DE3604849A1

DE3604849A1 - Vorrichtung und verfahren zur ausloeschung von kreuzpolarisationsstoerungen

Info

Publication number: DE3604849A1
Application number: DE19863604849
Authority: DE
Inventors: Noach Tinton Falls N.J. Amitay; Lawrence Joel Edison N.J. Greenstein
Original assignee: American Telephone and Telegraph Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1985-02-21
Filing date: 1986-02-15
Publication date: 1986-08-21
Anticipated expiration: 2006-02-16
Also published as: JPH0654903B2; US4606054A; JPS61239737A; DE3604849C2; CA1241998A

Description

Vorrichtung und Verfahren zur Auslöschung von Kreuzpolarisationsstörungen

Die Erfindung betrifft die Störungsauslöschung und insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Auslöschen der Kreuzkopplung, die zwischen Signalen auftritt, welche mit zwei zueinander orthogonalen Polarisationen übertragen werden.

In den letzten Jahren sind terrestrische und Satellitenübertragungssysteme schnell gewachsen. Dieses Wachsen ist begleitet gewesen durch einen ansteigenden Bedarf nach Systemen mit höheren Informationsübertragungs kapazitäten innerhalb begrenzter Frequenzbänder. Da im freien Raum eine unabhängige und gleichzeitige übertragung elektromagnetischer Wellen mit zueinander orthogonalen Polarisationen innerhalb des gleichen Frequenzbandes möglich ist, kann die Verwendung orthogonaler Polarisationen die Informationsübertragungskapazität einer Nachrichtenverbindung verdoppeln. Regen, eine ungenaue Antennenausrichtung, ein Mehrwegeschwund, Geländereflexionen und atmosphärische Phänomene verringern jedoch die Trennung zwischen den orthogonal polarisierten Signalen. Dies führt zu einer Kreuzkopplungsstörung. Dadurch wird folglich beim Empfänger einer Anlage die über eine bestimmte Polarisation übertragene Information durch eine Information gestört, die über die orthogonale Polarisation übertragen wird. Diese Kreuzkopplungsstörung kann die Qualität der empfangenen Information so weit verschlechtern, daß sie bei vielen Nachrichtenverbindungs anwendungen nicht mehr akzeptabel ist.

.₄ ) Es sind mehrere Verfahren zur Auslöschung der

^v Kreuzpolarisationsstörung vorgeschlagen worden. Dazu sei

beispielsweise auf einen Aufsatz von M. L. Steinberg

"Design of a Terrestrial Cross-Pol. Canceller" in "International Conference on Communications", 13. bis 17. Juni 1982, Piladelphia, Pa., hingewiesen sowie auf die Auslöscheinrichtung, die in Aufsätzen von Y. Bar-Ness et al. "Cross-Coupled Boot Strapped Interference Canceller" in "IEEE 1981 International Symposium Digest, Antennas and Propagation", Band 1 , Seiten 292-295 , und D. Brandwood "Cross-Coupled Cancellation System for Improving Cross-Polarization Discrimination" in "International Conference on Antennas and Propagation", Teil 1, Seiten 41-45, 1978, vorgeschlagen wird. Obwohl die vorgeschlagenen Verfahren in diesen Aufsätzen in bestimmten Fällen zu einer befriedigenden Auslöschung von Kreuzpolarisationsstörungen führen können, reicht ihre Güte bei einem frequenzselektiven Schwund unter Umständen nicht aus, und sie sind nicht anwendbar bei nichtregenerativen Wiederholverstärkern. Außerdem ist die Wirksamkeit und Geschwindigkeit des Auslöschverfahrens bei bestimmten Anwendungen und Modulationsformaten nicht ausreichend.

Mit der vorliegenden Erfindung wird eine Auslöscheinrichtung bzw. ein Verfahren für Kreuzpolarisationsstörungen vorgeschlagen, bei der bzw. dem jedes der orthogonalpolarisierten Empfangssignale einem zugeordneten, adaptiven Filter zugeführt wird. Jedes Filterausgangssignal wird dann mit einem zugeordneten Empfangssignal summiert, dessen Polarisation orthogonal zu der des Filtereingangssignals ist. Die beiden so gebildeten Summen sind die Ausgangssignale der Kreuzpolarisationsauslöscheinrichtung. Die Einstellung jedes Filters zur Erzielung des geeigneten Auslöschwertes erfolgt unter Ansprechen auf die orthogonal polarisierten Empfangssignale und die Auslöscher-Ausgangssignale zu gewählten Zeitpunkten. Entsprechend einer Weiterbildung der Erfindung werden die Filter unter Ansprechen auf Spektraltöne eingestellt, die durch die Übertragung vorbestimmter, orthogonal polarisierter Signale erzeugt werden, und Spektraltöne, die als Ausgangssignale der Auslöscheinrichtung zu gewählten Zeitpunkten erscheinen. Eine

solche Einstellung beseitigt schnell die Kreuzpolarisationsstörung bei jeder Spektraltonfrequenz. Außerdem bleibt die Prüfung der Spektraltöne durch viele Schwundbedingungen unbeeinflußt, läßt sich bei unterschiedlichen Signalmodulationsformaten anwenden und kann an nichtregenerativen Wiederholverstärker-Standorten benutzt werden, da eine Grundband-Signalverarbeitung nicht erforderlich ist.

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine beispielhafte Anlage mit einer Aus

löscheinrichtung für Kreuzpolarisationsstörungen nach der Erfindung;

Fig. 2 als Beispiel ein Signalformat zur Verwendung in Verbindung mit der Auslöscheinrichtung nach Fig. 1 ;

Fig. 3 ein Diagramm mehrerer beispielhafter Digitalfolgen, die die Sub-Bursts 208 gemäß Fig. 2 bilden können;

Fig. 4 das Blockschaltbild eines Teiles der Auslöscheinrichtung gemäß Fig. 1 mit

Angabe der Signale an bestimmten Punkten; Fig. 5 das Blockschaltbild eines Teiles der Meßschaltung innerhalb der Auslöscheinrichtung gemäß Fig. 1;
Fig. 6 das schematische Blockschaltbild von

Schaltungen , die zusätzlich zu den Meßunterschaltungen 500 verwendet werden, um die Zeitsteuersignale 510 und 515 in Fig. 5 bereitzustellen;

Fig. 7 das schematische Blockschaltbild eines

Teiles der Berechnungs/Steuerschaltung innerhalb der Auslöscheinrichtung gemäß Fig. 1.

; Die Arbeitsweise einer Auslöscheinrichtung für

¹^ 35 Kreuzpolarisationsstörungen soll unter Bezugnahme auf die in Fig. 1 gezeigte, beispielhafte digitale Nachrichtenübertragungsanlage erläutert werden. Sendeseitig modulieren digitale Grundband-Informationssignale auf

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Sammelleitungen 101 bzw. 102 die Amplitude von Quadratur-Trägersignalen in Sendern 103 und 104 unter Verwendung des bekannten Quadratur-Amplitudenmodulationsverfahrens (QAM) und werden dann an Sendeantennen 105 und 106 angekoppelt. Die von den Antennen 105 und 106 , die auch aus einer einzigen Antenne bestehen können, abgestrahlten QAM-Signale besitzen Polarisationen, die orthogonal zueinander sind. Zur Vereinfachung werden die Polarisationen der von den Antennen 105 und 106 abgestrahlten Signale als vertikal bzw. horizontal bezeichnet. Die horizontal polarisierten Signale (H-POL) und vertikal polarisierten Signale (V-POL) durchlaufen den freien Raum , also ein Medium, das einen frequenzselektiven Signalschwund und eine Kreuzpolarisationsstörung (CPI von Cross-Polarization Interference) zeigt. Die ankommenden Signale werden von Empfangsantennen 107 und 108, die auch aus einer einzigen Antenne bestehen können, aufgenommen und dann Abwärtsmischern 109 bzw. 110 zugeführt. Die Abwärtsmiseher 109 und 110 bewirken eine Frequenzumsetzung der Empfangssignale auf eine Zwischenfrequenz IF. Aufgrund der Kreuzpolarisationsstörung ist das über den Abwärtsmischer 109 auf die Leitung 111 geführte Signal V-POL gestört durch eine Signalkomponente, die von dem von der Antenne 106 abgestrahlten Signal H-POL stammt. In ähnlicher Weise enthält das über den Abwärtsmischer 110 auf die Leitung 112 geführte Signal H-POL eine unerwünschte Signalkomponente, die ursprünglich Teil des von der Antenne 105 abgestrahlten Signals V-POL war. Die Auslöscheinrichtung 100 verringert die Kreuzpolarisationsstörung des Signals V-POL auf der Leitung 111, indem das Signal H-POL auf der Leitung 112 über ein adaptives Filter 114 geführt und dann das Filterausgangssignal auf der Leitung 116 mittels eines Summierers 117 zum Signal V-POL addiert wird. Auf ähnliche Weise wird die Kreuzpolarisationsstörung im Signal H-POL auf der Leitung 112 dadurch beseitigt, daß das Signal V-POL über ein adaptives Filter 113 geführt und dann das Filterausgangssignal auf der Leitung 115 mittels eines

Summierers 118 zum Signal H-POL addiert wird. Die erzeugten Signalsummen, die auf den Leitungen 122 und 123 erscheinen, sind die Ausgangssignale der Auslöscheinrichtung. Diese Ausgangssignale werden einem V-POL- bzw. einem H-POL-Demodulator zugeführt, wo die digitalen Grundband-Informationssignale verarbeitet werden.

Jedes der adaptiven Filter 113, 114 hat den üblichen Aufbau und enthält eine angezapfte Verzögerungsleitung, Multiplizierer, die das Signal an jeder Anzapfung mit einem Anzapfbewertungskoeffizxenten multiplizieren, der eine komplexe Zahl ist, sowie eine Kombiniereinrichtung , die die von den Multiplizierern gebildeten, bewerteten Signale summiert. Demgemäß erzeugt jedes adaptive Filter eine bewertete Summe zeitverschobener Abbildungen seines Eingangssignals.

Meßschaltungen 119 und 120 sowie eine Berechnungs/Steuerschaltung 121 stellen die Anzapfbewertungskoef fizxenten in den adaptiven Filtern 113 und 114 so ein, daß die Kreuzpolarisationsstörung in den Ausgangs-Signalen der Auslöscheinrichtung auf den Leitungen 122 und 123 reduziert oder im wesentlichen beseitigt wird. Die mit den Leitungen 111 und 123 verbundene Meßschaltung 119 prüft zu gewählten Zeitpunkten die Empfangssignale V-POL und die H-POL-Auslöscherausgangssignale. Auf ähnliche Weise prüft die Meßschaltung 120 zu gewählten Zeitpunkten die Empfangssignale H-POL auf der Leitung 112 und die V-POL-Aüslöscherausgangssignale auf der Leitung 122. Die gewählten Zeitpunkte entsprechen Zeitpunkten, zu denen vorbestimmte digitale Signalfolgen, die nachfolgend als Sondierfolgen bezeichnet werden, den Sendern 103 und 104 über die Sammelleitungen 101, 102 zugeführt und dann mittels der Antennen 105 und 106 als H-POL- bzw. V-POL-Signale abgestrahlt werden. Das Ergebnis dieser Prüfungen wird der Berechnungs/Steuerschaltung 121 über Sammelleitungen 130-133 zugeführt. Die Berechnungs/Steuerschaltung 121 bestimmt dann die jeweils geeigneten Werte der Anzapfbewertungskoeffizxenten für die adaptiven Filter 113 , 114 und liefert diese Werte

an eine Sammelleitung 124.

Es sei jetzt auf Fig. 2 Bezug genommen, die ein Beispiel für ein Sondierfolgenformat zeigt. Die Sondierfolgen 201 und 202 werden zur Einstellung der Anzapfbe-Wertungskoeffizienten für die adaptiven Filter 114 bzw. 113 benutzt. Jede Folge weist zwei aufeinander folgende Bursts von Digitalsignalen mit s Sekunden auf, wobei die Folge 201 die Bursts 203, 204 und die Folge 202 die Bursts 205, 206 beinhaltet (der Zeitmaßstab in Fig. 2 ist nicht maßstabsgerecht, d.h. s ist ein wesentlich kleinerer Bruchteil der vollen Rahmenperiode T als gezeigt). Die Sondierfolgen benutzen beide Polarisationen. Das Format der Sondierfolgen beinhaltet zwei aufeinander folgende H-POL-Bursts 203, 204, gefolgt von Informationssignalen beider Polarisationen während des Intervalls 207. Dann folgen zwei hintereinander liegende V-POL-Bursts 205, 206 und so weiter. Die vier aufeinander folgenden Sondierbursts 203, 204, 205 und 206 sind identisch, d.h. sie enthalten identische Folgen von Digitalsignalen. Die dargestellte Übertragung von H-POL- und V-POL-Sondierfolgen in getrennten Zeitintervallen vermeidet in vorteilhafter Weise eine Kreuzpolarisationsstörung, die die Prüfung der Folgen durch die Meßschaltungen 119, 120 beeinträchtigen könnte.

Ein typischer Sondierburst (auseinandergezogene Ansicht in Fig. 2) enthält M periodische Sub-Bursts 208 mit jeweils P Digitalsignalen. Dies ergibt Spektraltöne mit Abständen von 1/PT, wobei 1/T die digitale Symbolrate der Nachrichtenanlage ist (die Spektraltonbreite ist von Null verschieden, da die Burstdauer endlich ist). Das P-Symbolmuster ist so gewählt, daß sich einigermaßen einheitliche Spektraltonamplituden bei N Frequenzen innerhalb der Kanalbandbreite ergeben. Wie beschrieben, werden während der Übertragung eines Sondierbursts mit einer Polarisation "Gesamt - Null-Daten" mit der anderen Polarisation ausgesendet. Unter "Gesamt-Null-Daten" wird verstanden, daß der Datenwert in jeder Symbolperiode gleich 0 + j0 ist. Die Verwendung von Null-Daten beseitigt Pro-

bleme hinsichtlich von Kreuzpolarisationsstörungen während der Sondierfolgenintervalle, es lassen sich aber auch alternative Lösungen anwenden, wenn Null-Daten nicht zur Signalkonstellation gehören, die bei dem jeweiligen Modulationsformat erzeugt werden. Beispielsweise kann bei der Übertragung eines Sondierbursts mit einer Polarisation, der zur Erzeugung einer Gruppe von N Spektraltönen führt, ein Burst mit zulässigen Symbolen in der anderen Polarisation ausgesendet werden, um eine frequenzverschachtelte Gruppe von Spektraltönen zu erzeugen.

Die letztgenannte Gruppe von Spektraltönen läßt sich durch die Meßschaltung unter Verwendung einer Filterung beseitigen. Zur Vereinfachung soll diese Lösungsmöglichkeit jedoch nicht näher betrachtet werden, und die nachfolgende Erläuterung beruht auf dem Konzept mit Gesamt-Null-Daten.

Als Beispiel sei eine 4 GHz-Anlage mit ·= = 15 Megabaud bei einer Kanal-Gesamtbandbreite von 20 MHz angenommen. Wenn gewählt wird P = 4, M = 50 und T„= 50 ms, so beträgt die Burstdauer sT = MPT = 13,33 us. Nimmt man eine "Totzeit" von 3,33 us (50 Symbolperioden) kurz vor jedem Doppelburst an, so beträgt das Sondierfolgen-Tastverhältnis = 0,12 %.

Fig. 3 zeigt als Beispiel zwei Sub-Burst-Sondierfolgen zur Verwendung in dem Signalformat gemäß Fig. 2. In der Folge 1 ist P = 4, M = 50 für ein H-POL- oder V-POL-Sondiersignal, und jeder Sub-Burst umfaßt Digitalsignalwerte d₁ , d~ sowie den Kehrwert -d. von d.. Die Werte werden in der Reihenfolge -d. , d.. , d cu übertragen, um fünf von Null verschiedene Spektraltöne mit 0, + 3,75 MHz und + 7,5 MHz gegen die Mitte des Übertragungskanals versetzt zu erzeugen. Alle anderen Frequenzen werden wegen der bandbegrenzenden Art der übertragenen Impulse unterdrückt. In der Folge 2 ist P = 8 und M = 25 für ein H-POL- oder V-POL-Sondiersignal und jeder Sub-Burst 208 umfaßt Signalwerte d., -d₁, d₂, -d„, die in der Reihenfolge -d. , -d„, -d», -cL , d., d~ , ^21 ^1 ausgesendet werden, um sechs von null verschiedene

Leitungskomponenten bei + 1,875, + 5,625 und + 9,375 MHz zu erzeugen. Für beide Folgen liegen alle von null verschiedenen Spektraltöne innerhalb der Kanalbandbreite, d.h. es gilt -10 MHz < f < 10 MHz , wobei f die Fre-

^ η ' η

quenz jedes der N von null verschiedenen Spektraltöne ist. Typische Entwurfszahlen für die komplexen Datenwerte d. und d„ sind 3(1+j) bzw. (1+j) für ein typisches 16-QAM-Modulationsformat und 5(1+j) bzw. 3(1+j) für ein typisches 64-QAM-Modulationsformat.

Fig. 4 zeigt einen Teil der Auslöscheinrichtung 100 sowie die Signale an verschiedenen Knotenpunkten. Die beiden Funktionen G (f) und G (f) stellen die Übertragungsfunktion der adaptiven Filter 114 bzw. 113 dar. Die Kopolarisationsfunktion B, (f) ist das Ansprechen d_es Übertragungskanals zwischen dem ausgesendeten Signal H-POL und dem Knotenpunkt 301. Die Kreuzpolarisationsfunktion A (f) ist das Ansprechen des Übertragungskanals zwischen dem ausgesendeten Signal V-POL und dem Knotenpunkt 301. Die Kopolarisationsfunktion B (f) ist das Ansprechen des Übertragungskanals zwischen den ausgesendeten Signal V-POL und dem Knotenpunkt 302. Die Kreuzpolarisationsfunktion A, (f) ist das Ansprechen des Übertragungskanals zwischen dem ausgesendeten Signal H-POL und dem Knotenpunkt 302. Anders ausgedrückt, B.(f) und B (f) stellen das gewünschte Signalansprechen in Richtung auf die Knotenpunkte 301 und 302 dar, während A, (f) und A (f) das störende oder unerwünschte Signal-ansprechen in Richtung auf diese Knotenpunkte sind. E.(f) und E (f) ist das Fehlersignalansprechen an den Knotenpunkten 304 bzw. 305.

Es können zwar Zeitverzögerungen zwischen dem Knoten 310 und dem Summierer 117 sowie zwischen den Knoten 301 und dem Summierer 118 vorhanden sein, zur Erläuterung sei aber angenommen, daß solche Verzögerungen nicht auftreten. Die Verzögerungen könnten benutzt werden, um Verzögerungen innerhalb der adaptiven Filter 113 und 114 zu kompensieren.

Zur Einstellung der Anzapfbewertungskoeffizienten in den adaptiven Filtern 113 und 114, derart, daß das Kreuzpolarisationsansprechen A (f) und A,(f) bei den Spektraltonfrequenzen null wird, mißt man das Frequenzansprechen B_v(f) , B_h(f), E_v(f) und E,(f) bei diesen Frequenzen. Das Null-Machen der Kreuzpolarisations-Ansprechwerte entspricht dem Vorgang, daß man E. (f) =0 am Knotenpunkt 304 und E (f) =0 am Knotenpunkt 305 macht. Zur Vereinfachung sollen nur die H-POL-Messungen, d.h. B, (f) am Knotenpunkt 301 und E, (f) am Knotenpunkt 304 im einzelnen beschrieben werden. Die Messungen für die Signale V-POL sind analog.

Unter Bezugnahme auf Fig. 4 ergibt sich, daß E_h(f) = A_h(f) + G₁₂(f) B_h(f) (1) während der übertragung einer H-POL-Folge ist. Zur Erzielung der Bedingung E_h(f) =0 über das Frequenzband ist es erforderlich, daß

A, (f)

G₁₂ (f) = - jTjTY (2)

¹² V^f) A_h(f)

bei allen Frequenzen innerhalb des Bandes ist. Wenn ^₅— _Γ:ΕΎ

eine einigermaßen glatte Funktion der Frequenz ist, sollte eine Einstellung von G₁ „(f) derart, daß E.(f) bei verschiedenen diskreten Frequenzen innerhalb des Bandes null wird, zu einer wirksamen Auslöschung von Kreuzpolarisationsstörungen führen.

Die Meßschaltungen 119 und 120 führen alle Messungen durch, indem sie die Knotenpunkte 301, 302, 304 und 305 in der richtigen Folge anschalten. Es sei beispielsweise das Sondierfolgenformat gemäß Fig. 1 zusammen mit den Fig. 1 und 4 betrachtet. Während des Sondierburst 203 ist die Meßschaltung 120 mit dem Knotenpunkt 301 verbunden und mißt B. (f) bei den N angegebenen Spektraltonfrequenzen. Während des Burst 204 ist die Meßschaltung 120 mit dem Knotenpunkt 304 verbunden und mißt E, (f) bei den gleichen N Frequenzen. Während des Intervalls 212 bestimmt die Berechnungs/Steuerschaltung 121 unter Verwendung der Meßwerte diejenigen Anzapfbewertungskoeffizienten, die E,(f) =0 bei den N Spektraltonfrequenzen

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machen, welche von den H-POL-Bursts 203 und 204 erzeugt werden. Zur Einstellung der auf diese Weise bestimmten Anzapfbewertungskoeffizienten ist es zweckmäßig, eine "Totzeit" kurz vor dem Ende des Intervalls 212 zu reservieren, wenn keine Informationssignale übertragen werden, so daß die Veränderung des Ansprechens der adaptiven Filter die Datenfeststellung während des Übergangs nicht beeinträchtigt. Auf ähnliche Weise mißt die Meßschaltung 119 B_v(f) und E_v(f) während der Bursts 205 bzw.

206. Die Berechnungs-Steuerschaltung 121 bestimmt dann die Anzapfbewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 113, die E (f) =0 bei den N Spektraltonfrequenzen machen, die von den Bursts 205 und 206 erzeugt werden. Diese Bestimmung erfolgt während eines Intervalls 212, das dem Burst 206 folgt.

Jedes der adaptiven Filter 113 , 114 hat einen Aufbau mit N Anzapfungen und einer Verzögerung τ zwischen den Anzapfungen, wobei N in typischer Weise im Bereich zwischen 5 und 15 liegt und τ << T„ ist sowie Tp, die Rahmenperiode darstellt. Unter Verwendung der mathematisch bequemen Fiktion, daß jedes Filter eine negative Verzögerung -T, besitzt, beträgt die Verzögerung bis zum Ausgang der m-ten Anzapfung:

T_m = -T. + mt ; wobei m = 1, 2, ... N (3).

Das Ziel der Meßschaltungen 119, 120 sowie der Berechnungs/Steuerschaltung 121 besteht darin, jeden der N Anzapfbewertungskoeffizienten oder Verstärkungswerte g₁, g-, ... g_N jedes adaptiven Filters so einzustellen, daß das Kreuzpolarisationsansprechen bei jeder der N innerhalb des Bandes liegenden Frequenzen f., f „ , ... f_M für die durch die Sondierfrequenzen erzeugten Spektraltöne zu null wird. Für eine Analyse der erforderlichen Berechnung wird die folgende Notation benutzt:

^Gn - ^G12 ^(fn^}'
η = 1 , 2, ... N , wobei

G.„ die Übertragungsfunktion des adaptiven Filters 114 und G die Übertragungsfunktion dieses Filters für den η-ten Spektralton ist.

	(4)	36	8;
N	(5)
N	(6)
N

b = B (f ) ; η = 1 , 2,

a_n = A_h (f") ; η = 1, 2, ..

^en =^Eh ⁽V J η - 1. 2, ...

wobei B, (f ) und A. (f ) das Kopolarisations- und h η h η

Kreuzpolarisations-Kanalansprechen für die durch die H-POL-Sondierfolgen erzeugten Spektraltöne sind, E. (f ) das Fehlersignalansprechen für diese Töne am Knotenpunkt 304 in Fig. 4 ist , b und a das Kopolarisations- und Kreuzpolarisations-Kanalansprechen für den η-ten Spektralton in der H-POL-Sondierfolge sind und e das Fehlersignalansprechen am Knotenpunkt 304 für den η-ten Spektralton ist. Außerdem wird die hochgestellte Angabe (k) als Index für die Anzahl von Rahmenperioden mit T-Sekunden , gerechnet von einem beliebigen Zeitanfang aus,

(k) benutzt. So gibt beispielsweise e den Wert für e in der k-ten Rahmenperiode nach dem willkürlichen Zeitanfang an. Diese Notation wird jedoch nicht für a und b benutzt,

η η

da der Übertragungskanal zur Vereinfachung als quasistatisch betrachtet wird.

Wie erläutert, muß zur Erzielung von E. (f) = 0

gelten: A, (f)

^G12 ^(f) " *

Das beste Ergebnis, das sich mit dem vorliegenden Schema erzielen läßt, lautet:

a

η
Das heißt, man kann E.(f) bei N Frequenzen auf

null zwingen, man kann aber nicht garantieren, daß E, (f) = 0 zwischen diesen Null-Werten ist. Es seien die Anzapfverstärkungswerte {g } , m = 1, 2, ... N des adaptiven Filters 114 betrachtet, dessen Ansprechen G „(f) ist. Es läßt sich zeigen, daß

N .
^Gn ^{= Σ}, 9_me ³ ^nT n»;n=1,2 ...N ⁽⁸>

^gm - ^Σ VnV ^m - ¹'² '·· N, (9) m=1

wobei W . das (m,η)-Element für den Kehrwert der NxN-m η

Matrix ist, deren (n,m)-Element lautet:

Wenn die N-Punkt-Sätze Jf_nJ- und {r_mj gegeben sind, so läßt sich die Matrix W leicht lösen und dauernd in einem Speicher in der Berechnungs/Steuerschaltung 121 in Fig.1 ablegen. Für die spezielle Wahl von N Spektraltönen in gleichmäßigem Abstand

n+1

_ f = η

mit

τ =

_NÄf

reduzieren sich die Gleichungen (8) und (9) auf das dis krete , orthogonale Fourier-Transformationspaar

Als nächstes sei daran erinnert, daß während der Bursts 204 in Fig. 2 die komplexen Werte{e_n} gemessen werden. Dann läßt sich dieser Wert für die k-te Rahmenperiode ausdrücken durch

^en^{k) = a}n ^{+ b}n^Gn^k); η - 1, 2, ... N (10),

wobei

G<^k> = Σ ⁿ

^Vm; n- 1_f 2, ... N (11).

(k)

di

Demgemäß lauten anhand der Werte a , b und e

Anzapfverstärkungswerte

(k)

4^k) ■ j Vn^^ -- 1.2. —Η .

die

k+1 ) und wenn gewünscht wird, daß e =0 für n=1, 2...N, dann sollten die Anzapfverstarkungswerte so eingestellt werden, daß gilt:

••■ⁿ

Unter Verwendung von rekursiven Verfahren läßt sich g einstellen, obwohl a nicht gemessen wird. Das heißt, man kann schreiben:

- ϊ \,_n!ü_t m = 1, 2, ... _{N (13)}. 1 b

Man beachte bei der Gleichung (13), daß g s nur

von Verhältnissen der komplexen Werte e

abhängt und daß das Kreuzpolarisationsansprechen bei N Frequenzen in einer Periode zu null gemacht werden kann, vorausgesetzt, daß sich die komplexen Werte a und b nicht wesentlich ändern. Für eine Rahmenperiode mit beispielsweise 50 ms ist dies eine vernünftige Erwartung. Gleichung

(13) gilt natürlich auch für die Einstellung der Anzapf-15

verstärkungswerte des adaptiven Filters 113 , bei dem die gemessenen komplexen Werte vertikale Polarisation besitzen.

Die Werte von e und b werden für jede Polarin η

sation und für jede der N Frequenzen von den Meßschaltungen 119 und 120 gemessen. Diese enthalten je N identische Schaltungsunterabschnitte 500. Ein solcher Unterabschnitt ist in Fig. 5 dargestellt. Jeder Unterabschnitt 500 der Meßschaltung 119 ist an die Leitungen 111 und 123 angeschaltet und prüft einen unterschiedlichen Ton der N Spektraltöne von e und b , die durch die V-POL-Sondier-ο η η

folgenbursts erzeugt werden. In ähnlicher Weise ist jeder Unterabschnitt 500 der Meßschaltung 120 an Leitungen 112 und 122 angeschaltet und prüft einen anderen Ton von N Spektraltönen e und b , die durch die H-POL-Sondierfolgen-

bursts erzeugt werden.
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Es sei jetzt auf Fig. 5 eingegangen, die das Blockschaltbild eines Schaltungsunterabschnitts 500 in der Meßschaltung 120 zur Prüfung des η-ten Spektraltons zeigt, wobei η = 1 oder 2 oder ... N ist. Ein von einem Steuersignal auf der Leitung 510 gesteuerter Schalter 501 gibt

alternativ b und e während der Bursts 203 bzw. 204 in η η

Fig. 2 auf ein Schmalbandfilter 502. Dieses Filter läßt nur den η-ten Spektralton mit der Frequenz fIF + fn zu

Demodulatoren 503 und 506 durch. Die Demodulatoren 50 3 und 506 gewinnen die Quadratur-Komponenten zuzüglich oder abzüglich einer willkürlichen Phasenverschiebung von e und b unter Verwendung von sinusförmigen Quadratursignalen der Freguenz ί_Ιρ + f zurück. Diese Sinussignale werden von einem örtlichen Oszillator 504 und einem ^"-Phasenschieber 505 erzeugt und über Leitungen 507 bzw. 508 an die Demodulatoren 503 und 506 gegeben. Die willkürliche Phasenverschiebung der Quadraturkomponenten X , Y von e und der Quadraturkomponenten X¹ ,Y¹ von b treten auf

η ^ η' η η

weil der örtliche Oszillator 504 nicht phasenstarr mit dem Signal auf der Leitung 509 gekoppelt ist. Diese Phasenverschiebung stört nicht und ist bei den Signalbezeichnungen nicht angegeben, da die Einstellung der Anzapfbewertungskoeffizienten eine Funktion des Verhältnisses Trist und folglich der Einfluß der willkürlichen Phasenverschiebung ausgelöscht wird. Die Ausgangssignale der Demodulatoren 503 und 506 , nämlich amplitudenmodulierte Impulse, werden jeweils über Integrier- und Ausgabeschaltungen 511, 512 sowie Abtaster 513, 514 auf Sammelleitungen 132 und 133 gegeben. Jede der Integrier- und Ausgabeschaltungen mittelt die empfangenen Signalwerte für die Dauer eines einzigen Sondierfolgenburst, bevor sie den gemittelten Wert an einen Abtaster weitergibt. Die Abtaster 513 und 514 , die von einem Steuersignal auf der Leitung 515 gesteuert werden, übertragen die gemittelten Signale während jedes der H-POL-Sondierfolgenbursts an die Sammelleitungen 132 bzw. 133.

Das Zeitsteuersignal auf der Leitung 510, das mit dem Anfang der Bursts 203 und 204 zusammenfällt, und das Steuersignal auf der Leitung 515, das mit dem Ende dieser Bursts zusammenfällt, kann mit Hilfe einer Vielzahl bekannter Verfahren zu den Meßschaltungen im Empfänger übertragen werden. Beispielsweise können die Zeitsteuersignale über einen Kabelweg (nicht gezeigt) übertragen werden, der von der Sende- zur Empfangsstelle in der Nachrichtenanlage gemäß Fig. 1 führt. Eine bevorzugte Lösung, die in Fig. 6 dargestellt ist, sieht zusätzliche

Schaltungen am Ausgang der Integrier- und Ausgabeschaltungen jedes Schaltungsunterabschnittes vor, die Zeitsteuersignale für die Schalter 501, 513 und 514 gewinnen. Jedes der beiden Ausgangssignale in jedem Schaltungsunterabschnitt besteht aus periodischen Impulsen, die zeitlich den Sondierintervallperioden entsprechen, wobei die dazwischen liegenden Zeitintervalle rauschähnliche Schwankungen niedrigen Pegels enthalten, die durch zufällige Daten verursacht werden. Wenn die Ausgangssignale der Integrier- und Ausgangsschaltungen 511 und 512 Vollweggleichrichtern 601 bzw. 602 zugeführt und deren Ausgangssignale in einem Addierer 603 summiert werden, so steht ein periodischer , unipolarer Impulsstrom zur Gewinnung von Zeitsteuersignalen für die Schalter 501, 513 und 514 zur Verfügung. Wenn ein freguenzselektiver Schwund bewirkt, daß der periodische Impulsstrom, der von jedem solchen Meßschaltungsunterabschnitt abgeleitet wird, klein ist, so wird durch Summieren der Ausgangsimpulsströme aller N Meßschaltungsunterabschnitte vor Durchführung der Zeitwiedergewinnung mittels des Addierers 604 dieses Problem vermieden. Das vom Addierer 604 gelieferte Summensignal kann an eine übliche Zeitwiedergewinnungsschaltung 605 bekannter Art angelegt werden, die geeignete Verzögerungselemente beinhaltet und die Zeitsteuersignale für die Schalter 501, 513 und 514 erzeugt.

Die Schaltungsunterabschnitte 500 in der Meßschaltung 119 sind identisch ausgebildet mit der Ausnahme, daß sie jeweils die Werte e und b auf den Leitungen 123

η η

und 111 während der V-POL-Sondierbursts 205 und 206 in Fig. 2 messen. Diese komplexen Werte, die über Sammelleitungen 130 und 131 zur Berechnungs/Steuerschaltung 121 übertragen werden, werden zur Einstellung der Anzapfbewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 113 benutzt. Die Schaltung gemäß Fig. 6 kann außerdem zur Erzeugung der Zeitsteuerungssignale auf den Leitungen 510 und 515 für die Schaltungsunterabschnitte 500 in der Meßschaltung verwendet werden. Für diesen Anwendungsfall fallen die Steuersignale auf der Leitung 510 mit dem Anfang der

Bursts 205, 206 zusammen, während die Steuersignale auf der Leitung 515 mit dem Ende dieser Bursts zusammenfallen.

Die relativen Werte bei der Steuerung der Anzapfbewertungskoeffizienten werden durch einen Satz von N Werten für __n eingestellt. Dieser Satz von komplexen

b
η

Werten läßt sich nach Betrag und Phase ausdrücken zu:

,_D-, „r ·<♦■»-♦»»] -

wobei n=1, 2, ... N ist und φ und ψ die Phase von e bzw. b mit Bezug auf die vom örtlichen Oszillator erzeugten Sinussignale sind.

Der während des Burst 203 oder 205 gemessene Wert

e läßt sich ausdrücken als
η

^en^{= X}n^+jYn ^{= K}1 f^cosU_ne-L) + J sinU_ne-L)] (14), wobei

K. der Betrag von e und L die Phase des örtlichen Oszillators sind. Während des Burst 204 oder 205 ist der gemessene Wert

^bn ^{= X}'n^+jY'n ^{= K}2 ^{[ cos (}* nb"^{L) + j sin}U_nb-Dl <¹⁵><

wobei K„ der Betrag von b ist. Man kann mit Sicherheit annehmen, daß die Meßschaltung über entweder zwei aufeinander folgende H-POL-Bursts oder zwei aufeinander folgende V-POL-Bursts stabil bleibt, d.h. L ist konstant und entspechendes gilt für K. und K-.

Fig. 7 zeigt das Blockschaltbild des Teils 601 der Berechnungs/Steuerschaltung 521 in Fig. 1, welcher die Anzapfbewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 114 über die Sammelleitung 124 unter Ansprechen auf Meßdaten von der Meßschaltung 120 einstellt. Ein zweiter Teil (nicht gezeigt) der Berechnungs/Steuerschaltung 121, der mit dem Teil 601 identisch ist, nimmt Daten von der Meßschaltung 119 auf und stellt die Anzapfbewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 113 über die Sammelleitung 124 ein.

Gemäß Fig. 7 sind die Quadraturkomponenten X_n,

Y

η

von

e

η

und

X

η '

Y

I

η

von^s

b

η

je einem von einer Vielzahl von diskreten Pegeln durch Analog-Digital- (A/D)-Wandlerpaare 601-1 bis 601-N zugeordnet. Die Komponenten X , X¹ werden an einen ersten A/D-Wandler jedes A/D-Wandlerpaars und die Komponenten Y , Y' an einen zweiten A/D-Wandler in jedem A/D-Wandlerpaar geliefert. Die Ausgangssignale dieser A/D-Wandler gelangen dann an eine Arithmetikeinheit 602, die den Betrag und die Phase des komplexen Wertes ^en

e b für η = 1 , 2, ... N berechnet, wobei der Betrag von η η sich ausdrücken läßt anhand von X , Y , X¹ , Υ' η

η' η' η' η

als

^en _ / ^Xn" ^{+ Y}n

und die Phase von ^Ίη , d.h. die Phase von e mit Bezug auf b ausgedrückt η werden kann als:

= tan ¹

^Χη^χΙη^+Υη^γΙη

Die Berechnung von Betrag und Phase von r— entsprechend den Gleichungen (16) und (17) läßt sich leicht mit Hilfe eines Mikroprozessors durchführen. Für die Phasenbeziehung gemäß Gleichung (17) kann ein Fest-

Wertspeicher (ROM) in der Arithmetikeinheit 602 zweckmäßig zur Speicherung einer inversen Tangenstabelle benutzt werden.

Die von der Arithmetikeinheit 602 gebildeten

komplexen Werte 1 2 N werden an eine Arithmetikb~' h~' ■ ■ · b~

einheit 603 gegeben. Diese berechnet die Änderungen für jeden der N Anzapfbewertungskoeffizienten des adaptiven Filters 114, wobei sich die Änderung Ag des n-ten Anzapfbewertungskoeffizienten ausdrücken läßt als N

Ag_m Σ W_m ^en (18),

m „ m, η τ—
n=1 ' b

wobei m = 1, 2, ... N. Die Ausdrücke W haben feste ' ' m .n

Werte, die in der Einheit 603 gespeichert sind, und jeder

Ausdruck W ist das (m,η)-Element des Kehrwertes der m, η ' .

NxN-Matrix, dessen (n,m)-Element e~^ ^π n^Tm ist und oben mit Bezug auf Gleichung (9) erläutert worden ist. Die N-Werte Ag s , die von der Einheit 603 berechnet worden sind, werden über ein D/A-Wandlerpaar 604-1 bis 604-N weitergeleitet, wo sie diskreten Werten zugeordnet werden und dann über eine Sammelleitung 124 zum adaptiven Filter 114 übertragen. Jedes der D/A-Wandlerpaare nimmt einen unterschiedliehen Wert g auf. Die D/A-Wandlerpaare 604-1 bis 604-N können weggelassen werden, wenn jeder Anzapfbewertungsmultiplizierer in den adaptiven Filtern ein Paar von digitalen Signalen aufnimmt.

Die vorliegende Erfindung ist zwar unter Bezugnähme auf eine bestimmte Nachrichtenübertragungsanlage beschrieben worden, der Fachmann kann aber zahlreiche andere Ausführungsbeispiele in Betracht ziehen, ohne vom Gegenstand der Erfindung abzuweichen. Zum ersten ist beispielsweise die vorliegende Erfindung nicht auf eine QAM-Modulation beschränkt und kann in Verbindung mit jedem von einer Anzahl von unterschiedlichen Modulationsformaten benutzt werden. Während zum zweiten die gleichen Folgen von Digitalsignalwerten zweckmäßig für die H-POL- und V-POL-Bursts benutzt werden, können unterschiedliche FoI-gen von Signalwerten , die entweder zu unterschiedlichen Sätzen von Spektraltönen führen, benutzt werden, oder andere Sondiermöglichkeiten in Betracht gezogen werden. Während zum dritten zwei arithmetische Einheiten 602 und 603 dargestellt sind, können die vorgesehenen mathematisehen Transformationen mit einem einzigen Mikroprozessor verwirklicht werden. Während schließlich jedes der offenbarten adaptiven Filter eine angezapfte Verzögerungsleitung enthält, können andere Filterstrukturen, beispielsweise parallele Bandpaßfilterbänke, Verwendung finden. 35

Claims

American Telephone and Telegraph Company 550 Madison Avenue New York, New York 10022, AMITAY, Vereinigte Staaten von Amerika N. 7-4 Patentansprüche

1. Vorrichtung zum Auslöschen einer Kreuzpolarisationsstörung bei ankommenden ersten und zweiten, orthogonal polarisierten Signalen,

gekennzeichnet durch

eine adaptive Filtereinrichtung (113, 114) zur Filterung jedes der ankommenden Signale,

eine Einrichtung (117, 118) zum Kombinieren des gefilterten ersten Signals und des zweiten Signals sowie zum Kombinieren des gefilterten zweiten Signals und des ersten Signals unter Bildung entsprechender Ausgangssignale und eine Einrichtung (119, 120, 121) zur Einstellung der Filtereinrichtung unter Ansprechen auf die ankommenden Signale und die Ausgangssignale zu gewählten Zeitpunkten.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die ankommenden Signale zu den gewählten Zeitpunkten vorbestimmte, sich wiederholende Folgen von Digitalsignalen umfassen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 ,

dadurch gekennzeichnet, daß die ankommenden und die Ausgangssignale je eine Vielzahl von Spektraltönen mit einem

Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon 06121-562943/561998 Telex 4186237 Telefax (GII) 06121-567209 Telegramme Patentconsult Radeckestraße 43 8000 München 60 Telefon 089-883603 Telex 5212313 Telefax 089-8344618 Telegramme Patentconstult

gemeinsamen Satz von Frequenzen bilden.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinrichtung die Spektraltöne mit dem gemeinsamen Satz von Frequenzen prüft.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinrichtung Verhältnisse der Spektraltöne in den Ausgangssignalen zu den Spektraltönen in den ankommenden Signalen für jede Spektraltonfrequenz bildet.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinrichtung eine lineare Kombination der Verhältnisse bildet.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6,

dadurch gekennzeichnet, daß jedes Verhältnis in der linearen Kombination mit einer zugeordneten Konstanten bewertet wird.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7,

dadurch gekennzeichnet, daß jede zugeordnete Konstante eine vorgewählte Funktion der Frequenzen der Spektraltöne ist. 9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung ein Paar von angezapften Verzögerungsleitungen mit je einer Vielzahl von Anzapfbewertungskoeffizienten aufweist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9,

dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten durch die Einstelleinrichtung unter Ansprechen auf die lineare Kombination der Spektraltonverhältnisse geändert werden.

11. Auslöscheinrichtung für Kreuzpolarisationsstörungen mit einer Einrichtung (107, 109; 108, 110) zum Empfang von zueinander orthogonal polarisierten Signalen auf einem ersten und einem zweiten Weg, einem ersten (113) und einem zweiten (114) adaptiven Filter, die an den ersten bzw. zweiten Weg angeschaltet sind, einer ersten Einrichtung (117) zum Summieren des Signals auf dem ersten Weg und eines Ausgangssignals des zweiten Filters,

einer zweiten Einrichtung (118) zum Summieren des Signals auf dem zweiten Weg und eines Ausgangssignals des ersten

Filters , und

einer Einrichtung (119, 120, 121) zum Einstellen des ersten und zweiten Filters unter Ansprechen auf die empfangenen Signale und die summierten, von der ersten und der zweiten Summiereinrichtung gebildeten Signale zu gewählten Zeitpunkten.

12. Verfahren zum Auslöschen einer Kreuzpolarisationsstörung bei ankommenden ersten und zweiten Signalen , deren Polarisation orthogonal zueinander ist, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der ankommenden Signale über ein adaptives Filter mit einer Vielzahl von Anzapfbewertungskoeffizxenten geführt wird,
daß das gefilterte erste Signal und das ankommende zweite Signal sowie das gefilterte zweite Signal und das ankommende erste Signal unter Bildung von Ausgangssignalen kombiniert werden, und

daß die Anzapfbewertungskoeffizienten unter Ansprechen auf die ankommenden Signale und die Ausgangssignale zu gewählten Zeitpunkten eingestellt werden.