschrieben worden, jedoch ist es ersichtlich, daß Modifikationen und Abänderungen vorgenommen werden können, ohne daß von dem Grundgedanken und dem Schutzumfang der Erfindung abgewichen wird.

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Claims

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P. H. JAKOB

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8 MÜNCHEN

MAXIMILIANSTRASSE «3

23. Mai tS77

P 11372 - 57/Hö, D/75626

Patentansprüche

Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer zur automatischen Entzerrung der Spektralkomponenten eines empfangenen, über einen störbehafteten Übertragungskanal übertragenen Signals, dadurch gekennzeichnet, daß

(a) eine Multipliziereinrichtung (9) vorgesehen ist zum Ausführen einer komplexen Multiplikation eines komplexen Eingangssignals X mit einem komplexen Multiplikator-Korrektur signal C, daß die Multplikationseinrichtung (9) ein komplexes Produktsignal Y generiert, während das Eingangssignal X einen ersten Faktor D aufweist gemäß einer Störungs-Übertragungsfunktion des Übertragungskanals, sowie einen zweiten Faktor H gemäß einer ungestörten Übertragungsfunktion des Übertragungskanals, daß

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co··) eaaeea telex oe-aasao Telegramme monapat telekopierer

ORIGINAL INSPECTED

(b) eine RückkoppelSteuereinrichtung (22) vorgesehen ist zum Empfangen des komplexen Produktsignals Y und zum Generieren eines Wertes aus dem Korrektursignal C, welcher näherungsweise umgekehrt proportional dem ersten Faktor D des Multiplizierereingangssignals X ist, und daß

(c) die Rückkoppelsteuereinrichtung (22)

(1) eine Referenzeinrichtung aufweist, mit der ein komplexes Referenzsignal erzeugbar ist, das proportional dem zweiten Faktor H des Eingangssignals X ist,

(2) eine Einrichtung (18,19) zum Vergleichen des Produktsignals Y mit dem Referenzsignal aufweist,

(3) eine Einrichtung (26a,26c) besitzt zum Erzeugen von Fehlersignalen mit einem algebraischen Vorzeichen, das der Differenz zwischen dem Referenzsignal und dem verglichenen Produktsignal Y entspricht, und

(4·) eine Vorrichtung zum Einstellen des Wertes des Korrektursignals C enthält, um für das Produktsignal einen Wert zu erzeugen, der annähernd gleich ist dem des Referenzsignals, wobei

(5) diese Vorrichtung zum Einstellen auf das algebraische Vorzeichen der Fehlersignale und das algebraische Vorzeichen der reellen und imaginären Komponenten des Eingangssignals X ansprechbar ausgebildet ist.

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2. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellvorrichtung reversible Zähler (28a,28b) zum Generieren der Werte der Korrektursignale C auf v/eist, und daß eine Steuerlogik ($0) vorgesehen ist, die auf das algebraische Vorzeichen der Fehlersignale und das algebraische Vorzeichen der reellen und imaginären Komponenten des Eingangssignals X zum Inkrementieren und Dekrementieren der Zähler (28a,28b) ansprechbar ausgebildet ist.

3. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerlogik (30) so ausgebildet ist, daß sie allein auf das algebraische Vorzeichen der Fehlersignale und das algebraische Vorzeichen der reellen und imaginären Komponenten des Eingangssignals X ansprechbar ist.

4. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorrichtung zum Feststellen des algebraischen Vorzeichens der Fehlersignale und der reellen und imaginären Komponenten des Eingangssignals X vorgesehen ist.

5. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Feststellen des Vorzeichens Schwellwertschaltungen besitzt.

6. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Feststellen des Vorzeichens beim Nullpegel ein totes Band aufweist.

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7. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ilultipliziereinrichtung (9) und die Rückkoppelsteuereinrichtung (22) so ausgebildet sind, daß sie für eine Mehrzahl komplexer Spektralkonponenten X_n arbeiten können, wobei X irgendeine gegebene Komponente des Eingangssignals ist und η eine ganze Zahl ist.

8. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 7> dadurch gekennzeichnet, daß lediglich eine einzige Rückkoppelsteuereinrichtung vorgesehen ist, und daß mindestens einer der η Kanäle zeitlich verzahnt mit einem anderen Kanal arbeitet.

9· Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Multipliziereinrichtung (9) mehrere separate Multiplizierer (14a-0 bis 14a-4, 14b-0 bis 14b-4) aufweist, und daß mindestens einer der Multiplizierer zusammen mit der Rückkoppelsteuereinrichtung zeitlich verzahnt arbeitet.

10. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 7i dadurch gekennzeichnet, daß die Spektralkomponenten X der diskreten Fouriertransformation eines empfangenen zeitabhängigen Signals x(t) ist, und daß der Entzerrer eine Vorrichtung zum Generieren der Komponenten X_n der diskreten Fouriertransformation aus dem empfangenen Signal x(t) aufweist.

11. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorrichtung (40) zum Abtasten des Eingangssignals x(t) vor-

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gesehen ist, um einen Abtastv:ertesatz x., mit k=O, 1...K-1 (N ist eine ganze Zahl) zu liefern, und daß die Vorrichtung zum Generieren der Komponenten der diskreten Fouriertransformation eine Vorrichtung umfaßt zum Erzeugen von II Komponenten, mit n=O, 1...I^-T-I.

12. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß x(t) reell ist und I^-T eine gerade ganze Zahl ist und η './orte aus einer der folgenden Gruppe aufv/eist: n=0, 1...I/2 und n=O, n/2, (IT/2)+1...K-1.

13· Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zum Erzeugen der inversen diskreten Fouriertransformation aus mehreren Produktsignalen Y vorgesehen ist.

14. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer /um automatischen Entzerren der diskreten Fourierkoeffizienten X eines empfangenen elektrischen Signals x(t), das über einen Übertragungskanal übertragen wurde, dadurch gekennzeichnet , daß

(a) eine Einrichtung zum Abtasten eines Testimpulses vorgesehen ist, v/elcher über den Kanal übertragen vnirde, um einen diskreten Satz von Testabtastwerten f. zu liefern, mit k=O, 1...IT-1 (IT ist eine ganze Zahl), daß

(b) eine Vorrichtung zum Berechnen der diskreten Fouriertransformation der Testabtastwerte f_fc vorgesftien ist, um die diskreten Fourierkoeffizienten F_n zu liefern, mit n=O, 1...IT-1, daß

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(c) eine Einrichtung zum Liefern von Referenzwerten

H , die die diskreten Fourierkoeffizienten repräsentieren, welche einen idealen, ungestörten Testimpuls entsprechen, vorgesehen ist, daß

(d) eine Rückkoppelsteuereinrichtung (22') vorgesehen ist zum Generieren eines Korrekturfaktors C für jeden Wert F, so daß gilt:

^Cn * ^Fn ⁼ V

und daß die Rückkoppelsteuereinrichtung (22') eine logische Schaltung aufweist, die auf das algebraische Vorzeichen der reellen und imaginären Komponenten der Koeffizienten F ansprechbar ist, daß

(e) eine Einrichtung (28a,28b) zum Speichern der erzeugten Korrekturfaktoren C vorgesehen ist, daß

(f) eine Vorrichtung (40) zum anschließenden Abtasten des empfangenen elektrischen Signals x(t) vorgesehen ist, um einen diskreten Satz von Signalabtastwerten x_fe, mit k=0, 1...IT-1, zu lM"ern, daß

(g) eine Vorrichtung zum Berechnen der diskreten Fouriertransformation der Signalabtastwerte x_fc vorgesehen ist, um die diskreten Fourierkoeffizienten X zu liefern, daß

(h) eine Vorrichtung (14,16) zum Multiplizieren von X_n mit den gespeicherten Korrekturfaktoren C vorgesehen ist, um die entzerrten Frequenzkoeffizienten Y für n=0, 1...IT-1 zu liefern, wobei gilt:

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-7- 272323Q

^Ύη = ^Cn · V
und daß

(i) eine Vorrichtung zum Erzeugen der inversen diskreten Fouriertransformation der Koeffizienten Y vorgesehen ist, um ein Ausgangssignal im Zeitbereich zu liefern, welches dem empfangenen elektrischen Signal entspricht.

15· Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkoppelsteuereinrichtung (22') eine Vorrichtung zum Vergleichen des Produktes C · F mit dem Wert II aufvreist, daß eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Fehlersignals vorgesehen ist, wobei das Fehlersignal eine Polarität hat, die bestimmt ist durch das algebraische Vorzeichen der Differenz zv.dschen H und dem damit verglichenen Produkt C · F , und daß eine logische Schaltung vorgesehen ist, die auf das algebraische Vorzeichen des Fehlersignals anspricht.

16. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung nur auf das algebraische Vorzeichen des Fehlersignals und das algebraische Vorzeichen der reellen und imaginären Komponenten der Koeffizienten F_n anspricht.

17· Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das empfangene elektrische Signal x(t) reell ist, daß II eine gerade ganze Zahl ist und V/erte aus einer der Gruppen

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n=O, 1...1T/2 und n=O, IT/2, N/2+1.. .ΓΤ-1 besitzt, und daß die Vorrichtung zum Erzeugen der inversen diskreten Fouriertransformation eine Einrichtung zun Erzeugen einer gestreuten inversen diskreten Fouriertransformation besitzt, die als Eingangsgrößen lediglich reelle Komponenten von Y besitzt.

18. In Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 17 > dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal von der Vorrichtung zum Erzeugen der gestreuten inversen diskreten Fouriertransformation einen einzelnen Ausgangswert von den diskreten Signalabtastwerten x, besitzt, ait k=O, 1...IT-I.

19. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Abtasten des Signals x(t) eine Einrichtung zum Liefern von IT Abtastungen iCy des Signals x(t) aufweist, wobei jeder Abtastwert durch ein Zeitintervall

T
von TT von dem benachbarten Abtastwert entfernt ist, mit T als Periodendauer des Abtastsatzes.

20. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 19» dadurch gekennzeichnet, daß eine Eingangs-Analogverzögerungsleitung (5) vorgesehen ist zum Empfangen des Signals x(t), und daß die Verzögerungsleitung

(5) Anzapfpunkte aufweist, die entsprechend Zeitintervallen

T
von -γ auseinanderliegen.

21. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorrichtung zum zeitlichen Verschieben des Signals x(t)

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vorgesehen ist, um unterschiedliche diskrete Sätze von Signalabtastv/erten x_v zu liefern, wobei jeder Satz zeitlich um einen Betrag von -» auseinanderliegt, wodurch eine Gleitfensterabtastung des empfangenen Signals x(t) erhalten vrird.

22. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Generieren von C eine Einrichtung zum Generieren des Realteils R und des Inaginärteils I von C aus den Größen der Real- und Imaginärteile von I_n und F gemäß folgenden Gleichungen vorgesehen ist:

^RCn

23. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen von C eine zeitlich verzahnt arbeitende Schaltung zum Berechnen von C für n=1...^· aufweist, wobei IT eine gerade ganze Zahl ist.

24·. Im Frequenzbereich arbeitender Entzerrer nach Anspruch 14·, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Berechnen der diskreten Fouriertransformation Von f_k und :c_k, der Korrekturfaktoren C und der inversen diskreten Fouriertransformation von Y Analogschaltkreise aufweist.

RH_n · 'n RF_n + ^ΙΠη * ^IFn (R] F_n) + (IP_n)^ ^IHn - RH · IF
η η

25· Verfahren sun Entzerren der diskreten Fourierkoeffizienten X eines empfangenen Signals x(t), das über einen Übertragungskanal übertragen wurde, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

(a) Abtasten eines Testimpulses, der über den Übertragungskanal übertragen wurde, um einen diskreten Satz von Testabtastwerten f, zu liefern, mit k=0,1...IT-1 (IT ist eine ganze Zahl),

(b) Generieren der diskreten Fouriertransformation aus den Testabtastwerten f. , um diskrete Fourierkoeffizienten F_n, mit n=O, 1...IT/2 zu liefern,

te) Bereitstellen von Referenzwerten H , die die diskreten Fourierkoeffizienten repräsentieren, welche einem idealen, ungestörten Testimpuls entsprechen,

(d) Erzeugen als Antwort auf das algebraische Vorzeichen der reellen und imaginären Komponenten der Koeffizienten F , eines Korrekturfaktors C für jeden Wert von F , so daß gilt C_n . F_n = H_n,

(e) Speichern der erzeugten Korrekturwerte C ,

(f) anschließendes Abtasten eines empfangenen elektrischen Signals x(t), um einen diskreten Satz von Signalabtast- ;werten x_fc zu liefern, mit k=0, 1...I7-1,

(g) Erzeugen der diskreten Fouriertransformation der Signalabtastwerte χ,, um die diskrete Fouriertransformation X zu liefern,

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(h) Multiplizieren von X mit den gespeicherten Korrekturwerten C , um die im Frequenzbereich entzerrten Koeffizien Y_n für n^O, 1. -.IT/2 zu liefern, mit Y = C-X, und

(i) Erzeugen der inversen diskreten Fouriertransformation der Koeffizienten Y_n, un ein Ausgangssignal in Zeifbereich zu erhalten, das dem enpfangenen elektrischen Signal entspricht.

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