DE3604849C2

DE3604849C2 - Vorrichtung und Verfahren zur Auslöschung von Kreuzpolarisationsstörungen

Info

Publication number: DE3604849C2
Application number: DE3604849A
Authority: DE
Inventors: Noach Amitay; Lawrence Joel Greenstein
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1985-02-21
Filing date: 1986-02-15
Publication date: 1998-07-09
Anticipated expiration: 2006-02-16
Also published as: JPS61239737A; CA1241998A; JPH0654903B2; DE3604849A1; US4606054A

Description

Die Erfindung betrifft die Störungsauslöschung und insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Auslöschen der Kreuzkopplung, die zwischen Signalen auftritt, welche mit zwei zueinander orthogonalen Polarisationen Übertragen werden.

In den letzten Jahren sind terrestrische und Satellitenübertragungssysteme schnell gewachsen. Dieses Wachsen ist begleitet gewesen durch einen ansteigenden Bedarf nach Systemen mit höheren Informationsübertragungskapazitäten innerhalb begrenzter Frequenzbänder. Da im freien Raum eine unabhängige und gleichzeitige Übertragung elektromagnetischer Wellen mit zueinander orthogonalen Polarisationen innerhalb des gleichen Frequenzbandes möglich ist, kann die Verwendung orthogonaler Polarisationen die Informationsübertragungskapazität einer Nachrichtenverbindung verdoppeln. Regen, eine ungenaue Antennenausrichtung, ein Mehrwegeschwund, Geländereflexionen und atmosphärische Phänomene verringern jedoch die Trennung zwischen den orthogonal polarisierten Signalen. Dies führt zu einer Kreuzkopplungsstörung. Dadurch wird folglich beim Empfänger einer Anlage die über eine bestimmte Polarisation übertragene Information durch eine Information gestört, die über die orthogonale Polarisation Übertragen wird. Diese Kreuzkopplungsstörung kann die Qualität der empfangenen Information so weit verschlechtern, daß sie bei vielen Nachrichtenverbindungsanwendungen nicht mehr akzeptabel ist.

Es sind mehrere Verfahren und Einrichtungen zur Auslöschung der Kreuzpolarisationsstörung vorgeschlagen worden. Eine solche Einrichtung ist in der US 4 112 370 offenbart. Die Einrichtung stellt ein Zweikanal-Em pfängersystem für horizontal und vertikal polarisierte Signale dar, das unter Verwendung von adaptiven Filtern Kreuzpolarisationsstörungen zwischen den Kanälen reduzieren kann. Jedes adaptive Filter besitzt einen Bewertungskoeffizienten, der in Abhängigkeit von einem der am Eingang empfangenen Signale sowie von Fehlersteuersignalen eingestellt wird. Die Ausgangssignale der adaptiven Filter werden über zwei Addierer zwei Datenentscheidungs- und Fehlersignal-Erzeugungseinrichtungen zum Bilden des jeweiligen Fehlersteuersignals zugeführt, wobei jedem Kanal ein Addierer und eine Datenentscheidungs- und Fehlersignal-Erzeugungseinrichtung zugeordnet ist.

Ferner sei auf einen Aufsatz von M. L. Steinberg "Design of a Terrestrial Cross-Pol. Canceller" in "International Conference on Communications", 13. bis 17. Juni 1982, Piladelphia, Pa., hingewiesen sowie auf die Auslöscheinrichtung, die in Aufsätzen von Y. Bar-Ness et al. "Cross-Coupled Boot Strapped Interference Canceller" in "IEEE 1981 International Symposium Digest, Antennas and Propagation", Band 1, Seiten 292-295, und D. Brandwood "Cross-Coupied Cancellation System for Improving Cross-Polarization Discrimination" in "International Conference on Antennas and Propagation", Teil 1, Seiten 41-45, 1978, vorgeschlagen wird. Obwohl die vorgeschlagenen Verfahren in diesen Aufsätzen in bestimmten Fällen zu einer befriedigenden Auslöschung von Kreuzpolarisationsstörungen führen können, reicht ihre Güte bei einem frequenzselektiven Schwund unter Umständen nicht aus, und sie sind nicht anwendbar bei nichtregenerativen Relais. Außerdem ist die Wirksamkeit und Geschwindigkeit des Auslöschverfahrens bei bestimmten Anwendungen und Modulationsformaten nicht ausreichend.

Mit der vorliegenden Erfindung wird eine Auslöscheinrichtung bzw. ein Verfahren für Kreuzpolarisationsstörungen vorgeschlagen, bei der bzw. dem jedes der orthogonalpolarisierten Empfangssignale einem zugeordneten, adaptiven Filter zugeführt wird. Jedes Filterausgangssignal wird dann mit einem zugeordneten Empfangssignal summiert, dessen Polarisation orthogonal zu der des Filtereingangssignals ist. Die beiden so gebildeten Summen sind die Ausgangssignale der Kreuzpolarisations-Aus löscheinrichtung. Die Einstellung jedes Filters zur Erzielung des geeigneten Auslöschwertes erfolgt unter Ansprechen auf die orthogonal polarisierten Empfangssignale und die Auslöscher-Ausgangssignale zu gewählten Zeitpunkten. Entsprechend einer Weiterbildung der Erfindung werden die Filter unter Ansprechen auf Spektralfrequenzen eingestellt, die durch die Übertragung vorbestimmter, orthogonal polarisierter Signale erzeugt werden, und Spektraltfrequenzen, die als Ausgangssignale der Auslöscheinrichtung zu gewählten Zeitpunkten erscheinen. Eine solche Einstellung beseitigt schnell die Kreuzpolarisationsstörung bei jeder Spektralfrequenz. Außerdem bleibt die Prüfung der Spektralfrequenzen durch viele Schwundbedingungen unbeeinflußt, läßt sich bei unterschiedlichen Signalmodulationsformaten anwenden und kann an nichtregenerativen Relais-Standorten benutzt werden, da eine Basisband-Signalverarbeitung nicht erforderlich ist.

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine beispielhafte Anlage mit einer Auslöscheinrichtung für Kreuzpolarisationsstörungen nach der Erfindung;

Fig. 2 als Beispiel ein Signalformat zur Verwendung in Verbindung mit der Auslöscheinrichtung nach Fig. 1;

Fig. 3 ein Diagramm mehrerer beispielhafter Digitalfolgen, welche die Sub-Bursts 208 gemäß Fig. 2 bilden können;

Fig. 4 das Blockschaltbild eines Teiles der Auslöscheinrichtung gemäß Fig. 1 mit Angabe der Signale an bestimmten Punkten;

Fig. 5 das Blockschaltbild eines Teiles der Meßschaltung innerhalb der Auslöscheinrichtung gemäß Fig. 1;

Fig. 6 das schematische Blockschaltbild von Schaltungen, die zusätzlich zu den Meßunterschaltungen 500 verwendet werden, um die Zeitsteuersignale 510 und 515 in Fig. 5 bereitzustellen;

Fig. 7 das schematische Blockschaltbild eines Teiles der Berechnungs/Steuerschaltung innerhalb der Auslöscheinrichtung gemäß Fig. 1.

Die Arbeitsweise einer Auslöscheinrichtung für Kreuzpolarisationsstörungen soll unter Bezugnahme auf die in Fig. 1 gezeigte, beispielhafte digitale Nachrichten übertragungsanlage erläutert werden. Sendeseitig modulieren digitale Basisband-Informationssignale auf Sammelleitungen 101 bzw. 102 die Amplitude von Quadratur-Trägersignalen in Sendern 103 und 104 unter Verwendung des bekannten Quadratur-Amplitudenmodulationsverfahrens (QAM) und werden dann an Sendeantennen 105 und 106 angekoppelt. Die von den Antennen 105 und 106, die auch aus einer einzigen Antenne bestehen können, abgestrahlten QAM-Signale besitzen Polarisationen, die orthogonal zueinander sind. Zur Vereinfachung werden die Polarisationen der von den Antennen 105 und 106 abgestrahlten Signale als vertikal bzw. horizontal bezeichnet. Die horizontal polarisierten Signale (H-POL) und vertikal polarisierten Signale (V-POL) durchlaufen den freien Raum also ein Medium, das einen frequenzselektiven Signalschwund und eine Kreuzpolarisationsstörung (CPI von Cross-Polarization Interference) zeigt. Die ankommenden Signale werden von Empfangsantennen 107 und 108, die auch aus einer einzigen Antenne bestehen können, aufgenommen und dann Abwärtsmischern 109 bzw. 110 zugeführt. Die Abwärtsmischer 109 und 110 bewirken eine Frequenzumsetzung der Empfangssignale auf eine Zwischenfrequenz IF. Aufgrund der Kreuzpolarisationsstörung ist das-über den Abwärtsmischer 109 auf die Leitung 111 geführte Signal V-POL gestört durch eine Signalkomponente, die von dem von der Antenne 106 abgestrahlten Signal H-POL stammt. In ähnlicher Weise enthält das über den Abwärtsmischer 110 auf die Leitung 112 geführte Signal H-POL eine unerwünschte Signalkomponente, die ursprünglich Teil des von der Antenne 105 abgestrahlten Signals V-POL war.

Die Auslöscheinrichtung 100 verringert die Kreuzpolarisationsstörung des Signals V-POL auf der Leitung 111, indem das Signal H-POL auf der Leitung 112 Über ein adaptives Filter 114 geführt und dann das Filterausgangssignal auf der Leitung 116 mittels eines Summierers 117 zum Signal V-POL addiert wird. Auf ähnliche Weise wird die Kreuzpolarisationsstörung im Signal H-POL auf der Leitung 112 dadurch beseitigt, daß das Signal V-POL über ein adaptives Filter 113 geführt und dann das Filterausgangssignal auf der Leitung 115 mittels eines Summierers 118 zum Signal H-POL addiert wird. Die erzeugten Signalsummen, die auf den Leitungen 122 und 123 erscheinen, sind die Ausgangssignale der Auslöscheinrichtung. Diese Ausgangssignale werden einem V-POL- bzw. einem H-POL-Demodulator zugeführt, wo die digitalen Basisband-In formationssignale verarbeitet werden.

Jedes der adaptiven Filter 113, 114 hat den Üblichen Aufbau und enthält eine angezapfte Verzögerungsleitung, Multiplizierer, die das Signal an jeder Anzapfung mit einem Bewertungskoeffizienten multiplizieren, der eine komplexe Zahl ist, sowie eine Kombiniereinrichtung, welche die von den Multiplizierern gebildeten, bewerteten Signale summiert. Demgemäß erzeugt jedes adaptive Filter eine bewertete Summe zeitverschobener Abbildungen seines Eingangssignals.

Meßschaltungen 119 und 120 sowie eine Berechnungs/Steuerschaltung 121 stellen die Bewertungskoeffizienten in den adaptiven Filtern 113 und 114 so ein, daß die Kreuzpolarisationsstörung in den Ausgangssignalen der Auslöscheinrichtung auf den Leitungen 122 und 123 reduziert oder im wesentlichen beseitigt wird. Die mit den Leitungen 111 und 123 verbundene Meßschaltung 119 prüft zu gewählten Zeitpunkten die Empfangssignale V-POL und die H-POL-Auslöscherausgangssignale. Auf ähnliche Weise prüft die Meßschaltung 120 zu gewählten Zeitpunkten die Empfangssignale H-POL auf der Leitung 112 und die V-POL-Auslöscherausgangssignale auf der Leitung 122. Die gewählten Zeitpunkte entsprechen Zeitpunkten, zu denen vorbestimmte digitale Signalfolgen, die nachfolgend als Sondierfolgen bezeichnet werden, den Sendern 103 und 104 über die Sammelleitungen 101, 102 zugeführt und dann mittels der Antennen 105 und 106 als H-POL- bzw. V-POL-Signale abgestrahlt werden. Das Ergebnis dieser Prüfungen wird der Berechnungs/Steuerschaltung 121 über Sammelleitungen 130-133 zugeführt. Die Berechnungs/Steuerschaltung 121 bestimmt dann die jeweils geeigneten Werte der Bewertungskoeffizienten für die adaptiven Filter 113, 114 und liefert diese Werte an eine Sammelleitung 124.

Es sei jetzt auf Fig. 2 Bezug genommen, die ein Beispiel für ein Sondierfolgenformat zeigt. Die Sondierfolgen 201 und 202 werden zur Einstellung der Bewertungskoeffizienten für die adaptiven Filter 114 bzw. 113 benutzt. Jede Folge weist zwei aufeinander folgende Bursts von Digitalsignalen mit s Sekunden auf, wobei die Folge 201 die Bursts 203, 204 und die Folge 202 die Bursts 205, 206 beinhaltet (der Zeitmaßstab in Fig. 2 ist nicht maßstabsgerecht, d. h. s ist ein wesentlich kleinerer Bruchteil der vollen Rahmenperiode T_F als gezeigt). Die Sondierfolgen benutzen beide Polarisationen. Das Format der Sondierfolgen beinhaltet zwei aufeinander folgende H-POL-Bursts 203, 204, gefolgt von Informationssignalen beider Polarisationen während des Intervalls 207. Dann folgen zwei hintereinander liegende V-POL-Bursts 205, 206 und so weiter. Die vier aufeinander folgenden Sondierbursts 203, 204, 205 und 206 sind identisch, d. h. sie enthalten identische Folgen von Digitalsignalen. Die dargestellte Übertragung von H-POL- und V-POL-Sondierfolgen in getrennten Zeitintervallen vermeidet in vorteilhafter Weise eine Kreuzpolarisationsstörung, welche die Prüfung der Folgen durch die Meßschaltungen 119, 120 beeinträchtigen könnte.

Ein typischer Sondierburst (auseinandergezogene Ansicht in Fig. 2) enthält M periodische Sub-Bursts 208 mit jeweils P Digitalsignalen. Dies ergibt Spektralfrequenzen mit Abständen von 1/PT, wobei 1/T die digitale Symbolrate der Nachrichtenanlage ist (die Spektralfrequenzbreite ist von Null verschieden, da die Burstdauer endlich ist). Das P-Sym bolmuster ist so gewählt, daß sich einigermaßen einheitliche Spektralfrequenzamplituden bei N Frequenzen innerhalb der Kanalbandbreite ergeben. Wie beschrieben, werden während der Übertragung eines Sondierbursts mit einer Polarisation "Gesamt-Null-Daten" mit der anderen Polarisation ausgesendet. Unter "Gesamt-Null-Daten" wird verstanden, daß der Datenwert in jeder Symbolperiode gleich 0 + j0 ist. Die Verwendung von Null-Daten beseitigt Probleme hinsichtlich von Kreuzpolarisationsstörungen während der Sondierfolgenintervalle, es lassen sich aber auch alternative Lösungen anwenden, wenn Null-Daten nicht zur Signalkonstellation gehören, die bei dem jeweiligen Modulationsformat erzeugt werden. Beispielsweise kann bei der Übertragung eines Sondierbursts mit einer Polarisation der zur Erzeugung einer Gruppe von N Spektralfrequenzen führt, ein Burst mit zulässigen Symbolen in der anderen Polarisation ausgesendet werden, um eine frequenzverschachtelte Gruppe von Spektralfrequenzen zu erzeugen. Die letztgenannte Gruppe von Spektralfrequenzen läßt sich durch die Meßschaltung unter Verwendung einer Filterung beseitigen. Zur Vereinfachung soll diese Lösungsmöglichkeit jedoch nicht näher betrachtet werden, und die nachfolgende Erläuterung beruht auf dem Konzept mit Gesamt-Null-Daten.

Als Beispiel sei eine 4 GHz-Anlage mit 1/T = 15 Megabaud bei einer Kanal-Gesamtbandbreite von 20 MHz angenommen. Wenn gewählt wird P = 4, M = 50 und T_F = 50 ms, so beträgt die Burstdauer sT = MPT = 13,33 µs. Nimmt man eine "Totzeit" von 3,33 µs (50 Symbolperioden) kurz vor jedem Doppelburst an, so beträgt das Sondierfolgen-Tast verhältnis = 0,12%.

Fig. 3 zeigt als Beispiel zwei Sub-Burst-Sondierfolgen zur Verwendung in dem Signalformat gemäß Fig. 2. In der Folge 1 ist P = 4, M = 50 für ein H-POL- oder V-POL- Sondiersignal, und jeder Sub-Burst umfaßt Digitalsignalwerte d₁, d₂ sowie den Kehrwert -d₁ von d₁. Die Werte werden in der Reihenfolge -d₁, d₁, d₂, d₁ übertragen, um fünf von Null verschiedene Spektralfrequenzen mit 0, ±3,75 MHz und ±7,5 MHz gegen die Mitte des Übertragungskanals versetzt zu erzeugen. Alle anderen Frequenzen werden wegen der bandbegrenzenden Art der übertragenen Impulse unterdrückt. In der Folge 2 ist P = 8 und M = 25 für ein H-POL- oder V-POL-Sondiersignal und jeder Sub-Burst 208 umfaßt Signalwerte d₁, -d₁, d₂, -d₂, die in der Reihenfolge -d₁, -d₂, -d₂, -d₁, d₁, d₂, d₂, d₁ ausgesendet werden, um sechs von null verschiedene Leitungskomponenten bei ±1,875, ±5,625 und ±9 375 MHz zu erzeugen. Für beide Folgen liegen alle von null verschiedenen Spektralfrequenzen innerhalb der Kanalbandbreite, d. h. es gilt -10 MHz < f_n < 10 MHz, wobei f_n die Frequenz jedes der N von null verschiedenen Spektralfrequenzen ist. Typische Entwurfszahlen für die komplexen Datenwerte d₁ und d₂ sind 3(1+j) bzw. (1+j) für ein typisches 16-QAM-Modulationsformat und 5(1+j) bzw. 3(1+j) für ein typisches 64-QAM-Modulationsformat.

Fig. 4 zeigt einen Teil der Auslöscheinrichtung 100 sowie die Signale an verschiedenen Knotenpunkten. Die beiden Funktionen G₁₂ (f) und G₂₁ (f) stellen die Übertragungsfunktion der adaptiven Filter 114 bzw. 113 dar. Die Kopolarisationsfunktion B_h(f) ist das Ansprechen des Übertragungskanals zwischen dem ausgesendeten Signal H-POL und dem Knotenpunkt 301. Die Kreuzpolarisationsfunktion A_v(f) ist das Ansprechen des Übertragungskanals zwischen dem ausgesendeten Signal V-POL und dem Knotenpunkt 301. Die Kopolarisationsfunktion B_v(f) ist das Ansprechen des Übertragungskanals zwischen den ausgesendeten Signal V-POL und dem Knotenpunkt 302. Die Kreuzpolarisationsfunktion A_h(f) ist das Ansprechen des Übertragungskanals zwischen dem ausgesendeten Signal H-POL und dem Knotenpunkt 302. Anders ausgedrückt, B_h(f) und B_v(f) stellen das gewünschte Signalansprechen in Richtung auf die Knotenpunkte 301 und 302 dar, während A_h(f) und A_v(f) das störende oder unerwünschte Signalansprechen in Richtung auf diese Knotenpunkte sind. E_h(f) und E_v(f) ist das Fehlersignalansprechen an den Knotenpunkten 304 bzw. 305.

Es können zwar Zeitverzögerungen zwischen dem Knoten 310 und dem Summierer 117 sowie zwischen den Knoten 301 und dem Summierer 118 vorhanden sein, zur Erläuterung sei aber angenommen, daß solche Verzögerungen nicht auftreten. Die Verzögerungen könnten benutzt werden, um Verzögerungen innerhalb der adaptiven Filter 113 und 114 zu kompensieren.

Zur Einstellung der Bewertungskoeffizienten in den adaptiven Filtern 113 und 114, derart, daß das Kreuzpolarisationsansprechen A_v(f) und A_h(f) bei den Spektralfrequenzen null wird, mißt man das Frequenzansprechen B_v(f), B_h(f), E_v(f) und E_h(f) bei diesen Frequenzen. Das Null-Machen der Kreuzpolarisations-An sprechwerte entspricht dem Vorgang, daß man E_h(f) = 0 am Knotenpunkt 304 und E_v(f) = 0 am Knotenpunkt 305 macht. Zur Vereinfachung sollen nur die H-POL-Messungen, d. h. B_h(f) am Knotenpunkt 301 und E_h(f) am Knotenpunkt 304 im einzelnen beschrieben werden. Die Messungen für die Signale V-POL sind analog.

Unter Bezugnahme auf Fig. 4 ergibt sich, daß

E_h(f) = A_h(f) + G₁₂(f) B_h(f) (1)

während der Übertragung einer H-POL-Folge ist. Zur Erzielung der Bedingung E_h(f) = 0 über das Frequenzband ist es erforderlich, daß

bei allen Frequenzen innerhalb des Bandes ist. Wenn A_h(f)/B_h(f) eine einigermaßen glatte Funktion der Frequenz ist, sollte eine Einstellung von G₁₂(f) derart, daß E_h(f) bei verschiedenen diskreten Frequenzen innerhalb des Bandes null wird, zu einer wirksamen Auslöschung von Kreuzpola risationsstörungen führen.

Die Meßschaltungen 119 und 120 führen alle Messungen durch, indem sie die Knotenpunkte 301, 302, 304 und 305 in der richtigen Folge anschalten. Es sei beispielsweise das Sondierfolgenformat gemäß Fig. 2 zusammen mit den Fig. 1 und 4 betrachtet. Während des Sondierburst 203 ist die Meßschaltung 120 mit dem Knotenpunkt 301 verbunden und mißt B_h(f) bei den N angegebenen Spektralfrequenzen. Während des Burst 204 ist die Meßschaltung 120 mit dem Knotenpunkt 304 verbunden und mißt E_h(f) bei den gleichen N Frequenzen. Während des Intervalls 212 bestimmt die Berechnungs/Steuerschaltung 121 unter Verwendung der Meßwerte diejenigen Bewertungskoeffizienten, die E_h(f) = 0 bei den N Spektralfrequenzen machen, welche von den H-POL-Bursts 203 und 204 erzeugt werden. Zur Einstellung der auf diese Weise bestimmten Bewertungskoeffizienten ist es zweckmäßig, eine "Totzeit" kurz vor dem Ende des Intervalls 212 zu reservieren, wenn keine Informationssignale übertragen werden, so daß die Veränderung des Ansprechens der adaptiven Filter die Datenfeststellung während des Übergangs nicht beeinträchtigt. Auf ähnliche Weise mißt die Meßschaltung 119 B_v(f) und E_v(f) während der Bursts 205 bzw. 206. Die Berechnungs/Steuerschaltung 121 bestimmt dann die Bewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 113, die E_v(f) = 0 bei den N Spektralfrequenzen machen, die von den Bursts 205 und 206 erzeugt werden. Diese Bestimmung erfolgt während eines Intervalls 212, das dem Burst 206 folgt.

Jedes der adaptiven Filter 113, 114 hat einen Aufbau mit N Anzapfungen und einer Verzögerung τ zwischen den Anzapfungen, wobei N in typischer Weise im Bereich zwischen 5 und 15 liegt und τ « T_F ist sowie T_F die Rahmenperiode darstellt. Unter Verwendung der mathematisch bequemen Fiktion, daß jedes Filter eine negative Verzögerung -T_d besitzt, beträgt die Verzögerung bis zum Ausgang der m-ten Anzapfung:

τ_m = -T_d + mτ; wobei m = 1, 2, . . . N (3)

Das Ziel der Meßschaltungen 119, 120 sowie der Berechnungs/Steuerschaltung 121 besteht darin, jeden der N Bewertungskoeffizienten oder Verstärkungswerte g₁, g₂, . . . g_N jedes adaptiven Filters so einzustellen, daß das Kreuzpolarisationsansprechen bei jeder der N innerhalb des Bandes liegenden Frequenzen f₁, f₂, . . . f_N für die durch die Sondierfrequenzen erzeugten Spektralfrequenzen zu null wird. Für eine Analyse der erforderlichen Berechnung wird die folgende Notation benutzt:
G_n = G₁₂ (f_n),
n = 1, 2, . . . N; wobei
G₁₂ die Übertragungsfunktion des adaptiven Filters 114 und G_n die Übertragungsfunktion dieses Filters für den n-ten Spektralfrequenz ist.

b_n = B_h(f_n); n = 1, 2, . . . N (4)

a_n = A_h(f_n); n = 1, 2, . . . N (5)

e_n = E_h(f_n); n = 1, 2, . . . N (6)

wobei B_h(f_n) und A_h(f_n) das Kopolarisations- und Kreuzpolarisations-Kanalansprechen für die durch die H-POL-Sondierfolgen erzeugten Spektralfrequenzen sind, E_h(f_n) das Fehlersignalansprechen für diese Töne am Knotenpunkt 304 in Fig. 4 ist, b_n und a_n das Kopolarisations- und Kreuzpolarisations-Kanalansprechen für die n-te Spektralfrequenz in der H-POL-Sondierfolge sind und e_n das Fehlersignalansprechen am Knotenpunkt 304 für die n-te Spektralfrequenz ist. Außerdem wird die hochgestellte Angabe (k) als Index für die Anzahl von Rahmenperioden mit T_F-Sekunden, gerechnet von einem beliebigen Zeitanfang aus, benutzt. So gibt beispielsweise e_n (k) den Wert für e in der k-ten Rahmenperiode nach dem willkürlichen Zeitanfang an. Diese Notation wird jedoch nicht für a_n und b_n benutzt, da der Übertragungskanal zur Vereinfachung als quasi statisch betrachtet wird.

Wie erläutert, muß zur Erzielung von E_h(f) = 0 gelten:

Das beste Ergebnis, das sich mit dem vorliegenden Schema erzielen läßt, lautet:

Das heißt, man kann E_h(f) bei N Frequenzen auf null zwingen, man kann aber nicht garantieren, daß E_h(f) = 0 zwischen diesen Null-Werten ist.

Es seien die Anzapfverstärkungswerte {g_m}, m = 1, 2, . . . N des adaptiven Filters 114 betrachtet, dessen Ansprechen G₁₂(f) ist. Es läßt sich zeigen, daß

wobei W_m,n das (m,n)-Element für den Kehrwert der NxN-Matrix ist, deren (n,m)-Element lautet:

e^-j2πfnτm

Wenn die N-Punkt-Sätze {f_n} und {τ_m} gegeben sind, so läßt sich die Matrix W leicht lösen und dauernd in einem Speicher in der Berechnungs/Steuerschaltung 121 in Fig. 1 ablegen. Für die spezielle Wahl von N Spektralfrequenzen in gleichmäßigem Abstand

reduzieren sich die Gleichungen (8) und (9) auf das diskrete, orthogonale Fourier-Transformationspaar

Als nächstes sei daran erinnert, daß während der Bursts 204 in Fig. 2 die komplexen Werte {e_n} gemessen werden. Dann läßt sich dieser Wert für die k-te Rahmenperiode ausdrücken durch

wobei

Demgemäß lauten anhand der Werte a_n, b_n und e_n ^(k) die Anzapfverstärkungswerte

und wenn gewünscht wird, daß e_n ^(k+1) = 0 für n = 1, 2, . . . N, dann sollten die Anzapfverstärkungswerte so eingestellt werden, daß gilt:

Unter Verwendung von rekursiven Verfahren läßt sich g_m ^(k+1) einstellen, obwohl a_n nicht gemessen wird. Das heißt, man kann schreiben:

Man beachte bei der Gleichung (13), daß g_ms nur von Verhältnissen der komplexen Werte

n = 1, 2, . . . N abhängt und daß das Kreuzpolarisationsansprechen bei N Frequenzen in einer Periode zu null gemacht werden kann, vorausgesetzt, daß sich die komplexen Werte a_n und b_n nicht wesentlich ändern. Für eine Rahmenperiode mit beispielsweise 50 ms ist dies eine vernünftige Erwartung. Gleichung (13) gilt natürlich auch für die Einstellung der Anzapfverstärkungswerte des adaptiven Filters 113, bei dem die gemessenen komplexen Werte vertikale Polarisation besitzen.

Die Werte von e_n und b_n werden für jede Polarisation und für jede der N Frequenzen von den Meßschaltungen 119 und 120 gemessen. Diese enthalten je N identische Schaltungsunterabschnitte 500. Ein solcher Unterabschnitt ist in Fig. 5 dargestellt. Jeder Unterabschnitt 500 der Meßschaltung 119 ist an die Leitungen 111 und 123 angeschaltet und prüft einen unterschiedlichen Ton der N Spektralfrequenzen von e_n und b_n, die durch die V-POL-Sondierfolgenbursts erzeugt werden. In ähnlicher Weise ist jeder Unterabschnitt 500 der Meßschaltung 120 an Leitungen 112 und 122 angeschaltet und prüft einen anderen Ton von N Spektralfrequenzen e_n und b_n, die durch die H-POL-Sondierfolgenbursts erzeugt werden.

Es sei jetzt auf Fig. 5 eingegangen, die das Blockschaltbild eines Schaltungsunterabschnitts 500 in der Meßschaltung 120 zur Prüfung der n-ten Spektralfrequenz zeigt, wobei n = 1 oder 2 oder . . . N ist. Ein von einem Steuersignal auf der Leitung 510 gesteuerter Schalter 501 gibt alternativ b_n und e_n während der Bursts 203 bzw. 204 in Fig. 2 auf ein Schmalbandfilter 502. Dieses Filter läßt nur den n-ten Spektralfrquenz mit der Frequenz fIF + fn zu Demodulatoren 503 und 506 durch. Die Demodulatoren 503 und 506 gewinnen die Quadratur-Komponenten zuzüglich oder abzüglich einer willkürlichen Phasenverschiebung von e_n und b_n unter Verwendung von sinusförmigen Quadratursignalen der Frequenz f_1F + f_n zurück. Diese Sinussignale werden von einem örtlichen Oszillator 504 und einem 90°-Phasenschieber 505 erzeugt und über Leitungen 507 bzw. 508 an die Demodulatoren 503 und 506 gegeben. Die willkürliche Phasenverschiebung der Quadraturkomponenten X_n, Y_n von e_n und der Quadraturkomponenten X'_n, Y'_n von b_n treten auf weil der örtliche Oszillator 504 nicht phasenstarr mit dem Signal auf der Leitung 509 gekoppelt ist. Diese Phasenverschiebung stört nicht und ist bei den Signalbezeichnungen nicht angegeben, da die Einstellung der Bewertungskoeffizienten eine Funktion des Verhältnisses e_n/b_n ist und folglich der Einfluß der willkürlichen Phasenverschiebung ausgelöscht wird. Die Ausgangssignale der Demodulatoren 503 und 506, nämlich amplitudenmodulierte Impulse, werden jeweils über Integrier- und Ausgabeschaltungen 511, 512 sowie Abtaster 513, 514 auf Sammelleitungen 132 und 133 gegeben. Jede der Integrier- und Ausgabeschaltungen mittelt die empfangenen Signalwerte für die Dauer eines einzigen Sondierfolgenburst, bevor sie den gemittelten Wert an einen Abtaster weitergibt. Die Abtaster 513 und 514, die von einem Steuersignal auf der Leitung 515 gesteuert werden, übertragen die gemittelten Signale während jedes der H-POL-Sondierfolgenbursts an die Sammelleitungen 132 bzw. 133.

Das Zeitsteuersignal auf der Leitung 510, das mit dem Anfang der Bursts 203 und 204 zusammenfällt, und das Steuersignal auf der Leitung 515, das mit dem Ende dieser Bursts zusammenfällt, kann mit Hilfe einer Vielzahl bekannter Verfahren zu den Meßschaltungen im Empfänger übertragen werden. Beispielsweise können die Zeitsteuersignale über einen Kabelweg (nicht gezeigt) übertragen werden, der von der Sende- zur Empfangsstelle in der Nachrichtenanlage gemäß Fig. 1 führt. Eine bevorzugte Lösung, die in Fig. 6 dargestellt ist, sieht zusätzliche Schaltungen am Ausgang der Integrier- und Ausgabeschaltungen jedes Schaltungsunterabschnittes vor, die Zeitsteuersignale für die Schalter 501, 513 und 514 gewinnen. Jedes der beiden Ausgangssignale in jedem Schaltungsunterabschnitt besteht aus periodischen Impulsen, die zeitlich den Sondierintervallperioden entsprechen, wobei die dazwischen liegenden Zeitintervalle rauschähnliche Schwankungen niedrigen Pegels enthalten, die durch zufällige Daten verursacht werden. Wenn die Ausgangssignale der Integrier- und Ausgangsschaltungen 511 und 512 Vollweggleichrichtern 601 bzw. 602 zugeführt und deren Ausgangssignale in einem Addierer 603 summiert werden, so steht ein periodischer, unipolarer Impulsstrom zur Gewinnung von Zeitsteuersignalen für die Schalter 501, 513 und 514 zur Verfügung. Wenn ein frequenzselektiver Schwund bewirkt, daß der periodische Impulsstrom, der von jedem solchen Meßschaltungsunterabschnitt abgeleitet wird, klein ist, so wird durch Summieren der Ausgangsimpulsströme aller N Meßschaltungsunterabschnitte vor Durchführung der Zeitwiedergewinnung mittels des Addierers 604 dieses Problem vermieden. Das vom Addierer 604 gelieferte Summensignal kann an eine übliche Zeitwiedergewinnungsschaltung 605 bekannter Art angelegt werden, die geeignete Verzögerungselemente beinhaltet und die Zeitsteuersignale für die Schalter 501, 513 und 514 erzeugt.

Die Schaltungsunterabschnitte 500 in der Meßschaltung 119 sind identisch ausgebildet mit der Ausnahme, daß sie jeweils die Werte e_n und b_n auf den Leitungen 123 und 111 während der V-POL-Sondierbursts 205 und 206 in Fig. 2 messen. Diese komplexen Werte, die über Sammelleitungen 130 und 131 zur Berechnungs/Steuerschaltung 121 Übertragen werden, werden zur Einstellung der Bewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 113 benutzt. Die Schaltung gemäß Fig. 6 kann außerdem zur Erzeugung der Zeitsteuerungssignale auf den Leitungen 510 und 515 für die Schaltungsunterabschnitte 500 in der Meßschaltung 119 verwendet werden. Für diesen Anwendungsfall fallen die Steuersignale auf der Leitung 510 mit dem Anfang der Bursts 205, 206 zusammen, während die Steuersignale auf der Leitung 515 mit dem Ende dieser Bursts zusammenfallen.

Die relativen Werte bei der Steuerung der Bewertungskoeffizienten werden durch einen Satz von N Werten für e_n/b_n eingestellt. Dieser Satz von komplexen n Werten läßt sich nach Betrag und Phase ausdrücken zu:

wobei n = 1, 2, . . . N ist und Φ_ne und Φ_nb die Phase von e_n bzw. b_n mit Bezug auf die vom örtlichen Oszillator 504 erzeugten Sinussignale sind.

Der während des Burst 203 oder 205 gemessene Wert e_n läßt sich ausdrücken als

e_n = x_n +jy_n = K₁[cos(Φ_ne - L) + j sin(Φ_ne - L)] (14),

wobei
K₁ der Betrag von e_n und L die Phase des örtlichen Oszillators sind. Während des Burst 204 oder 205 ist der gemessene Wert

b_n = X'_n + jY'_n = K₂[cos(Φ_nb - L) + j sin(Φ_nb - L)] (15),

wobei K₂ der Betrag von b_n ist. Man kann mit Sicherheit annehmen, daß die Meßschaltung über entweder zwei aufeinander folgende H-POL-Bursts oder zwei aufeinander folgende V-POL-Bursts stabil bleibt, d. h. L ist konstant und entsprechendes gilt für K₁ und K₂.

Fig. 7 zeigt das Blockschaltbild des Teils 601 der Berechnungs/Steuerschaltung 121 in Fig. 1, welcher die Bewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 114 über die Sammelleitung 124 unter Ansprechen auf Meßdaten von der Meßschaltung 120 einstellt. Ein zweiter Teil (nicht gezeigt) der Berechnungs/Steuerschaltung 121, der mit dem Teil 601 identisch ist, nimmt Daten von der Meßschaltung 119 auf und stellt die Bewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 113 über die Sammelleitung 124 ein.

Gemäß Fig. 7 sind die Quadraturkomponenten X_n, Y_n von en und X'_n, Y'_n von bn je einem von einer Vielzahl von diskreten Pegeln durch Analog-Digital- (A/D)-Wandlerpaare 601-1 bis 601-N zugeordnet. Die Komponenten X_n, X'_n werden an einen ersten A/D-Wandler jedes A/D-Wandlerpaars und die Komponenten Y_n, Y'_n an einen zweiten A/D-Wandler in jedem A/D-Wandlerpaar geliefert. Die Ausgangssignale dieser A/D-Wandler gelangen dann an eine Arithmetikeinheit 602, die den Betrag und die Phase des komplexen Wertes e_n/b_n für n = 1, 2, . . . N berechnet, wobei der Betrag von e_n/b_n sich ausdrücken läßt anhand von X_n, Y_n, X'_n, Y'_n als:

und die Phase von e_n/b_n, d. h. die Phase von e_n mit Bezug auf b_n ausgedrückt werden kann als:

Die Berechnung von Betrag und Phase von e_n/b_n entsprechend den Gleichungen (16) und (17) läßt sich leicht mit Hilfe eines Mikroprozessors durchführen. Für die Phasenbeziehung gemäß Gleichung (17) kann ein Fest wertspeicher (ROM) in der Arithmetikeinheit 602 zweckmäßig zur Speicherung einer inversen Tangenstabelle benutzt wer den.

Die von der Arithmetikeinheit 602 gebildeten komplexen Werte

werden an eine Arithmetikeinheit 603 gegeben. Diese berechnet die Änderungen für jeden der N Bewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 114, wobei sich die Änderung Δgm des n-ten Bewertungskoeffizienten ausdrücken läßt als

wobei m = 1, 2, . . . N. Die Ausdrücke W_m,n haben feste Werte, die in der Einheit 603 gespeichert sind, und jeder Ausdruck W_m,n ist das (m,n)-Element des Kehrwertes der NxN-Matrix, dessen (n,m)-Element e^-j2πfnτm ist und oben mit Bezug auf Gleichung (9) erläutert worden ist. Die N-Werte Δg_ms, die von der Einheit 603 berechnet worden sind, werden über ein D/A-Wandlerpaar 604-1 bis 604-N weitergeleitet, wo sie diskreten Werten zugeordnet werden und dann über eine Sammelleitung 124 zum adaptiven Filter 114 Übertragen. Jedes der D/A-Wandlerpaare nimmt einen unterschiedlichen Wert g_m auf. Die D/A-Wandlerpaare 604-1 bis 604-N können weggelassen werden, wenn jeder Bewertungsmultiplizierer in den adaptiven Filtern ein Paar von digitalen Signalen aufnimmt.

Die vorliegende Erfindung ist zwar unter Bezugnahme auf eine bestimmte Nachrichtenübertragungsanlage beschrieben worden, der Fachmann kann aber zahlreiche andere Ausführungsbeispiele in Betracht ziehen, ohne vom Gegenstand der Erfindung abzuweichen. Zum ersten ist beispielsweise die vorliegende Erfindung nicht auf eine QAM-Modulation beschränkt und kann in Verbindung mit jedem von einer Anzahl von unterschiedlichen Modulationsformaten benutzt werden. Während zum zweiten die gleichen Folgen von Digitalsignalwerten zweckmäßig für die H-POL- und V-POL-Bursts benutzt werden, können unterschiedliche Folgen von Signalwerten, die entweder zu unterschiedlichen Sätzen von Spektralfrequenzen führen, benutzt werden, oder andere Sondiermöglichkeiten in Betracht gezogen werden. Während zum dritten zwei arithmetische Einheiten 602 und 603 dargestellt sind, können die vorgesehenen mathematischen Transformationen mit einem einzigen Mikroprozessor verwirklicht werden. Während schließlich jedes der offenbarten adaptiven Filter eine angezapfte Verzögerungsleitung enthält, können andere Filterstrukturen, beispielsweise parallele Bandpaßfilterbänke, Verwendung finden.

Claims

1. Vorrichtung zum Auslöschen von Kreuzpolarisationsstörungen bei ankommenden ersten und zweiten, orthogonal polarisierten Signalen mit einem ersten und zweiten adaptiven Filter (113, 114) zur Filterung jedes der ankommenden Signale, eine Einrichtung (117, 118) zum Addieren des gefilterten ersten Signals und des zweiten Signals sowie zum Addieren des gefilterten zweiten Signals und des ersten Signals unter Bildung entsprechender Ausgangssignale, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und zweite adaptive Filter (113, 114) jeweils eine Vielzahl von Bewertungskoeffizienten besitzen, und daß eine Einrichtung (119, 120, 121) vorgesehen ist, die die Bewertungskoeffizienten jedes Filters unter Ansprechen auf die ankommenden Signale und die Ausgangssignale zu gewählten Zeitpunkten, bei denen Sondierfolgen übertragen werden, derart einstellt, daß die Kreuzpolarisationsstörungen in den orthogonal polarisierten ersten und zweiten ankommenden Signalen ausgelöscht werden.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jedes ankommende Signal und jedes Ausgangssignal ein Frequenzspektrum besitzt, das zu den gewählten Zeitpunkten eine Vielzahl von Spektralfrequenzen aufweist, wobei die Spektralfrequenzen für ein beliebiges ankommendes Signal und für ein entsprechendes Ausgangssignal in einem gemeinsamen Satz von Frequenzen liegen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinrichtung die Spektralfrequenzen mit dem gemeinsamen Satz von Frequenzen prüft.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinrichtung Verhältnisse der Spektralfrequenzen in den Ausgangssignalen zu den Spektralfrequenzen in den ankommenden Signalen für jede Spektralfrequenz bildet.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinrichtung eine lineare Kombination der Verhältnisse bildet.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Verhältnis in der linearen Kombination mit einer zugeordneten Konstanten bewertet wird.

7. Vorrichtung,nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede zugeordnete Konstante eine vorgewählte Funktion der Frequenzen der Spektralfrequenzen ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung ein Paar von angezapften Verzögerungsleitungen mit je einer Vielzahl von Bewertungskoeffizienten aufweist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten durch die Einstelleinrichtung unter Ansprechen auf die lineare Kombination der Spektralfrequenzverhältnisse geändert werden.

10. Verfahren zum Auslöschen von Kreuzpolarisationsstörungen bei ankommenden ersten und zweiten Signalen, deren Polarisation orthogonal zueinander ist mit folgenden Verfahrensschritten:
Zuführen jedes der ankommenden Signale zu einem entsprechenden Filter (113, 114) mit einer Vielzahl von Bewertungskoeffizienten, Addieren des gefilterten ersten Signals und des ankommenden zweiten Signals sowie des gefilterten zweiten Signals und des ankommenden ersten Signals unter Bildung von Ausgangssignalen, und
Einstellen der Bewertungskoeffizienten unter Ansprechen auf die ankommenden Signale und die Ausgangssignale zu gewählten Zeitpunkten, bei denen Sondierfolgen übertragen werden.