DE2410881B2 - Automatische Entzerrungsanordnung für einen Datenübertragungskanal - Google Patents
Automatische Entzerrungsanordnung für einen DatenübertragungskanalInfo
- Publication number
- DE2410881B2 DE2410881B2 DE2410881A DE2410881A DE2410881B2 DE 2410881 B2 DE2410881 B2 DE 2410881B2 DE 2410881 A DE2410881 A DE 2410881A DE 2410881 A DE2410881 A DE 2410881A DE 2410881 B2 DE2410881 B2 DE 2410881B2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transversal filter
- signal
- circuit
- equalization
- samples
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
- H04L25/0307—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure using blind adaptation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine automatische Entzerrungsanordnung für Datenübertragungskanäle
mit einem ersten Transversalfilter, das zwischen einem ersten Abtastkreis am Kanalausgang und einem die
Daten wiederherstellenden Entscheidungskreis liegt, wobei die Koeffizienten des ersten Transversalfilters
mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung, die einen Teil einer ersten Regelschleife bildet, der die
Differenz zwischen Ein- und Ausgangssignalen des Entscheidungskreises als Fehlersignal zugeführt wird,
derart eingestellt werden, daß eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt
wird. Die vorbestimmte Funktion des Fehlersignals, die allgemein angewandt wird, ist der mittlere quadratische
Fehler.
Eine derartige Anordnung gehört zu der Gruppe der automatischen adaptiven Entzerrungsanordnungen, in
denen die Entzerrung, d. h. das Ausgleichen der durch den Übertragungskanal herbeigeführten Amplitude-
und Laufzeitverzerrungen, während der Datenübertragung automatisch durchgeführt wird. Diese Entzerrung
ist insbesondere notwendig für die richtige Wiederherstellung der Daten an der Empfangsseite, wenn die
Daten mit hoher Geschwindigkeit und mit einer Vielzahl von Pegeln ausgesendet werden, beispielsweise
3200 Baud und 8 Pegel. Eine automatische adaptive Entzerrungsanordnung der obengenannten Art, in der
das einzige einstellbare Element durch ein Transversalfilter gebildet wird, ist beispielsweise in dem Artikel von
Niessen und Willim: »Adaptive Equalizer for Pulse Trt.itmission« in I.EE.E. Transactions, Heft COM 18,
Nr. 4, August 1970, Seiten 377-394, beschrieben worden. Eine ähnliche Entzerrungsanordnung ist
ebenfalls im Artikel von Proakis und Miller: »An Adaptive Receiver for Digital Signalling through
Channels with Intersymbol Interference« in I.E.E.E. Transactions, Heft IT-15, Nr. 4, Juli 1969, Seiten
484-4%, beschrieben worden.
Außer diesen Entzerrungsanordnungen von/ nicht-rekursiven Typ sind auch Entzerrungsanordnungen vom
rekursiven Typ bekannt, wobei die Ausgangsabtastwerte durch die gewogene Summe der vorhergehenden
Ausgangsabtastwerte und vorhergehenden und/oder augenblicklichen Eingangsabtastwerte bestimmt wer-
den. Diese Entzerrungsanordnung vom rekursiven Typ ist beispielsweise in dem Artikel von George, Bowen
und Storey: »An Adaptive Decision Feedback Equalizer« in I.E.E.E. Transactions, Heft COM-19, Nr. 3, Juni
1971, Seiten 281-292, beschrieben worden. Eine derartige Entzerrungsanordnung enthält einen nicht-rekursiven
Teil in Form eines einstellbaren Transversalfilters, das zwischen dem Ausgang des Übertragungskanals
und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt und einen rokursiven Teil ebenfalls in Form eines
einstellbaren Transversalfilters, das zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Entscheidungskreises
liegt
Von Anmelderin durchgeführte vergleichende Versuche haben gezeigt, daß abhängig vom vorherrschenden
Verzerrungstyp (Amplitude- oder Laufzeitverzerrung) und von den Frequenzkennlinien dieser Verzerrungen
gewisse Übertragungskanäle auf geeignete Weise durch die beiden Typen von EntzerrunRsanordnungen korrigiert
werden können, während andere Übertragungskanäle auf nicht unmittelbar vorzusehende Weise vom
einen Entzerrungsanordnungstyp viel besser und vom anderen Entzerrungsanordnungstyp sehr schlecht korrigiert
werden.
Die Entzerrungsanordnungen vom nicht-rekursiven Typ ergeben im allgemeinen befriedigende Resultate,
wenn die Amplitude- und Laufzeitverzerrungen des Übertragungskanals zu Intersymbolinterferenz benachbarter
Symbole führen, d. h. Symbole, die während der Dauer der Stoßantwort des Übertragungskanals (beispielsweise
2 ms) ausgesendet werden. Die Entzerrungsanordnungen vom rekursiven Typ werden bevorzugt,
wenn der Übertragungskanal außer den bereits genannten Verzerrungen auch Echo-Erscheinungen
aufweisen, die zu Intersymbolinterferenz zwischen verhältnismäßig weit voneinander entfernten Symbolen,
beispielsweise zwischen einem an einem bestimmten Zeitpunkt übertragenen Symbol und dem Echo eines
Symbols, das 15 ms vor diesem Zeitpunkt übertragen ist,
führen.
Weiter erfordern die Entzerrungsanordnungen vom rekursiven Typ im allgemeinen eine geringere Anzahl
von Koeffizienten, aber sie weisen den Nachteil auf, daß infolge ihrer Struktur Fehlervervielfachung auftritt, so
daß es in der Praxis notwendig ist, vor der eigentlichen Datenübertragung eine pseudo-beliebige Training-Sequenz
zu übertragen. Die Erkennung dieser Training-Sequenz an der Empfangsseite führt dann jedoch wieder
zu Synchronisationsproblemen. Die Entzerrungsanordnungen vom nicht-rekursiven Typ weisen diesen
Nachteil nicht auf und können ohne Übertragung einer Training-Sequenz funktionieren, wenn die Fehlerrate
vor der Entzerrung einen gewissen nicht störenden Wert (beispielsweise eine Fehlerrate von 20%) nicht
überschreitet Aber diese nicht-rekursiven Entzerrungsanordnungen können gewisse Übertragungskanäle
nicht korrigieren, es sei denn, daß eine äußerst große
Anzahl von Koeffizienten verwendet wird, die mit der Bestrebung einer Kostenverringerung nicht vereinigbar
ist
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine einfache und wenig kostspielige Entzerrungsanordnung
der eingangs genannten Art anzugeben, bei der die Qualität der Entzerrung im Vergleich zu den bekannten
Entzerrungsanordnungen wesentlich verbessert wird und bei der im allgemeinen die Übertragung einer
Training-Sequenz vor der eigentlichen Datenübertragung nicht notwendig ist
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst daß eine Phasen-Einstellanordnung vorgesehen ist, die
ein zweites Transversalfilter mit einstellbaren Koeffi zienten, dem von den dem ersten Transversalfiltei
zugeführten Abtastwerten unterschiedliche Abtastwer te eines aus dem empfangenen Datensignal abgeleiteter
Signals zugeführt werden, sowie eine Schaltung zurr Erzeugen eines Einstellsignals enthält, wobei diese
Schaltung mindestens ein dem zweiten Transversalfiltei
ι ο entnommenes Signal erhält und einen Teil einer zweiter
Regelschleife bildet, der dasselbe Fehlersignal wie dei ersten Regelschleife zugeführt wird, und daß die
Phasen-Einstellanordnung die effektive Phase dei Abtastzeitpunkte derart einstellt, daß die vorbestimmte
ι5 Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt
wird.
Aus der DE-OS 22 42 254 ist eine Anordnung bekannt, bei der ebenfalls eine Einstellung der Phase dei
Abtastzeitpunkte stattfindet, jedoch betrifft die Abta stung das Ausgangssignal des Entzerrers und nicht da;
Eingangssignal und überdies wird die Regelgröße zui Einstellung der Abtastphase auf andere Weise ge wo η
nen, da diese bekannte Anordnung einen grundsätzlich anderen Aufbau aufweist als die erfindungsgemäße
Anordnung. Die bekannte Anordnung enthält eine mii einem Demodulator kombinierte Entzerrungsanordnung,
bei der die Trägerphase und die Filterkoeffizien· ten insgesamt eingestellt werden. Dabei ergibt siel·
jedoch durchaus nicht immer die beste Entzerrung, di die Einstellung der Trägerphase und die Einstellung dei
Filterkoeffizienten wesentlich unterschiedliche Bearbei tungen sind, die unabhängig voneinander durchgeführt
werden können. Außerdem ist bei der bekannter Anordnung das Kriterium zur koeffizienten Einstellung
die Minimierung der Maximalverzerrung des Entzerrer ausgangssignals, wodurch sich ein kleiner Konvergenzbereich
ergibt, mit dem nur Übertragungskanäle mii relativ geringen Amplituden- und Laufzeitverzerrunger
korrigiert werden können.
Nach der Erfindung werden die Filterkoeffizienter
sowie die Phase der Abtastzeitpunkte benutzt, um eine
vorbestimmte Funktion des Fehlersignals (in der Praxis der mittlere quadratische Fehler) auf ein Minimum zi
beschränken, wodurch es möglich wird, Übertragungs kanäle, die durch die bekannten Entzerrungsanordnungen
sehr schlecht korrigiert werden, nun ohne Erhöhung der Anzahl von Filterkoeffizienten gut zu korrigierer
und umgekehrt dieselbe Qualität der Entzerrung zi erhalten mit einer geringen Anzahl von Filterkoeffizien
ten. Außerdem wird durch diese Maßnahme eine schnellere Einstellung der Entzerrung erhalten.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnungen dargestellt und werden im folgender
näher beschrieben. Es zeigt
F i g. 1 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnuni nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mi
veränderlicher Phase,
F i g. 2 die Gestalt der Stoßantwort eines Übertra
gungskanals,
der Abtastung, nach der Abtastung und nach Entzerrunt
durch eine bekannte Entzerrungsanordnung bzw. ein<
der aus dem Plan nach F i g. ί hergeleitet ist,
Fig.5 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnunj
nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit festei Phase und einen linearen Interpolator mit einen
veränderlichen Parameter für die Interpolation,
F i g. 6 den Schaltplan eines linearen Interpolators in
digitaler Ausführungsform zum Gebrauch in der Enttzerrungsanordnung nach F i g. 5,
F i g. 7 den Schaltplan einer Abwandlung der Enttzerrungsanordnung nach F i g. 5,
Fig.8 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung
nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit fester Phnsr, und zwei Transversalfiltern mit veränderlichen
Koeffizienten für die Entzerrung,
Fig.9 den Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform
der Entzerrungsanordnung nach F i g. 8,
Fig. 10 den mittleren quadratischen Fehler als Funktion der Anzahl ausgesendeter Symbole während
der Entzerrung eines Übertragungskanals durch eine bekannte Entzerrungsanordnung und durch eine Entzerrungsanordnung
nach der Erfindung,
F i g. 11 die Stoßantwort eines bestimmten Übertragungskanals,
F i g. 12 für den Übertragungskanal nach F i g. 11 der
mittlere quadratische Fehler als Funktion der Anzahl verwendeter Koeffizienten in einer bekannten Entzerrungsanordnung
und in einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung,
Fig. 13 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung
nach der Erfindung mit einem Abtastkreis mit fester Phnse und vier Transversalfiltern mit veränderlichen
Koeffizienten für die Entzerrung,
Fig. 14 den Schaltplan einer Abwandlung der Emizerrungsanordnungnach Fig. 13,
Fig. 15 den Schaltplan einer Entzerrungsanordnung
vom rekursiven Typ nach der Erfindung,
Fig. 16 die Stoßantwort eines Übertragungskanals, der Verzerrungen sowie Echo-Erscheinungen aufweist,
F i g. 17 den Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform
der Entzerrungsanordnung nach F i g. 15.
In F i g. 1 gibt eine im Sender vorhandene Quelle 1 Datensignale mit einer Daten taktfrequenz MT ab zu
einem Übertragungskanal 2, der Modulatoren und zugehörende Sendefilter, die eigentliche Übertragungsstrecke und Demodulatoren und zugehörende Empfangsfilter
enthält. Am Ausgang des Übertragungskanals 2, der einem Tiefpaßfilter entspricht (siehe
beispielsweise den Artikel von Niessen und Willim), tritt im Basisband das empfangene Datensignal auf, das mit
der Zeit sich ändernde Amplitude- und Phasenverzerrungen aufweist, die hauptsächlich vom Übertragungskanal 2 herbeigeführt werden.
Ein Abtastkreis 3 tastet das Datensignal am Ausgang des Übertragungskanals 2 mit der Frequenz eines
örtlichen Taktimpulsgenerators 4 ab, der auf bekannte Weise mit der Datentaktfrequenz im Sender synchronisiert
wird. Ein Entscheidungskreis 5 dient zur Wiederherstellung der Datensignale dadurch, daß von den
Pegeln, auf denen die Datensignale ausgesendet werden,
derjenige Pegel gewählt wird, der der Amplitude der Abtastwerte des empfangenen Datensignals am nächsten
liegt Da die vom Übertragungskanal 2 herbeigeführten Verzerrungen Intersymbolinterferenzen entstehen
lassen können, die zu einer unakzeptierbaren Fehlerrate im wiederhergestellten Datensignal führen
können, wird zwischen dem Abtastkreis 3 und dem Entscheidungskreis 5 eine Entzerrungsanordnung vorgesehen,
die automatisch eine Übertragungsfunktion •verwirklichen muß, die gegenüber der des dem
Übertragungskanal 2 entsprechenden Tiefpaßfilters invers ist
kursiven Typ und enthält ein Transversalfilter 6, dessen
notwendigerweise in der Dauer begrenzte Stoßantwort automatisch zum Korrigieren der vom Übertragungskanal
2 herbeigeführten Verzerrungen geregelt werden muß. Das Transversalfilter 6 kann vom analogen oder
digitalen Typ sein. Im letzteren Fall, der in F i g. 1 dargestellt ist, werden die dem Eingang des Transversalfilters 6 zugeführten Zahlen dadurch erhalten, daß die
Abtastwerte des Datensignals mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers 7, wie eines PCM-Kodierkreises
kodiert werden.
Zur Vereinfachung der Terminologie werden die Zahlen am Eingang und am Ausgang des Transversalfilters
6 Abtastwerte genannt, wobei vorausgesetzt wird, daß diese Abtastwerte kodiert sind, wenn das
Transversalfilter vom digitalen Typ ist. Die am Eingang des Transversalfilters 6 auftretenden Abtastwerte
werden einer Kaskadenschaltung aus 2N Verzögerungskreisen R zugeführt, die je eine Verzögerung T
einführen, die der Frequenz MT der Abtastwerte entspricht. Die Gesamtverzögerung 2/vT bestimmt die
Gesamtdauer der zur Entzerrung verwendeten Stoßantwort. Die Ein- und Ausgangsklemmen der Verzögerungskreise
R sind durch 2N+1 Anzapfungen S mit einem ersten Eingang von 2/V+l Multiplikatoren P
verbunden, deren zweiter Eingang mit einem von 2N+1 Speicherelemente m verbunden ist, in denen die
Koeffizienten des Transversalfilters gespeichert sind. Der Ausgang jedes der Multiplikatoren P ist an einen
so der Eingänge eines Summierers 8 angeschlossen. Das Transversalfilter 6 wird derart gesteuert, daß am
Ausgang des Summierers 8 Abtastwerte mit der Frequenz l/rauftreten, die je die gewogene Summe der
2Λ/+1 Abtastwerte an den Anzapfungen 5 der Kaskadenschaltung der Verzögerungskreise R darstellen,
wobei die zur Wägung verwendeten Koeffizienten in den Speichern m gespeichert sind. Die Werte dieser
Koeffizienten werden mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung 11 eingestellt, die einen Teil einer
Regelschleife 9 bildet, der ein Fehlersignal zugeführt wird, daß durch einen Differenzformer 10 geliefert wird,
der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises 5 liegt Die Einstellanordnung 11
enthält 2N+ 1 Einstellkreise C, die je ein Einstellsignal
für jeden der Koeffizienten in den Speichern m erzeugen, damit eine vorbestimmte Funktion des
Fehlersignals minimalisiert wird.
Für diese Funktion wird allgemein der mittlere quadratische Fehler angewandt Für diesen Fall wird
jetzt die Wirkungsweise der Entzerrungsanordnung, deren Aufbau obenstehend erläutert wurde, näher
beschrieben.
Durch Θ/ sind die Symbole angegeben, die durch die
Datenquelle 1 im Sender mit Zeitintervallen T ausgesendet werden. Das ausgesendete Datensignal
kann wie folgt angedeutet werden:
E(O= Σ θίΛ(ί-ιΤ),
— τ.
in der δ die Dirac-Funktion darstellt
Das dem Eingang des Abtastkreises 3 zugeführte empfangene Datensignal x(t) läßt sich wie folgt
schreiben:
— T,
Die Verzerrungen dieses empfangenen Datensignals werden durch die Stoßantwort h(t) des Tiefpaßfilters,
das dem Übertragungskanal 2 entspricht, gekennzeichnet Für ein einziges ausgesendetes Symbol Bi hat das
empfangene Signal die Form der Stoßantwort h(t),
deren Gestalt beispielsweise in F i g. 2 dargestellt ist.
Das Signal x(t) wird in Zeitintervallen T in dem
Abtastkreis 3 mit einer festen Phase abgetastet, die im allgemeinen derart ist, daß der Bezugszeitpunkt der
Abta3tzeitpunkte mit dem Zeitpunkt t =■ 0 zusammenfällt,
an dewi die Stoßantwort maximal ist. F i g. 2 zeigt für diesen Fall in gezogenen Linien die Abtastwerte von
h(t) entsprechend einem einzigen ausgesendeten Symbol Θ/
Wenn vorausgesetzt wird, daß der Abtastwert x(iT%
der einem Symbol Θ/ entspricht, in der Mitte der Kaskade der 2/V Verzögerungskreise Λ des Transversalfilters 6 vorhanden ist, läßt sich der entsprechende
Abtastwert x(iT) am Ausgang des Transversalfilters wie folgt schreiben:
t N
y'\iT) =
I = -N
"k
In diesem Ausdruck, in dem k alle ganzen Zahlen von
- N bis + N umfaßt, stellt a* die 2/V+1 Koeffizienten
dar, die in den Speichern m gespeichert worden sind; *[//- k)T] stellt die 2/V+1 Abtastwerte dar, die an den
Anzapfungen 5 des Transversalfilters verfügbar sind.
Der Entscheidungskreis 5 quantifiziert jeden Abtastwert y(iT), in dem unter den Datensymbolen dieses
Symbol gewählt wird, dessen Pegel dem von y(iT) am
nächsten liegt Wenn das vom Entscheidungskreis 5 gelieferte Symbol vom gewünschten Symbol Θ/
abweicht tritt ein Symbolfehler auf. Dieser Fehler tritt auf, wenn das Fehlersignal e(iT) zu groß ist, wobei e(iT)
durch die nachfolgende Beziehung bestimmt wird:
Im allgemeinen werden in den üblichen Entzerrungsanordnungen die Koeffizienten a* des Transversalfilters
6 mit Hilfe der Regelschleife 9 derart eingestellt daß der
mittlere quadratische Fehler / auf ein Minimum beschränkt wird, wobei f durch die nachstehende
Formel gegeben wird:
/ = £{[e(iT)]2} = E{[y(iT) - Bif
In dieser Formel deutet fan, daß der Mittelwert der
Größe zwischen den Akkoladen gebildet werden muß.
Durch Substition der Formel (1) füry(iT)'m Formel (3)
wird der mittlere quadratische Fehler als Funktion der Koeffizienten a*» also / = f[at) erhalten.
Zum Bestimmen der Werte der Koeffizienten a* zur Erhaltung eines minimalen Wertes fmu, des mittleren
quadratischen Fehlers muß ein System von 2Λ/+1 Gleichungen mit 2N+1 unbekannten abgelöst werden:
df(at)
dak
dak
= 0,
in der die ganze Zahl k alle Werte von -TV bis +N
umfaßt
In der Praxis wird die Einstellung der Koeffizienten a*
auf iterative Weise unter Verwendung des Gradienten-Algorithmus (Methode des stärksten Abstiegs) durchgeführt,
wobei die auf diese Weise erhaltenen Koeffizienten zur Lösung des Systems der Gleichungen (4)
konvergieren. Die Beschreibung und dte Ausführung
dieses Algoritmus sind im ersten und im zweiten Artikel der obengenannten Artikel gegeben. Der Gradienten-Algoritmus
wird durch die nachfolgende Beziehung definiert:
wobei Ar zwischen -Nund + N variiert,
ι ο Nach dieser Formel werden die beim Iterationsschritt j erhaltenen Koeffizienten für den nachfolgenden Iterationsschritt j+1 geändert, und zwar um einen Betrag
ι ο Nach dieser Formel werden die beim Iterationsschritt j erhaltenen Koeffizienten für den nachfolgenden Iterationsschritt j+1 geändert, und zwar um einen Betrag
L Sa, J
berechnet für den Iterationsschritt j, wobei « ein
konstanter Koeffizient ist.
Unt?r Anwcndun" d?r Fernhin (\\ '2i und Λ3) und
nach Durchführung der Berechnung wird der Gradienten-Algoritmus
(5) wie folgt geschrieben:
=a'k-
In dieser Formel ist Δ = 2«, ein Koeffizient, der die Schrittgröße des Algoritmus bestimmt
F i g. 1 zeigt auf schematische Weise die Schaltungen, die zur Verwirklichung des Algoritmus nach der Formel
so (6) in der Regelschleife 9 notwendig sind. Der
Differenzerzeuger 10, der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Entscheidungskreises 5 liegt, liefert
das Fehlersignal e(iT) nach der Formel (2) bei Iterationsschritt j. Dieses Fehlersignal wird der
)5 Einstellanordnung 11 mit2/V+l identischen Kreisen C
zugeführt die je die Einstellung eines Koeffizienten a*
des Transversalfilters 6 bestimmen. In jedem Einstellkreis C wird der Abtastwert λ[(Υ— k)7] an der den
Koeffizienten a* entsprechenden Anzapfung 5* des Transversalfilters und das Fehlersignal e(iT) einem
Multiplikator 12 zugeführt der das Produkt
liefert Ein an dem Ausgang des Multiplikators 12 angeschlossenes, integrierendes Netzwerk 13 liefert den
Mittelwert dieses Produktes. Dieser Mittelwert wird mit dem Koeffizienten Δ in einem Multiplikator 14
multipliziert der auf diese Weise dem Speicher τη* den
Betrag zuführt um den nach der Formel (6) der
so Koeffizient a* für den nachfolgenden Iterationsschritt
j+1 geändert werden wird. Die Iterationsperiode kann
der Periode Γ der Datentaktfrequenz entsprechen; die
Koeffizienten werden in diesem Fall bei jedem empfangenen Datensymbol geändert Die Iterationsperiode
kann ebenfalls einem Vielfachen qTdieser Periode
T entsprechen; in diesem Fall wird das Resultat von q durchzuführenden Änderungen der Koeffizienten integriert,
bevor eine wirkliche Änderung durchgeführt wird.
Abhängig von den Kennlinien der Amplitude- und Laufzeitverzerrungen, die durch die Übertragungskanäle
herbeigeführt werden, d. h. abhängig von der Form
ihrer Stoßantwort sind die mit einer nicht-rekursiven Entzerrungsanordnung von diesem Typ erhaltenen
Resultate sehr verschieden. Eine Vielzahl von der Anmelderin durchgeführter Versuche haben gezeigt
daß beispielsweise gewisse Übertragungskanäle sich schlecht entzerren lassen.
Fig.3a zeigt als Beispiel die Stoßantwort h(t) eines
derartigen Übertragungskantis mit der in Perioden T
der Datentaktfrequenz verteilten Zeitachse. Diese Stoßantvort h(t) entspricht dem empfangenen Analogsignal
beim Zuführen eines einzigen Dirac-Impulses zum Eingang des Übertragungskanals. Die Qualität der
Entzerrung ist in der Praxis auf einfache Weise durch den mittleren quadratischen Fehler / zu beurteilen, der
durch die Beziehungen (2) und (3) definiert wird, wenn am Eingang des Übertragungskanals eine Reihe von
Dirac-Impulsen mit zwei beliebig auftretenden Pegeln
zugeführt wird.
F i g. 3b zeigt die Stoßantwort h(t) nach F i g. 3a,
abgetastet mit der Frequenz 1/Tdurch den Abtastkreis
3 mit einer Abtastphase Null, was bedeutet, daß als Bezugszeitpunkt der Abtastzeitpunkt der Zeitpunkt
t - 0 gewählt worden ist, an dem h(t) seinen Maximalwert annimmt. Es gibt dann zwei Abtastwerte,
einen mit einem Wert 1 im Zeitpunkt f = 0 und einen anHeren mit dem Wert —0.9 im /eitnunkt t = 4-T.
Es dürfte einleuchten, daß bei dieser Stoßantwort in den Abta '.Zeitpunkten empfangsseitig ur.akzeptierbare
Interferenzen zwischen zwei aufeinanderfolgenden ausgesendeten Impulsen auftreten. Wenn keine Entzerrungsanordnung
verwendet wird, beträgt der mittlere quadratische Fehler 0,81.
F i g. 3c zeigt die entzerrte Stoßantwort am Eingang des Entscheidungskreises 5 bei Verwendung der bisher
beschriebenen Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit 6 einstellbaren Koeffizienten und mit
einer Abtastphase Null. Während nur eine Abtastung mit dem Wert 1 im Zeitpunkt ί = 0 auftreten müßte,
treten mehrere Abtastungen mit einem nicht vernachlässigbarem Wert auf beiden Seiten einer Abtastung mit
einem niedrigeren Wert als 1 in Zeitpunkt t = 0 auf. Diese Entzerrung ziemlich schlechter Qualität wird
durch einen mittleren quadratischen Fehler von 0,1 gekennzeichnet
Die Erfindung ermöglicht es, Resultate dieser Art zu vermeiden und gibt auf allgemeine Weise eine einfache
Richtlinie zum Erhalten einer wesentlichen Verbesserung der Qualität der Entzerrung ohne Erhöhung der
Anzahl einstellbarer Koeffizienten in der Entzerrungsanordnung.
Nach der Erfindung enthält die Entzerrungsanordnung dazu Mittel zum Variieren der Phase der
Abtastzeitpunkte. In der in F i g. 1 dargestellten Ausführungsform werden direkte Mittei verwendet, die
aus einem Phasenschieber IS bestehen, der an den Ausgang des örtlichen Taktimpulsgenerators 4 mit der
Frequenz XIT angeschlossen ist Entsprechend dem einen Steuereingang 16 des Phasenschiebers 15
zugeführten veränderlichen Signal wird die Phase der Abtastzeitpunkte in dem Abtastkreis 3 geändert Diese
Phase der Abtastzeitpunkte wird mit Hilfe einer Phasen-Einstellanordnung 18, die einen Teil einer
zweiten Regelschleife 17 bildet, der das vom Differenzerzeuger 10 gelieferte Fehlersignal zugeführt wird,
derart eingestellt, daß eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals (der mittlere quadratische Fehter) auf ein
Minimum beschränkt wird.
Ebenso wie die erste Regelschleife 9 ist die zweite Regelschleife 17 dazu entworfen, den mittleren quadratischen
Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Bfci Her
erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung ist die Abtastphase also eins zusätzliche Veränderliche, die
zusammen mit den Koeffizienten ak des Transversalfilters
6 dazu benutzt wird, den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Unter
Berücksichtigung dieser zusätzlichen Veränderlichen werden nun zunächst die bereits erwähnten Beziehungen
neu geschrieben, wonach die Struktur der
ίο Phasen-Einstellanordnung 18 der zweiten Regelschleif'
17 angedeutet wird.
Die veränderliche Abtastphase wird gekennzeichnet, wie aus F i g. 2 ersichtlich, durch das Zeitintervall to
< T zwischen Abtastwerten mit veränderlichen Abtastphasen (durch gestrichelte Linien angegeben) und Abtastwerten
mit fester Abtastphase (durch gezogene Linien angegeben). Die Werte der an den Anzapfungen 5" des
Transversalfilters 6 verfügbaren Abtastsignale sind also von to abhängig und insbesondere wird der Abtastwert
jo in der zentralen Anzapfung wie folgt geschrieben:
x(to+iT). Der entsprechende, am Ausgang des Transversalfilters
6 erhaltene Abtastwert wird auf eine mit der Formel (1) vergleichbare Art und Weise geschrieben
wie:
y(to) + iT)=
Der mittlere quadratische Fehler wird wie folgt «ι geschrieben:
/= EIb-Uo-MT)-Wi]Y
Durch Substitution in der Formel (8) des Wertes von y(to+iT) nach der Formel (7) wird ein Wert /erhalten,
der von a* und to abhängig ist, also f = ffat, to). Zum
Minimalisieren des mittlerer, quadratischen Fehlers wird, statt der Werte von a* und to als Lösung des
Systems von Gleichungen
dj(ak,to)
öak
df(at,to)
df(at,to)
dto
= 0
= 0,
in dem k von — N bis + N ändert, zu bestimmen, nun
ebenso wie im obenstehenden der Gradienten-Algoritmus verwendet Dieser Algoritmus wird durch zwei
Iterationsbeziehungen ausgedrückt von denen sich die eine auf die Einstellung der Koeffizienten a* und die
andere auf die Einstellung von to bezieht:
1 = to*-a
L dto
T-
wobei et einen konstanten Koeffizienten angibt
Durch Verwendung der Formeln (7) und (8) und nach Durchführung aller Berechnungen lassen sich die
Formeln (10) und (11) wie folgt schreiben:
aJ k +l = ai - A ■ E {e^i
to?-AE
4- JV
(i -k)T~\)
In diesen Formeln ist Δ = la. und x(t) die erste
Ableitung von x(t), während k ganz ist und von — N bis
+Wandert.
Die Formel (12) gibt die Änderungen an, die bei jedem
Iterationsschrit·. in den Koeffizienten a* des Transver- s
salfilters 6 angewandt werden mflssen. Diese Formel ist mit der Formel (6) völlig vergleichbar, welche letztere
für die Struktur der Koeffizienten-Einstellkreise C in der Einstellanordnung 11 bestimmend ist, wobei der
einzige Unterschied ist, daß der Wert der an den ι ο Anzapfungen S des Transversalfilters 6 vorhandenen
Abtastsignale nun von to abhängig ist Die erste Regelschleife 9 zur Einstellung der Koeffizienten hat
also dieselbe Struktur wie obenstehend beschrieben und ist auf dieselbe Art und Weise wirksam.
Die Formel (13) gibt die Änderungen an, die bei jedem
Iteratioiäscnritt im Zeitintervall to, das die Phase der
Abtastzeitpunkte kennzeichnet, angewandt werden müssen. Die Einstellanordnung 18 enthält die Schaltungen,
die zur Verwirklichung der Änderungen in to nach der Forme! (!3) notwendig sind. Die Einstellanordnung
18 enthält einen ELnstellkreis 19, der dieselben Elemente
enthält wie ein Einstellkreis C zum Einstellen eines Koeffizienten des Transversalfilters 6. Der Einstellkreis
19 enthält an erster Stelle einen Multiplikator 20, der an
einem Eingang das Fehlersignal e(iT) des Differenzerzeugers
10 erhält und am anderen Eingang die Ausgangsabtastwerte eines Transversalfilters 6', das
eiern Transversalfilter 6 entspricht, so daß dieses Transversalfilter ebenfalls 2JV Verzögerungskreise R'
mit einer Verzögerung Tund 2N+1 Multiplikatoren P"
enthält, die von den Speichern m im Transversalfilter 6
dieselben Koeffizienten a* wie die Multiplikatoren P empfangen und die mit ihren Ausgängen an einen
Summierer 8' angeschlossen sind Dem Eingang des Transversalfilters 6' werden Abtastwerte zugeführt, die
durch einen Analog-Digital-Wandler T kodiert und von einem Abtastkreis 3' geliefert sind, die synchron zum
Abtastkreis 3 durch die Ausgangsimpulse des Phasenschiebers 15 gesteuert wird. Das Analogsignal x(t) am
Eingang des Abtastkreises 3' wird von einem differenzierenden Netzwerk 23 geliefert, dem das Signal x(t)
zugeführt wird, das am Ausgang des Übertragungskanals 2 erhalten wird. Es dürfte einleuchten, daß das
Transversalfilier 6' Abtastwerte liefert, die je das Resultat sind der gewogenen Summe in der Formel (13)
und das am Ausgang des Multiplikators 20 das Glied zwischen Akkoladen in der Formel (13) erhalten wird.
Der mittlere Wert dieses Gliedes wird von einem an den
Multiplikator 20 angeschlossenen integrierenden Netzwerk 21 geliefert, und ein Multiplikator 22 multipliziert
diesen Mittelwert mit den Koeffizienten Δ. Am Ausgang des Multiplikators 22 wird also das Änderungsglied von
to erhalten, wie dies in der Formel (13) auftritt Die Phase der Steuerimpulse für die Abtastkreise 3 und 3'
wird auf diese Weise nach einem iterativen Vorgang geändert
Da die Abtastkreise 3 und 3' synchron gesteuert werden und da das Transversalfilter 6' dieselbe Struktur
hat und dieselben Koeffizienten verwendet wie das ^o
Transversalfilter 6, kann es vorteilhaft sein, nur einen
Abtastkreis und nur ein Transversalfilter zu verwenden durch Verteilung der Arbeitszeiten dieser Elemente
zwischen der Einstellung der Koeffizienten a* und der Einstellung von to.
Da das Transversalfilter 6' dieselbe Struktur hat und dieselben Koeffizienten verwendet wie das Transversalfilter
6, kann es vorteilhaft sein, nur ein Transversalfilter
zu verwenden, das durch Zeitverteilung abwechselnd als Transversalfilter 6 zur Einstellung der Koeffizienten a*
und als Transversalfilter 6' zur Einstellung von to verwendet wird.
F i g. 4 zeigt auf schematische Weise ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Entzerrungsanordnung, in der
innerhalb einer Periode Tdie Zeit in zwei Halbperioden 772 verteilt wird, die zur Einstellung von a* bzw. von to
benutzt werden. Die bereits in Fig. 1 dargestellten Elemente sind hier mit denselben Bezugszeichen
angegeben.
Der an den Eingang eines Transversalfilters 24 angeschlossene Abtastkreis 3 wird mit der Frequenz
2/T, die mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 25 vom
Taktimpulsgenerator 4 hergeleitet wird, und mit einer vom Phasenschieber 15 veränderlichen Phase gesteuert
Dem Eingang des Abtastkreises 3 wird mittels eines Umschaltkreises 26 in Form eines Wechselkontaktes
mit zwei Stellungen A] und b\ entweder das Ausgangssignal
x(t) des Übertragungskanals 2 um 772 verzögert durch einen Verzögerungskreis 27 oder das Ausgangssignal
x(t) des differenzierenden Netzwerks 23 zugeführt Der Umschaltkreis 26 wird durch die Signale an
den zwei Ausgängen H und B eines Modulo-2-Zählers
28, der die Impulse mit der Frequenz 2JT am Ausgang
des Phasenschiebers 15 zählt, in die genannten zwei Stellungen h\ und b\ gebracht Jede Stellung wird also
während der Zeit 772 beibehalten.
Das Transversalfilter 24 enthält eine Kaskadenschaltung aus Verzögerungskreisen R\ mit einer Verzögerung
772, deren Anzahl auf AN gestellt wird, um den Vergleich mit der Entzerrungsanordnung nach Fig. 1
zu erleichtern. Diese Verzögerungskreise haben 2N+1
Anzapfungen 5/) die durch jeweils zwei Verzögerungskreise R<
getrennt werden und auf die in F i g. 1 dargestellte Weise an Multiplikatoren P und an
Einstellkreise Czur Einstellung der Koeffizienten, die in
den Speichern m gespeichert sind, angeschlossen sind.
Der Ausgang der 2/V+1 Multiplikatoren P ist mit dem
Summierer 8, der am Ausgang des Transversalfilters Abtastwerte mit derselben Frequenz 2/Γ liefert wie die
der Eingangsabtastwerte, verbunden, was in Fig.4
durch die Verbindung des Ausgangs des Phasenschiebers 15 mit einer Steuerklemme 45 des Summierers 8
auf schematische Weise dargestellt ist Die Verzögerungskreise R\ haben ebenfalls 2/V Anzapfungen Sp, die
durch einen Verzögerungskreis von den Anzapfungen Si getrennt sind. Diese Anzapfungen Sp, die nicht
verwendet werden, dienen nur zur Erläuterung der Wirkungsweise der Entzerrungsanordnung.
An den Ausgang des Transversalfilters 24 ist ein Umschaltkreis 29 in Form eines Wechselkontakts mit
zwei Stellungen A2 und bi angeschlossen, die die
Ausgangsabtastwerte des Transversalfikers 24 entweder
dem Entscheidungskreis 5 oder einem Eingang des Multiplikators 20 zuführen, der einen Teil des
Phasen-Einstellkreises 19 bildet Der Unischaltkreis 29 wird synchron zum Umschaltkreis 26 durch die Signale
an den Ausgängen H und B des Modulo-2-Zählers 28 gesteuert
Das Fehlersignal am Ausgang des Differenzerzeugers 10 wird in der ersten Regelschleife 9 der Koeffizienten-Einstellanordnung
U zugeführt Diese Anordnung enthält Koeffizienten-Einstellkreise Q die an die
zugehörenden Speicher m über Verzögerungskreise r mit einer vorbestimmten Verzögerung zwischen 772
und T angeschlossen sind. Andererseits wird in der zweiten Regelschleife 17 das Fehlersignal über einen
Verzögerungskreis 46 mit einer Verzögerung 772 ebenfalls dem zweiten Eingang des Multiplikators 20
zugeführt, der einen Teil des Pbasen-EinsteUkreises 19
bildet
Die Entzerrungsanordnung nach Fig.4 funktioniert
wie folgt Die Umschaltkreis«; 26 und 29 stehen während der Halbperioden 772, die zur Unterscheidung ungerade
genannt werden, in der Stellung h\ und ht und während
der geraden Halbperioden in der Stellung b\ und fe. Es
dürfte einleuchten, daB fiber den Umschaltkreis 26 der
Abtastkreis 3 abwechselnd Abtastwerte von x(t) während der ungeraden Halbperioden zum Eingang des
Transversalfilters 24 liefert und Abtastwerte von i(t) während der geraden Halbperioden. Durch einen
Verzögerungskreis 27 mit einer Verzögerung 772 entsprechen zwei aufeinanderfolgende Abtastwerte von
x(t) und iffyt die durch ein Zeitintervall 772 voneinander
getrennt sind» in Wirklichkeit demselben Abtastzeitpunkt Während der ungeraden Halbperioden erscheinen
beispielsweise die Abtastwerte von x(t), die um ein
Zeitintervall ^voneinander getrennt sind, an den 27V+1
benutzten Anzapfungen Si des Transversalfilters, während die Abtastwerte von x(t) an den Anzapfungen
Sp erscheinen, die nicht benutzt werden. Während der
geraden Halbperioden erscheinen die Abtastwerte von k(t) an den benutzten Anzapfungen Si, während die
Abtastwerte von x(t) an den Anzapfungen 5p erscheinen.
Während der ungeraden Halbperioden ist jeder der Ausgangsabtastwerte des Transversalfilters 24 das
Resultat der gewogenen Summe der Abtastwerte von x(t), und diese Ausgangsabtastwerte treten mit der
Frequenz l/Tauf. In der Stellung In des Umschaltkreises
29 werden diese Ausgangsabtastwerte dem Entscheidungskreis 5 zugeführt, während das vom Differenzerzeuger
10 erzeugte Fehlersignal in der ersten Regelschleife 9 der Koeffizienten-Einstellanordnung 11
zugeführt wird.
Die in einer bestimmten ungeraden Halbperiode von den Einstellkreisen C erzeugten Koeffizienten-Einstellsignale
werden nicht unmittelbar den Koeffizienten-Speichern m zugeführt, sondern werden während einer
bestimmten Zeit zwischen 772 und T in den Verzögerungskreisen r gespeichert um zu bewerkstelligen, daB
die in den Speichern m vorhandenen Koeffizienten erst
in der nachfolgenden geraden Halbperiode geändert werden, nachdem die Änderung von to bereits
durchgeführt worden ist
Während der geraden Halbperioden ist jeder der
Ausgangsabtastwerte des Transversalfilters 24 das Resultat der gewogenen Summe der Abtastwerte von
x(t)and diese Ausgangsabtastwerte treten ebenfalls mit
der Periode T auf. Die in einer bestimmten geraden Halbperiode verwendeten Wägungskoeffizienten sind
durch die Verzögerungskreise r dieselben wie die, die in der vorhergehenden ungeraden Halbperiode zur Erzeugung
des Koeffizienten-Einstellsignals verwendet werden. In der Stellung tn des Umschaltkreises 29 werden
diese Ausgangsabtastwerte einem Eingang des Multiplikators 20 in Phasen-Einstellkreis 19 zugeführt Dem M
anderen Eingang dieses Multiplikators 30 wird das vom Differenzerzeuger 10 herrührende Fehlersignal zugeführt
mit einer Verzögerung 772, die durch einen Verzögerungskreis 46 bewerkstelligt worden 1st, welches
Fehlersignal also das Fehlersignal Ist, das bei der vorhergehenden ungeraden Halbperiode zur Erzeugung
des Koeffizienten-Einstellsignali verwendet wurde. Auf dieselbe Weise wie in F i g. 1 erzeugt der
Einstellkreis 19 das Phasen-Einstellsignal, das der Steuerklemme 16 des Phasenschiebers 15 zugeführt
wird, In dem Augenblick wird das Koeffizienten-Einstellsignal
durch die Verzögerungskreise r den Speichern m zugeführt, so daB insgesamt während einer
Periode 71die Änderung der Koeffizienten Mt sowie die
Änderung der Abtastphase to entsprechend dem durch die" Formeln (12) und (13) definierten Gradienten-Algoritmus
bewerkstelligt worden ist Alle von der Anmelderin durchgeführten Versuche haben gezeigt,
daB, wenn auf diese Weise ebenfalls die Abtastphase zur
automatischen Entzerrung eines Übertragungskanals verwendet wird, eine wesentliche Verbesserung der
Qualität der Entzerrung erhalten wird. So wird beispielsweise bei Verwendung einer Entzerrungsanordnung
von dem in F i g. 1 oder 4 angegebenen Typ mit 6 einstellbaren Koeffizienten und mit einer einsirSbaren
Abtastphase zur Entzerrung des Übertragungskanals, dessen Stoßantwort in Fig.3a dargestellt ist, dem
Eingang des Entscheidungskreises 5 die entzerrte StoBantwort nach Fig.3d erhalten. Diese entzerrte
Stoßantwort, die mit der StoBantwort nach F i g. 3c, die
ebenfalls unter Anwendung von 6 Koeffizienten mit einer bekannten Entzerrungsanordnung erhalten worden
ist, verglichen werden muB, enthält außer der Abtastung mit einem maximalen Wert praktisch gleich 1
nur benachbarte Abtastwerte, die bei dem in Fig.3
angewandten Maßstab kaum darstellbar sind und die einen Wert praktisch entsprechend Null aufweisen. Der
entsprechende mittlere quadratische Fehler ist 3 ■ 10~s,
während die Abtastphase, die vor der Entzerrung gleich
Null ist, sich auf einen Wert to gleich 0,17 Γ eingestellt
hat Dieses Beispiel zeigt klar und deutlich, wie wichtig die Abtastphase ist als Parameter für die Qualität der
Entzerrung.
Bei dieser ersten Abwandlung der srfindungsgemä-Ben
Entzerrungsanoranung, die an Hand der F i g. 1 und 2 beschrieben wurde, wird die Phase der Steuerimpulse
des Abtastkreises 3 unmittelbar beeinflußt, damit am Eingang des Transversalfilters Abtastwerte >{to+iT\
und folglich an den jeweiligen Anzapfungen des Transversalfilters Abtastwerte >{to+(i-k)T] erhalten
werden. Die Phase dieser Abtastwerte, gekennzeichnet durch das Zeitintervall to, bildet eine der Veränderlichen,
die zusammen mit den Koeffizienten eingestellt wird, um den mittleren quadratischen Fehler auf ein
Minimum zu beschränken. Dieses unmittelbare Regelsystem für die Phase der Abtastwerte im Transversalfilter
ist nicht das einzige anwendbare Regelsystem und ist weiter nicht immer das vorteilhafteste Regelsystem.
Dieses System erfordert einen Impulsphasenschieber IS mit großer Genauigkeit und Empfindlichkeit, der sich
schwer verwirklichen läßt Andererseits hat es sich herausgestellt, daß es für bestimmte Stoßantworten des
Übertragungskanals, die nach Abtastung für den Parameter to sehr empfindliche Abtastwerte veranlassen,
schwierig ist, den Koeffizienten Δ der Formel (13) zu wählen, der die Größe des Iterationsschrittes zur
Änderung von to bestimmt Wenn Δ zu groß ist, kann
während einer bestimmten Anzahl von Iterationsschritten Konvergenz des Algoritmus auftreten und dennoch
Divergenz stattfinden. Wenn Δ zu klein gewählt wird,
nimmt die Konvergenzzeit zu und folglich die Entzerrungigesehwlndigkeit ab. In bestimmten Fällen
hat es sich außerdem gezeigt daB, abhängig von den jeweiligen Anfangswerten der Koeffizienten «»und des
Parameters to, die Entzerrungsanordnung sich auf unterschiedliche Zustände, die unterschiedlichen Wer-
ten des mittleren quadratischen Fehlers entsprechen,
einstellen kann. Bestimmte Zustande entsprechen falschen Minimalwerten des mittleren quadratischen
Fehlers, während nur ein Zustand, und zwar der
gewünschte, dem »Minimum Minimorum« dieses Fehlers entspricht.
In den jeweiligen nachstehend zu beschreibenden Abwandlungen der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung
wird am Ausgang des Übertragungskanals ein Abtastkreis mit fester Phase verwendet, die folglich ι ο
Abtastwerte mit der Form x(iT) liefert Auf diesen Abtastwerten werden Bearbeitungen durchgeführt
unter Verwendung eines oder mehrerer veränderlicher Parameter, die mit der Zeit to, die die Abtastphase
kennzeichnet, in Zusammenhang stehen. Durch Änderung
dieser Parameter wird ein Abtastkreis mit einer veränderlichen Abtastphase nachgebildet
In einer Abwandlung der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung,
deren Schaltplan in F i g. 5 dargestellt ist, werden Abtastwerte mit veränderlicher Phase am
Eingang des Transversalfilters erhalten, und zwar dadurch, daß eine lineare interpolation zwischen den
Abtastwerten mit fester Phase des Signals x(t) am Ausgang des Übertragungskanals und anderen Abtastwerten
mit fester Phase eines aus x(t) hergeleiteten 2s Interpolationssignals durchgeführt werden, wobei zum
Erhalten der interpolierten Abtastwerte ein Parameter Φο benutzt wird, der mit to zusammenhängt
Die bereits in Fig. 1 dargestellten Elemente sind bei der Entzerrungsanordnung nach F i g. 5 mit denselben
Bezugszeichen angegeben. In dieser Entzerrungsanordnung wird das analoge Signal x(t) vom Ausgang des
Übertragungskanals 2 zu zwei Zweigen 30 und 31 zugeführt Der Zweig 36 enthält den Abtastkreis 3 mit
fester Phase, der unmittelbar durch die Impulse mit der Frequenz 1/7" des Taktgenerators ν gesteuert wird und
dessen Ausgang an den einen Eingang eines Addierers 32 angeschlossen ist Der Zweig 31 enthält einen Kreis
33, der in einer gewissen Ausführungsform ein differenzierendes Netzwerk und in einer anderen
Ausführungsform ein Verzögerungskreis mit beispielsweise eine Verzögerung 772 sein kann. Das Analogsignal
am Ausgang des Kreises 33, hier als Interpolationssignal bezeichnet, wird in dem Abtastkreis 3', der zum
Abtastkreis 3 synchrongesteuert wird, mit fester Phase 4s
abgetastet Die vom Abtastkreis 3' herrührenden Abtastwerte werden mit dem veränderlichen Parameter
Φο in einem Multiplikator 34 multipliziert, dessen Ausgang mit dem anderen Eingang des Addieren 32
verbunden ist Es ist selbstverständlich, daß die so Abtastwerte an den Ausgängen der Abtastkreise 3 und
3' durch (nicht dargestellte) Analog-Digital-Wandler kodiert werden, wenn die Abtastwerte nachher digital
verarbeitet werden.
Der Ausgang des Addierers 32 ist an das Transversal- ^
filter 6 angeschlossen, das dieselben Elemente wie in Fig. 1 enthält, wobei die Koeffizienten auf dieselbe Art
und Weise durch das Fehlersignal eingestellt werden, das vom Differenzerzeuger 10 geliefert und der ersten
Regelschleife 9 zugeführt wird, die die Koeffizienten- w>
Einstellanordnung 11 enthält Das Fehlersignal wird zugleich der zweiten Regelschleife 17 zugeführt, die die
Einstellanordnung 11 enthält, die mit dem Binitellkreis
19 zur Einstellung des veränderlichen Parameters Φα versehen ist, welcher Parameter einem der Eingänge
des Multiplikators 34 zugeführt wird.
Wie nachstehend noch erläutert wird, ermöglichen es
die zwei mit dem Addierer 32 verbundenen Zweige 30 und 31 die Wirkung eines Abtastkreises mit veränderlicher
Phase nachzubilden, als hätten die Abtastwerte am Ausgang des Addierers 32 die Form x(to+JT% wobei die
Änderungen des Zeitintervalls to durch Änderung des einem Eingang des Multiplikators 34 zugeführten
Parameters Φο erhalten werden.
Die Ausführungsform, in der der Kreis 33 ein differenzierendes Netzwerk ist, entspricht der Ausbildung
einer linearen Interpolation, die definiert wird durch die Beziehung
x(W + iT) « x(iT) + Φοχ(ϊΤ).
(H)
In dieser Formel stellt x(iT) die Abtastwerte des
Analogsignals x(t) am Ausgang des Übertragungskanals 2 im Zeitpunkt /Tdar; x(iT) stellt die Abtastwerte des
Interpolationssignals x(t)\m Zeitpunkt /Tdar, wobei x(t)
durch Differeziation aus x(t) hergeleitet ist; Φο ist ein
veränderlicher Parameter. Diese Formel bedeutet, daß die Abtastwerte x(to+FT) mit einer veränderlichen
Phase to durch lineare Interpolation zwischen den Abtastwerten x(iT) und der Abtastwerte x(iT) erhalten
werden können, und zwar durch Änderung des Parameters Φο in der Interpolationsformel.
Aus Fig.5 geht hervor, daß der Abtastkreis 3 die
Abtastwerte x(iT) des Signals x(t) am Ausgang des Übertragungskanals 2 liefert Der Abtastkreis 3' liefert
die Abtastwerte x(:T) des Signals x(t), das von dem als
differenzierendes Netzwerk wirksamen Kreis 33 herrührt Der Multiplikator 34 liefert Abtastwerte Φοχ(ΐΤ)
und am Ausgang des Addierers 32 erscheinen die Abtastwerte χ(ΐΤ)+Φοχ(ίΤ) als Resultat der Interpolation
nach der Formel (14) und entsprechend den Abtastwerten x(to+ iT).
Die Ausführungsform, in der der Kreis 33 ein Verzögerungskreis ist entspricht der Durchführung
einer linearen Interpolation, die definiert wird durch die Beziehung
x(to + iT) « x(iT) + 'O
(15)
In dieser Formel stellt xcfiT) Abtastwerte eines
Signals xp(t) im Zeitpunkt /Tdar, welches Signal durch eine Zeitverschiebung des Analogsignals x(t) am
Ausgang des Übertragungskanals 2, beispielsweise durch eine Verzögerung um 772, erhalten worden ist
Mit dem Kreis 33, ausgebildet als Verzögerungskreis mit beispielsweise einer Verzögerung 772, bewerkstelligen
die zwei mit dem Addierer 32 verbundenen Zweige 30 und 31 eine lineare Interpolation entsprechend der
Formel (15), wobei am Ausgang des Addierers 32 Abtastwerte x(to+iT) mit veränderlicher Phase erhalten
werden durch Änderung des einem Eingang des Multiplikators 34 zugeführten Parameters Φο.
Dasselbe Resultat läßt sich erhalten mit Hilfe rein digitaler Mittel, wobei die Verwendung eines analogen
Verzögerungskreises 33 für das Signal x(t) vermieden wird. Für eine Verzögerung 772 beispielsweise kann der
Interpolationskreis nach Fig.6 verwendet werden. Dieser Interpolationskreis enthält einen Abtastkreis 3,
der das Signal x(t)tm Ausgang des Übertragungskanals
mit der doppelten Dttentaktfrequenz abtastet, also mit
einer Frequenz 2JT, die mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 36 von der Frequenz 1/Tdes Taktimpulsgenerators
4 hergeleitet wird. Die Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 2/Twird In zwei gegenübereinander
verschobenen Reihen zerlegt, und zwar durch einen Verteiler 37 in Form eines Wechselkontakts mit zwei
Stellungen, der von den Signalen an den Ausgingen
eines Modulo-2-ZahIers 47 gesteuert wird, der die
Impulse mit der Frequenz UT am Ausgang des Frequenzverdopplers 36 zahlt Der Verteiler 37 liefert
an den zwei Zweigen 30 und 31 zwei Reihen von Abtastwerten mit der Frequenz 1/7? die gegenübereinander
um 772 verschoben sind Es kann vorausgesetzt werden, daß im Zweig 30 Abtastwerte der Form x(iT)
und im Zweig 31 verzögerte Abtastwerte mit der Form x(iT-V2) auftreten. Diese letzten Abtastwerte im
Zweig 31 werden mit Hilfe des Multiplikators 34 mit Φα
multipliziert, wahrend die Abtastwerte x(iT) im Zweig
30 um 772 durch einen Verzögerungskreis 38 verzögert werden, so daß sie in der Zeit mit denen im Zweig 31
zusammenfallen. Auf diese Weise werden am Ausgang des Addieren 32 Abtastwerte mit der Frequenz MT
erhalten, die je das Resultat der Interpolation nach der Formel (15) sind
Mit Hilfe des einen oder des anderen der beschriebenen Interpolationskreise werden auf diese Weise am
Eingang des Transversalfilters 6 Abtastwerte x(to+ iT) erhalten, deren Phase to mittels des Parameters Φο
geändert werden kann.
Zum Erhalten der Entzerrung wird beispielsweise der mittlere quadratische Fehler / auf ein Minimum
beschränkt, indem nicht nur immer die Werte der 2N+1
Koeffizienten a* des Transversalfilter 6, sondern nun
auch die Phase der Abtastwerte in diesem Transversalfilter mittels des Parameters Φο eingestellt wird Um die
durchzuführenden Bearbeitungen anzugeben, muß der mittlere quadratische Fehler als Funktion der Koeffizienten
ak des Transversalfilters 6 und des Parameters Φο ausgedrückt werden.
Wenn beispielsweise ein Interpolationskreis mit einem Verzögerungskreis verwendet wird, kann die
Ähnlichkeit zwischen den Abtastwerten an den Anzapfungen des Transversalfilters 6, ausgedrückt als
Funktion von to, und denen, ausgedrückt als Funktion
l= a{-Λ ■
15
von Φο, aus der Formel (15) abgeleitet werden:
x[to + {i- k)T] = x[(/-fc)T] + ^)XO[('-*)T1·
Die Abtastwerte y(to+iT) am Ausgang des Transversalfilters
6 werden als Funktion von Φο und von a*
gegeben durch die Formel:
+ Af
Der mittlere quadratische Fehler /wird erhalten als Funktion von a* und Φο durch Substitution des Wertes
von y(to+iT)mch der Formel (17) in die Formel (8).
20 dak
= 0
(18)
3ΦΠ
*6) _ n
wobei k von -Nbis +Wandert, zu lösen, wird ebenso
wie im Vorstehenden der Gradienten-Alge ritmus
verwendet, der durch die nachfolgenden Iterationsbeziehungen ausgedrückt wird:
30 und
Nach Durchführung sämtlicher Berechnungen können die Formel (19) und (20) wie folgt geschrieben
werden:
O--Jk)T]
(22)
Alle Güeder in diesen Formeln sind obenstehend bereits definiert worden.
Die Iterationsformel (21), die für die Einstellung der
Koeffizienten a* verwendet werden muß, ist im so
wesentlichen genau dieu?lbe wie die Formel (12) die zur
Einsteliung der Koeffizienten des Transversalfilters 6 in F i g. 1 verwendet wurde. Dies dürfte aus den Formeln
(16) hervorgehen. Dadurch ist die erste Regelschleife 9
in F i g. 5, die bei jedem Iterationsschritt die Änderungen der Koeffizienten a* bewerkstelligt, auf dieselbe
Weise ausgebildet wie in F i g. 1 und enthält folglich dieselben Elemente und funktioniert auf dieselbe Art
und Weise.
Die Iterationsformel (22) zur Einstellung des Parame- t,o
ters Φο an einem der Eingänge des Multiplikators 34 läßt sich mit der Iterationsformel (13) zur Einstellung der
Phase roder Abtastzeitpunkte in der Entzerrungsanordnung
nach F i g. 1 vergleichen. Diese Formeln weichen nur was der Ausdruck für die bei der Summierung
auftretenden Abtastwerte anbelangt voneinander ab. Dadurch hat in Fig.5 die zweite Regelschleife 17, die
bei jedem Iterationsfehritt die Änderungen des Parameters Φο bewerkstelligt, eine Struktur, die der der
Entzerrungsanordnung nach F i g. 1 entspricht, jedoch
das Transversalfilter 6', das dieselben Koeffizienten wie das Transversalfilter 6 hat, erhält nun die Abtastwerte
xn(iT) am Ausgang des Abtastkreises 3'. Am Ausgang des Einstellkreises 39, dem das Fehlersignal x(iT) und die
Abtastwerte, die vom Transversalfilter 6' herrühren, zugeführt werden, wird dann das Einstellsignal erhalten,
und ^war zur Änderung des Parameters Φο, der dem
Multiplikator 34 zugeführt wird.
Wenn der Interpolationskreis mit einem differenzierenden Netzwerk 33 verwendet wird, liefert die
Interpolationsformel (14) den Ausdruck für die Abtastwerte am Eingang des Transversalfilter 6 als Funktion
von Φο und es ist leicht ersichtlich, daß der Schaltplan
der Entzerrungsanordnung genau derselbe ist und auf dieselbe Art und Weise funktioniert
Bisher wurde vorausgesetzt, daß die lineare Interpolation
zwischen den Abtastwerten des Signals x(t) selbst und einem Interpolrtionssignal xa(t) oder x(t) hergeleitet
aus x(t) durchgeführt wird in diesem Fall entspricht
der Änderungsbereich für die Phase des interpolierten
Abtastwertes einem Verzögerungsbereich für to von 0 bis zu einem bestimmten Wert, beispielsweise 772. Es
kann ebenfalls eine lineare Interpolation zwischen zwei aus x(t) abgeleiteten Interpolationssignalen durchgeführt
werden, die beide von x(t) abweichen, beispielsweise xcn(t) - x(t- 774) und xm(t) - x(t - 772). In diesem
Fall müssen in den Zweigen 30 und 31 Verzögerungskreise eingeführt werden mit Verzögerungen entsprechend
774 bzw. 772. Der Änderungsbereich für to läuft dann von 774 bis 772. Dies kann vorteilhaft sein, wenn in
dafür gesorgt werden kann, daß der Endwert von to
y(to + iT)= 2a <V*L('
k= -N
Nach dieser Formel werden die Abtastwerte am Eingang des Entscheidungskreises 5 in Fig.7 am
Ausgang eines Addierers 40 mit zwei Eingängen erhalten. Einem Eingang des Addierers 40 werden
Abtastwerte zugeführt die dem ersten Glied in der Formel (23) entsprechen. Diese Abtastwerte werden am
Ausgang des Transversalfilters 6 mit 2N+1 veränderlichen Koeffizienten a* erhalten, dessen Eingang die vom
Abtastkreis 3 herrührenden Abtastwerte x(iT) des Signals x(t) zugeführt werden. Dem anderen Eingang
des Addierers 40 werden Abtastwerte zugeführt die dem zweiten Glied in der Formel (23) entsprechen.
Diese Abtastwerte werden am Ausgang eines Multiplikators 41 erhalten, der die Abtastwerte am Ausgang des
Transversalfilters 6' mit dem veränderlichen Parameter Φο multiplizier L Das Transversalfilter 6' hat dieselbe
Struktur und benutzt dieselben Koeffizienten a* wie das Transversalfilter 6. Dem Eingang dieses Transversalfilter
6' werden die Abtastwerte xofiT) zugeführt die
durch den Abtastkreis 3' für das Signal xo(t) am Ausgang des Verzögerungskreises 33 geliefert werden.
Ein Vergleich der Schaltpläne nach F i g. 5 und F i g. 7 zeigt, daß in F i g. 5 die Wägung mit dem veränderlichen
Parameter Φο auf den Abtastwerten x(iT) und Xc(iT) die
von den Abtastanordnungen 3 und 3' herrühren durchgeführt wird, während in F i g. 7 die Wägung mit
dem veränderlichen Parameter Φο auf den Ausgangsabtastwerten
der zwei Transversalfilter 6 und 6' durchgeführt wird. Der Wert der Abtastungen am
Eingang des Entscheidungskreises 5 ist in beiden Fällen derselbe.
In F i g. 7 werden ebenfalls die 2N+1 Koeffizienten s*
und der Wägungsparameter Φο zur Erhaltung eines
minimalen mittleren quadratischen Fehlers verwendet Der Gradienten-Algoritmus wird ebenfalls durch die
Iterationsformti (21) und (22) definiert Die erste Regelschleife 9, die die Einstellung der 2Λ/+1
Koeffizienten at der Transversalfilter 6 und 6' ermöglicht hat dieselbe Struktur und ist auf dieselbe Art und
Weise angeschlossen wie in Fig.5. Die zweite
Regelschleife 17 zur Einstellung des Parameters Φο hat dieselbe Struktur wie in Fig.5 und enthalt den
Einstellkreis 19, der das Fehlersignal und die Abtastwerte am Ausgang des Transversalfilters 6' erhält und der
das Einstellsignal erzeugt zur Änderung des Parameters Φο, der dem Multiplikator 41 zugeführt wird, der in
Fig.7 an den Ausgang des Transversalfilters 6' angeschlossen ist
Die Entzerrungsanordnungen nach Fig.5 und 7
haben eine verschiedene Struktur, aber im wesentlichen sind sie, was die Wirkungsweise und die Eigenschaften
anbelangt vollkommen identisch. In beiden Fällen wird die Entzerrung durch EmsteUung der 2N+1 Koeffizieninnerhalb
dieses Bereiches liegt
Eine andere Ausführungsform der Entzerrungsanordnung, die ebenfalls die 2N+1 Koeffizienten «* und den
Parameter Φο verwendet, damit der mittlere quadratische
Fehler auf ein Minimum beschrlnkt wird, ist in F i g. 7 dargestellt Die Struktur der Entzerrungsanordnung
nach F i g. 7 IiBt sich dadurch erhalten, daß die Abtastwerte x(to + iT) am Eingang des Entscheidungskreises
5 auf die nachfolgende Weise ausgedrückt wird, die leicht aus der Formel (17) hergeleitet werden kann:
(23)
ten &\c des Transversalfilters 6 und durch Einstellung
eines veränderlichen Interpolationsparameters Φο erhalten.
Es ist wichtig zu bemerken, daß bei diesen Ausbildungen die Koeffizienten des Transversalfilters 6'
denen desselben Ranges des Transversalfilters 6 gleichgehalten werden. In beiden Fallen sind im
wesentlichen (2Λ/+1)+1 - 2N+2 Veränderlichen
verfügbar um den mittleren quadratischen Fehler auf ein Minimum zu beschränken. Im Vergleich zu den
Ausbildungen nach den F i g. 1 und 4 wird hier die Schwierigkeit der Verwirklichung eines Phasenschiebers
für die Steuerimpulse eines Abtastkreises vermieden, bbenfalls wurde festgestellt daß auch hier eine
schnelle Entzerrung erhalten werden kann. Aber auch hier gibt es nach wie vor die Schwierigkeit daß für
bestimmte Übenragungskanäle und für bestimmte Anfangswerte der Veränderlichen a* und Φο der nach
Konvergenz erreichte Zustand der Entzerrungsanordnung mit falschen Minimalwerten des mittleren
j5 quadratischen Fehlers übereinstimmen kann.
Eine nachstehend zu beschreibende weitere Abwandlung der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung
ermöglicht es, nach Konvergenz mit Gewißheit das »Minimum Minimorum« des mittleren quadratischen
Fehlers zu erhalten. Das Prinzip dieser Abwandlung besteht in der Erhöhung der Anzahl Veränderlichen, die
zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers eingestellt werden, und zwar dadurch, daß nicht mehr,
wie vorstehend, ein einziger Parameter Φο und die
Koeffizienten a* des Transversalfilters 6 verwendet werden, sondern statt des Parameters Φο alle Koeffizienten
des Transversalfilters 6' verwendet werden. In dieser Abwandlung sind die Koeffizienten des Transversalfilters
6' von denen des Transversalfilters 6 unabhängig und können sogar in ihrer Anzahl davon
abweichen.
F i g. 8 zeigt den Schaltplan einer Entzerningsanordnung
nach dieser Abwandlung, die von der Entzerrungsanordnung nach F i g. 7 entsprechend dem obengenann-
ten Prinzip hergeleitet ist
Die Entzerningsanordnung nach F i g. 8 enthalt einen
Teil A zur Behandlung der Abtastwerte x(iT) des Analogsignals x(t)am Ausgang des Übertragungskanals
2 und einen Teil B zur Behandlung der Abtastwerte xu(iT) oder x(iT) des Interpolationssignals am Ausgang
des Kreises 33. Zur Bestimmung der Grundgedanken wird nachstehend vorausgesetzt, daß es sich hier um
Abtastwerte xopT) handelt Die genannten Teile A und
B haben die gleiche Struktur abgesehen von der Anzahl
es Elemente. Die Elemente der beiden Teile haben
dieselben Bezugszeichen, wie diese bisher verwendet wurden, jedoch unter Hinzufügung der Indizes A und B.
Im Teil A liegt hinter dem Abtastkreis 3-4 mit fester
Im Teil A liegt hinter dem Abtastkreis 3-4 mit fester
Phase das Transversalfilter 6A mit 2/V+1 Koeffizienten
at. Im Teil B liegt hinter dem Abtastkreis 3ß mit fester
Phase das Transversalfilter %B mit 2Af+1 Koeffizienten
b\. Die Ausgänge der zwei Transversalfilter sind unmittelbar mit den zwei Ausgängen eines Summierers
40 verbunden, dessen Ausgang die nun ebenfalls durch
< = - ΛΤ
y(to + iT) bezeichneten Abtastwerte dem Eingang des
Entscheidungskreises 5 zuführt.
Der Wert dieser Abtastungen hängt nun von den Koeffizienten β* des Transversalfilters 6,* und von den
Koeffizienten f>; des Transversalfilters 60 entsprechend
der nachstehenden Formel:
Die Interpolation mit der veränderlichen Wägung zwischen den Abtastwerten am Ausgang des Transversalfilters
6a und den Abtastwerten am Ausgang des Transversalfilters 6e erfolgt nun mittels der 2Af+1
veränderlichen Koeffizienten des Transversalfilters 6» ι
>
Durch Substitution des Ausdruckes für y(to + iT)
nach der Formel (24) im Ausdruck für den mittleren quadratischen Fehler:
wird ein Wert von f erhalten als Funktion von 2/V+1
Veränderlichen a* und von 2Af+1 Veränderlichen bi,
also
Der auch hier zu verwendende Gradienten-Algoritmus zum Liefern dieser Werte der Veränderlichen, die
das Minimum des mittleren quadratischen Fehlers ergeben, wird nun durch die zwei nachfolgenden 3η
Iteraaonsbeziehungen definiert:
wobei k von — W bis + N variiert, und
35
wobei /von — Af bis + Af variiert
Nach Durchführung sämtlicher Berechnungen werden die Iterationsformeln (25) und (26) wie folgt
geschrieben:
αί + 1 =α{-.\- E\d(iT) ■ x[(i-fc)T]}, (27)
wobei k von — N bis + N variiert, und
wobei k von — N bis + N variiert, und
&/ + I=fc/-.1-£<y(JT)-xe[(i-/)T]), (28)
45
50
wobei/von -Af bis +Af variiert.
Die Verwirklichung der Iterationsformel (27) für die
Einstellung der 2/V+1 Koeffizienten at des Transversalfilters
6α erfolgt in F i g. 8 mit Hilfe der Regelschleife 9A
die auf dieselbe Weise angeschlossen ist, dieselben Elemente enthalt, und auf dieselbe Weise funktioniert
wie die erste Regelschleife 9, die in den vorhergehenden Entzerrungsanordnungen zur Einstellung der
Koeffizienten des Transversalfilters 6 verwendet wurde. «>
Die Verwirklichung der Iterationsfonnel (28) zur
Einstellung der 2Af+1 Koeffizienten 6; des Transversalfilters 6b erfolgt in F i g. 8 mit Hilfe der Regelschleife 9a
die im Bezug auf das Transversalfilter 6b auf dieselbe Weise angeschlossen ist und auf dieselbe Weise
funktioniert wie die Regeischieife %Λ für das Transversalfilter
6a- Die Einstellanordnung 11« dieser Regelschleife
9„ enthält selbstverständlich 2Af+1 Einstell
(24)
kreise Ce zur gesonderten Einstellung der Koeffizienten
/7a Es läßt sich mathematisch darlegen und es wurde
versuchsweise nachgewiesen, daß welche die Anfangswerte der Koeffizienten a* und bi sein mögen, das
»Minimum Minimorum« des mittleren quadratischen Fehlers erhalten wird.
Es sei bemerkt, daß die Entzerrungsanordnung nach
F i g. 8 die bekannte Entzerrungsanordnung mit einem einzigen Transversalfilter umfaßt, da es zum Erhalten
der letztgenannten Anordnung ausreicht, den Abtastkreis 3b nicht funktionieren zu lassen. Die Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 umfaßt ebenfalls die obenstehend
beschriebenen Entzerrungsanordnungen, die einen linearen Interpolator mit einem veränderlichen Parameter
Φο benutzen, da es zum Erhalten des letztgenannten
ausreicht, dafür zu sorgen, daß die Koeffizienten des Transversalfilters 6b den Koeffizienten des Transversalfilters 6,4 mit einem Proportionalitätsfaktor entsprechend
Φο proportional sind. Die Entzerrungsanordnung
nach F i g. 8 kann also nur bessere Resultate ergeben als jede der zwei darin vorhandenen Entzerrungsanordnungen.
Es dürfte einleuchten, daß bei der Entzerrungsanordnung nach Fig.8 die Summierer βχ, 8b und 40 zur
Bildung eines einzigen Summierers kombiniert werden können, von dem 2/V+1 Eingänge mit den Multiplikatoren
Pa des Teils A verbunden sind, 2Af+1 Eingänge mit
den Multiplikatoren PB des Teils B verbunden sind und
von dem der Ausgang an den Eingang des Entscheidungskreises 5 angeschlossen ist
Die Entzerrungsanordnung nach Fig.8 kann in
verschiedenen Formen ausgebildet werden, die jedoch aus dem Gesichtspunkt der Wirkung und der Eigenschaften
gleichwertig sind, insbesondere wenn der Kreis 33 ein Verzögeningskreis ist
Fig.9 zeigt als Beispiel eine Ausführungsform, die
der Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 entspricht, die mit einem Verzögerungskreis 33 mit einer Verzögerung
772 versehen ist und dieselbe Anzahl 2N+1 Koeffizienten a*und 6/in den Teilen A und B verwendet
Die Entzerrungsanordnung nach F i g. 9 enthält einen Abtastkreis 3, der das Signal x(t) am Ausgang des
Übertragungskanals 2 abtastet, und zwar mit einer festen Phase und einer Frequenz UT, die von der
Frequenz l/T des Taktimpulsgenerators 4 mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 50 abgeleitet wird. Die
Abtastwerte mit dieser Frequenz werden in einem Transversalfilter 51 einer Kaskadenschaltung aus 4JV+1
Verzögerungskreisen Äi mit je einer Verzögerung 772 zugeführt Diese Anzahl Verzögerungskreise ist nur
gewählt worden, damit die Equivalenz der Entzerrungsanordnungen in den Fig.8 und 9 leicht dargelegt
werden kann. In Wirklichkeit braucht diese Anzahl kein Vielfaches von 4 vermehrt um 1 zu sein und diese
Anzahl kann beliebig gewählt werden. Die an den 4/v+2 Anzapfungen dieses Transversalfilters 51 verfügbaren
Abtastwerte werden zur Multiplikation mit Koeffizienten Multiplikatoren zugeführt, deren Ausgin-
ge mit den Eingängen eines Summierers 52 verbunden sind. Es ist leicht ersichtlich, daß an 2N+1 Anzapfungen
Sa jeweils getrennt durch zwei Verzögerungskreise R\,
Abtastwerte x(iT) des Signals jr(ty verfügbar sind, so daß
an den 2N+1 Anzapfungen 5& getrennt von den
Anzapfungen Sa durch einen Verzögerungskreis R\,
Abtastwerte x(iT- 772) verfügbar sind. Es läßt sich also
sagen, daß das Transversalfilter 51 in zwei Teile aufgeteilt ist Bin Teil A enthält die Elemente, die an die
Anzapfungen Sa angeschlossen sind und behandelt die Abtastwerte x(iT) \xnd entspricht also dem Transversalfilter
6a in Fig.8; ein zweiter Teil B enthält die
Elemente, die an die Anzapfungen 5g angeschlossen sind
und behandelt die Abtastwerte x(iT — T/2) und entspricht also dem Transversalfilter 6s in F i g. 8. Damit
eine Equivalenz zwischen dem Transversalfilter 51 und dem Ganzen aus den Transversalfiltern %a und 6s
erhalten wird, ist es außerdem notwendig, daß die Abtastwerte am Ausgang des Transversalfilters 51 mit
Koeffizienten (f - 0,1) und mit einer Entzerrungsanordnung des in Fi>g. 1 dargestellten Typs (f = 3 ■ 10-5)
erreicht wurden.
F i g. 10 zeigt den mittleren quadratischen Fehler /als Funktion der Anzahl q ausgesendeter Symbole, und zwar ebenfalls für den Übertragungskanal mit der Stoßantwort nach F i g. 3a bei einem zwei-Pegel-Datensignal, nun jedoch in Anwesenheit des Rauschsignals entsprechend einem Signal-Rauschabstand von 23 dB.
F i g. 10 zeigt den mittleren quadratischen Fehler /als Funktion der Anzahl q ausgesendeter Symbole, und zwar ebenfalls für den Übertragungskanal mit der Stoßantwort nach F i g. 3a bei einem zwei-Pegel-Datensignal, nun jedoch in Anwesenheit des Rauschsignals entsprechend einem Signal-Rauschabstand von 23 dB.
ίο In dieser Figur entspricht die horizontale gerade Linie B
dem Rauschpegel. Die gestrichelt dargestellte Kurve stellt f dar als Funktion von q für eine bekannte
Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit 9 Koeffizienten. Der Minimalwert von / bei einem
η ausreichend großen q beträgt 8 · 10-2. Die durch
gezogene Linien dargestellte Kurve entspricht einer Entzerrungsanordnung nach F i g. 8 mit einem Verzö&3-rungskreis
33 (Verzögerung 772) und mit insgesamt ebenfalls 9 Koeffizienten nämlich 4 Koeffizienten im
ι/ι gciicicii wciucn. in r ι £. 3 wciucn uic /ü ich n. UHU J nuciii^ieiiieii im ι cn D. L»ci iviiiiiinaiwci ι
Impulse mit der Frequenz 1/Tdes Taktimpulsgenera'
tors 4 einer Steuerklemme 53 des Summierers 52 zugeführt, um zu bewerkstelligen, daß am Ausgang des
Summierers 52 tatsächlich Abtastwerte mit der Frequenz 1/Terhalten werden.
In Wirklichkeit sind im Transversalfilter 51 die Elemente der zwei Teile A und B nicht verschieden,
während sie auf dieselbe Weise angeschlossen sind. Insbesondere werden die in den Speichern gespeicherten
Koeffizienten a* und bi gleichzeitig eingestellt, damit
das Minimum des mittleren quadratischen Fehlers erhalten wird, und zwar mit Hilfe einer Regelschleife 54,
die eine Einstellanordnung 55 enthält, die mit Einstellkreisen Ca und Cb versehen ist, die je einen Koeffizienten
des Transversalfilters 51 einstellen. Es läßt sich sagen, daß diese Regelschleife 54 die zwei Regelschleifen
9a und 9e der Entzerrungsanordnung nach F i g. 8
umfaßt
Es sei bemerkt, daß in der in Fig.9 dargestellten
Ausführungsform die Entzerrungsanordnung nach der Erfindung eine Struktur aufweist, die auf den ersten
Blick der einer bekannten Entzerrungsanordnung entspricht, die Koeffrienten des Transversalfilters
benutzt zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers. In Wirklichkeit irt der Unterschied sehr groß
und dieser Unterschied beruht auf der Frequenz, mit der die Abtastung durch den Abtastkreis 3 durchgeführt
wird, und auf der Verzögerung der Verzögerungskreise
Ru In einer bekannten Entzerrungsanordnung wäre die Abtastfrequenz 1/Tstatt 2/7"während die Verzögerung
der Verzögerungskreise R\ dann T wäre statt 772. Nachstehend werden als Beispiel Resultate von
Versuchen gegeben, die die wesentliche Verbesserung zeigen, die durch die erfindungsgemäße Entzerrungsanordnung
erhalten wird, insbesondere für die in Fig.9 dargestellte Ausführungsform.
Wenn zur Entzerrung eines Übertragungskanals, dessen StoBantwort in Fig.3a dargestellt ist, eine
Entzerrungsanordnung nach F i g. 9 verwendet wird, die insgesamt 6 Koeffizienten enthilt und die der aus F i g. 8
entspricht, die 3 Koeffizienten im Teil A und 3 Koeffizienten im Teil B enthilt, so stellt es sich heraus,
daß beim Fehlen des vom Übertragungskanal eingeführten Rauschsignals und bei Datensignalen mit zwei
Pegem der mittlere quadratische Fehler / nach Entzerrung weniger als 10~7 ist Es wird noch a;if die
bereits erwähnten Resultate gewiesen, die mit einer bekannten Entzerrungsanordnung ebenfaüs mit 6
von / beträgt 2,9 · 10-3. Fig. 10 zeigt, daß mit der Entzerrungsanordnung nach der Erfindung im Vergleich
zur bekannten Entzerrungsanordnung eine wesentlich bessere Entzerrung erhalten werden kann
und das praktisch der Rauschpegel erreicht werden kann. Außerdem stellt es sich heraus, daß die
Konvergenzzeit wesentlich kürzer ist.
F i g. 11 zeigt die Stoßantwort eines zu entzerrenden
Übertragungskanals, wobei die Zeitachse in Perioden T des ausgesendeten Datensignals aufgeteilt ist.
Fig. 12 zeigt den minimalen mittleren quadratischen
Fehler /in,«, der nach Entzerrung erhalten worden ist als
Funktion der Anzahl N der Koeffizienten für 8-Pegel-Datensignale
im Vorhandensein des Rauschsignals mit einem Signal-Rauschabstand von 23 dB. Der Rauschpegel
ist durch die horizontale gerade Linie B' dargestellt Die gestrichelt dargestellte Kurve bezieht sich auf eine
bekannte Entzerrungsanordnung mit einem Transversalfilter mit N Koeffizienten, dessen Eingang Abtast-
werte des Ausgangssignals des Übertragungskanals mit der Frequenz l/7*zugeführt werden. Die mit gezogenen
Linien dargestellte Kurve bezieht sich auf eine Entzerrungsanordnung nach dem Schaltplan aus F i g. 9
mit insgesamt N Koeffizienten (N/2 in jedem der Teile A und B), deren Eingang Abtastwerte mit der Frequenz
2/Tzugeführt werden. Aus Fig. 12 geht deutlich der
Vorteil der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung hervor. Mit einer Anzahl Koeffizienten entsprechend 30
wird mit der bekannten Entzerrungsanordnung bei
so langem nicht der Rauschpegel erreicht während dieses Resultat mit der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung
bereits mit 17 Koeffizienten erreicht wird.
Die Entzerrungsanordnung nach Fig.8 enthält zwei
Transversalfilter 6α und 6a deren Eingänge Abtastwerte
x(iT) bzw. Abtastwerte, die im Ausführungsbeispiel, in
dem der Kreis 33 ein Verzögerungskreis mit einer Verzögerung 772 ist, JiJiT- 772) entsprechen, zugeführt
werden. Die Anzahl Transversalfilter kann noch dadurch erhöht werden, daß den Eingingen derselben
Abtastwerte von unterschiedlichen Interpolationssignalen zugeführt werden, die aus dem Signal x(t) am
Ausgang des Übertragungskanals abgeleitet werden. Auf Kosten einer verwickelten Struktur kann auf diese
Weise die Anzahl Veränderlichen, die zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers verwendet
werden, erhöht werden, wodurch in bestimmten Fällen die Qualität der Entzerrung noch weiter verbessert
werden kann.
F! g. 13 zeigt als Beispiel eine Entzerrungsanordnung
mit vier Transversalfiltern als Abwandlung der Entzerrungsanordnung nach F i g. 8. Einem Transversalfilter 6 a
werden ebenso wie in F i g. 8 die Abtastwerte x(iT) des Signals x(t) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3A
herrühren. Einem Transversalfilter 6s werden die Abtastwerte x(iT— 774) zugeführt, die von einem
Abtastkreis 3e herrühren, die an einen Verzögerungskreis 33fl mit einer Verzögerung 774 angeschlossen ist
Einem Transversalfilter 6C werden die Abtastwerte x(iT- 772) zugeführt, die von einem Abtastkreis 3C
herrühren, die an den Ausgang der Kaskadenschaltung des Verzögerungskreises 33ß und eines Verzögerungskreises 33c, ebenfalls mit einer Verzögerung 774,
angeschlossen ist. Einem Transversalfilter 6O werden die
Abtastwerte χ(ΪΤ—3ΉΑ) zugeführt, die von einem
Abtastkreis 3d herrühren, die an den Ausgang der Kaskadenschaltung von drei Verzögerungskreisen 33»
33(,'Und 33omit je einer Verzögerung 774 angeschlossen
ist. Die vier Äbtastkreise 3a, 3a 3c und 3d arbeiten
synchron, und zwar mit der Frequenz \/T. Von den vier Transversaifiltern 6a, 6» 6c und 6p sind hier nur die
Summierer 8a, 8» 8c und 8o dargestellt, die an die
Eingänge eines Summierers 56 angeschlossen sind. Die Koeffizienten dieser vier Transversalfilter werden
unabhängig voneinander mit Hilfe der Einstellanordnungen IU 11» Hc und Hd eingestellt, die einen Teil
der Regelschleifen 9a, 9b, 9c und 9O bilden, die an den
Differenzerzeuger 10 angeschlossen sind.
Eine der Entzerrungsanordn jng nach Fig. 13 entsprechende
Ausführungsform ist in Fig. 14 dargestellt. Der Abtastkreis 3 für das Signal x(t) wird durch Impulse
mit der Frequenz 4/7; die von einem Frequenzvervielfacher 57 herrühren, gesteuert, welcher Vervielfacher die
Frequenz 1/7" der Impulse des Taktimpulsgenerators 4 mit einem Faktor 4 multipliziert Die Abtastwerte am
Ausgang des Abtastkreises 3 werden in einem Transversalfilter 58 einer Kaskadenschaltung von
Verzögerungskreisen R2 mit je einer Verzögerung 774
zugeführt Bei dieser Ausführungsform läßt sich sagen, daß an den Anzapfungen 5a, die durch vier Verzögerungskreise
Ri voneinander getrennt sind, Abtastwerte
x(iT) verfügbar sind, an den Anzapfungen Sb, die von
den Anzapfungen SA durch einen Verzögerungskreis A2
getrennt sind, Abtastwerte x(iT- 774) verfügbar sind, an den Anzapfungen Sa die von den Anzapfungen Se durch
einen Verzögerungskreis A2 getrennt sind, Abtastwerte
x(iT- 772) und zum Schluß an den Anzapfungen Sn die
von den Anzapfungen Sc durch einen Verzögerungskreis A2 getrennt sind, Abtastwerte x(iT— 3774) verfügbar
sind. Die Abtastwerte an all diesen Anzapfungen Sa,
Sb, Sc und Sd werden nicht dargestellten Multiplikationen
zugeführt und mit von nicht dargestellten Speichern herrührenden Koeffizienten multipliziert und der
Ausgang dieser Multiplikatoren ist mit einem Summierer 59 verbunden. Der Summierer 59 enthält eine
Steuerklemme 60, die an den Ausgang des Taktimpulsgenerators 4 mit der Frequenz 1/rangeschlossen ist, so
daß am Ausgang des Transversalfilters 58 Abtastwerte
mit der Frequenz 1/7" erhalten werden. Die Einstellung
der Koeffizienten des Transversalfilters 58 erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung 61, die einen Teil einer
Regelschleife 62 bildet, die an den Differenzerzeuger 10 angeschlossen ist
Die bisher beschriebenen Ausführungsformen beziehen sich alle auf Entzerrungsanordnungen vom
nicht-rekursiven Typ. Die erfindungsgemäßen Maßnahmen können jedoch ebenfalls in Entzerrungsanordnungen
vom rekursiven Typ angewandt werden, in denen außer einem nicht-rekursiven Teil, der zwischen dem
Ausgang des Übertragungskanals und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt, auch ein rekursiver Teil
vorhanden ist, der zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Entscheidungskreises liegt Diise rekursiven
Entzerrungsanordnungen werden im allgemeinen dann verwendet, wenn die Übertragungskanäle nicht
nur die bereits genannten Amplitude- und Laufzeitverzögerungen herbeiführen, sondern auch Echo-Erscheinungen
aufweisen.
Bei den nachstehend zu beschreibenden Abwandlungen der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnungen
mit einer rekursiven Struktur kann der nicht-rekursive Teil auf dieselbe Art und Weise wie bei den bereits
beschriebenen Ausführungsformen ausgebildet werden. Es ist dabei vorteilhaft, die Ausführungsformen zu
benutzen, die es ermöglichen, mit Gewißheit das »Minimum-Minimorum« des mittleren quadratischen
2<> Fehlers zu erhalten.
Fig. 15 zeigt einen vereinfachten Schaltplan einer derartigen Entzerrungsanordnung mit einer rekursiven
Struktur. In Fig. 15 ist die Entzerrungsanordnung an
dem Ausgang eines Übertragungskanals 102 eingc-
schlossen. Dem Eingang dieses Übertragungskanals 102
werden von einer im Sender vorhandenen Quelle 101 Datensignale zugeführt mit einer Datentaktfrequenz
1/7:
Diese Entzerrungsanordnung enthält einen nicht-re-
j<> kursiven Teil 103, der auf dieselbe Weise ausgebildet ist
wie in F i g. 1. Dieser Teil 103 enthält einen Abtastkreis 104 für das Datensignal am Ausgang des Übertragungs
kanals 102, die von Impulsen eines Taktgenerators 1OS gesteuert wird. Die Abtastphase wird durch das einer
Steuerklemme 6 eines Phasenschiebers 107 zugeführte Einstellsignal variiert. Diese Abtastwerte können von
einem nicht dargestellten Analog-Digital-Wandler kodiert werden wenn die anderen Elemente der Entzerrungsanordnung
vom digitalen Typ sind. Die Abtastwerte werden einem Transversalfilter 108 zugeführt, dessen
Ausgang an einen Entscheidungskreis 109 angeschlossen ist. An den Entscheidungskreis 109 ist ein
Differenzerzeuger 111 angeschlossen und das davon herrührende Fehlersignal wird zwei Regelschlr:fen 112
und 113 zugeführt, die die Einstellung der Koeffizienten
des Transversalfilters 108 bzw. die Phase der Abtastzeitpunkte in dem Abtastkreis 104 bewerkstelligen. Die
Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters 108 erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung 114, die einen
Teil der Regelschleife 112 bildet Die Einstellung der Abtastphase erfolgt mit Hilfe einer Einstellanordnung
115, die einen Teil der Regelschleife 113 bildet Das von
dieser Einstellanordnung 115 erzeugte Phasen-Einstellsignal wird der Steuerklemme 106 des Phasenschiebers
107 zugeführt Die Wirkungsweise dieses nicht-rekursiven Teils 103 ist obenstehend bereits eingehend
erläutert worden.
Fig. 16 zeigt ein Zeitdiagramm, in dem auf schematische
Weise die Stoßantwort eines Übertragungskanals mit Echo-Erscheinungen dargestellt ist Für ein isoliert
ausgesendetes Symbol hat das empfangene Signal die in Fig. 16 dargestellte Gestalt Bei einem Übertragungskanal, der nur Amplitude- und Laufzeitverzerrungen
aufweist, hat das empfangene Signal die Form der gestrichelt dargestellten Kurve a, die innerhalb eines
Zeitintervalls (tu fe) liegt und zwar auf beiden Seiten des
Bezugszeitpunktes fo Dieses Intervall beträgt beispielsweise 2 ms. Die gezogenen Linien, die durch ein
Intervall Γ voneinander getrennt sind, stellen Abtastwerte
dar, die vom Abtastkreis 104 herrühren. Der
bisher beschriebene Teil 103 der Entzerrungsanordnung eignet sich durchaus zum Eliminieren der Interferenzen,
die zwischen aufeinanderfolgenden Stoßantworten mit einer Gestalt wie die Kurve a auftreten und den
Symbolen, die mit der Frequenz \1T ausgesendet werden, entsprechen. Die Stoßantwort eines Übertragungskanals,
in dem zugleich Echos auftreten, umfaßt außerdem ein Echo-Signal, wie dies durch die gestrichelt
dargestellte Kurve b angegeben ist, die innerhalb des Zeitintervalls (W, ti) auf beiden Seiten des Zeitpunktes
td liegt Dieses Echo-Signal b kann eine nicht zu
vernachlässigende Amplitude im Vergleich zum Hauptsignal a aufweisen und ist durch ein Intervall (to, to')
davon getrennt, welches Intervall beispielsweise 15 ms beträgt Dann treten außer Interferenzen infolge der
Amplitude- und Laufzeitverzerrungen auch Interferenzen zwischen den Hauptsignalen und Echo-Signalen auf.
Im Zeitpunkt <b tritt beispielsweise Interferenz zwischen
dem Hauptsigna! a entsprechend einem ausgesendeten Symbol und dem Echo-Signal b entsprechend einem
15 ms vorher ausgesendeten Symbol auf.
Damit gleichzeitig Interferenzen infolge der genannten Verzerrungen und diejenigen infolge von Echos
eliminiert werden, enthält die Entzerrungsanordnung in Fig. 15 außer dem nicht-rekursiven Teil 103 zugleich
einen rekursiven Teil 116, der durch ein Transversalfilter
Λ7 gebildet wird, das an den Ausgang des Entscheidungskreises
109 angeschlossen ist und das aber einen Summierer 118, die die Abtastwerte an den Ausgängen
der Transversalfilter 108 und 117 kombiniert, mit dem Eingang des Entscheidungskreises 109 verbunden ist
Das vom Differenzerzeuger 111 gelieferte Fehlersignal wird zugleich einer Regelschleife 119 zugeführt damit
auch die Koeffizienten des Transversalfilters 117 derart
eingestellt werden, daß der mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschränkt wird. Wie obenstehend
bereits erläutert wurde, erfolgt diese Einstellung auf iterative Weise unter Verwendung des Gradienten-Algoritmus.
In der Regelschleife 119 ist eine Einstellanordnung 120 zur Einstellung der Koeffizienten des
Transversalfilters 117 aufgenommen. Diese Einstellanordnung 120 hat eine Struktur und eine Wirkung, die
denen der Einstellanordnung 114 für die Koeffizienten des Transversalfilters 108 entsprechen und folglich nicht
weiter erläutert zu werden brauchen.
Die Entzerrung eines Übertragungskanals, der Echos von dem in Fig. 16 dargestellten Typ aufweist, erfolgt
wie untenstehend beschrieben wird. Das Transversalfilter 108 des nicht-rekursiven Teils 103 nimmt die
Stoßantwort im Intervall (U, 6), das den Amplitude- und Laufzeitverzerrungen entspricht, für seine Rechnung.
Wie bereits erläutert wurde, stellen die Koeffizienten des Transversalfilters 108 sich automatisch derart ein,
daß die entzerrte Stoßantwort praktisch nur einen einzigen zentralen Abtastwert gleich 1 enthält Das
Transversalfilter 117 des rekursiven Teils 116 enthält, wie jedes Transversalfilter, eine Kaskadenschaltung von
(nicht dargestellten) Verzögerungskreisen zum Speichern der Stoßantwort im Intervall (k, ti) wobei die
Koeffizienten dieses Transversalfilter» 117 sich automatisch
derart einstellen, daß das Echo-Signal b im Intervall (W, ti') auf Null beschränkt wird.
Die Struktur des nicht-rekursiven Teils 103 in F i g. 15 ist gewiß nicht die einfachste und führt manchmal zu
falschen Minimalwerten des mittleren quadratischen Fehlers, wie obenstehend erwähnt wurde. Für diesen
Teil 103 können alle bereits beschriebenen Abwandlungen verwendet werden. Fig. 17 zeigt einen Schaltplar
mit der Abwandlung, die im allgemeinen die beste Entzerrung ergibt In dieser Figur sind die der Fig. IS
entsprechenden Elemente mit denselben Bezugszeichei angegeben.
Der nicht-rekursive Teil 103 in Fig. 17 enthält einer Abtastkreis 104, der mit der doppelten Datentaktfrequenz
und folglich mit einer Frequenz 2IT gesteuert
ίο wird, die aus der Frequenz 1/rdes Taktimpulsgenerators
105 mit Hilfe eines Frequenzverdopplers 13C hergeleitet wird. Die Reihe von Abtastwerten mit dei
Frequenz 2/rwird in zwei gegenübereinander verschobenen Reihen von Abtastwerten mit je der Frequenz
1/Tzerlegt, und zwar durch einen Verteiler 131 in Form
eines Wechselkontaktes mit zwei Stellungen, der durch die Signale an den zwei Ausgängen eines Modulo-2-Zählers
132 gesteuert wird, der die Impulse mit dei Frequenz 21T am Ausgang des Frequenzverdopplers
130 zählt Ein Ausgang des Verteilers 131 liefert einem Transversalfilter 108a eine erste Reihe von Abtastwerten
des Datensignals. Der zweite Ausgang des Verteilers 131 liefert eine zweite Reihe von Abtastwerten
des um eine Zeit 772 verschobenen Datensignals ar einem Transversalfilter 108» Für die weitere Verarbeitung
wird diese Zeitverschiebung durch einen Verzögerungskreis 133 ausgeglichen, der mit dem Eingang des
Transversalfilters 108,, verbunden ist Die zwei Transversalfilter
108/t und 108b haben dieselbe Struktur
abgesehen von der Anzahl Elemente. Jedes diesei
Transversahilter enthält eine Kaskadenschaltung von Verzögerungskreisen RA bzw. R8 mit je eine Verzögerung
Tund Multiplikatoren Pa bzw. P& denen einerseits
die von den Anzapfungen der Verzögerungskreise herrührenden Abtastwerte und andererseits die in den
Speichern mA bzw. mB gespeicherten Koeffizienten
zugeführt werdea Der Ausgang der Multiplikatoren P/ bzw. Pb ist mit Eingängen der Summierer SA bzw. Si
verbunden, deren Ausgangsabtastwerte in einem Summierer 134, der an dem Eingang des Entscheidungskreises 109 angeschlossen ist, kombiniert werden
Obenstehend wurde dargelegt, daß diese Struktur mil zwei Transversalfiltern 108,, und 108s mit veränderlichen
Koeffizienten funktioniert als hätten die Abtastwerte am Eingang des Entscheidungskreises 109 eine
veränderliche Amplitude und Phase. Zur Entzerrung wird das vom Differenzerzeuger 111 gelieferte Fehlersi
gnal den Einstellanordnungen 114* und 114* zugeführt
die entsprechend dem Gradienten-Algoritmus die
Änderungen der in den Speichern mA und m(
gespeicherten Koeffizienten bewerkstelligen, damit dei
mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschränkt wird.
Der rekursive Teil 116 in Fig. 17 enthält da:
Der rekursive Teil 116 in Fig. 17 enthält da:
Transversalfilter 108q das mit einer Kaskadenschaltung
von Verzögerungskreisen Rc mit je einer Verzögerung T versehen ist und deren Eingang mit dem Ausgang de:
Entscheidungskreises 109 verbunden ist Das Transver salfilter 108c enthält Multiplikatoren Pc, denen einer
seits die von den Anzapfungen der Verzögerungskreise Rc herrührenden Abtastwerte und andererseits die ir
den Speichern mc gespeicherten Koeffizienten züge
führt werdea Der Ausgang der Multiplikatoren Pc ist mit dem Eingang der Summierer 134 über der
Summierer Sc verbunden. Zur Entzerrung wird das von·
Differenzerzeuger 111 gelieferte Fehlersignal dei Einstellanordnung 114c zugeführt, die nach deir
Gradienten Algorithmus die Änderungen der in der
Speichern mc gespeicherten Koeffizienten bewerkstelligt,
damit der mittlere quadratische Fehler auf ein Minimum beschränkt wird.
Der nicht-rekursive Teil 103, in dem die Koeffizienten
der Transversalfilter 108λ und 108« eingestellt werden,
und zwar mit Hilfe der Einstellanordnungen 114* und
114a korrigiert die Amplitude- und Laufzeitverzerrungen,
wobei die bereits erwähnten besonderen Vorteile dieser Struktur erhalten werden. Der rekursive Teil 116,
in dem die Koeffizienten des Transversalfilters 108c mit ι ο
Hilfe der Einstellanordnung 114c eingestellt werden, korrigiert die Echo-Verzerrungen. Wenn der Übertragungskanal
102 keine Echos aufweist, ist nur der nicht-rekursive Teil 103 mit den Transversalfiltern lOBy»
und 108b wirksam, während die Koeffizienten des Transversalfilter 108cdes rekursiven Teils 116 alle Null
sind. Dieser rekursive Teil 116 ist nur wirksam insofern
der Übertragungskanal Echos herbeiführt, so daß der Nachteil der Fehlermultiplikation möglichst vermieden
wird.
Der Schaltplan nach Fig. 17 zeigt deutlich den
Unterschied zwischen der erfindungsgemäßen Entzerrungsanordnung und den bekannten rekursiven Entzerrungsanordnungen,
von denen ein Beispiel im dritten der obengenannten Artikel beschrieben wurde. Durch
Fortlassung des Transversalfilters 108s in F i g. 17 wird der Schaltplan der bekannten Entzerrungsanordnung
erhalten. Die spezifischen Vorteile der Entzerrungsanordnung mit zwei Transversalfiltern 108/4 und 108b im
nicht-rekursiven Teil 103 gehen dann jedoch verloren, und die Entzerrung in Bezug auf die Amplitude- und
Laufzeitverzerrungen ist weniger gut infolge der Phasenschwankungen (»jitter«) des örtlichen Taktimpulsgenerators
105. Die Entzerrungsanordnung nach F i g. 17 ist dagegen unempfindlich für diese Phasen-Schwankungen
des örtlichen Taktimpulsgenerators 105, der den Abtastkreis 104 steuert, weil durch die
erfindungsgemäßen Maßnahmen gerade die Abtastphase eine zusätzliche Regelgröße für die Entzerrung ist
Die durch die Struktur des rekursiven Teils verursachte Fehlermultiplikatjon macht zum Schluß bei der bekannten
Entzerrungsanordnung den Gebrauch einer Training-Sequenz notwendig zum Starten der Entzerrung.
Durch Hinzufügung des Transversauliters 108b zur bekannten Entzerrungsanordnung wird die Entzerrung
wesentlich verbessert, während die erwähnten Nachteile eliminiert werden. So kann insbesondere die
Entzerrungsanordnung im allgemeinen unmittelbar durch das Datensignal gestartet werden, und zwar nach
einer sehr einfachen Methode. Zunächst wird das Transversalfilter 108c außer Betrieb gesetzt, so daß nur
der nicht-rekursive Teil 103 funktioniert, der die eigentlichen Verzerrungen ausgleicht Dian wird sehr
schnell ein im allgemeinen niedriger Fehlerprozentsatz in der Größenordnung von einigen Prozenten erhalten.
Danach wird das Transversalfilter 108c eingeschaltet und zwar zum Ausgleichen der Echo-Verzerrungen, und
die völlige Entzerrung kann genau durchgeführt werden, und zwar dadurch, daß die Fehler bereits stark
abgenommen haben.
Die Verwendung der Entzerrungsanordnungen nach Fig. 15 und Fig. 17 beschränkt sich nicht auf die
Entzerrung von Übertragungskanälen, die unerwünschte Echos aufweisen. Diese Entzerrungsanordnungen
können ebenfalls in Übertragungssystemen mit partieller Stoßantwortkodierung (»partial response coding«)
wie beispielsweise der bipolaren Kodierung zweiter Ordnung eingesetzt werden. In derartigen Übertragungssystemen
werden beabsichtigt Echos erzeugt, und zwar zur Erleichterung der Filterbearbeitungen. Die
Entzerrungsanordnungen nach den Fig. 15 und 17 eignen sich durchaus zum Eliminieren derartiger Echos.
Claims (16)
1. Automatische Entzerrungsanordnung für Datenübertragungskanäle
mit einem ersten Transversalfilter, das zwischen einem ersten Abtastkreis am
Kanalausgang und einem die Daten wiederherstellenden Entscheidungskreis liegt, wobei die Koeffizienten
des ersten Transversalfilters mit Hilfe einer Koeffizienten-Einstellanordnung, die einen Teil
einer ersten Regelschleife bildet, der die Differenz
zwischen Ein- und Ausgangssignalen des Entscheidungskreises als Fehlersignal zugeführt wird, derart
eingestellt werden, daß eine vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine Phasen-Einstellanordnung (18) vorgesehen ist, die ein zweites Transversalfilter (6') mit
einstellbaren Koeffizienten, dem von den dem ersten Transversalfilter zugeführten Abtastwerten unterschiedlich«
Abtastwerte eines aus dem empfangenen Datensignal abgeleiteten Signals zugeführt werden,
sowie eine Schaltung (19) zum Erzeugen eines Einstellsignals enthält, wobei diese Schaltung mindestens
ein dem zweiten Transversalfilter entnommenes Signal erhält und einen Teil einer zweiten
Regelschleife bildet, der dasselbe Fehlersignal wie der ersten Regelschleife zugeführt wird, und
daß die Phasen-Einstellanordnung die effektive Phase der Abtastzeitpunkts derart einstellt, daß die vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird.
daß die Phasen-Einstellanordnung die effektive Phase der Abtastzeitpunkts derart einstellt, daß die vorbestimmte Funktion des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird.
2. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, cLß an den Ausgang des
Übertragungskanals (2) ein differenzierendes Netzwerk (23) und ein zweite» Abtastkreis (3') in
Kaskadenschaltung angeschlossen sind, welcher zweite Abtastkreis (3') synchron zum ersten
Abtastkreis (3) gesteuert wird, und zwar durch die Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4) mit einer
Frequenz entsprechend der Datentaktfrequenz und mit einer durch einen Phasenschieber (15) veränderbaren
Phase, wobei die Abtastwerte des zweiten Abtastkreises (3') in der Phasen-Einstellanordnung
(18) dem zweiten Transversalfilter (6') zugeführt werden, in dem dieselben Koeffizienten eingestellt
werden wie im ersten Transversalfilter (6), während der Ausgang des zweiten Transversalfilters (6') und
der Ausgang des Differenzerzeugers (10) an den Eingang der Schaltung (19) eingeschlossen sind, die
ein Phasen-Einstellsignal zur Einstellung des Phasenschiebers (15) erzeugt (Fig. 1).
3. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrungsanordnung
in Kaskade ein Abtastkreis (3) und ein Transversalfilter (24) enthält, die durch Zeitverteilung
innerhalb einer Datentaktperiode mit Hilfe einer Umschaltanordnung (26, 29) wechselweise
wirksam sind, und zwar als erster Abtastkreis und als erster Transversalfilter bzw. als zweiter Abtastkreis bo
und als zweiter Transversalfilter, welcher Umschaltanordnung (26,29) durch vom örtlichen Taktgenerator
(4) hergeleitete Signale gesteuert wird und zur Erhaltung des Einstellsignals der Koeffizienten den
Eingang des Abtutkreises (3) mit dem Ausgang des 6j
Übertragungskanals (2) und den Ausgang des Transversalfilters (24) mit dem Eingang des Entscheidungskreises
(5) bzw. zur Erhaltung des Phasen-Einstellsignals den Eingang des Abtastkreises
(3) mit dem Ausgang des differenzierenden Netzwerks (23) und den Ausgang des Transversalfilters
(24) mit dem Eingang der Phasen-Einstellschaltung (19) verbindet (F i g. 4).
4. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte am
Eingang des ersten Transversalfilters (6) von einem linearen Interpolator geliefert werden, der einen
Addierer (32) mit zwei Eingängen enthäk, die über
zwei Zweige (30, 31) mit dem Ausgang des Übertragungskanals (2) verbunden sind, welchen
Zweigen (30,31) Abtastwerte eines ersten und eines zweiten aus dem empfangenen Datensignal hergeleiteten
Interpolationssignals zugeführt werden, wobei die Abtastwerte im zweiten Zweig (31)
entsprechend einem Koeffizienten mit Hilfe eines Multiplikators (34) gewogen werden, während die
Abtastwerte in den zwei Zweigen (30, 31) durch Abtastkreise (3, 3') erzeugt werden, die durch
Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4) mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend
der Datentaktfrequenz gesteuert werden und weiter die Abtastwerte des zweiten Interpolationssignals in
der Phasen-Einstellanordnung (18) dem zweiten Transversalfilter (6') zugeführt werden, in dem
dieselben Koeffizienten eingestellt werden wie im ersten Transversalfilter (6), wobei der Ausgang des
zweiten Transversalfilters (6') und der Ausgang des Differenzerzeugers (10) an dem Eingang der
Schaltung (19) angeschlossen sind, die ein Koeffizienten-Einstellsignal für den genannten Multiplikator
(34) erzeugt (Fig. 5).
5. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte am
Eingang des Entscheidungskreises (5) durch Summierung in einem Addierer (40) der Abtastwerte, die
von zwei Zweigen der Anordnung herrühren, erhalten werden, wobei der erste Zweig das erste
Transversalfilter (6) enthält, das die Abtastwerte eines ersten aus dem empfangenen Datensignal
hergeleiteten Interpolationssignal empfängt und wobei der zweite Zweig das zweite Transversalfilter
(6') enthält, in dem dieselben Koeffizienten wie im ersten Transversalfilter (6) eingestellt werden,
welches zweite Transversalfilter (6') die Abtastwerte eines zweiten aus dem empfangenen Datensignal
hergeleiteten Interpolationssignals empfängt, wobei die Ausgangsabtastwerte des zweiten Transversalfilters
(6') entsprechend einem Koeffizienten mit Hilfe eines Multiplikators (41) gewogen werden und
weiter die Abtastwerte in den beiden Zweigen durch Abtastkreise (3, 3') erzeugt werden, die durch
Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4) mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend
der Datentaktfrequenz gesteuert werden, während der Ausgang des zweiten Transversalfilters (6') und
der Ausgang des Differenzerzeugers (10) an den Eingang der Schaltung (19) angeschlossen sind, die
ein Koeffizienten-Einstellsignal für den genannten Multiplikator (41) erzeugt (F i g. 7).
6. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolationssignal
im ersten Zweig das empfangene Datensignal ist
7. EntzerrungMnordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolationssignal
im zweiten Zweig mit Hilfe eines Verzöge-
rungskreises (33) aus dem empfangenen Datensignal
hergeleitet wird (F ig. 2\
8. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolationssignal
im zweiten Zweig mit Hilfe eines differenzie- s renden Netzwerks (33) aus dem empfangenen
Datensignal hergeleitet wird (F i g. 5).
9. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationssignale
in den zwei Zweigen mit Hilfe von Kreisen, die ι ο in jedem Zweig eine andere Verzögerung herbeiführen,
aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden.
10. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte am
Eingang des Entscheidungskreises (5) durch Summierung in einem Addierer (40) von Abtastwerten,
die von wenigstens zwei Zweigen (A, B) in der Anordnung herrühren, erhalten werden, welche
Zweige je ein Transversalfilter (6a, 6«) enthalten,
dem die Abtastwerte eines Interpolationssignals zugeführt werden, das aus dem empfangenen
Datensignal hergeleitet ist und in jedem Z<veig verschieden ist, wobei die Abtastwerte in allen
Zweigen durch Abtastkreise (3,4, 3S), die durch
Impulse eines örtlichen Taktgenerators (4) mit einer festen Phase und mit einer Frequenz entsprechend
der Datentaktfrequenz gesteuert werden, erzeugt werden und die Koeffizienten des Transversalfilters
(6/t, 6s) in jedem Zweig mit Hilfe einer gesonderter, jo
Koeffizienten-Einstellanordnung (1 \a, 11 b), die einen
Teil einer gesonderten Regelschleife (9^, 9a) bildet,
der das Fehlersignal zugeführt wird, eingestellt werden (F i g. 8).
11. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 10, js
dadurch gekennzeichnet, daß das Interpolationssignal in einem Zweig das empfangene Datensignal ist
12. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationssignale in den anderen Zweigen mit Hilfe von
Verzöperungskreisen (33) aus dem empfangenen Datensignal hergeleitet werden (F i g. 8).
13. Entzerrungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationssignale
in den anderen Zweigen mit Hilfe von differenzierenden Netzwerken aus dem empfangenen
Datensignal hergeleitet we-den.
14. Entzerrungsanordnung nach Anspruch IC, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationssignale
in den unterschiedlichen Zweigen mit Hilfe von Verzögerungfkreisen (33a 33G 33Ö) auf dem
empfangenen Datensignal hergeleitet werden (Fig. 13).
15. Entzerrungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 oder 14, in der die Verzögerungen der
Abtastwerte in jedem Zweig Vielfache eines Wertes T/n sind, wobei Tdie Periode der Datentaktfrequenz
und π eine ganze Zahl größer als 1 ist, dadurch
gekennzeichnet, daß die Transversalfilter der jeweiligen
Zweige reihenweise zur Bildung eines einzigen Transversalfilter (51) gegliedert sind, an dessen
Eingang ein Abtastkreis (3) für das empfangene Datensignal aufgenommen ist, die durch Impulse
eines örtlichen Taktgenerators (4 und 50) mit einer festen Phase und einer Frequenz entsprechend dem
n-fachen der Datentaktfrequenz gesteuert wird,
welches letztgenannte Transversalfilter (51) derart gesteuert wird, daß den Entscheidungskreis (5)
Abtastwerte mit der Datentaktfrequenz zugeführt werden, wobei die Koeffizienten dieses letztgenannten
Transversalfüters (51) mit Hilfe einer Koeffurjenten-Einstellanordnung
(55), die einen Teil einer Regelschleife (54) bildet, der das Fehlersignal
zugeführt wird, eingestellt werden (F i g. 9).
16. Entzerrungsanordnung nach einem der vorstehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrungsanordnung ebenfalls einen rekursiven
Teil (116) enthält in Form eines zusätzlichen Transversalfilters (117), das zwischen dem Eingang
und dem Ausgang des Entscheidungskreises (109) liegt, wobei die Koeffizienten des zusätzlichen
Transversalfüters (117) mit Hilfe einer Einstellanordnung
(120), die einen Teil einer zusätzlichen Regelschleife (119) bildet, der ebenfalls das genannte
Fehlersignal zugeführt wird, derart eingestellt werden, daß die genannte vorbestimmte Funktion
des Fehlersignals auf ein Minimum beschränkt wird (Fig. 15).
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR7308476A FR2318542A1 (fr) | 1973-03-09 | 1973-03-09 | Egaliseur autoadaptatif d'un canal de transmission |
FR7323052A FR2234718B2 (de) | 1973-06-25 | 1973-06-25 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2410881A1 DE2410881A1 (de) | 1974-09-12 |
DE2410881B2 true DE2410881B2 (de) | 1980-01-31 |
DE2410881C3 DE2410881C3 (de) | 1980-09-25 |
Family
ID=26217609
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2410881A Expired DE2410881C3 (de) | 1973-03-09 | 1974-03-07 | Automatische Entzerrungsanordnung für einen Datenübertragungskanal |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3868603A (de) |
JP (1) | JPS5515891B2 (de) |
CA (1) | CA1013437A (de) |
DE (1) | DE2410881C3 (de) |
GB (1) | GB1466678A (de) |
NL (1) | NL171215C (de) |
SE (1) | SE400004B (de) |
Families Citing this family (49)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4041418A (en) * | 1973-01-05 | 1977-08-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Equalizer for partial response signals |
NL7405553A (nl) * | 1974-04-25 | 1975-10-28 | Philips Nv | Inrichting voor automatische egalisatie. |
JPS5152264A (de) * | 1974-09-11 | 1976-05-08 | Sharp Kk | |
US3943468A (en) * | 1974-10-29 | 1976-03-09 | Bell Telephone Laboratories Incorporated | Amplitude equalizer using mixing for error detection |
FR2295649A1 (fr) * | 1974-12-20 | 1976-07-16 | Trt Telecom Radio Electr | Egaliseur de ligne autoadaptatif pour systeme de transmission de donnees |
US3947768A (en) * | 1975-01-08 | 1976-03-30 | International Business Machines Corporation | Carrier-modulation data transmission equalizers |
US4004226A (en) * | 1975-07-23 | 1977-01-18 | Codex Corporation | QAM receiver having automatic adaptive equalizer |
JPS5215247A (en) * | 1975-07-28 | 1977-02-04 | Nec Corp | Automatic equalizer |
JPS5270707A (en) * | 1975-12-09 | 1977-06-13 | Nec Corp | Automatic phase control system |
FR2370396A1 (fr) * | 1976-11-09 | 1978-06-02 | Cit Alcatel | Ensemble d'egalisation autoadaptatif |
US4398062A (en) * | 1976-11-11 | 1983-08-09 | Harris Corporation | Apparatus for privacy transmission in system having bandwidth constraint |
US4141072A (en) * | 1976-12-28 | 1979-02-20 | Xerox Corporation | Frequency domain automatic equalizer using minimum mean square error correction criteria |
FR2410917A1 (fr) * | 1977-11-30 | 1979-06-29 | Cit Alcatel | Egaliseur autoadaptatif |
US4213095A (en) * | 1978-08-04 | 1980-07-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Feedforward nonlinear equalization of modulated data signals |
US4181888A (en) * | 1978-08-04 | 1980-01-01 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Feedback nonlinear equalization of modulated data signals |
USRE31351E (en) * | 1978-08-04 | 1983-08-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Feedback nonlinear equalization of modulated data signals |
US4263671A (en) * | 1978-10-19 | 1981-04-21 | Racal-Milgo, Inc. | Sampling clock correction circuit |
JPS5558612A (en) * | 1978-10-26 | 1980-05-01 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | Delay circuit |
FR2455406B1 (fr) * | 1979-04-27 | 1987-05-29 | Cit Alcatel | Procede de compensation des bruits de phase a la reception d'une transmission de donnees |
FR2455408B1 (fr) * | 1979-04-27 | 1987-05-29 | Cit Alcatel | Procede de reduction des bruits de phase a la reception d'une transmission de donnees |
FR2468258B1 (fr) * | 1979-10-19 | 1987-06-26 | Cit Alcatel | Circuit de correction des bruits de phase pour un systeme de transmission |
DE3000856A1 (de) * | 1980-01-11 | 1981-07-16 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Adaptive entzerrereinrichtung |
FR2478914B1 (fr) * | 1980-03-19 | 1986-01-31 | Ibm France | Procede et dispositif pour l'ajustement initial de l'horloge d'un recepteur de donnees synchrone |
US4313202A (en) * | 1980-04-03 | 1982-01-26 | Codex Corporation | Modem circuitry |
US4344177A (en) * | 1980-10-09 | 1982-08-10 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizer comprised of equalizer sections which include internal accumulation circuits |
US4343759A (en) * | 1980-10-10 | 1982-08-10 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizer section |
DE3116266A1 (de) * | 1981-04-24 | 1982-11-11 | TE KA DE Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen GmbH, 8500 Nürnberg | Verfahren zum entzerren eines datensignales |
JPS59211313A (ja) * | 1983-05-17 | 1984-11-30 | Toshiba Corp | 自動等化器 |
FR2556530B1 (fr) * | 1983-10-28 | 1986-04-04 | Telediffusion Fse | Dispositif de correction d'echos, notamment pour systeme de diffusion de donnees |
US4580176A (en) * | 1983-11-21 | 1986-04-01 | International Business Machines Corporation | Adaptive equalization circuit for magnetic recording channels utilizing signal timing |
FR2571566B1 (fr) * | 1984-10-09 | 1987-01-23 | Labo Electronique Physique | Dispositif de reception de donnees numeriques comportant un dispositif de recuperation adaptative de rythme |
JPS61102813A (ja) * | 1984-10-25 | 1986-05-21 | Hitachi Denshi Ltd | 適応デイジタルフイルタ |
JPS6211326A (ja) * | 1985-07-09 | 1987-01-20 | Hitachi Ltd | 自動等化器再設定方式 |
FR2586877B1 (fr) * | 1985-08-27 | 1993-05-14 | Petit Jean P | Dispositif egaliseur adaptatif pour installation de transmission de donnees numeriques. |
US4696017A (en) * | 1986-02-03 | 1987-09-22 | E-Systems, Inc. | Quadrature signal generator having digitally-controlled phase and amplitude correction |
FR2606238B1 (fr) * | 1986-10-31 | 1988-12-09 | Trt Telecom Radio Electr | Boucle a verrouillage de phase entierement numerique |
JPS63224408A (ja) * | 1987-03-13 | 1988-09-19 | Fuji Xerox Co Ltd | デイジタルフイルタシステム |
US4899366A (en) * | 1988-08-02 | 1990-02-06 | International Business Machines Corporation | Tap rotation n fractionally spaced equalizer to compensate for drift due to fixed sample rate |
JPH03297228A (ja) * | 1990-04-16 | 1991-12-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 適応等化器制御装置 |
CA2047557C (en) * | 1990-07-20 | 1996-12-10 | Mitsuo Kakuishi | Received data adjusting device |
JP3251023B2 (ja) * | 1991-02-27 | 2002-01-28 | 日本電気株式会社 | 自動等化器 |
JPH04352523A (ja) * | 1991-05-30 | 1992-12-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | データ伝送復調器 |
US5268930A (en) * | 1991-12-19 | 1993-12-07 | Novatel Communications Ltd. | Decision feedback equalizer |
KR960011739B1 (ko) * | 1994-01-18 | 1996-08-30 | 대우전자 주식회사 | 실시간 계수 갱신값 추출장치를 구비한 등화기 |
KR970000767B1 (ko) * | 1994-01-18 | 1997-01-18 | 대우전자 주식회사 | 블라인드 등화기 |
KR100223757B1 (ko) * | 1997-05-08 | 1999-10-15 | 김영환 | 고속 디지탈 통신용 시분할 등화기 |
US7289680B1 (en) | 2003-07-23 | 2007-10-30 | Cisco Technology, Inc. | Methods and apparatus for minimizing requantization error |
DE102011054614A1 (de) | 2011-10-19 | 2013-04-25 | Intel Mobile Communications GmbH | Empfängerschaltung und Verfahren zum Betreiben einer Empfängerschaltung |
US9679509B2 (en) * | 2014-05-01 | 2017-06-13 | Samsung Display Co., Ltd. | Positive feedback enhanced switching equalizer with output pole tuning |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3524169A (en) * | 1967-06-05 | 1970-08-11 | North American Rockwell | Impulse response correction system |
US3699321A (en) * | 1971-04-01 | 1972-10-17 | North American Rockwell | Automatic adaptive equalizer implementation amenable to mos |
-
1974
- 1974-03-05 NL NLAANVRAGE7402923,A patent/NL171215C/xx not_active IP Right Cessation
- 1974-03-06 GB GB1006574A patent/GB1466678A/en not_active Expired
- 1974-03-06 SE SE7402970A patent/SE400004B/xx not_active IP Right Cessation
- 1974-03-07 DE DE2410881A patent/DE2410881C3/de not_active Expired
- 1974-03-08 US US449278A patent/US3868603A/en not_active Expired - Lifetime
- 1974-03-09 JP JP2680674A patent/JPS5515891B2/ja not_active Expired
- 1974-03-11 CA CA194,606A patent/CA1013437A/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
SE400004B (sv) | 1978-03-06 |
AU6643374A (en) | 1975-09-11 |
NL171215B (nl) | 1982-09-16 |
DE2410881C3 (de) | 1980-09-25 |
US3868603A (en) | 1975-02-25 |
JPS5515891B2 (de) | 1980-04-26 |
JPS5048857A (de) | 1975-05-01 |
NL171215C (nl) | 1983-02-16 |
NL7402923A (de) | 1974-09-11 |
CA1013437A (en) | 1977-07-05 |
DE2410881A1 (de) | 1974-09-12 |
GB1466678A (en) | 1977-03-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2410881C3 (de) | Automatische Entzerrungsanordnung für einen Datenübertragungskanal | |
DE3604849C2 (de) | Vorrichtung und Verfahren zur Auslöschung von Kreuzpolarisationsstörungen | |
DE2633082C2 (de) | ||
DE3006547C2 (de) | Adaptiver Diversity-Empfänger für digitale Datenübertragung | |
DE2744600C2 (de) | ||
DE2018885C3 (de) | Adaptiver Entzerrer für eine digitale Datenempfangseinrichtung | |
DE2214398C3 (de) | Verfahren und Anordnung zur schnellen Gewinnung der Anfangskonvergenz der Verstärkungseinstellungen bei einem Transversalentzerrer | |
DE2953416C2 (de) | ||
DE2558415C2 (de) | Verfahren zur Kompensation der bei Datensignalübertragungseinrichtungen nach der Demodulation an zeitkontinuierlichen Basisbandsignalen vorhandenen Verzerrungen und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens | |
DE3040685A1 (de) | Phasenzitterkompensation unter verwendung periodischer, harmonisch in beziehung stehender signalkomponeten | |
DE1922224A1 (de) | Adaptiver Entzerrer | |
DE2321111A1 (de) | Automatisch adaptierender transversalentzerrer | |
DE2114250C3 (de) | Verfahren zur automatischen Einstellung eines Transversalfilters zur Impulsentzerrung | |
DE2906006A1 (de) | Vorrichtung zum beseitigen von geistersignalen | |
DE2401814C3 (de) | Entzerrung eines phasenmodulierten Signals | |
DE895176C (de) | Verfahren und Anordnung zur UEbertragung von Signalen mittels einer impulsmodulierten Traegerwelle | |
DE2212917A1 (de) | Hochgeschwindigkeits-UEbertragungsempfaenger mit feiner Zeitsteuerung und Traegerphasenwiedergewinnung | |
DE2420831C2 (de) | Rekursives Digitalfilter mit Phasenentzerrung | |
DE3146483C2 (de) | ||
DE2256193A1 (de) | Verfahren und schaltungsanordnungen zur signalentzerrung mit hoher einstellgeschwindigkeit | |
DE69433557T2 (de) | Entzerrereinrichtung | |
DE2850718A1 (de) | Sich selbst anpassender entzerrer fuer eine elektrische nachrichtenuebertragungsstrecke | |
DE2155958A1 (de) | Anordnung zur Entzerrung eines Signals | |
DE3100687A1 (de) | System zur beseitigung eines geistsignals in einem eine geistsignalkomponente enthaltenden bildsignal | |
DE2052845B2 (de) | Datenuebertragungsverfahren mit sich teilweise ueberlappenden signalen |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) |