DE69027612T2

DE69027612T2 - Signalverschlüsselung

Info

Publication number: DE69027612T2
Application number: DE69027612T
Authority: DE
Inventors: Joseph Alfred Webb
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1989-01-13
Filing date: 1990-01-15
Publication date: 1997-02-20
Anticipated expiration: 2010-01-16
Also published as: EP0378446A3; EP0378446B1; EP0378446A2; ATE140109T1; GR3021253T3; DE69027612D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verschlüsselung bzw. Codierung, und insbesondere auf ein neues Codierverfahren und eine Codiervorrichtung, um ein Signal zu verschlüsseln, sowie auf ein entsprechendes Decodierverfahren und eine Decodiervorrichtung, um das verschlüsselte Signal zu entschlüsseln und um so im wesentlichen das ursprimguche Signal wieder herzustellen.
Konventionelle Verschlüsselungs- bzw. Codierverfahren, verwenden für die Codierung eine Bitersetzung. Typischerweise wird das zu codierende Signal mit einer Zufalls- oder Pseudozufalls-Sequenz mit einer Modulo 2 Addition codiert. Das verbreitetste Codierverfahren ist der Datenverschlüsselungsstandardalgorithmus (DES-Algorithmus). Die Komplexität dieses Algorithmus wird festgelegt durch ein 64-bit Wort, welches in einen 56-bit Schlüssel und 8 Steuerbits aufgeteilt ist. Bei der Verwendung von DES werden die Daten in ihrer digitalen Form verschlüsselt und mit konventionellen Einrichtungen, wie zum Beispiel durch Modulation, gesendet. Die codierten Daten können jedoch leicht demoduliert und wieder in digitale Form umgewandelt werden für eine Analyse durch einen Computer beim Entschlüsseln des Codes.
Ein Verfahren zum Codieren eines Analogsignals ist in dem US-Patent Nr. 2,411,683 von Guanella offenbart, in welchem das Frequenzband des Analogsignales in eine relativ kleine Anzahl von Unterbändern aufgeteilt wird und jedes der Unterbänder um eine getrennte Zeitverzögerung verzögert wird. Das verschlüsselte Signal wird anschließend decodiert durch Aufteilen des verschlüsselten Signalfrequenzbandes in eine Mehrzahl von Unterbändern und durch Hinzuaddieren einer komplementären Phasenverzögerung zu jedem der Unterbänder. Ein Nachteil dieses Verfahrens liegt darin, daß der Decodiervorgang oft nicht ein Signal ergibt, welches ausreichend genau dem ursprünglichen Signal entspricht. Ein weiterer Nachteil liegt darin, daß, wenn Sprache verschlüsselt wird, die Codiertiefe oft nicht ausreichend ist, um ein Erkennen beträchtlicher Teile der Sprache zu verhindern.
Es sind auch schon Filter zur Verschmierung und Wiederkonzentrierung von bits vorgeschlagen worden unter Verwendung einer konstanten Gruppenverzögerung mit der Frequenz, um die Effekte von Impulsrauschen auf die übertragenen Daten zu vermindern. Ein solches System ist jedoch nicht für die Verschlüsselung geeignet, da die konstante Gruppenverzögerung leicht dupliziert werden kann. Die Gruppenverzögerung wird definiert als Ableitung der Phase bezüglich der Frequenz, im Gegensatz zur Phasenverzögerung, die definiert ist als Phasenverschiebung als Funktion der Frequenz.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung JP-A-58,114,641 offenbart ein Kommunikationssystem, in welchem das zu übertragende Signal durch ein pseudozufälliges Rauschsignal vervielfacht wird, bevor es durch einen Verzögerungsschaltkreis mit mehreren Anzapfungen hindurchgeführt wird, aus welchem das zu sendende Signal erzeugt wird. In dem Empfänger findet eine komplementäre Verarbeitung statt. Diese Technik wird verwendet, um die Probleme von Burstrauschen zu vermindern, während die Geheim haltung des Signals erhalten bleibt.
Das US-Patent US-A-4,476,539 offenbart einen Filter zum Verschmieren und Wiederkonzentrieren, um die Probleme des Rauschens zu vermindern. Der Filter beruht auf einem Filter mit endlicher bzw. begrenzter Impulsreaktion mit der Eigenschaft einer sinusförmigen Gruppenverzöerung, um die Anzahl der erforderlichen Anzapfungen zu vermindern.
Die britische Patentanmeldung GB-A-2 094593 offenbart die Verwendung eines Kammfilters mit variabler Wirkung als Codiereinrichtung und einen komplementären Kammfilter als Decodiereinrichtung. Der Kammfilter wird verwendet, um ein Muster aus Amplitudennulldurchgängen in der Bandbreite eines Informationskanales zu erzeugen und dieses Muster wird in vorbestimmter Weise kontinuierlich verändert.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung für die Signalverschlüsselung und ein Verfahren und eine Vorrichtung für eine entsprechende Signalentschlüsselung bereitzustellen.
Unter einem Gesichtspunkt stellt die Erfindung ein Verfahren für das Übertragen von Information durch aufeinanderfolgende Verschlüsselung und Entschlüsselung (bzw. Codierung und Decodierung) bereit, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte:
Verschlüsseln der Information, indem sie durch einen ersten Filter mit begrenzter Impulsreaktion geleitet wird, wobei der Filter ein programmierbares, nicht-lineares Ansprechen hat, welches durch einen Satz von Anschlußkoeffizienten bestimmt wird, wobei die Anschlußkoeffizienten durch einen Codierschlüssel bereitgestellt werden, der aus einem ersten Satz von Pseudozufallszahlen besteht, und
Decodieren der codierten Information, indem sie durch einen zweiten Filter mit begrenzter Impulsreaktion geführt wird, welcher ähnlich dem ersten Filter mit begrenzter Impulsreaktion ist und welcher als Anschlußkoeffizienten einen Decodierschlüssel hat, der aus einem zweiten Satz von Pseudozufallszahlen besteht, die eine Impulsreaktion für den zweiten Filter mit begrenzter Impulsreaktion erzeugen, welches komplementär zu der Impulsreaktion des ersten Filters mit begrenzter Impulsreaktion ist.
Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt stellt die Erfindung eine Vorrichtung zum Codieren eines Signales bereit, welche ein Netzwerk für die Signaverarbeitung aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß:
das Netzwerk ein Filter mit begrenzter Impulsreaktion ist, welcher ein programmierbares, nicht-lineares Ansprechen hat, und
der Filter mit begrenzter Impulsreaktion festgelegt ist durch einen Satz von Anschlußkoeffizienten, die ausgewählt werden, um eine komplexe, aperiodische Impulsreaktion zu erzeugen und durch:
erste Speichereinrichtungen zum Speichern zumindest eines Codierschlüssels, der aus einem Satz von Pseudozufallszahlen besteht, wobei jede Zahl einem Anschlußkoeffizienten entspricht, und
erste Ladevorrichtungen für das Laden der Anschlußkoeffizienten mit einem Schlüssel aus der Speichereinrichtung.
Die Impulsreaktion (bzw. das Impulsansprechen) der Codiereinrichtung durchmischt das ankommende Signal, welches in digitaler oder analoger Form vorliegen kann. Im Ergebnis erscheint das codierte Signal, welches auch in digitaler oder analoger Form vorliegen kann, als verrauscht bzw. rauschartig, zumindest für einen nicht vorsätzlich herangehenden Verschlüsselungsanalysten. Das Codierimpulsansprechen wird zeitlich relativ zu einem eingehenden Impuls oder Signalbit stark ausgedehnt und hat über seine Länge hinweg in hohem Maße ungleichmäßige Zufallsänderungen seiner Amplitude. Die Größe und das Phasenspektrum der Umwandlung, welche auf das Signal aufgebracht wird, sind dann komplizerte, nicht-lineare Funktionen der Frequenz. Diese Spektren weisen die Transferfunktion der Verschlüsselung auf und geben die komplexe Fouriertransformierte von dessen Impulsreaktion wieder. Eine geeignete Impulsreaktion für die Decodiereinrichtung wird aus demjenigen der Verschlüsselung berechnet. Die jeweiligen Übertragungsfunktionen stehen im wesentlichen in komplexer inverser Beziehung zueinander.
Die Codier- und Decodiervorgänge werden in zweckmäßiger und bequemer Weise durch digitale Einrichtungen verwirklicht, in welchen jede Impulsreaktion durch eine endliche Folge von N Zahlen in Form digitaler Worte wiedergegeben wird. Typischerweise liegt N im Bereich von 128 bis 4096, auch wenn ein kürzeres und längeres Ansprechen in Abhängigkeit von dem erforderlichen Ausmaß an Geheimhaltung ins Auge gefaßt werden kann. Die Impulsreaktion der Codierung legt den Codier-"Schlüssel" fest und kann zeitlich verändert werden, während ein bestimmtes Signal codiert wird, mit gleichzeitigen Veränderungen des Decodierschlüssels. Die Codierung und Decodierung sind identische Vorgänge unter Verwendung von zusammenpassenden Schlüsseln. Ein eingehendes digitales Signal wird mit dem Codier- oder Decodierimpulsansprechen zusammengerollt bzw. "verpackt". Ein eingehendes Analogsignal wird zunächst unter Verwendung von Standardtechniken in digitale Form umgewandelt.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Codier-/Decodier-Einrichtungen verwendet den Schaltkreis eines digitalen Filters mit begrenzter Impulsreaktion (FIR). Ein solcher Filter wird normalerweise für die Frequenzabtrennung verwendet, insbesondere wenn spezielle Eigenschaften erwünscht sind, wie zum Beispiel eine konstante Gruppenverzögerung und eine scharfe Abschneidefrequenz bzw. Frequenzabschneidung. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird jedoch der Schaltkreis nicht als Filter, sondern als ein alles hindurchlassendes Netzwerk mit zufälligem Größen- und Phasenansprechverhalten verwendet.
Die vorliegende Erfindung ist eine Verbesserung gegenüber derjenigen der AU-A-8819715 (,welche am 23.11.1989 nach dem Prioritätsdatum des vorliegenden Patentes veröffentlicht wurde). Jene offenbart eine Codiersystem, in welchem das Phasenansprechen (die Phasenreaktion) des Codierers speziell ausgewählt wird und wobei daraus das Phasenansprechen des Decodierers berechnet wird. Das entsprechende Impulsansprechverhalten wird dann aus dem Phasenansprechen berechnet, wobei in beiden Fällen das Größenansprechen (die Größenreaktion) auf die Frequenz bezogen konstant ist. Im Gegensatz dazu offenbart die vorliegende Erfindung ein Codiersystem, bei welchem die Impulsreaktion des Codierers speziell so ausgewählt wird, daß sowohl das Größenansprechen als auch das Phasenansprechen des Codierers sich mit der Frequenz verändert. Die Schwierigkeit in der Berechnung der Impulsreaktion des Decodierers in einem solchen System ist in hohem Maße bzw. eindeutig überwunden worden.
Ausführungsformen der Erfindung werden jetzt lediglich beispielsweise unter Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen beschrieben, von denen:
Figur 1 ein schematisches Diagramm eines digitalen Netzwerkes der Länge N mit begrenzter Impulsreaktion (FIR) ist, welches verwendet werden kann, um einen Codierer oder Decodierer gemäß der vorliegenden Erfindung zu realisieren.
Die Figuren 2a, 2b bzw. 2c sind jeweils das Impuls-, Größen- bzw. Phasenansprechen eines FIR digitalen, alles hindurchlassenden Netzwerkes, welches ein Null-Phasen und ein konstantes Größenspektrum hat.
Figur 3a ist die Aufzeichnung einer zufälligen Impulsreaktion (IR) für einen Codierer der Länge 512 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Figuren 3b und 3c sind Darstellungen des Größen- und Phasenansprechens, welche einen Teil der komplexen Fouriertransformierten der IR in Figur 3a aufweisen.
Figur 3d ist ein Spektogramm des Ansprechens auf einen Impuls eines Codierers, welcher gemäß Figur 3a konditioniert wurde.
Figur 4a ist die Aufzeichnung der IR für einen Decodierer, der dafür ausgelegt ist, ein Signal zu decodieren, welches durch einen Codierer, der entsprechend Figur 3a ausgelegt bzw. konditioniert ist, codiert bzw. verschlüsselt wurde. Figuren 4b und 4c sind Aufzeichnungen des Größen- und Phasenansprechens, welche einen Teil der komplexen Fouriertransformierten der IR in Figur 4a aufweisen.
Figur 5a ist eine Aufzeichnung der gesamten IR eines Codier-Idecodier-Systems, welches gemäß den Figuren 3a und 4a konditioniert bzw. eingestellt wurde.
Figuren 5b und 5c sind Aufzeichnungen des Größen- und Phasenansprechens für die IR gemäß Figur 5a.
Figur 6a ist eine Aufzeichnung einer Zufalls-IR für einen Codierer der Länge 128 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Figuren 6b und 6c sind Aufzeichnungen bzw. Darstellungen des Größen- und Phasenansprechens, welche einen Teil der komplexen Fouriertransformierten der IR in Figur 6a aufweisen.
Figur 6d ist ein Spektogramm des Ansprechens auf einen Impuls eines gemäß Figur 6a eingestellten Codierers.
Figur 7a ist eine Darstellung der IR eines Decodierers, welcher darauf eingestellt ist, ein Signal, welches gemäß dem Codierer nach Figur 6a codiert wurde, zu decodieren.
Figuren 7b und 7c sind Darstellungen des Größen- und Phasenansprechens, die einen Teil der komplexen Fouriertransformierten der IR in Figur 7a aufweisen.
Figur 8 ist eine Aufzeichnung der gesamten IR eines Codier-/Decodiersystems, welche entsprechend den Figuren 6a und 7a eingestellt wurde.
Figuren 8b und 8c sind Aufzeichnungen des Größen- und Phasenansprechens für die IR gemäß Figur 8a.
Figur 9 ist ein Blockdiagramm, welches zeigt, wie Datencodier- und -decodiereinrichtungen gemäß der vorliegenden Erfindung angeordnet werden können.
Figuren 10a - 10g zeigen typische Wellenformen bei verschiedenen Punkten in der Anordnung nach Figur 9.
Figuren 11a und 11b zeigen zum Vergleich Amplitudenwahrscheinlichkeitsverteilungen für binäre Grundbanddaten, deren Bandbreite gemäß den Figuren 2b und 2c begrenzt ist bzw. welche einen Codierer gemäß der vorliegenden Erfindung durchlaufen haben.
Figur 12 ist ein Blockdiagramm von Komponenten eines Codiersystems, welches Codierer und Decodierer gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet.
Figur 13 ist ein Blockschaltkreisdiagramm einer Codier- oder Decodiervorrichtung für die Verwendung in dem System nach Figur 12.
Figur 14 gibt das Einblenden und Ausblenden einer Codier-/Decodier-Impulsreaktions wieder.
Figur 15 ist ein Vektordiagramm, welches ein Hilbert-Paar von Impulsreaktionen zeigt.
Figur 16 gibt das Einblenden und Ausblenden einer Serie von Codier-/Decodier- Impulsreaktionen gemäß der vorliegenden Erfindung wieder.
Die vorliegenden Codier- und Decodiereinrichtungen werden in einfacher Weise durch Verwendung von FIR-Digitalfiltern realisiert, auch wenn sie nicht notwendigerweise das Filtern als Teil ihrer normalen Funktionsweise einschließen. Es ist jedoch für das Verständnis der Erfindung hilfreich, das Netzwerk gemäß Figur 1 unter Bezug auf digitale FIR-Filter zu betrachten.
In der Druckschrift "Theorie und Anwendung der digitalen Signalverarbeitung" von Rabiner, L.K. und Gold, B. PRENTICE HALL (1975), wird die Betriebsweise von digitalen FIR-Filtern im Detail beschrieben. Die Erweiterung dieser Arbeit, um den Fall von Filtern mit nichtlinearem Phasenansprechen abzudecken, wird diskutiert von Cuthbert, L.G. in THE RADIO AND ELECTRONIC ENGINEER, Band 44, Nr.12, (1974) unter dem Titel "Optimieren von nicht-rekursiven digitalen Filtern auf nicht-lineare Phaseneigenschaften", von Holt, A.G.J., Attikiouzel, J. und Bennett, R. unter dem Titel "Iterative Technik für die Auslegung von nichtrekursiven Digitalfiltern mit nicht-linearen Phaseneigenschaften" in THE RADIO AND ELECTRONIC ENGINEER, Band 46, Nr.12, (1976); und von Goldberg, Eli, Kurshan, Robert und Malah, David, unter dem Titel "Auslegung von digitalen Filtern mit nicht-linearem Phasenansprechen und begrenzter Impulsreaktion" in IEEE TRANSACTIONS ON ASSP, Band 29, Nr.5, (1981).
Man betrachte eine Einrichtung mit einer Impulsreaktion, wie sie in Figur 2a dargestellt ist, welches groß einem typischen Fernsprechübertragungskanal bzw. einer typischen Fernsprechleitung entspricht. Das gleichmäßige Größen- und Phasenansprechen der Übertragungsfunktion der Einrichtung ist in den Figuren 2b bzw. 2c dargestellt, welche Komponenten der komplexen Fouriertransformierten der Impulsreaktion sind. Ein Impuls kann über einen solchen Kanal mit nur geringer Verzerrung übertragen werden. Es werde nun jedoch angenommen, daß die Impulsreaktion die zeitgestreckte Zufallsform annimmt, die in Figur 3a dargestellt ist. Das entsprechende Größen- und Phasenansprechen ist in den Figuren 3b bzw. 3c dargestellt. Ein über ein en solchen Kanal übermittelter Impuls wird extrem verzerrt. Figur 3d zeigt ein Spektrogramm oder einen Stimmabdruck für die empfangene Übertragung, wobei das schneegestöberartige Muster typisch für Zufallsfluktuationen oder Rauschen ist. Ein durch diesen Kanal verzerrtes Signal wäre nicht erkennbar, jedoch könnte unter der Voraussetzung, daß eine entsprechende inverse Verzerrung angewendet werden kann, der Signalinhalt wiedergewonnen werden. Die vorliegende Erfindung stellt eine Verfahren und eine Vorrichtung bereit, durch welche die Codierung und Decodierung eines Signal es auf diese Art und Weise durchgeführt werden kann. Ein Codierer und ein Decodierer werden in einfacher Weise unter Verwendung von digitalen FIR-Einrichtungen realisiert, auch wenn man sich vorstellen kann, daß andere Mittel verwendet werden.
Die diskrete Impulsreaktion (IR) gemäß Figur 3a hat 512 Terme und ein FIR-Netzwerk der Länge 512, wie es in Figur 1 dargestellt ist, kann darauf eingestellt werden, ein solches Ansprechen bzw. eine solche Reaktion bereitzustellen, wenn ihre h-Werte entsprechend eingestellt werden. Diese h-Werte stellen den "Schlüssel" bereit, welcher den Codiervorgang steuert, und sie werden im allgemeinen zufällig gewählt. Wenn dem daraus resultierenden Codierer eine Reihe von digitalen Worten mit einer gewissen Geschwindigkeit dargeboten werden (effektiv aufeinanderfolgende Impulse), so besteht der Ausgang bzw. die Ausgabe aus der Summe dieser getrennten Reaktionen, die um Zeitverzögerungen abgestuft sind, welche den Stufen einer Wortlänge entsprechen. Diese Faltung der Signal- und Impulsreaktion erzeugt absichtlich ein hohes Maß an wechselseitiger Beeinflussung der Symbole.
Für die Decodierung unter Verwendung eines FIR-Codierers ist ein komplementärer Satz von h-Werten erforderlich und diese kann man erhalten durch ein Verfahren, welches später noch beschrieben wird. Eine Decodierer IR (Impulsreaktion), welche für einen Codierer gemäß Figur 3a angemessen ist, ist in Figur 4a dargestellt. Diese beiden Ansprechweisen bzw. Reaktionen können selbstverständlich in einem Codier-/Decodiersystem ausgetauscht werden. Das Größen- und Phasenansprechen, welches einen Teil der komplexen Fouriertransformierten der IR in den Figuren 3a, 4a aufweist, ist in den Figuren 3b, bzw. 3c sowie 4b bzw. 4c dargestellt. Figur 5a zeigt die gesamte IR eines Codier-/Decodiersystems, in welchem die IRs nach den Figuren 3a und 4a in Reihe geschaltet sind. Die Figuren 5b und 5c zeigen das Größen- und Phasenansprechen des Systems, welches in der Lage ist, in zufriedenstellender Weise das Originalsignal mit nur einer kleinen, festen Verzögerung wiederzugeben.
Figur 6 zeigt die IR eines Codierers der Länge 128, welcher entsprechend einem zufällig ausgewählten Satz von 128 h-Werten eingestellt ist. Man sieht, daß das entsprechende Größen- und Phasenansprechen in den Figuren 6b und 6c weniger kompliziert ist als im Falle des oben beschriebenen Codierers mit der Länge 512, da die IR auf ein Viertel ihrer vorherigen Dauer reduziert wird. Das Spektogramm nach Figur 6d ist, auch wenn es immer noch rauschartig ist, gleichmäßiger als das der Figur 3d. Das Verkürzen der Länge des Codierers wird sicherlich die Sicherheit der Codierung etwas vermindern, gewährleistet jedoch eine verbesserte Wirtschaftlichkeit und Geschwindigkeit. Bei der Codierung von Stimmen in Telefonqualität muß die Codiererlänge ausreichend sein, um die subtilen Aufnahmefähigkeiten des menschlichen Ohres auszuschalten. In dieser Hinsicht hat sich eine Codierer von der Länge 4096 als eine zufriedenstellende Sicherheit gewährleistend herausgestellt.
Eine Codierer IR, die komplementär zu der der Figur 6a ist, ist in Figur 7a dargestellt. Ihr Größen- und Phasenansprechen ist in den Figuren 7b und 7c dargestellt. Das Impuls-, Größen- und Phasenansprechen des gesamten Codierkanales ist in den Figuren 8a, 8b und 8c dargestellt und zeigt, daß mit nur einer kleinen, festen Verzögerung eine Reproduktion des ursprünglichen Signales erreicht werden kann.
Figur 9 ist ein schematisches Diagramm, welches zeigt, wie die Codierer IR in ein Datenübertragungssystem eingeführt werden kann. Der Codierer 10 ist zwischen einer Signalquelle 14 und dem Datenübertragungskanal 16 eingesetzt, so daß, wenn das Signal zum Kanal 16 ggeführt worden ist, es aufgrund der nicht-linearen Größe und der Phasenverschiebungen durchmischt worden ist. Am Empfangsende des Kanales 16 ist ein Decodierer 12 vor der Empfangsausrüstung 18 angeordnet. Der Decodierer 12 ist vor der Empfangsausrüstung 18 angeordnet. Der Decodierer 12 ist zu dem Codierer 10 komplementär, so daß das Signal im wesentlichen in seine Ursprungsform zurückkehrt. Der Nettoeffekt bei dem Codier- /Decodiervorgang liegt in einer kleinen Verzögerung der Signalübertragungszeit, wie in den Figuren 5c und 8c dargestellt.
Die Natur des codierten Signals unterscheidet sich von dem nicht-codierten Signal und der Einfluß des Kanales 16 auf die übertragenen Daten wird verändert. Beispielsweise kann ein Signal zweitweise, während es in dem Kanal ist, unterbrochen sein durch ein plötzliches Ausblenden oder eine Rauschspitze. Diese Form der Unterbrechung eines codierten Signals wird über eine lange Dauer der Decodierung gemittelt wegen der Länge der Impulsreaktion des Decodierers, und ist mit geringerer Wahrscheinlichkeit signifikant, während die Information aus einem nicht codierten Signal fast sicher verloren wäre.
Die Figuren 10a - 10 g zeigen typische Zeit-Wellenformen an verschiedenen Punkten der Anordnung gemäß 9. Figur 10b zeigt ein bandbreitenbegrenztes, bin äres Grundbandsignal am Punkt W in Figur 9, welches aus der in Figur 10a wiedergegebenen digitalen Datenfolge abgeleitet wird. Das zeitliche Aufspreizen des Signales am Punkt W, die Synchronisierung der Signal-zu-bit-Rate und das Bereitstellen mehrerer Spuren, die einander überlagert werden&sub9; erzeugt die in Figur 10c dargestellte Wellenform, die als das Muster des offenen "Auges" bekannt ist. Wenn die Signale am oberen Niveau konvergieren, wird durch Abtasten eine binäre 1 erfaßt. Eine Konvergenz am Boden wird als eine binäre 0 erfaßt. Die perfekte Konvergenz dieser Bahnen zeigt, daß das Signal eine wechselseitige Beeinflussung zwischen den Symbolen von 0 hat. Am Punkt X ist die Wellenform zu der gemäß Figur 10d codiert. Im Unterschied zu der Wellenform in Figur 10b, haben die codierten Daten in Figur 10d höhere Spitzen und sehen mehr wie ein Rauschsignal aus. Das Augenmuster wird ebenfalls verändert, wie in Figur 10e gezeigt wird und es gibt keine Öffnung für das Auge mehr. Am Punkt Y ist das Signal gegenüber dem am Punkt X unverändert, unter der Annahme, daß es kein Rauschen auf dem Kanal gibt. Am Punkt Z jedoch wird das Signal nach der Decodierung so wieder hergestellt, daß es dasselbe ist wie am Punkt W, wie in Figur 10f dargestellt, und auch das Augenmuster wird wieder hergestellt, wie in Figur 10g dargestellt.
Figur 11a zeigt die Wahrscheinlichkeitsverteilung der Amplitude einer binären Zufallssequenz im Grundband, welche auf eine Bandbreite von B/2 gefiltert ist, wobei B die bit-Rate ist und ein Filter mit einer Impulsreaktion verwendet wird, wie in Figur 2a dargestellt. Figur 11b zeigt die Amplitudenwahrscheinlichkeitsverteilung für dieselbe Folge, jedoch ist das Ansprechen der Filter jetzt ähnlich demjenigen der Figuren 3 bis 7. Der Nulhasenfilter zeigt eine Zweimodenverteilung um die Amplituden von +1 und -1 herum, während der nicht-lineare Filter eine Gaussverteilung um die Amplitude 0 herum zeigt. Der nicht-lineare Filter erzeugt ein Signal mit größerer Entropie und liefert aus diesem Grund ein wirksameres Verfahren für die Datenübertragung.
Ein Hauptvorteil des vorliegenden Verfahrens der Datencodierung liegt darin, daß die Bandbreite des ursprünglichen Signals unverändert bleibt. Das Signal nimmt einfach ein Zufallsmuster einer Gaussverteilung derselben Bandbreite an. Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß, da die Impulsreaktion des Codierers zeitlich stark gedehnt ist, ein Verschmieren des Signales über diese Zeitspanne hinweg stattfindet. Im Ergebnis haben Impulsrauschen und Signalfading (Ein- bzw. Ausblenden bzw. Schwanken) tendentiell viel weniger Effekt auf das endgültige Signal nach dem Wiederkonzentrieren während der Decodierung.
Figur 12 zeigt schematisch ein Codiersystem für die Verwendung in einem Vollduplexübertragungssystem einer Vierdrahttelefonleitung. Da das System als Vollduplexsystem dargestellt ist, sind zwei Sender/Empfängereinheiten 20 auf jeder Seite der Telefoneitung 44 dargestellt. Die Komponenten in jeder der Einheiten 20 haben dieselben Bezugszahlen erhalten, um anzuzeigen, daß sie identische Komponenten sind.
Signaleingang 22 und -ausgang 24 sind typischerweise Mikrofon und Lautsprecher eines Telefonhörers. Die Kombination von Analog/Digitalwandlern (AD) 28 am Eingang, dem Codierer 30, dem Digital/Analogwandler (D/A) 32 am Ausgang, der Mikroprozessorsteuerung 34 und dem Speicher 36 für die Konstanten entsprechen der Codiereinrichtung 10 in Figur 9.
Die Vierdrahtleitung 44 entspricht zwei Kanälen 16. Der A/D 38, der Decodierer 40, der D/A 42 zusammen mit der Mikroprozessorsteuerung 34 und dem Speicher 36 für Konstanten entsprechen der Decodiereinrichtung 12. Die Codier- und Decodier-Einrichtungen stehen unter direkter Kontrolle bzw. Steuerung ihrer jeweiligen Mikroprozessoren 34. Wenn die Ausrüstung eingeschaltet wird, laden die Mikroprozessoren 34 Codier- und Decodierschlüsselwerte (äquivalent zu den h-Werten eines digitalen FIR-Filters) in die Codierer 30 und Decodierer 40. Diese Konstanten werden in irgendeinem Medium, wie zum Beispiel einem EPROM, auf einem Magnetband oder einer Diskette 36 gespeichert.
Das Vorstehende beschreibt ein Vierdrahttelefonleitungssystem. Im Falle einer Zweidrahtleitung, wie sie normalerweise für ein vollständig digitalisiertes System verwendet werden würde, sind die Übertragungs und Empfangskanäle dieselben, in Doppel- bzw. Mischfunktion mit jeder Einheit 20 verbunden, wie es wohlbekannt ist.
Die A/Ds 28 und 38 werden Serien zu Parallelwandlern (S/P) auch wenn S/Ps 28 vielleicht nicht notwendig sind, wenn die Daten schon in paralleler Form verfügbar sind.
Die vorliegenden Codiereinrichtungen gemäß der Erfindung verwenden in zufriedenstellender Weise Codierer der Länge 2048 und 4096, auch wenn beträchtlich kürzere Längen in Betracht gezogen werden. Die Schlüssel werden in EPROMs gespeichert, auf die eine Mikroprozessorsteuerung Zugriff hat. Mehrere getrennte Schlüsseln werden für jede Codierung und Decodierung gespeichert. Das Umschalten der Schlüssel beinhaltet das Einstellen eines Dipschalters, der im Inneren der Vorrichtung angeordnet ist. Diese Ausgestaltung wird in Verbindung mit Figur 13 beschrieben und ist in gleicher Weise anwendbar auf eine Decodiereinrichtung. Komplementäre Einrichtungen weisen im wesentlichen dieselbe Schaltung auf.
Auch wenn das Verfahren der vorherigen Abspeicherung der Schüsselsteuerung derzeit ausreichend ist, kann es in einigen Fällen erforderlich sein, neue Schlüssel zu übermitteln, mit welchen das System programmiert wird. Solche Übertragungen können ihrerseits durch unabhängige Einrichtungen codiert sein. Schließlich kann es wünschenswert sein, die Fähigkeiten der Mikroprozessorsteuerung zu vergrößern, um ihr die Fähigkeit mitzugeben, schlüsselunabhängig zu berechnen, wobei die Schlüssel aufgrund eines lokalen Befehles, einer Zeitabstimmung oder anderer Einrichtung verändert werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform bestehen Codierer und Decodierer jeweils aus 2048 16-bit Worten, während die Eingangsdaten des Codierers aus 13-bit Worten bestehen. Es können durch Softwareveränderungen kürzere Schlüssel realisiert werden. Kürzere Längen sind für eine vergrößerte Geschwindigkeit des Systems wünschenswert und in vielen Anwendungsfällen kann die Vorrichtungshardware nur für kurze Längen angeschlossen werden.
Figur 13 zeigt schematisch einen Entwurf einer Ausgestaltung für die bevorzugte Ausführungsform. Ein Analog/Digital- oder Serien/Parallelwandler 28 oder 31 am Eingang wandelt das Eingangssignal in getrennte Pakete, zum Beispiel in 12 - 14-bit Worte um. Diese werden in einer Verzögerungsleitung angeordnet, die durch den DATA RAM 210 gebildet wird. Ein statischer Speicher, COEFF RAM 218, enthält die h-Werte, welche die Impulsreaktion festlegen. Mit diesen beiden verbunden ist ein Multipliersammler (MAC) 220. Diese Einrichtung 220 nimmt jeden Block in der Verzögerungsleitung auf (in diesem Fall 2048 Schritte), multipliziert jeden mit seinem entsprechenden h-Wert, addiert alle zusammen und gibt schließlich eine Ausgangssumme an die Digital/Analog- oder Parallel/Seriell-Wandler 32 oder 42 aus.
An diesem Punkt kommt ein neuer Block aus dem Wandler 28 oder 38 und der Vorgang der Addition und Akkumulation wird für weitere 2048 Schritte wiederholt, um den zweiten Ausgangswert zu erhalten, usw. Der MAC 220 muß 2048 mal so schnell arbeiten wie der Wandler 28 oder 38 und der Wandler 32 oder 42.

BETRIEBSWEISE DES CODIERERS

Wenn die Codiereinrichtung eingeschaltet oder in ihren Ausgangszustand zurückgesetzt wird, so wird ein Satz von 2048 h-Werten (Hi), welche von dem Koeffizientenauswähler 242 ausgewählt werden, in den COEFF RAM 218 übertragen. Ein anfänglicher Satz von 2048 Datenwerten (Xi) wird in den DATA RAM 210 aus dem Eingangswandler 208 eingelesen. Diese Werte können Blöcke oder Abtastungen des zu codierenden Analogsignales sein. Bei der Codierung eines bereits parallelen, digitalen Signales, kann man auf die A/D oder S/P- Wandler verzichten.
Der MAC 220 berechnet dann das Produkt jedes der entsprechenden Paare (Hi * Xi) und akkumuliert die Summe dieser Produkte, um den Wert für das codierte Signal (Y) zu berechnen. Demnach ist das Signal gegeben durch
Der nächste Datenwert X wird dann in den DATA RAM 210 als X&sub0; eingelesen. Die Datenwerte X&sub0; bis X&sub2;&sub0;&sub4;&sub6; werden X&sub1; bis X&sub2;&sub0;&sub4;&sub7; und der vorherige Wert von X&sub2;&sub0;&sub4;&sub7; wird fortgelassen. Der Wert von Y für diesen neuen Satz aus Datenwerten Xi wird dann berechnet. Auf diese Weise wird ein Zyklus von 2048 Multiplikationen für jeden Y-Ausgangswert durchgeführt.

BESCHREIBUNG DES SCHALTKREISES

Die Codiereinrichtung 200 (Figur 13) weist zwei Hauptblöcke auf, einen Codierblock 202 und eine Koeffizientenladeblock 204. Der Codierblock ist mit der Ausgangsverriegeng des Analog/Digital- oder Seriell/Parallel-Wandlers 208 über einen 13-bit Datenbus 248 verbunden. Die Zähersteuerung 214 steuert die DATA und COEFF Zähler 212 und 216, die Binärzähler Modulo 2048 sind und deren binäre Ausgänge mit den Adresseingängen der DATA- und COEFF rams 210 bzw. 218 verbunden sind. Der DATA RAM 210 enthält 2048 13-bit Worte, die ein erfaßtes Analogeingangssignal repräsentieren, oder aber Worte eines usprünglich digitalen Signals. Der COEFF RAM 218 enthält 2048 16-bit Worte, welche die h-Werte des Codierers wiedergeben. In der gesamten Codiereinrichtung wird die 2er komplementäre Wiedergabe ganzer Zahlen verwendet (binäre Darstellung).
Der Multiplier/Sammler (MAC) 220 hat zwei Eingangsregister (nicht dargestellt), von denen eines mit der Datenbuseitung für die Daten (DATA) und das andere mit der Datenbusleitung für die Koeffizienten (COEFF) verbunden ist. Der Ausgang des MAC 220 ist mit einer 12-bit Verriegelungsschaltung 222 verbunden, die den codierten Datenausgangswert für die Codiereinrichtung 200 bildet. Die Verriegelungsschaltung 222 ist mit dem Digital/Analog- oder Paraliel/Seriell-Wandler 224 verbunden.
In einer Ausführungsform ist der MAC 220 ein Waferscale Integration WS59510 oder ein General Electric Intersil IM29C510 Multiplizierer/Sammler. In beiden Fällen hat der MAC ein internes 36-bit Register für das Speichern der Summe der Produkte Y. Der Ausgang ist so ausgelegt, daß er einen 12-bit Ausgangswert liefert, in dem die 12 höchstwertigen bits des Wertes für Y genommen werden.
Der Koeffizientenladeblock 204 wird verwendet, um einen ausgewählten Satz von h-Werten in den Codierer zu laden, wenn die Einrichtung 200 eingeschaltet oder neu gestartet wird. Der Koeffizientenladeblock 204 wird durch einen Mikroprozessor 232 gesteuert, der über eine Ausgangseitung 238 mit der Typauswahl des EPROM 226 verbunden ist. In dem Prototyp enthält der EP ROM 226 16 Sätez von 2048 h-Werten für den Codierer, auch wenn viele andere Sätze für Hochsicherheitsanwendungen der Erfindung erforderlich sein mögen. Bei dem Prototyp ist der Koeftizientenauswähler 242 ein Dipschalter mit vier Schaltern, die in eine gegebene Position eingestellt sind, wobei Adressenbits 0-15 des EPROM die 2048 h-Werte in einem ausgewählten Satz adressieren.
Der Mikroprozessor 232 (Figur 13) hat auch eine Steuerleitung 240, die zu dem Takteingang des COEFF-Zählers 216 führt, sowie eine Steuerleitung 252, die zu dem Lese/Schreibeingang des COEFF RAM 218 führt. Ein bidirektionaler Pufferspeicher 228 mit drei Zuständen wird verwendet, um während jedes Zyklus der Einrichtung 200 den Koeffizientenladeblock von dem Codierladeblock zu isolieren, und um Datenübertragung zu und von dem COEFF RAM 218 bzw. von und zu dem Mikroprozessor 232 während des Koeffizientenladens zu erlauben. Der Puffer 230 wird verwendet, um die 16-bit COEFF-Daten an einen 8-bit Anschluß des Mikroprozessors 232 zu übertragen.

NORMALBETRIEB

Während des Normalbetriebes der Codiereinrichtung 200, enthält der DATA RAM 210 2048 Werte des Eingangssignales und der COEFF RAM 218 enthält 2048 h-Werte, welche den Codierschlüssel aufweisen bzw. bilden. Der interne Sammler 21 des MAC 220 wird zu Beginn jedes Zyklus auf Null gesetzt (d.h. PRODUKT = 0).
Der DATA-Zähler 212 und der COEFF-Zähler 216 enthalten Anfangswerte D&sub0; bzw. C&sub0;, die auf dem DATA-Adressbus 244 bzw. dem COEFF-Adressbus 246 erscheinen. D&sub0; adressiert das Dateneement X&sub0; in dem DATA RAM 210 und C&sub0; adressiert das Koeffizientenelement H&sub0; in dem COEFF RAM 218, was bewirkt, das X&sub0; auf der DATA-Busleitung und H&sub0; auf der COEFF-Busleitung 250 erscheint. Der MAC 220 liest die Werte X&sub0; und H&sub0; ein, berechnet ihr Produkt (H&sub0; * X&sub0;) und addiert diese zu dem laufenden Gesamtprodukt, welches in dem internen Sammler bzw.Addierer 221 des MAC 220 gespeichert ist. Hierdurch wird der nullte Schritt des einen Zyklus des Codierers 202 vervollständigt. Während PRODUKT vor Beginn des Zyklus auf Null gesetzt wurde, ist jetzt PRODUKT = H&sub0; * X&sub0;.
Der nächste Schritt des Codierers 202 beginnt und die Zähler 212 und 216 werden um einen Schritt weiterbewegt (modulo 2048) auf die Werte D&sub1; und C&sub1;, was bewirkt, daß X&sub1; bzw. H&sub1; auf den DATA- bzw. COEFF-Busleitungen erscheinen. Der MAC 220 berechnet dann H&sub0; * X&sub0; + H&sub1; * X&sub1;. Dieser Vorgang wird für 2048 Schritte wiederholt.
Im allgemeinen enthält während des iten Schrittes des Codierers 202 der DATA-Zähler 212 Di und der COEFF-Zähler 216 Ci, was bewirkt, daß Xi und Hi in dem DATA RAM 210 bzw. in dem COEFF RAM 218 adressiert werden. Anschließend erscheinen Xi und Hi auf den DATA- und COEFF-Busleitungen 248 bzw. 250. Der MAC 220 berechnet Hi * Xi und addiert dieses zu PRODUKT.
Am Ende des Zyklus ist i = 2047 und PRODUKT ist gegeben durch: PRODUKT
PRODUKT wird dann skaliert, so daß es eine durch mit Vorzeichen versehene ganze 12-bit Zahl Y ist. Y wird in die Produktverriegelungsschaltung 222 geladen, welche zu einem passenden Zeitpunkt an den Ausgangswandler 224 getaktet wird.
Nach dem Ende des Schrittes 2047 wird der Datenzähler 212 von der Zählersteuerung 214 um einen Schritt weitergesetzt auf den vorherigen Wert von D&sub0;. Die Zählersteuerung schaltet die Lese/Schreibleitung 234 auf Lesen um. Der digitale Eingangsschaltkreis 208 hat zu diesem Zeitpunkt jetzt den nächsten DATA-Wert verfügbar und dieser wird in den DATA RAM 210 an der Stelle eingelesen, welche durch D&sub0; adressiert wird. Der DATA-Zähler 212 wird wiederum um einen Schritt weitergesetzt, so daß der neue Wert von D&sub0; derselbe ist, wie der vorherige Wert von D&sub1;. Der COEFF-Zähler 216 wird durch die Zählersteuerung 214 auch um einen Schritt auf C&sub0; weitergesetzt. Dieser Wert von C&sub0; ist derselbe wie der vorher verwendete. Die Zählersteuerung schaltet die Lese/Schreibleitung 234 auf Schreiben um und der interne Sammler bzw. Addierer 221 des MAC 220 wird auf Null gesetzt. Der Codierer ist nun bereit, um einen weiteren Zyklus zu beginnen, obwohl im Idealfall in dieser Stufe ein neuer Schlüssel geladen werden könnte.

LADEN DER KOEFFIZIENTEN

Wenn die Codiervorrichtung 200 eingeschaltet wird oder zurückgesetzt wird, bewirkt der Mikroprozessor 232, daß ein ausgewählter Satz von 2048 h-Werten, die in dem EPROM 226 gespeichert sind, in den COEFF-ram 218 geladen werden.
Der EPORM 226 enthält 16 Blöcke von 2048 16-bit Worten, die 16 Sätze von h-Werten für die Codiervorrichtung 200 darstellen. Der zu verwendende Satz von h-Werten wird durch den Koeffizientenwähler 242 ausgewählt, der im Falle des Prototypen lediglich ein Dipschalter mit vier Schaltern ist. Die vier Schalter sind mit Adressbits 11-14 der Adresseingabe für den EPROM 226 verbunden, so daß sechzehn verschiedene Sätze von h-Werten in dem EPROM in aufeinanderfolgenden Blöcken von 2048 16-bit Worten gespeichert werden können.
Der Mikroprozessor 232 setzt den COEFF-Zähler 216 auf Null, schaltet den Pufferspeicher 228 so, daß er Datenübertragung von dem EPROM 226 in den Koeffizienten RAM 218 erlaubt, setzt die Lese/Schreibleitung 252 auf Lesen, schaltet den Pufferspeicher 230 so, daß er die Datenübertragung von dem EPROM 226 auf den Mikroprozessor 232 erlaubt und setzt das EPROM 226 über die Chipauswahlleitung 238 in Betrieb (enable-Zustand). Der Inhalt des Speicherpatzes 0 in dem EPROM 226, der H&sub0; entspricht, wird dann auf den Speicherplatz 0 in dem COEFF RAM 218 übertragen und auf den Mikroprozessor 232. Der Wert von H&sub0; wird von dem Mikroprozessor 232 als der erste Summand in einer 16-bit-Prüfsumme gespeichert. Der Zähler 216 wird dann um 1 weitergesetzt und der Speicherplatz 1 in dem EPROM 216, der H&sub1; entspricht, wird auf den Speicherplatz 1 des COEFF RAM 218 übertragen und zu der Prüfsumme in dem Mikroprozessor 232 addiert.
Im allgemeinen setzt während eines Schreibschrittes i der Mikroprozessor 232 den COEFF- Zähler 216 von i-1 auf i weiter,und der Inhalt des Speicherpatzes i in dem EPROM 226, welcher Hi entspricht, wird in den Speicherplatz i des COEFF RAM 218 geschrieben und zu der Prüfsumme in dem Mikroprozessor 232 addiert. Dieser Vorgang wird fortgesetzt, bis alle 2048 h-Werte (i=2047) in den COEFF RAM 218 gelesen worden sind und die Prüfsumme vervollständigt worden ist. Der Mikroprozessor 232 setzt dann den EPROM 226 über die Chipauswahlleitung 238 außer Betrieb (in den disable-Zustand), setzt die Lese/schreibleitung 252 auf Schreiben und schaltet den Pufferspeicher 228 so, daß er eine Datenübertragung von dem COEFF RAM 218 auf den Mikroprozessor 232 erlaubt.
Der COEFF-Zähler 216 wird dann stufenweise abgearbeitet, bis alle 2048 Plätze in dem COEFF RAM 218 zurück in den Mikroprozessor 232 gelesen worden sind und addiert worden sind, um eine weitere Prüfsumme zu bilden. Die beiden Prüfsummen werden verglichen, und falls sie gleich sind, wird die Codiereinrichtung 200 in den normalen Betriebszustand gesetzt. Das EPROM 226 wird dann ausgesondert bzw. aus der Auswahl herausgenommen und der Pufferspeicher 228 wird außer Betrieb gesetzt. Der DATA RAM 210 wird in Betrieb genommen, indem 2048 Schritte durchgeführt werden, vorzugsweise, ohne daß irgendwelche Y-Werte ausgegeben werden. Wenn die Prüfsummen nicht gleich sind, zeigt eine LED (Leuchtdiode) an der Einrichtung dem Benutzer an, daß ein Speicherfehler erfaßt worden ist. Die Koeffizienten können erneut mit einer weiteren Speicherüberprüfung geladen werden, auch wenn die Codierung nicht statifindet, bis derartige Speicherfehler geklärt bzw. beseitigt worden sind. Es wird vorgezogen, die Koeffizienten des COEFF RAM 218 während der Codierung eines bestimmten Signales häufig zu erneuern.
Die Codier- und Decodiereinrichtungen arbeiten in der folgenden Weise:
(a) Einschalten des Gerätes (der Ausrüstung).
(b) Warten auf das Aufwärmen und Laden der Schlüssel.
(c) Das Gerät ist nun bereit für das Senden und Empfangen.
In einer Ausführungsform der Erfindung kann eine verbesserte Codiersicherheit unter Verwendung der Vorrichtung nach Figur 13 gewährleistet werden, indem der Codierer während der Sendung eines Signals durch zwei oder mehr Impulsreaktionen "rollt" bzw. hindurchläuft. Dieser Vorgang kann gemäß einer zeitlichen Abfolge durchgeführt werden, die zwischen der Sendecodiereinrichtung und der beabsichtigten Empfängerdecodiervorrichtung synchronisiert ist. Die zeitliche Abfolge kann lineare oder zufällige Wechselraten zwischen verschiedenen Impulsansprechweisen bereitstellen. Diese Technik ist durch einen Computer simuliert worden und hat sich als durchführbar für die Codierung sowohl von analogen als auch von digitalen Signalen erwiesen.
Der Koeffizientenschaltkreis 204 bleibt während des Betriebes der Codiervorrichtung aktiv und modifiziert die von dem Codierer 202 verwendeten Koeffizienten, während die Signalübermittlung fortgesetzt wird. Die in dem COEFF RAM 218 gehaltenen Koeffizienten werden während der Codierung durch den Mikroprozessor 232 erneuert. Die zeitliche Abfolge, welche die Veränderung der Koeffizienten steuert, wird in einem zusätzlichen Speicher (in Figur 13 nicht dargestellt) aufbewahrt, auf welchen der Mikroprozessor Zugriff hat. Beispielsweise können die Koeffizienten nach jedem Zyklus des MAC 220 erneuert werden, d.h. nachdem jeder Y- Wert an den Konverter 32 oder 42 ausgegeben worden ist. Der Mikroprozessor 232 muß dann zumindest ebeno schnell arbeiten wie der MAC 220, der seinerseits 2048 mal so schnell wie der Konverter 28 oder 38 arbeiten muß. Die Mikroprozessoren der Codier- und Decodiereinrichtungen müssen selbstverständlich synchronisiert sein, damit eine genaue Decodierung stattfinden kann und dies wird in einfacher Weise sichergestellt durch Übersendung geeigneter Zeigebersignale während des Startens einer codierten Übertragung.
Bei dem Roll- bzw. Durchlaufprozeß, kann ein "Einblenden" und "Ausblenden" der vorzugsweise zufälligen IRs durchgeführt werden, indem aufeinanderfolgende IRs additiv als unkorrelierte Signale betrachtet werden, ebenso wie zwei unabhängige Rauschquellen nicht miteinander korreliert sind. D.h., wegen der zufälligen Phasenbeziehung zwischen den unkorrelierten Impulsansprechweisen bzw. Impulsreaktionen, müssen diese während des Ein/Ausblendungsvorganges durch Leistung- anstatt durch Spannungsaddition kombiniert werden.
Das Spektrum eines Impulsansprechens bzw. einer Impulsreaktion, die sich zeitlich verändert, wird um einen Betrag verschoben, der von der Änderungsrate bzw. Änderungsgeschwindigkeit abhängt. Experimentell sind Verschiebungen von bis zu ± 100Hz bisher bei der Übertragung über einen Sprachkanal (Telefoneitung) simuliert worden und es hat sich herausgestellt, daß dies einen vernachlässigbaren Einfluß auf die Qualität des Signales hat. Aufeinanderfolgende IRs werden gemäß Figur 14 in den Codierer und Decodierer ein- und ausgeblendet, wobei in Figur 14 X und Y Beiträge zu der Signaleistung wiedergeben, die durch das Einblenden bzw. Ausblenden von Reaktionen (Ansprechverhalten) erzeugt werden. Ihre kombinierte Leistung sollte während des Vorganges konstant bleiben, wie aus der Figur deutlich wird. Ein nicht vorsätzlich handelnder Codieranalytiker wird dadurch weniger wahrscheinlich in der Lage sein, zu bestimmen, ob und wann die Veränderung der Codier IR stattfindet. Auch muß die Geschwindigkeit bzw. Rate der Veränderung ausreichend langsam sein, so daß die Verschiebung im Spektrum der IR und daher auch im Spektrum des übertragenen Signals "klein" bleibt. Wie bereits erwähnt, haben sich aufgrund von Computersimulationen Verschiebungen von bis zu zumindest 100 Hz als annehmbar herausgestellt, verglichen mit den 10&sup4; Hz A/D Abtastrate für die Codierung eines Stimmensignales.
Wenn die Phasenwinkel aller Bestandteile des Signales um ±90º verschoben werden, so kennt man die resultierende Funktion der Zeit als die Hilberttransformierte des Signales (siehe "Communication Systems" S. Haykin, Wiley, 1978). Zwei Signale, die über eine Hilberttransformation miteinander verknüpft sind, werden als ein Hilbert-Paar bezeichnet. Eine Hilberttransformierte existiert für jedes Signal und jede IR, einschließlich der zufälligen IRs, die in der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Die Hilberttransformierten für jede dieser IRs können unter Verwendung von allgemein bekannten Softwareeinrichtungen abgeleitet werden.
Das Verändern der Codier-IR jeweils zwischen einem Hilbert-Paar aus IRs ist analog zum Wechsel der Phase eines Vektors, wie es in Figur 15 gezeigt wird. Die Größen bzw. Beträge der Vektoren R und H entsprechen den Amplituden jeder IR (d.h. bestimmten h-Werten) des Hilbert-Paares. Eine Veränderung des Phasenwinkel P um ΔP in dem Zeitintervall Δt ergibt eine Änderungsrate der Phasenverschiebung ΔP/Δt zu der IR, was eine Frequenzverschiebung zur Folge hat, und das gesamte Spektrum des Signales wird um einen bekannten Betrag nach oben oder unten verschoben. Hilbert-Paare, die zu denjenigen des Codierers komplementär sind, werden in der Decodiereinrichtung verwendet und eine entsprechende IR-Veränderung findet statt, während die Signalübermittlung fortgesetzt wird. Gemäß Figur 15 können die Koeffizienten der Codier-IR (und gleichzeitig der synchronisierten Decodier-IR) berechnet werden als: RcosP + HsinP. Diese Koeffizienten müssen durch den Mikroprozessor 232 berechnet und in dem COEFF RAM 218 zwischen den Zyklen des Codierers 202 installiert werden.
Die Codier- und Decodier-IRs der Übertragung, die während der Veränderung zwischen bekannten, zusammenpassenden Hilbert-Paaren von IRs berechnet werden, haben sich als ausreichend gut zusammenpassend herausgestellt, so daß eine annehmbare Signalcodierung/Decodierung während des Ein/Ausblendungsvorganges stattfindet.
Für die vorstehende Diskussion war angenommen worden, daß die beiden in Rede stehenden Codier-IRs (und die entsprechenden Decodier-IRs) ein Hilbert-Paar bilden, so daß das resultierende Signal effektiv in einer vorbestimmten Weise eine zeitliche Phasenverschiebung erfährt. Diese Änderungsrate kann zeitlich konstant sein, so daß der Vektor in Figur 15 sich weiter in einer Richtung dreht, was eine positive oder negative kontinuierliche Frequenzverschiebung des Signales bewirkt. Alternativ kann die Änderungsrate der Phase zufällig mit der Zeit variieren, was zu einer Fluktuation der Frequenz führt, die bezüglich der Zeit sowohl positiv als auch negativ ist, abhängig vom Vorzeichen der zufälligen zeitlichen Abfolge.
Jüngere Simulationen haben gezeigt, daß die aufeinanderfolgenden IRs tatsächlich nicht Bestandteile eines Hilbert-Paares sein müssen, sondern zwei vollständig unkorrelierte Impulsreaktionen (Impulsansprechweisen) sein können. In diesem Fall kann es eher wünschenswert sein, eine einfache konstante zeitliche Veränderung der IR mit der Zeit zu verwenden, die durch eine Serie von vorbestimmten Reaktionen, welche in dem Speicher 226 gespeichert sind, wie in Figur 16 dargestellt, ein- und ausgeblendet werden.
Nun zurück zu den Impulsreaktionen (dem Impulsansprechen) der Codier- und Decodiereinrichtungen. Um ein Signal zu decodieren, muß eine zufriedenstellende "inverse" IR zu der vorgeschlagenen bzw. benutzten Codier-IR bekannt sein. Um ein solches zusammenpassendes Paar von Impulsreaktionen (d.h. zwei komplementäre Sätze von h-Werten) zu erhalten, wird zur Zeit eine numerische Technik verwendet, in welcher ein anfänglicher Satz von h-Werten nach und nach modifiziert wird. Gemäß dieser Technik können die Codier- und Dekodier h-Werte folgendermaßen bestimmt werden:
(1) ein anfänglicher Satz von h-Werten wird für den Codierer ausgewählt. In der zuvor diskutierten Ausführungsform gibt es in dem Satz 2048 16-bit Zufallszahlen, die zum Beispiel zwischen +1 und -1 normalisiert sein können. Diese definieren eine anfänglich in hohem Maße irreguläre, stückweise IR.
(2) Nun erhält man die komplexe Fouriertransformierte der anfänglichen IR in der Praxis durch eine schnelle Fouriertransformation. Die Größen- und Phasenkomponenten dieser Transformation sind in hohem Maße irreguläre Funktionen der Frequenz und werden normalerweise absichtlich gekappt, zum Beispiel bei der Grenzfrequenz des ND-Konverters der Codiereinrichtung. In der Ausführungsform nach Figur 12, die für die Übermittlung über eine Telefonleitung vorgesehen ist, beträgt die A/D-Abtastfrequenz näherungsweise 10 Kilohertz und die Grenzfrequenz ist daher näherungsweise 5 Kilohertz. Modifizierungen der Transformation können selbstverständlich in Abhängigkeit von der Form des Übertragungskanales variieren.
(3) Die in Schritt zwei erhaltene Fouriertransformierte wird "invertiert". Wenn ein Punkt auf der Transformierten eine Größe A und eine Phase P hat, so erhält der entsprechende Punkt auf der inversen Transformierten eine Größe 1/A und eine Phase -P. Diese neue komplexe Funktion ist eine erste Näherung an die Fouriertransformierte einer möglichen Decodier-IR.
(4) Die erste IR-Näherung des Decodierers erhält man durch schnelle Fouriertransformation. Dadie Kehrwertbildung der Amplitude nach Schritt (3) nicht linear ist, ist diese erste IR-Näherung normalerweise länger als die des Codierers und wird so abgeschnitten, daß sie die gleiche Länge hat. In dem Prototypen besteht diese Länge aus 2048 in geeigneter Weise skalierten 16- bit h-Werten.
(5) Die beiden Sätze von h-Werten, einer für den Codierer und einer für den Decodierer, müssen komplementär oder zusammenpassend sein, so daß das codierte Signal im wesentlichen wieder zu seiner ursprünglichen Form zurückgebracht werden kann. Hauptsächlich aufgrund der notwendigen Abschneidevorgänge, haben die anfänglichen und erstmals angenäherten h- Werte, die durch den obigen Vorgang bestimmt werden, normalerweise kein zufriedenstellendes Zusammenpassen. Eine bessere Anpassung erhält man oft durch Wiederholung des obigen Vorganges, wobei die h-Werte erster Näherung anstelle der anfänglichen Werte des Schrittes (1) eingesetzt werden.
Nach einer ausreichenden Zahl von Wiederholungen, können die anfänglichen und endgültigen Werte des letzten Iterationsvorganges das Impulsansprechen bzw. die Impulsreaktionen eines komplementären Codier/Decodierpaares bereitstellen. Die Reduzierung der Länge des Codierers reduziert auch die Erfolgsrate des Anpassungsvorgange. Beispielsweise beträgt für einen Codierer der Länge 2048 die Ausschußrate (ein schlechtes Zusammenpassen von Codierer/Decodierer) nach 300 Iterationen weniger als 5%, während sie für einen Codierer der Länge 128 etwa 65% beträgt.
Zweifellos gibt es Alternativen zu dem iterativen Vorgang, wie zum Beispiel Wiener Filtern, und diese werden derzeit untersucht. Sie werden eine einfachere Bestimmung der Decodierer für Codierer kürzerer Länge erlauben. Die Signaverzögerung und die Kosten eines Codierers sind proportional zu seiner Länge und daher sind Codierer von kürzerer Länge vorzuziehen, vorausgesetzt, daß eine ausreichende Codiersicherheit erreicht werden kann.
Aus der Sicht des Codieranalytikers erfordert das Herangehen an das Codiersystem eine vollständige Neuorientierung des Denkens im Vergleich zu dem für eine konventionelle Codieranalyse. Der Grund liegt darin, daß der Codieranalytiker nicht mehr nur einfache binäre Zufalszahlen aussortieren muß. Stattdessen hat er einen kompletten Satz von komplexen binären Worten, welche Spannungsniveaus wiedergeben, die noch nicht in binäre Zufallszahlen aufgelöst sind. Dies liegt an dem Verschluß des Augenmusters. Noch schlimmer ist, daß er bei analoger Übertragung des codierten Signales die Wellenform nicht einmal demodulieren kann, bis er diese komplexen Worte aussortiert hat.
Bei Verwendung des Beispiels eines Codierers der Länge 2048, wobei jeder h-Wert durch seine 16 binären bits repräsentiert ist, beträgt die Wahrscheinlichkeit alle bits korekt zu raten
1: 22048 x 16,,
was offensichtlich die Aufgabe des Codieranalytikers gewaltig wenn nicht unmöglich macht.

Claims

1. Verfahren zum Übertragen von Informationen durch aufeinanderfolgendes Codieren und Decodieren, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte:

Codieren der Information, indem sie durch ein erstes Filter (10, 30) mit begrenzter Impulsreaktion geleitet wird, wobei das Filter ein programmierbares, nichtlineares Ansprechen aufweist, welches durch einen Satz von Anzapf- bzw. Anschlußkoeffizienten (hn) festgelegt wird und wobei die Anschlußkoeffizienten durch einen Codierschlüssel bereitgestellt werden, der aus einem ersten Satz von Pseudozufallszahlen besteht, und

Entschlüsseln bzw. Decodieren der codierten Information durch Hindurchleiten derselben durch ein zweites Filter (12, 40) mit begrenzter Impulsreaktion, welches ähnlich dem ersten Filter (10, 30) mit begrenzter Impulsreaktion ist, welches Anschlußkoeffizienten (hn) hat, wobei ein Decodierschlüssel aus einem zweiten Satz von Pseudozufallszahlen besteht, die eine Impulsreaktion für das zweite Filter mit begrenzter Impulsreaktion erzeugen, das komplementär zu der Impulsreaktion des ersten Filters mit begrenzter Impulsreaktion ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Anschlußkoeffizienten so ausgewählt werden, daß sie über die Übertragungsbandbreite hinweg ein nicht-lineares Phasenansprechen und ein nicht-lineares Amplitudenansprechen erzeugen.

3. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Pseudozufallszahlen, welche den ersten Satz bilden, während der Codierung eines Signales verändert werden und wobei die Pseudozufallszahlen, welche den zweiten Satz bilden, während der Entschlüsselung bzw. Decodierung des verschlüsselten bzw. codierten Signales geändert werden, so daß die durch die geänderten Zahlen festgelegte Impulsreaktion für das zweite Filter mit begrenzter Impulsreaktion komplementär zu der Impulsreaktion ist, welches durch die geänderten Zahlen für das erste Filter mit begrenzter Impulsreaktion festgelegt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei es zwei verfügbare Sätze von Pseudozufallszahlen für jeweils den ersten und den zweiten Filter mit begrenzter Impulsreaktion gibt, wobei diejenigen am zweiten Filter für begrenzte Impulsreaktion, zu denjenigen am ersten Filter mit begrenzter Impulsreaktion komplementär sind, und wobei die verwendeten Zahlen, die bei jedem Filter mit begrenzter Impulsreaktion verwendet werden, während der Codierung und Decodierung synchron zwischen komplementären Paaren umlaufen.

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die beiden Zahlensätze für das erste Filter mit begrenzter Impulsreaktion und die beiden Zahlensätze für das zweite Filter mit begrenzter Impulsreaktion Impulsantworten für ihre jeweiligen Netzwerke erzeugen, die Hilbertpaare sind.

6. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei ein zweiter Satz von Pseudozufallszahlen aus dem ersten Satz abgeleitet wird durch die Schritte:

Erhalten der komplexen Fouriertransformierten der Impulsantwort für das erste Filter mit begrenzter Impulsreaktion, welches durch den ersten Satz von Zahlen erzeugt wird,

Ableiten der komplexen Umkehrfunktion der Fouriertransformierten und Abschneiden bzw. Reduzieren der Anzahl von Termen in der umgekehrten Fouriertransformierten bis auf die Anzahl von Elementen in dem ersten Satz von Zahlen, um den zweiten Satz von Zahlen zu erzeugen.

7. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Information in einem Signal über einen Kommunikationssignalkanal übertragen wird und wobei vor der Übertragung das Signal verschlüsselt und beim Empfang das verschlüsselte Signal entschlüsselt wird.

8. Vorrichtung zum Codieren bzw. Verschlüsseln eines Signales, welche ein Netzwerk (10,30) zum Verarbeiten des Signales aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß

das Netzwerk ein Filter mit begrenzter Impulsreaktion ist, welches ein programmierbares, nicht-lineares Ansprechen aufweist, und

das Filter mit begrenzter Impulsreaktion festgelegt ist durch einen Satz von Anzapf- bzw. Anschlußkoeffizienten (hn), die so ausgwählt sind, daß sie eine komplexe, nicht periodische Impulsreaktion erzeugen, und durch:

erste Speichereinrichtungen (26, 226) zum Speichern zumindest eines Verschlüsselungscodes bzw. Codierschlüssels, der aus einem Satz von Pseudozufallszahlen besteht, wobei jede Zahl einem Anschlußkoeffizienten (hn) entspricht, und

erste Ladevorrichtungen (34, 218) zum Laden der Anschlußkoeffizienten mit einem Schlüssel aus der Speichereinrichtung.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei das Filter mit begrenzter Impulsreaktion eine digitale Verzögerungsleitung (21) aufweist, in welche Abtastwerte des Signales codiert eingeschrieben und anschließend gelesen werden können, einen digitalen Speicher (226) aufweist, welcher den Satz von Netzwerkkonstanten hält, welcher Zellenblöcke hat, die jeweils einen Anschlußkoeffizienten (hn) für jedes Element der Verzögerungsleitung speichern, Einrichtungen (22) zum Multiplizieren jedes Abtastwertes aufweist, der in dem Element der Verzögerungsleitung gespeichert ist, mit einem entsprechenden Anschlußkoeffizienten (hn), der in dem Speicher aufbewahrt wird, und Einrichtungen (221) zum Aufsummieren jeder einzelnen Produktausgabe aus der Multipliziereinrichtung aufweist, wobei die Inhalte der Summiereinrichtung den Ausgabewert für das Filter mit begrenzter Impulsreaktion bilden.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, wobei zumindest ein Verschlüsselungscode derart ausgewählt ist, daß der Filter mit begrenzter Impulsreaktion ein nicht-lineares Phasenansprechen und ein nicht lineares Amplituden ansprechen über die Signalbandbreite hinweg hat.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, einschließlich eines Controllers (232) für die Ladevorrichtung (218), wobei die Speichereinrichtung (226) mehr als einen Codierschlüssel speichert und wobei der Controller so betreibbar ist, daß er bewirkt, daß die Ladeeinrichtung während einer Verschlüsselung eines Signales mehr als einen Codierschlüssel lädt.

12. Vorrichtung zum Decodieren eines codierten Signales unter Verwendung der Vorrichtung entsprechend einem der Ansprüche 8 bis 11, welche ein zweites Netzwerk (12, 40) für die Verarbeitung des codierten Signales aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß

das zweite Netzwerk (12, 40) ein Filter mit begrenzter Impulsreaktion ist, welches ein programmierbares nicht lineares Ansprechen hat, und

wobei das zweite Filter mit begrenzter Impulsreaktion festgelegt wird durch einen Satz von Anschlußkoeffizienten (h'n), und gekennzeichnet durch:

zweite Speichereinrichtungen (36, 226) zum Speichern zumindest eines Entschlüsselungscodes, der aus einem Satz von Pseudozufallszahlen besteht, wobei jede Zahl einem Anschlußkoeffizienten des zweiten Filters mit begrenzter Impulsreaktion entspricht und so ausgewählt ist, daß eine Impulsreaktion bereitgestellt wird, welche komplementär zu derjenigen ist, welche verwendet wurde, um das Signal zu verschlüsseln,

und durch die zweite Ladeein richtung (34, 218) zum Laden der Anschlußkoeffizienten mit einem Schlüssel aus der Speichereinrichtung.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei das zweite Filter mit begrenzter Impulsreaktion eine digitale Verzögerungsleitung (210) aufweist, in welche abgetastete Werte des zu entschlüsselnden Signales nacheinander eingelesen werden, einen digitalen Speicher (226) aufweist, welcherden Satz von Anschlußkoeffizienten behält, welcher Zellenblöcke hat, die jeweils einen Anschlußkoeffizienten (hn) für jedes Element der Verzögerungsleitung speichern, Einrichtungen (220) zum Multiplizieren jedes abgetasteten Wertes, der in jedem Element der Verzögerungsleitung mit einem entsprechenden Anschlußkoeffizienten (hn) dargestellt wird, der in dem Speicher gehalten wird, und Einrichtungen (221) zum Aufsummieren jedes einzelnen Produktes aus der Multipliziereinrichtung, wobei der Inhalt der Summiereinrichtung die Ausgabe bzw. den Ausgabewert der Summiereinrichtung bildet.

14. Vorrichtung nach Anspruch 12 oder 13, wobei der Entschlüsselungscode derart ausgewählt wird, daß das zweite Filter mit begrenzter Impulsreaktion über die gesamte Signalbandbreite hinweg ein nicht lineares Phasenansprechen und ein nicht lineares Amplitudenansprechen hat.

15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, einschließlich eines Controllers (232) für die Beladeeinrichtung (218), wobei die zweite Speichereinrichtung (226) mehr als einen Entschlüsselungscode speichert und der Controller so betreibbar ist, daß er bewirkt, daß die zweite Beladeeinrichtung während des Verschlüsselns eines Signales zeitlich synchron mit Änderungen des Codierschlüssels mehr als einen Decodierschlüssel lädt.