DE69829342T2

DE69829342T2 - Telekommunikationsanordnung und Verfahren mit Funkverbindungen

Info

Publication number: DE69829342T2
Application number: DE1998629342
Authority: DE
Inventors: Leonardo Rossi
Original assignee: Siae Microelettronica SpA
Current assignee: Siae Microelettronica SpA
Priority date: 1997-09-10
Filing date: 1998-09-02
Publication date: 2006-04-13
Anticipated expiration: 2018-09-03
Also published as: EP0902556A2; IT1295010B1; EP0902556B1; DE69829342D1; EP0902556A3; ITMI972060A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Telekommunikationssystem und ein Verfahren, das eine Funkverbindung verwendet.
Es wird speziell bei einer Funkverbindung implementiert, ohne dass es erforderlich ist, eine Frequenz wieder zu verwenden, und es ist besonders vorteilhaft für Gerätschaften mit mittlerer und hoher Kapazität (480 Telefonkanäle und mehr) wegen deren inhärenten großen Schwierigkeiten.
In Telekommunikationssystemen, die eine Funkverbindung verwenden, d.h. die einen Sender mit einer Übertragungsantenne und einen Empfänger mit wenigstens einer empfangenden Antenne haben, kann das Signal, das an der empfangenden Antenne ausgegeben wird, als aus einer Mehrzahl von Signalen bestehend betrachtet werden, die, während sie auf dem Weg sind, geschwächt und verzögert worden sind. Die Verzögerungen, denen die Signale ausgesetzt gewesen sind, sind durch die verschiedenen Signalweglängen zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne verursacht, und die Schwächungen sind im Wesentlichen durch Abweichungen bei der Ausbreitung (Fading) verursacht, die auf den Wegen auftreten.
Es ist bekannt, dass das Kombinieren der Signale an der Empfangsantenne dazu führt, dass das Signal an dem Antennenausgang eine veränderliche Amplitude und Amplituden/Phasenverzerrung hat, die von der konstruktiven oder nichtkonstruktiven Kombinierung der empfangenen Signale abhängt. Das Signal an dem Ausgang der Empfangsantenne kann in einigen Fällen ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis (S/N) und/oder eine Verzerrung haben, sodass es zeitweise zu einem solchen Ausmaß verschlechtert erscheint, dass es nicht geeignet ist, die Daten, die es enthält, zurückzugewinnen; auf diese Weise wird die Funkverbindung zeitweise außer Funktion sein. Die modulierten Informationssignale und die an den Antennen Empfangenen sind synonym mit Primären. Die Verwendung der Raum- und/oder Frequenz-Diversity-Technik ist bekannt, um die Dauer der Funktionsstörung der Funkverbindung zu reduzieren und zu erlauben, Signale mit Amplituden und Verzerrungen zu empfangen, um so Datenrückgewinnung zu ermöglichen.
Mit Frequenz-Diversity ist die Verwendung einer alternativen Frequenz weit weg von der Genutzten gemeint, die zeitweise während der Funktionsstörung des primären Frequenzkanals benutzt wird. Diese Technik erfordert typischerweise eine Steuerung und ein Schaltsystem zwischen den Daten, die durch Demodulation der zwei primären Signale erhalten werden.
Mit Raum-Diversity ist die regelmäßige Verwendung von zwei Empfangsantennen gemeint, die in einer solchen Weise beabstandet sind, dass die zwei empfangenen primären Signale hinreichend dekorreliert sind, sodass, wenn eines verschlechtert ist, die andere Antenne wahrscheinlich ein Signal mit geeigneter Qualität empfängt. Um an diesem Punkt die Verschlechterung auszugleichen, wird eine geeignete Umschaltschaltung zwischen den demodulierten Signalen angeordnet, die als Basisbandsignale bekannt sind, die das Beste benutzt; alternativ werden die Signale, die die zwei Antennen ausgeben, geeignet kombiniert, um so nur ein Signal mit einer geeigneten Qualität zu haben. Ein Kombinierer eines solchen Typs summiert die empfangenen primären Signale nach geeigneter Verstärkung und Korrektur von deren relativen Phasen auf.
Normalerweise ist mit Diversifikation gemeint, zwei Signale zu haben, die nicht zeitnah sich zeitlich verändernden Verzerrungsphänomen (Fading) unterworfen sind. Dies wird durch Raum- und/oder Frequenz-Diversity erreicht: Die Größe des Abstandes zwischen den Antennen und/oder Frequenzen bestimmt den Grad der Dekorrelation, was erlaubt, die Möglichkeit einer gemeinsamen Verschlechterung zu reduzieren. Wenn z.B. ein 6 GHz Mikrowellenband betroffen ist, über das eine 60 km lange Verbin dung in extremen klimatischen Bedingungen (Padana Valley, während der Sommerzeit mit keinem Wind) realisiert wird, kann es notwendig sein, Raum-Diversity mit zwei Empfangsantennen zu implementieren: Es ist sehr unwahrscheinlich, dass die Antennen weniger als 6 m beabstandet sind.
Es ist ebenfalls bekannt, zwei unterschiedliche Datenströme zusammen auf demselben Frequenzkanal (Frequency Reuse) zu übertragen, aber zwei senkrechte Polarisationen der Antenne zu verwenden. Zum Beispiel wird ein erstes Signal mit einer vertikalen Polarisation übertragen und ein zweites Signal mit einer horizontalen Polarisation. Auf diese Weise ist es möglich, mehr Signale auf einer Bandeinheit zu übertragen. Die zwei Signale werden beim Empfang separat gehandhabt, und es wird Gebrauch von Schaltungen gemacht, die ausgestaltet sind, sich ergebene kreuzweise erzeugte Interferenzen zu unterdrücken.
Die Patentanmeldung DE-A-195 48 941 offenbart ein adaptives Polarisation-Diversity-System für Funkverbindungsübertragungen. Das System umfasst eine Basisstationsantenne zum Übertragen von entweder einer im Uhrzeigersinn polarisierten Übertragung oder einer entgegen des Uhrzeigersinns polarisierten Übertragung, wobei die Übertragung ein Training-Pilot-Signal umfasst. Das System umfasst weiter wenigstens eine Teilnehmereinheit zum Empfangen der Übertragung, wobei die Einheit eine erste Teilnehmereinheitsantenne zum Empfang einer im Uhrzeigersinn polarisierten Übertragung umfasst, eine zweite Teilnehmereinheitsantenne zum Empfang einer Übertragung, die entgegen des Uhrzeigersinns polarisiert ist, und einen Zweikanalempfänger zur adaptiven Kombinierung der im Uhrzeigersinn polarisierten Übertragung mit der entgegen des Uhrzeigersinns polarisierten Übertragung im Verhältnis von ersten bzw. zweiten Gewichten, wobei der Zweikanalempfänger die ersten und zweiten Gewichte so bestimmt, dass das Training-Pilot-Signal im Wesentlichen optimal empfangen wird.
Das Patent US 4,083,009 offenbart ein Mikrowellenübertragungssystem, das diskrete Zustandsmodulation mit Diversity-Übertragung und -Empfang kombiniert. Signale werden sowohl mit horizontaler als auch mit vertikaler Antennenpolarisation gesendet und empfangen, wobei QPSK-Modulationstechniken in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet werden. An der empfangenden Endstelle wird das empfangene Signal mit der besten Qualität, die durch vorbestimmte Empfängerparameter bestimmt wird, als der Ausgabedatenstrom ausgewählt. Ein Umschalten zwischen empfangenen Signalen wird durch Verwendung eines Hitless-Schalters erreicht, sodass keine Daten verloren gehen, wenn zwischen empfangenen Datenströmen umgeschaltet wird.
Die Anmelderin hat herausgefunden, dass bei der Verwendung eines Polarisation-Diversity-Systems, d.h. bei der Übertragung von zwei identischen Signalen (selbe Frequenz, selbe Phase und selbe modulierende Information) mit unterschiedlicher Polarisation (Polarisation-Diversity), die geringe Fading-Differenz zwischen den zwei empfangenen Signalen, sogar wenn beide geschwächt sind aber in unterschiedlicher Weise (Dekorrelation), für einen Basisbandkombinierer ausreichend genug ist, um ein kombiniertes Signal zu liefern, aus dem es möglich ist, die Information, die es enthält, für eine größere Zeitdauer in Bezug auf die normalen Bedingungen zurück zu gewinnen, wo nur ein Signal mit nur einer Polarisation übertragen wird, wodurch die gesamte Dauer der Funktionsstörung reduziert wird.
Die Anmelderin hat ebenfalls die Möglichkeit der Verbindung der Polarisation-Diversity-Technik und der Raum-Diversity-Technik gefunden, infolgedessen die Leistungsfähigkeit weiter gesteigert wird.
Die Anmelderin hat ebenfalls gefunden, dass die Verwendung von sogar zwei Antennen auf der Sendeseite, eine pro Polarisationspfad, die Leistungsfähigkeit weiter steigert.
Die Anmelderin hat ebenfalls gefunden, dass ein Basisbandkombinierer ein Signal mit guter Qualität aus der Kombination von mehreren Signalen wiederherstellen kann, sogar wenn sie einzeln hochgradig verzerrt sind aber hinreichend diversifiziert in Bezug auf die Amplitude und die Phasenwerte.
Ein erster Aspekt dieser Erfindung betrifft ein Telekommunikationssystem gemäß Anspruch 1.
Der zweite Aspekt dieser Erfindung betrifft ein Telekommunikationsverfahren gemäß Anspruch 10.
Weitere Charakteristika und Aspekte dieser Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen wiedergegeben.
Die Implementierung der Polarisation-Diversity erlaubt es, die Dauer der Funktionsstörungen für eine Funkverbindung zu reduzieren im Vergleich zu dem Fall eines Signals, das mit einer einzigen Polarisation übertragen wird.
Speziell verbessert die Verbindung der Polarisation-Diversity-Technik mit der Raum-Diversity-Technik weiter die Leistungsfähigkeit des Funkverbindungssystems. Die Leistungsfähigkeit wird weiter dank der Verwendung von zwei beabstandeten Sendeantennen verbessert, wobei eine für die Übertragung mit horizontaler Polarisation ist und eine für die Übertragung mit vertikaler Polarisation.
Ein 4-Wege-Diversity-System ist erhältlich aber mit nur zwei Antennen für die Sendeseite und für die Empfangsseite.
Die Effizienz der Basisbandkombination, d.h. des demodulierten Signale, erlaubt es, einen Diversity-Empfang mit Kosten für die Infrastruktur von nur einer Antenne zu implementieren. Ein Vorteil, der sich aus diesen Lösungen ergibt, ist die große Reduzierung der Rausch-Schwellen-Grenze, die erforderlich ist, um den Erfordernissen einer kritischen Richtfunkstrecke zu genügen: Dies erlaubt auch, die Durchmesser der Antennen zu reduzieren, die besonders teuer sind, wenn 3 m überschritten werden.
Es ermöglicht ebenfalls, die Leistungsfähigkeitserfordernisse sogar ohne die Notwendigkeit von Frequenz-Diversity zu befriedigen: Dieses Detail kann besonders wichtig für solche Benutzer sein, die nur einen RF-Kanal mieten wollen oder können.
Polarisation-Diversity mit nur einer Antenne (1) kann die Leistungsfähigkeit von Funkstrecken mit mittlerer Schwierigkeit verbessern, die zurzeit mit Raum-Diversity-Technik realisiert werden, wobei die Kosten für die Infrastruktur reduziert werden.
Die Erfindung wird nun in größerem Detail mit Hilfe der angefügten Zeichnungen dargestellt, wobei
1 ein Telekommunikationssystem gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel darstellt,
2 ein Telekommunikationssystem gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel darstellt,
3 ein Telekommunikationssystem gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel darstellt,
4 ein Blockdiagramm darstellt, das die Demodulation von zwei Signalen und den Basisbandkombinierer betrifft.
Wo es möglich war, wurden dieselben Bezugszeichen für dieselben Elemente in allen Figuren verwendet.
Bezug nehmend auf 1 wird das Signal, das die zu übertragenden Daten trägt, zum Eingang 1 des Senders 2 gesendet.
Der Sender 2 umfasst die Schaltungen, die benötigt werden, um die Daten in ein zu sendendes Signal umzuwandeln.
Das System legt in keiner Weise das Datenkodiersystem fest, was unter Bezug auf den Gegenstand ein außen liegender Prozess ist und demgemäß nicht den Typ der Modulation, die verwendet wird, beschränkt. Die angegebenen Beispiele beziehen sich auf Multilevel in Quadrature Amplitude Modulation (MQAM).
Ein lokaler Oszillator 4 erzeugt eine Frequenz, die dem Träger des Signals, das gesendet werden soll, entspricht, und diese wird zu dem Sender 2 durch die Verbindung 3 weiter geleitet.
Der Sender 2 ist ebenfalls mit Einrichtungen versehen, die ermöglichen, dass für das Senden fertige Signal zu einer Antenne 5 zu übermitteln.
Speziell übermittelt der Sender 2 zwei identische Signale (Träger mit derselben Frequenz und Phase und derselben modulierenden Information) zu der Antenne 5, z.B. durch Teilen des Signals über zwei Wege durch einen passiven Teiler, der nicht dargestellt ist.
Die Antenne 5 kann die zwei empfangenen Signale mit zwei unterschiedlichen Polarisationen senden, z.B. einer horizontalen H und einer vertikalen V.
Eine Empfangsantenne 6 empfängt die Signale mit zwei unterschiedlichen Polarisationen H und V und leitet sie über zwei getrennte Pfade.
Insbesondere wird das Signal mit der Polarisation H zu einem Empfänger 7 gesandt und das Signal mit der Polarisation V wird zu einem Empfänger 10 gesandt, der mit 7 den Umwandlungsoszillator bei Mikrowellen- oder bei mittlerer Frequenz oder gegebenenfalls bei direkter Basisbanddemodulation teilt, nicht dargestellt.
Die Empfänger 7 und 10 liefern jeder ein Signal zu einem Basisbandkombinierer 8, der ein Basisbandsignal am Ausgang 9 erzeugt.
Die Empfänger 7 und 10 umfassen Schaltungen, die notwendig sind, um den Kombinierer mit einem Basisbandsignal zu versorgen.
Das hiermit beschriebene System betrifft ein Polarisation-Diversity-Telekommunikationssystem.
Dasselbe identische Signal, d.h. mit derselben Trägerfrequenz und derselben modulierenden Information, wird mit zwei unterschiedlichen Polarisationen gesendet und beim Empfang werden die zwei Signale durch einen Basisbandkombinierer 8 kombiniert.
Auf diese Weise wird, wenn sich wegen Ausbreitungsphänomenen ergibt, dass beide Signale verschlechtert sind, die Kombinierung der zwei Polarisation-Diversity-Signale höchstwahr scheinlich die gesendete Information in klarer Weise zurückgeben, und somit wird die Information zurückgewonnen.
Das Bit-Fehler-Verhältnis (BER) und digitale Funkverbindungs-Signaturkonzepte, die zur Bestimmung von Verständlichkeit dienen, sind dem Fachmann gut bekannt: Verständlichkeit liegt vor, wenn das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (S/N) besser als ein bestimmter Schwellwert ist, der typisch für die verwendete Modulation ist, der ein Fehlerverhältnis zugeordnet ist, das mit den Verschlechterungsbedingungen verbunden ist. In den digitalen Funkeinrichtungen mit einem breiten emittierten Spektrum wird eine Verschlechterung nicht nur wegen des Erreichens einer thermischen Rauschschwelle erreicht, sondern auch, weil die Verzerrungsrate des Signalspektrums so ist, dass es so deformiert wird, bis der innerste Bereich, der durch die Signatur eingeschlossen wird, beeinträchtigt wird. Es ist bekannt, dass die Ausbreitung zufällig beide Ursachen der Verschlechterung bewirkt.
Der Basisbandkombinierer 8 kann ein gutes Signal aus der Kombination der zwei Signale wieder herstellen, auch wenn diese hochgradig aber mit geringer Korrelation verzerrt sind.
Das System aus 2 zeigt neben den bereits in der obigen 1 beschriebenen Blöcken eine zweite empfangende Antenne 11, die in einem vorgegebenen Abstand von Antenne 6 angeordnet ist, um ein System mit Polarisation-Diversity und Raum-Diversity in Kombination zu ergeben.
Die empfangende Antenne 11 empfängt die Signale mit zwei unterschiedlichen Polarisationen H und V und leitet sie auf zwei getrennte Pfade.
Insbesondere wird das Signal mit Polarisation H zu einem Empfänger 12 gesandt, und das Signal mit Polarisation V wird zu einem Empfänger 13 gesandt.
Die Empfänger 12 und 13 liefern jeder ein Signal zu dem Basisbandkombinierer 8, der bei 9 ein Basisbandsignal ausgibt.
Der Basisbandkombinierer 8 kombiniert in diesem Fall 4 Signale, eines mit horizontaler Polarisation H und eines mit vertikaler Polarisation V, die von einer Antenne 6 eingehen, und eines mit horizontaler Polarisation H und eines mit vertikaler Polarisation V, die von einer anderen Antenne 11 eingehen, die in einem vorgegebenen Abstand von der Ersten angeordnet ist.
Die zwei Antennen 6 und 11 empfangen jede zwei Signale, die über zwei unterschiedliche Wege eingehen, und es wird daher angenommen, dass sie unterschiedliche Verzerrungen und/oder Abschwächungen (Fading) haben.
Die Wahrscheinlichkeit für das Erhalten eines Signals mit einer Qualität, die ausreichend genug ist, um die Information zurück zu gewinnen, ist in diesem Fall größer als die des Systems, das in 1 dargestellt ist. Die minimale Verbesserungseinheit kann mit den gewöhnlichen Steigerungsbeurteilungskriterien untersucht werden, die durch Raum-Diversity gegeben sind. Das Minimum ist dadurch festgelegt worden, dass diese Kriterien gewöhnlich die Wahrscheinlichkeit untersuchen, dass wenigstens einer der zwei Raum-Diversity-Wege nicht verschlechtert worden ist, während der Basisbandkombinierer erlaubt, diese Grenze zu überschreiten.
Wenn z.B. die Leistungsfähigkeit des Basisbandkombinierers bestimmt wird, muss die Tatsache berücksichtigt werden, dass er die thermische Schwelle des kombinierten Signals in Bezug auf das einzelne Signal um etwa 2.5 dB verbessert; oder mit Bezug auf die Verzerrungssensitivität, die durch die Signatur definiert wird, liefert er ein kombiniertes Signal, dessen Signaturfläche im Maximum einem 1/8 der des einzelnen Signals entspricht. Dies bedeutet, dass eine Verschlechterung auftreten kann, wenn die spektrale Verzerrung der zwei Signale innerhalb desselben 1/8-Bereichs der einzelnen Signatur war.
Das System, das hierin beschrieben ist, stellt ein Polarisation-Diversity- und Raum-Diversity-Telekommunikationssystem dar.
Bezug nehmend auf 3 wird das zu sendende Signal zu dem Eingang 1 eines Senders 2 und eines Senders 15 weitergeleitet. Ein lokaler Oszillator 4 liefert eine Trägerfrequenz über eine Verbindung 3 zu Sender 2 und über eine Verbindung 14 zu Sender 15.
Der Sender 2 überträgt das zum Senden fertige Signal zu der Antenne 5. Die Antenne 5 sendet das Signal gemäß einer vorgegebenen Polarisation, z.B. mit horizontaler Polarisation H.
Der Sender 15 überträgt das zum Senden fertige Signal zu der Antenne 16. Die Antenne 16 sendet das Signal gemäß einer vorgegebenen Polarisation, z.B. mit vertikaler Polarisation V.
Der Empfangsabschnitt ist ähnlich zu dem, der bereits in 2 beschrieben und wiedergegeben wurde.
Das hierin beschriebene System stellt ein Polarisation-Diversity- und ein Raum-Diversity-Telekommunikationssystem dar, das zwei geeignet beabstandete Übertragungsantennen aufweist, die jede ein Signal mit unterschiedlicher Polarisation überträgt. Das Vorliegen einer zweiten Antenne 16 erhöht nicht die Kosten dieses Systems in Bezug auf das System, das in 2 gezeigt ist, in dem sie bereits vorhanden ist, weil die Verbindung vom bidirektionalen Typ ist und daher die Sendeseite und die Empfangsseite gleich sind, auch wenn dies nicht genau beschrieben ist.
Die Antennen 5 und 16 übertragen dasselbe identische Signal aber mit zwei unterschiedlichen Polarisationen.
Die zwei empfangenden Antennen 6 und 11 empfangen jede zwei unterschiedliche Versionen derselben übertragenen Information, aber eine erhält Eingaben mit einer vertikalen Polarisation V und die andere mit einer horizontalen Polarisation H. Die zwei Signale, die von jeder Antenne empfangen werden, werden von Antennen 5 und 16 mit unterschiedlichem Ort eingegeben, und die verschiedenen Polarisationen folgen unterschiedlichen Wegen; daher ist es klar, dass die Signale verschiedenen Abschwächungen und Verzerrungen (Fading) ausgesetzt gewesen sind.
Das Signal wird in einer Raum-Diversity-Konfiguration für jeden Typ von Polarisation empfangen, sodass dasselbe Signal über 4 Wege diversifiziert wird, die Verzerrungen ausgesetzt sind, die nicht reziprok korreliert sind.
Auf diese Weise wird die Wahrscheinlichkeit weiter erhöht, ein kombiniertes Signal mit einer Qualität zu erhalten, die ausreichend genug ist, um die Information zurückzugewinnen.
Zwei Sender 2 und 15 werden bei der Übertragung benutzt, d.h. es wird angenommen, dass neben dem regulären Sender 2 der Sender 15 als ein "1 + 0 Hot Stand-by" verwendet wird, d.h. es wird der Stand-by- oder redundante Sender benutzt, der trotzdem in einem Radio-Equipment vorhanden ist. Als eine Alternative kann nur ein Sender verwendet werden und das Ausgangssignal wird in zwei Pfade durch beispielsweise einen passiven Teiler geteilt.
Zwischen den Empfängern 7, 10, 12 und 13 gibt es einige Verbindungen, die nicht in den 1, 2 und 3 gezeigt sind, aber sie werden benutzt, um dasselbe lokale Oszillatorsignal für eine Zwischenfrequenz-Konversion zu liefern, um das Signal zu liefern, um jedes der vier Signale zu demodulieren und um nur eine Abtasttaktfrequenz für diese bereitzustellen.
Bezug nehmend auf 4 umfasst das Blockdiagramm den Endabschnitt von zwei Empfängern betreffend kohärente Demodulation und einen Zwei-Eingang-Basisbandkombinierer wie der, der in 1 gezeigt ist; es ist jedoch klar, dass die Konzepte, die im Folgenden dargelegt werden, auch auf den Fall von vier Empfängern und auf Vier-Eingang-Kombinierer, wie sie in den 2 und 3 beschrieben sind, durch Verdoppeln der Blöcke und der Pfade ausgedehnt werden können, die die Ergänzungen des Addiererblocks 41 bilden. Diese Konzepte können auch bei einer größeren Anzahl von Empfängern benutzt werden.
Gemäß den MQAM-Modulationsregeln müssen die Signale auf den Wegen als komplex angesehen werden genau wie die Blöcke, die sie verarbeiten.
Die Funkfrequenzsignale oder die Signale mit Zwischenfrequenz sind, nachdem sie verarbeitet worden sind und gegebenenfalls in eine Zwischenfrequenz durch Schaltungen, die nicht in 4 gezeigt sind, umgewandelt worden sind, mit dem Eingang 30 eines komplexen Multiplizierers 31 verbunden für das Signal, das mit vertikaler Polarisation V empfangen worden ist, und verbunden und mit dem Eingang 36 eines komplexen Multiplizierers 37 für das Signal, das mit horizontaler Polarisation H empfangen wurde.
Das Signal, das der Multiplizierer 31 ausgibt, wird zu einer Abtastschaltung 32 gesendet und von da zu einem adaptiven Fractionally Spaced Equalizer 33. Das Signal, das der Equalizer 33 ausgibt, wird einem Multiplizierer 34 und dann einem Addierer 41 zugeführt. Die Ausgabe des Addierers 41 wird zu einer Schwellwertentscheidungsschaltung 42 gesendet, die die dekodierten Daten zu einem Ausgang 43 liefert.
Das Signal, das der Multiplizierer 37 ausgibt, wird zu einer Abtastschaltung 38 gesendet und von da zu einem adaptiven Fractionally Spaced Equalizer 39. Das Signal, das der Equalizer 39 ausgibt, wird zu einem Multiplizierer 40 und dann zu einem Addierer 41 gesendet. Die Ausgabe des Addierers 41 ist ebenfalls mit einem Eingang einer Trägerrückgewinnungsschaltung 48 verbunden. Ein Hilfsausgang der Schwellwertentscheidungsschaltung 42, der einen quadratischen Fehler liefert, wie im Folgenden genauer beschrieben wird, ist mit einem zweiten Eingang des Trägerrückgewinnungsblocks 48 verbunden. Der Ausgang des Trägerrückgewinnungsblocks 48 ist mit einem variabel gesteuerten Oszillator 47 verbunden. Der Ausgang des Oszillators 47 ist mit einem zweiten Eingang des Multiplizierers 37 verbunden und mit einem zweiten Eingang des Multiplizierers 31. Es ist nicht dargestellt, dass die komplexen Multiplizierrer zwei identische Bauteile umfassen, von denen eines das fest um 90° phasenverschobene Oszillatorsignal empfängt. Trägerrückgewinnung wird benutzt, um das empfangene Signal kohärent zu demodulieren, d.h. synchronisiert mit dem durch die Übertragung modulierten Träger.
Der Ausgang des Addierers 91 ist ebenfalls mit einem Eingang der zirkularen Entscheidungsschaltung 46 verbunden, dessen Ausgabe zu den Equalizern 33 und 39 gesendet wird, wobei diese mit Daten versorgt werden, die benötigt werden, um Koeffizienten zu aktualisieren. Die Ausgabe der zirkularen Entscheidungsschaltung 46 wird auch zu den Blöcken gesendet, um die multiplizierenden Koeffizienten 35 und 45 zu berechnen, deren Ausgänge mit den Multiplizierern 34 und 40 verbunden sind.
Der Ausgang des Abtasters 32 und der Ausgang des Abtasters 38 sind ebenfalls mit dem Taktrückgewinnungsblock 44 verbunden. Die Ausgabe des Blocks 44 liefert die Referenzfrequenz für die Abtaster 32 und 38.
Taktrückgewinnung wird benutzt, um das synchron empfangene Signal mit dem modulierenden Übertragungssignal abzutasten.
Der Takt, der durch den Taktrückgewinnungsblock 44 zurückgewonnen wird, gehört zu der Taktrückgewinnungsfamilie, die nicht durch Daten unterstützt wird: D.h. sie benutzt die Proben des Signals, die empfangen wurden, bevor es verarbeitet worden ist. Daher wird der Prozess mit einem Takt versehen, der bereits zurückgewonnen und festgesetzt worden ist, sodass die Notwendigkeit einer Phasenrückgewinnung, die an die Verständlichkeitsbedingungen der empfangenen Information angefügt ist, vermieden wird. Die Technik, die bei der Taktrückgewinnung benutzt wird, besteht aus der Verwendung von zwei Symbol-Zeit-Proben für jedes der Signale, die zu behandeln sind, und gehört zu denen, die bereits von Gardner vorgeschlagen worden sind: In diesem Fall wird sie auf mehrere Signale ausgedehnt, von denen jedes zu der Berechnung der sofortigen Aktualisierung des Referenz-Zeitpunktes τ_k+1 mit dem stochastischen Gradienten-Prozess beiträgt.

[Quellen: F. M. Gardner, "Demodulator Reference Recovery Techniques Suited for Digital Implementation", ESA Final Report Estec n. 6847/86/NL/D4 August 1988.
F. M. Gardner "A BPSK/QPSK Timing-Error Detector For Sampled Receivers", IEEE Transaction on Comm. Vol. COM-34 pages 423–429 May 1986.]

In der Formel bezeichnet k den Zeitpunkt, i die Nummer des Signals (von 1 bis zu der Nummer des Diversity-Signals) und stsz (Schrittweite) einen mischenden, vorher festgelegten Wert einer sofortigen Korrektur, z.B. 3·10^–5, der durch den Rauschwert bestimmt wird, der von einer Steuerspannung im Gleichgewichtszustand erreicht wird. Für jedes empfangene Signal wird x_k sowohl in dem Real- als auch in dem Imaginärteil der Formel verwendet.
Die sofortige Korrektur, die auf diese Weise berechnet wird, wird dann mit einem Pol einer Null integriert, um so ein Spannungssignal zum Steuern eines spannungsgesteuerten Oszillators zu haben, der die Referenzfrequenz für die Abtastschaltungen 32 und 28 liefert. Der Integrator und der Oszillator sind innerhalb des Taktrückgewinnungsblocks 44.
Die Equalizer 33 und 39 gehören zu den Fractionally Spaced Equalizern (FSE), indem sie ein Signal ausgeben, das ebenfalls ein Ergebnis der Symbol-Zeit-Verarbeitung von zwei Abtastungen für jede Symboldauer ist. Die Tatsache, dass diese Equalizer nicht kritisch in Bezug auf Taktrückgewinnung sind, ist inhärent, d.h., sie können näherungsweise abgleichen unabhängig von der Taktstellung.
Um sie unabhängig von der Trägerphase zu machen, ist eine zirkulare Entscheidungsschaltung des Typs verwirklicht worden, der von Godard, Benveniste et al. vorgeschlagen worden ist, die verändert wurde und im Folgenden beschrieben ist. Grundsätzlich berechnet die Entscheidungsschaltung im Gleichgewicht einen Fehler, der dann benutzt wird, um die Koeffizienten der Equalizer 33 und 39 zu bestimmen, die nicht von der Trägerpha se abhängen, sodass die zwei Equalizer 33 und 39 in jedem Fall abgleichen können.

[Quellen: D. N. Godard, "Self Recovering Equalisation and Carrier Tracking in Two Dimensional Date Communication System", IEEE Transaction on Communication, vol COMM-33 Aug. 1985, p. 753.
A. Benveniste, M. Goursat, "Blind Equalizers", IEEE Transaction on Communication, vol COMM-32 Aug. 1984, p. 871.
A. Benveniste, M. Goursat, G. Ruget, "Robust Identification of a Nonminimum Phase System: Blind Adjustment of a Linear Equalizer in Data Communications", IEEE Transaction on Automatic Control Vol AC-25, June 1980, p. 385]

Der Fractionally Spaced Equalizer ist mit komplexen Koeffizienten coefj versehen, die beschrieben sind durch: coefj = C11 + C22 + i·(C12 + C21),in der die realen Bestandteile (C11 und C22) und die imaginären Bestandteile (C12 und C21) gegeben sind und in der j steht, um die generische Position innerhalb des Equalizers zu bezeichnen.
In dieser Prozess-Architektur wird einer der Equalizer als Haupt-Equalizer definiert: In ihm werden die Realteile des zentralen Koeffizienten = 1 gesetzt; Der Imaginärteil C21 wird = 0 gesetzt, während C12-Akutalisierung freigelassen wird. In den verbleibenden Diversity-Equalizern werden die Realteile von deren Zentralkoeffizienten = 1 gesetzt, während beide Imaginärteile aktualisiert werden.
Die Struktur der Equalizer 33 und 39 wird hierin nicht beschrieben, da sie dem Fachmann gut bekannt ist. Sie betrifft eine komplexe Finite Impulse Response (FIR) Struktur, mit zwei Ausgaben, die als Real- und Imaginärteile p_k + iq_k beschrieben werden können:
wobei N1 und N2 die Precursor- und Postcursor-Koeffizientenzahlen der FIR sind, während X_k die Abtastung zum Zeitpunkt k des empfangenen und modulierten Signals ist.
Zusätzlich werden die Koeffizienten des Fractionally Spaced FIR, die als instabil bekannt sind, in einer stabilen Konfiguration gehalten durch die Addition von einem geformten Rauschen während der Aktualisierung, wobei zu diesem Zweck die modifizierte Uyematsu-Sakaniwa-Technik benutzt wird.

[Quelle A. Spalvieri, C. Luschi, R. Sala, F. Guglielmi, "Stabilising the Fractionally Spaced Equalizer by Prewhitening", Proc. Globecom Nov. '95, IEEE, pp. 93–97].

Der Wert des stabilisierenden geformten Rauschen wird als Leakage oder kurz Leak bezeichnet.
Die folgenden Aktualisierungsausdrücke der Koeffizienten z.B. für Block 33 sind hierdurch gegeben:
wobei n die Position eines generischen Koeffizienten (0 steht für die Mitte) ist; wobei m ein festgelegter Misch-Koeffizient des stabilisierenden Rauschens ist (z.B. 0,25), wobei stsz der Misch-Koeffizient der verzögerungsfreien Einheit zur Korrektur ist (z.B. der Einfachheit halber muss er nicht 6·10^–5 für 128QAM-Modulation überschreiten); wobei k der Abtast-Zeitpunkt ist. Der zirkulare Fehler erc wird im Folgenden beschrieben.
Die Ausgänge der Blöcke 35 und 45 liefern Koeffizienten M1 und M2 an die Multiplizierer 34 und 40. Diese Koeffizienten sind real (nur 11 und 22) und verändern die Amplitude jedes Signals, bevor es in dem Summierknoten 41 kombiniert wird. Die Phasendrehung zwischen den Signalen wird durch die vorherigen Equalizer 33 und 39 ausgeführt.
Zum Beispiel läuft die Berechnung von M1 und seine Aktualisierung in Block 35 wie folgt ab: M1k+1 11 = M1k 11 – stsz·(real(erck)·p1) M1k+1 22 = M1k 22 – stsz·(imag(erck)·q1),wobei p1 und q1 die Ausgaben des Blocks 33 sind (Real- und Imaginärteile).
Der abgeschätzte Wert wird durch die Schwellwertentscheidungsschaltung 42 wieder hergestellt: Sie bestimmt individuell den Fehler für den Realteil und für den Imaginärteil als Ausgangsunterschied der Addiererschaltung 41 in Bezug auf den Wert, der am nächsten zu dem theoretischen (+/–1, +/–3, +/–5, usw.) ist. Dieser Fehler ist allgemein als quadratisch definiert und ist der, der der Trägerrückgewinnungsschaltung 48 zugeführt wird: Sie erzeugt den gemeinsamen wiederhergestellten Träger, der von allen Demodulatoren benutzt wird (für die Blöcke 31 und 37 und gegebenenfalls für andere im Fall von 4-Wegen). Wie zu sehen ist, umfasst der Trägerrückgewinnungsring intern adaptive Equalizer, und er ist vorstellbar durch die Tatsache, dass der Equalizer/Kombinierer-Block nicht mit der Phase des demodulierten Signals wechselwirkt: Die zwei Funktionen, auch wenn sie miteinander verbunden sind, beeinflussen sich nicht gegenseitig.
An dieser Stelle soll ein Satz von Umfängen betrachtet werden, die durch die theoretischen Punkte der Anordnung gehen: Sie bilden ein Raster, das von der zirkularen Entscheidungsschaltung 46 verwendet wird. Die Entscheidungstechnik ist wie die, die oben im Detail beschrieben wurde, und ist in geeigneter Weise modifiziert, um eine eindeutige Entscheidungstechnik zu haben, die sowohl auf den Erfassungszeitpunkten nach dem Verlust der Synchronisation, der durch besonders schwerwiegende Fading-Bedingungen verursacht ist, und die als Blind-Erfassungen definiert sind, weil diese Phase nicht die verständliche Information enthält, basiert als auch auf regulären Gleichgewichtsbedingungen, d.h. ohne wechselnde Teile der Technik zwischen den zwei Fällen. Wenn speziell u der Vektor mit realen und imaginären Komponenten an dem Ausgang des Addieres 41 ist und d der Radius des Umfangs des Satzes von Werten ist, die am nächsten zu u sind, dann ist der zirkulare Fehler gegeben durch:
und er nähert sich Null bei Erreichen der Erfassung und bei keinem Rauschen und/oder keiner Verzerrung an, wenn u mit d zusammenfällt. Umgekehrt verwenden die obigen Quellen für die Erfassung einen Umfang mit einem auf df festgelegten Wert, der ungefähr dem Schwerpunkt der Konstellation entspricht, um den zirkularen Fehler für die Koeffizientenaktualisierung zu berechnen: Wenn eine Erfassung erhalten worden ist, bleibt der Abstand u – df statistisch hoch, was erfordert, auf einen anderen Typ der Berechnung umzuschalten. Was das System, das Gegenstand dieser Erfindung ist, betrifft, dient die Verwendung des berechneten Fehlers bezüglich eines solchen festgelegten Umfanges nur zum Vorzeichen-Vergleich mit dem Zirkularen: Wenn für den Zeitpunkt k die Vorzeichen nicht übereinstimmen, wird dann eine Vorzeichenaktualisierung aufgeschoben.
Die Berechnung der Koeffizienten für die Fractionally Spaced Equalizer 33 und 39 und der Koeffizienten der Kombinierer, die durch die Blöcke 35 und 45 durchgeführt wird, wie genauer beschrieben ist, neigt dazu, den zirkularen quadratischen Fehler zu minimieren: Wenn die Korrektur durch stsz zusammengedrückt wird, werden schrittweise Gleichgewichtswerte erreicht, und somit wendet die Technik das stochastische Gradientenkonzept an. Auf diese Weise basiert der Verarbeitungsaufbau, der aus Equalizern und dem Kombiniersystem besteht nicht auf der Phasengenauigkeit des Trägers, der verwendet wird, um alle Diversity-Signale zu demodulieren.
Die wesentlichen Punkte des Kombinierers sind die alleinigen Synchronisationstaktrückgewinnung, die benutzt wird, um die empfangenen Signale für eine digitale Verarbeitung abzutasten, und die alleinige Trägerrückgewinnung für die Gruppe von Demodulatoren.
Dies verhindert ein kritisches Neuausrichtungssystem für die Signalabtastungen und erlaubt daher, sie später in dem gemeinsamen Kombinierungsprozess zu handhaben.
Es vermeidet ebenfalls schwierige, verbundene Rückgewinnung von verschiedenen Trägern, was die sogenannte blinde Rückgewinnung verlangsamen und schwierig machen würde und somit die globale Rückgewinnung schwierig machen würde, d.h. nach einem Verlust der Synchronisation durch eine Abnahme in der empfangenen Feldstärke. Tatsächlich haben die Ausbreitungsphänomene, die verhindert werden müssen, einen schnellen Zeitverlauf und eine kurze Dauer, etwa wenige Sekunden bis einige Zehntel: Eine Verzögerung bei der Rückgewinnung kann die Funktionsstörungsperiodizität weiter erhöhen verursacht durch zeitweilige extreme natürliche Phänomene. Tatsächlich erlauben die internationalen Empfehlungen eine maximale Funktionsstörung von wenigen Sekunden in dem schlechtesten Monat, sodass eine lange Rückgewinnungshysterese die Zielsetzung stark beeinflussen kann.
Die eingehenden Signale sind die Signale, die durch den alleinigen wiedergestellten Träger demoduliert worden sind.
Die Tatsache, dass dasselbe Signal auch als eine gekreuzte Interferenz vorliegt, ist gemäß der vorliegenden Erfindung irrelevant: Im Vergleich zu den Systemen der vorhergehenden Generation, die die primären Signale bei der Zwischenfrequenz (IF) kombinieren, sodass keine Fehlerüberwachung an der Entscheidungsschaltung vorgesehen ist, optimiert der Basisbandkombinierer global alleinige exakte Messpunkte für den Signalstatus.
Basierend auf der obigen Beschreibung und den angefügten Zeichnungen wird ein erfahrener Techniker keine Schwierigkeiten bei der Verwirklichung der Schaltungen haben, die für diese Erfindung benutzt werden, sodass der Schaltungsaufbau nicht detailliert beschrieben wird.
Auch wenn die Erfindung beschrieben worden ist, wobei als Referenz das spezielle Ausführungsbeispiel herangezogen worden ist, ist jedoch anzumerken, dass sie nicht auf das beschriebene und dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt ist, das vielen Modifikationen ausgesetzt sein kann, die in den Fachkenntnissen enthalten sind und die als Teil des Schutzumfangs der angefügten Ansprüche betrachtet werden müssen.

Claims

Telekommunikationssystem, das Funkvorrichtungen einsetzt, mit: Übertragungseinrichtungen (2, 15), die ein erstes und ein zweites Kommunikationssignal erzeugen, die die gleiche Übertragungsfrequenz haben und mit demselben Modulationssignal moduliert sind, wenigstens einer Übertragungsantenne (5, 16), die das erste Kommunikationssignal mit einer ersten Polarisation (H) sendet und das zweite Kommunikationssignal mit einer zweiten Polarisation (V) sendet, die sich von der ersten Polarisation (H) unterscheidet, wenigstens zwei empfangenden Antennen (6, 11), die das erste Kommunikationssignal mit einer ersten Polarisation (H) und das zweite Kommunikationssignal mit einer zweiten Polarisation (V) empfangen, Empfangseinrichtungen (7, 10, 12, 13), die das erste Kommunikationssignal mit einer ersten Polarisation (H) und das zweite Kommunikationssignal mit einer zweiten Polarisation (V) empfangen und ein erstes empfangenes Signal und ein zweites empfangenes Signal erzeugen, Kombiniereinrichtungen (8), die das erste empfangene Signal und das zweite empfangene Signal im Basisband kombinieren, dadurch gekennzeichnet, dass die Basisbandkombiniereinrichtungen (8) eine zirkulare Entscheidungsschaltung (46), die einen zirkularen Fehler liefert, und einen fractionally spaced equalizer (33, 39) für jedes empfangene Signal umfassen, der ein abgetastetes Signal empfängt und eine Mehrzahl von Koeffizienten hat, wobei der zirkulare Fehler dazu verwendet wird, um die Mehrzahl von Koeffizienten zu berechnen.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Tatsache, dass die Basisbandkombiniereinrichtungen (8) eine Abtasteinrichtung (32, 38) für jedes empfangene Signal und betrieben durch nur einen Takt aufweisen, der von einer Taktrückgewinnungsschaltung (44) geliefert wird.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch die Tatsache, dass die Abtasteinrichtung (32, 38) ein Berechnungsverfahren für die Abtastzeit verwendet, zu dem alle empfangenen Signale beitragen.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Tatsache, dass die Basisbandkombiniereinrichtungen (8) einen Demodulator (31, 37) für jedes empfangene Signal aufweisen, die nur mit einer Frequenz betrieben werden, welche durch einen variabel gesteuerten Oszillator (47) geliefert wird.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Tatsache, dass die Basisbandkombiniereinrichtungen (8) die zirkulare Entscheidungsschaltung (46), die am Eingang die kombinierten Signale empfängt und den zirkula ren Fehler liefert, und einen Multiplizierer für einen multiplikativen Koeffizienten, für jedes empfangene Signal, aufweist, wobei der zirkulare Fehler dazu verwendet wird, um den multiplikativen Koeffizienten zu berechnen.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Kombiniereinrichtung (8) einen ersten Multiplizierer (31) bzw. einen zweiten Multiplizierer (37) aufweist, der das erste empfangene Signal bzw. das zweite empfangene Signal empfängt, eine erste Abtastschaltung (32) bzw. eine zweite Abtastschaltung (38) mit dem ersten Multiplizierer (31) bzw. mit dem zweiten Multiplizierer (37) gekoppelt ist, ein erster Equalizer (33) bzw. ein zweiter Equalizer (39) mit der ersten Abtastschaltung (32) bzw. mit der zweiten Abtastschaltung (38) gekoppelt ist, ein erster Multiplizierer (34) und ein zweiter Multiplizierer (40) mit dem ersten Equalizer (33) und dem zweiten Equalizer (39) gekoppelt sind, ein Addierer (41) mit dem ersten Multiplizierer (34) und mit dem zweiten Multiplizierer (40) verbunden ist, eine Schwellenwertentscheidungsschaltung (42) mit dem Addierer (41) verbunden ist.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass es weiter aufweist: einen ersten Block (35) bzw. einen zweiten Block (45), der multiplizierende Koeffizienten berechnet und dessen Ausgang mit dem ersten Multiplizierer (34) bzw. mit dem zweiten Multiplizierer (40) verbunden ist, eine zirkulare Entscheidungsschaltung (46), die mit dem Addierer (41) verbunden ist und dem ersten Equalizer (33), dem zweiten Equalizer (39), dem ersten Block (35) und dem zweiten Block (45) ein Signal liefert.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass es weiter aufweist: eine Trägerrückgewinnungsschaltung (48), die ein Signal von der Schwellenwertentscheidungsschaltung (42) und von dem Addierer (41) empfängt und mit dem variabel gesteuerten Oszillator gekoppelt ist, wobei der Ausgang des variabel gesteuerten Oszillators (47) mit dem ersten Multiplizierer (31) und dem zweiten Multiplizierer (37) verbunden ist.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Abtastschaltung (32) und die zweite Abtastschaltung (38) mit nur einem Takt betrieben werden, der von dem Taktrückgewinnungsblock (44) bereitgestellt wird.
Telekommunikationsverfahren durch eine Funkverbindung, das die folgenden Phasen umfasst: Übertragen eines ersten Kommunikationssignals mit einer ersten Polarisation, Übertragen eines zweiten Kommunikationssignals mit einer zweiten Polarisation, wobei das zweite Signal identisch mit dem ersten Signal ist, Empfangen des ersten Kommunikationssignals mit der ersten Polarisation, Empfangen des zweiten Kommunikationssignals mit der zweiten Polarisation, Demodulieren des ersten Kommunikationssignals, Demodulieren des zweiten Kommunikationssignals, Kombinieren des ersten demodulierten Signals mit dem zweiten demodulierten Signal in einem Basisband, dadurch gekennzeichnet, dass die Phase des Kombinierens des ersten demodulierten Signals mit dem zweiten demodulierten Signal die Phase der Berechnung eines zirkularen Fehlers umfasst, der für die Berechnung einer Mehrzahl von Koeffizienten eines fractionally spaced equalizers (33, 39) verwendet wird.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch die Tatsache, dass die Phase des Kombinierens des ersten demodulierten Signals mit dem zweiten demodulierten Signal die Phase des Abtastens der empfangenen Signale mit nur einer Abtastzeit für beide empfangenen Signale umfasst.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Phase des Kombinierens des ersten demodulierten Signals mit dem zweiten demodulierten Signal die Phase der Rückgewinnung der Trägerfrequenz durch nur einen Oszillator (47) für beide empfangene Signale umfasst.