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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System zur Interferenzauslöschung mit
unabhängigen Empfängern. Insbesondere
bezieht es sich auf ein Demodulationssystem mit einem ersten Signal,
welches durch ein zweites Signal gestört wird, und ein Telekommunikationssystem,
welches Sendemittel aufweist, welche in der Lage sind zwei Hochfrequenzsignale
auszusenden und Empfangsmittel, welche in der Lage sind zwei Hochfrequenzsignale
zu empfangen, die Empfangsmittel weisen ein Demodulationssystem
eines ersten Signals auf, welches durch ein zweites Signal gestört wird
und ein Verfahren zur Reduktion dieser Störung.
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Bei
Telekommunikationssystemen kommt es häufig vor, dass der Benutzer
die Eigenschaften des Verbindungsnetzwerk zum Transport eines Datenstroms
und der notwendigen Infrastruktur beim Aufbau festlegt, und später feststellt,
dass es erforderlich ist das erstellte Netzwerk zu verbessern jedoch
bei Beibehaltung der gleichen Hochfrequenzkanäle aufgrund der Einfachheit
und der damit verbundenen Kosten.
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Der
Stand der Technik erlaubt es heutzutage, Frequenzen wieder zu benutzen,
z. B. durch das Senden von zwei separaten Signalen in jeweils vertikaler
(V) und horizontaler (H) Antennenpolarisation. Aufgrund des nicht
idealen Verhaltens der Sender kann es zu gegenseitigen Störungen des
H und V Signals kommen. Um nun in der Lage zu sein, die Signale
korrekt aufzunehmen, auch unter der Bedingung eines stark gestörten Sendekanals,
ist es unausweichlich einen Kreuzpolarisations-Störungsentzerrer
(XPIC) einzusetzen. Jedoch weist der Einsatz dieses Systems Nachteile
auf, wie z. B. die Benutzung eines lokalen Oszillators für die Signalumsetzung
von dem Hochfrequenzbereich in den Zwischenfrequenzbereich beider
Empfänger.
Daraus folgt, dass die Beifügung
eines zweiten Empfängers
für die
Verbesserung der Ausrüstung
erforderlich ist. Dieses beschränkt
die Realisation oder macht diese nicht praktikabel, wenn der Hochfrequenzblock
in einem Gehäuse
untergebracht ist, welches sich außen unmittelbar in der Nähe der Antenne
befindet. In diesem Fall ist es tatsächlich vorzuziehen, den bestehenden
Hochfrequenzblock durch einen neuen Hochfrequenzblock auszutauschen,
welcher zwei Empfänger
beinhaltet.
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Dokumente
EP-A-0902556 offenbart einen Kreuzpolarisationsunterdrücker.
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In
Hinblick auf den Stand der Technik ist es ein Gegenstand der vorliegenden
Erfindung ein Empfangssystem für
zwei sich gegenseitig störende
Kanäle
mit einer Schaltung zum Empfang darzustellen, welches keine Beeinflussung
zwischen den beiden Empfängern
aufweist.
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Entsprechend
der Erfindung wird ein solches Merkmal durch ein Demodulationssystem
eines ersten Signals und eines zweiten Signals gewährleistet,
wobei das erste Signal von dem zweiten Signal gestört wird, bestehend
aus: einen ersten Konverter zum Umsetzen eines ersten Signals aus
dem Hochfrequenzbereich in den Zwischenfrequenzbereich, gesteuert
durch einen ersten Oszillator; einen ersten Multiplizierer in Reihe zum
ersten Konverter; einen ersten Equalizer in Reihe zum ersten Multiplizierer;
einen zweiten Konverter zum Umsetzen eines zweiten Signals aus dem
Hochfrequenzbereich in den Zwischenfrequenzbereich gesteuert durch
einen zweiten Oszillator; einen zweiten Multiplizierer in Reihe
zum zweiten Konverter; einen zweiten Equalizer in Reihe zum zweiten
Multiplizierer; einem ersten Addiererknoten in Reihe zu den ersten
Equalizer und zum zweiten Equalizer; einer ersten Entscheiderschaltung
in Reihe zum ersten Addiererknoten, welcher ein Schätzsignal
des ersten Signals und eines Signals, korrespondierend zu den Fehlerquadrat
das geschätzten
Signals des idealen Empfangswert aufweist; einer ersten Schaltung
zur Trägerentdeckung
des empfangenen Nutzsignals des ersten Addiererknoten und des Signals
korrespondierend zu den Fehlerquadrat und Bildung eines Signals
für den
ersten Multiplizierer; eine zweite Schaltung zur Trägerentdeckung
der Aufnahme des Signals korrespondierend zum Fehlerquadrat und
ein Signal zur Zuführung
zum zweiten Multiplizierer und Zuführung eines Signals von dem
zweiten Multiplizierer.
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Entsprechend
der vorliegenden Erfindung, wird ein solches mittels eines Merkmals
eines Telekommunikationssystems erreicht, welches Sendemittel aufweist,
welche in der Lage sind zwei Hochfrequenzsignale auszusenden und
Empfangsmittel, welche in der Lage sind, zwei Hochfrequenzsignale
zu empfangen, die Empfangsmittel weisen ein Demodulationssystem
nach Anspruch 1 auf.
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Entsprechend
der vorliegenden Erfindung wird ein solches Merkmal ebenso erreicht,
mittels eines Interferenzauslöschungsverfahrens
eines ersten gestörten
Signals, durch ein zweites Signal, mit unabhängigen Empfängern bestehend aus den Schritten:
Umsetzen des ersten Signals aus dem Hochfrequenzbereich in den Zwischenfrequenzbereich
mittels eines ersten Oszillators; Multiplizieren des ersten umgesetzten
Signals mit einem dritten Signal; Ausgleichen des ersten umgesetzten
Signals multipliziert mit dem dritten Signal; Umsetzen des zweiten
Signals aus dem Hochfrequenzbereich in den Zwischenfrequenzbereich
mittels eines zweiten Oszillators; Multiplizieren des zweiten umgesetzten
Signals mit einem vierten Signal; Ausgleichen eines zweiten umgesetzten
Signals multipliziert mit einem vierten Signal; Addieren des ersten
ausgeglichenen Signals mit dem zweiten ausgeglichenen Signals; Bestimmen
eines geschätzten
Signals des ersten Signals und eines Signals korrespondierend zum
Fehlerquadrat des geschätzten
Signals verglichen zum idealen Wert basierend auf den addierten
Signale; Erzeugung eines dritten Signals basierend auf den addierten
Signals und korrespondierend zum Fehlerquadrat; Erzeugen eines vierten
Signals basierend auf dem Signal korrespondierend zum Fehlerquadrat
und auf einem Signal, welches von dem Schritt des Multiplizierens
des zweiten Signals zur Zwischenfrequenz mit dem vierten Signal
der Verfügung
gebildet wird.
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Dank
der vorliegenden Erfindung ist es möglich ein System mit unabhängigen Empfängern zu
erstellen, welches es erlaubt einfach eingesetzt zu werden und installiert
zu werden, jedoch über
dieses eine einfache Verdoppelung der Kapazität bereits existierender und
installierter Systeme zu ermöglichen.
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Die
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden nun durch
folgende detaillierte Beschreibungen eine Ausführungsform verdeutlicht, worin
diese als Illustration und nicht als limitierendes Beispiel in den
beigefügten
Zeichnungen dargestellt ist:
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1 stellt
ein Blockschaltbild eines Telekommunikationssystems gemäß dem Stand
der Technik dar;
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2 stellt
ein Blockschaltbild eines Telekommunikationssystems gemäß der ersten
Ausführung
von der vorliegenden Erfindung dar;
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3 stellt
ein Blockschaltbild eines Telekommunikationssystems gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dar.
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In 1,
welche ein Blockschaltbild eines Telekommunikationssystems nach
dem Stand der Technik darstellt, ist angenommen, dass einen Frequenzwiederbenutzungssystem
mit einer einzelnen Antenne mit einer doppelten Polarisation und
einem Interferenzunterdrücker
eingesetzt wird.
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Zwei
Datenflüsse 100 und 103 werden
jeweils an die Modulatoren 101 und 104 übermittelt
und dazu an die Sender 102 und 105 gesendet und über eine
Antenne 106 gemäß der zwei
unterschiedlichen Polarisationsebenen horizontal (H) und vertikal
(V) ausgestrahlt.
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Die
Empfangsantenne 110 empfängt die H und V Signale und
sendet diese jeweils zum Empfang an die Konverter 111 und 113,
welche in den Empfängern
RXH und RXV eingebaut sind, diese setzen die Signale aus dem Hochfrequenzbereich
in den Zwischenfrequenzbereich mittels eines einzelnen Oszillators 112 um. Empfänger H und
V bestehen aus den typischen Schaltkreisen eines Empfängers mit
Aussteuerungsautomatik der Verstärkung.
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Das
Zwischenfrequenzsignal, welches über
den Konverter 111 kommt, wird nachfolgend in Reihe in einen
Multiplizierer 114 eingespeist und einem Abtaster 116,
einem Equalizer 117 und einem Addierer 118 weitergeleitet.
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Das
Zwischenfrequenzsignal XV, welches von den Konverter 113 kommt
wird in Reihe in einen Multiplizierer 124 eingespeist,
und einem Abtaster 123, einem Equalizer 122, und
einem Addierer 118 weitergeleitet.
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Der
Ausgang des Addierers 118 wird einem Entscheider 122 zugeführt, welcher
an seinen Ausgang die Daten 120 vorsieht. Der Entscheider 121 sieht
an seinem Ausgang die Schätzungen
Erh des Fehlers der Daten 120 vor, welche in den Eingang
des Schaltkreise 119 zur Trägerwiedererkennung eingespeist
wurde, dessen Ausgangssignal die Multiplizierer 114 und 124 treibt.
Ein Schaltkreis 115 zur Synchronisationswiederherstellung übernimmt
das Signal im Ausgang des Abtaster 116 und führt es dem
Abtaster 116 und 123 zu.
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Die
Abtaster 116 und 123 tasten das Signal zur numerischen
Berechnung in folgendem Block ab: dieses ist der gebräuchliche
Weg für
moderne Einrichtungen aber nicht der zwingend einzige Weg.
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Analog
wird das Signal mit der Zwischenfrequenz XV in Reihe in einen Multiplizierer 140 eingespeist und
einem Abtaster 139, einem Equalizer 138 und einem
Addierer 134 weitergeleitet. Signale mit der Zwischenfrequenz
XH werden in Reihe in einen Multiplizierer 130 eingespeist,
und einem Abtaster 132, einem Equalizer 133 und
einem Addierer 134 weitergeleitet.
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Der
Ausgang des Addierers 134 wird an den Entscheider 135 weitergegeben,
der an seinen Ausgang die Daten 136 aufweist. Der Entscheider 135 gibt
an seinem Ausgang zudem eine Schätzung
Erv des Fehlers der Daten 120 aus, die in den Eingang der
Schaltung 137 zur linearen Gewinnung des Trägers eingespeist wurden,
dessen Ausgangssignal die Multiplizierer 130 und 140 treibt.
Ein Schaltkreis 131 zur Wiedergewinnung der Synchronisation
gibt das Signal an den Ausgang des Abtasters 139 weiter
und treibt die Abtaster 132 und 139 an.
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Die
Blöcke 114, 115, 116 und 117 bilden
einem Demodulator in die Erh. Die Blöcke 124, 123 und 121 bilden
einen Kreuzpolarisations-Interferenzunterdrückter XPICH. Die Blöcke 140, 139, 138 und 131 bilden
einen Demodulator DEMV. Die Blöcke 130, 132 und 133 bilden
einen Kreuzpolarisation Interferenzunterdrücker XPICV.
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In 1 werden
die Elemente zum Erstellen einer Übertragung von einem Ort zu
einem anderen Ort gezeigt, die Übertragung
in Gegenrichtung wird durch Elemente des gleichen Typs hergestellt,
welche zur Vereinfachung nicht dargestellt sind erreicht, so dass
jede Einrichtung alle diese Blöcke
aufweist.
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Im
Normalfall, wenn die Sendeempfängerstation
mit einer doppelt polarisierten Antenne ausgestattet ist, sind der
Sender 102 oder 105 in einem externen Gehäuse untergebracht,
zur Aussendung eines Sendekanals auf einer ersten Frequenz f1. Der
Empfänger
(RXN oder RXV) des Empfangskanals ist auf eine zweite Frequenz f2
eingestellt, beide arbeiten mit einer ersten Polarisationsrichtungsrichtung
der Antenne. Mittels eines Kabels, welches die gesendeten und empfangenen
Signale auf einer Zwischenfrequenzen überträgt, werden die zwei externen
Blöcke
mit entsprechenden korrespondierenden internen Blöcken und
jeweils mit dem Demodulator 101 und 104, mit dem
Demodulator (DEMH oder DEMV) und dem Unterdrücker (XPICH oder XPICV) verbunden,
gekoppelt mit dem Demodulator, welcher die Signale, welche in der
zweiten Antennenpolarisation empfangen werden, aufbereitet.
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In
diesen Fall und eben folgenden Beispiel kann die Einzelantenne mit
zwei Polarisationsrichtungen durch zwei Antennen mit einzelnen Polarisationsrichtungen
ersetzt werden, vorausgesetzt, dass sie in einer kurze Distanz voneinander
aufgestellt werden, so dass keine Polarisationsumkehr des Signals
entlang der verschiedenen Ausbreitungswege des Kanals eintreten,
wie dieses bei Ausbreitung im Weltall angenommen werden kann.
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Hier
wird auf die Anwesenheit von nur einem Oszillator 112 für die Umsetzung
des Signals aus dem Hochfrequenzbereich (RF) in den Zwischenfrequenzbereich
(ZF) hingewiesen.
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In 2 ist
ein Blockschaltbild eines Telekommunikationssystemens nach der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dargestellt, worin ein Frequenzwiederbenutzungssystem
mit einer einzelnen Antenne für
eine Einrichtung mit doppelter Polarisation dargestellt ist, welches
einen Interferenzunterdrücker einsetzt.
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Zwei
Datenströme 100 und 103 werden
jeweils zu den Modulatoren 101 und 104 übertragen,
und dann an die Sender 102 und 105 gesendet und über eine
Antenne 106 entsprechend mit zwei unterschiedlichen Polarisation
horizontal (H) und vertikal (V) ausgesendet.
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Die
Empfangsantenne 210 empfängt H und V Signale und sendet
diese jeweils an die Konverter 211 und 213, welche
in dem Empfänger
untergebracht sind, zum Umsetzen des Signals von Hochfrequenzbereich in
den Zwischenfrequenzbereich mittels zweier Oszillatoren 250 und 251.
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Das
Signal mit der Zwischenfrequenzen XH, von dem Konverter 211 kommend,
wird in Reihe eingespeist in einen Multiplizierer 240,
und an einen Abtaster 216, einen Equalizer 217 und
einen Addierer 218 weitergeleitet.
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Das
Signal mit der Zwischenfrequenzen XV, kommend von dem Konverter 213,
wird in dieser Reihenfolge eingespeist in einen Multiplizierer 224,
und einen Abtaster 223, einen Equalizer 222 und
einen Addierer 218 weitergeleitet.
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Das
Ausgangssignal des Addierers 218 wird an den Entscheider 221 übertragen,
der an seinem Ausgang die Daten 222 zur Verfügung stellt.
Der Entscheider 221 stellt an seinem Ausgang eine Schätzung Erh des
Fehlers der Daten 222 zur Verfügung, welcher an dem Eingang
der Schaltung 252 zur Trägerwiedergewinnung eingespeist
wurden, dessen Ausgangssignal den Multiplizierer 214 antreibt.
Die Schaltung 252 empfängt
an dem Eingang ebenso das Signal YH, welches an dem Ausgang des
Addierer 218 verfügbar
ist.
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Eine
Schaltung 215 zur Wiedergewinnung der Synchronisation nimmt
das Signal an dem Ausgang des Abtaster 216 auf und treibt
die Abtaster 216 und 223 an.
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Die
Schätzung
Erh eines Fehlers der Daten 222 wird ebenso in die Schaltung 253 Phasensynchronisationswiedergewinnung
in den Equalizer 222 und in dem Equalizer 217 eingespeist.
An der Schaltung 253 wird ebenso der Ausgang des Abtasters 223 eingespeist.
Das Ausgangssignal der Schaltung 253 treibt den Multiplizierer 224 an.
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Der
Schaltkreis 253 verarbeitet, wie bereits erwähnt, abgetastete
Signale, worin die Signale von dem Abtaster 223 und dem
Entscheider 221 zugeführt
werden; dieselbe Verarbeitung könnte
auch an zeitkontinuierlichen Signalen durchgeführt werden, z. B. am Signal,
welches nun an dem Eingang des Abtaster 223 anliegt und
an der zeitkontinuierlichen Versionen des Erh Signals.
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Analog
wird das Signal der Zwischenfrequenz XV im Folgenden dem Multiplizierer 240 zugeführt, und dem
Abtaster 239, dem Equalizer 238 und dem Addierer 234 weitergeleitet.
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Das
Signal der Zwischenfrequenzen XH wird im Folgenden einem Multiplizierer 230 zugeführt, und
einem Abtaster 232, einem Equalizer 233 und einem
Addierer 234 weitergeleitet.
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Das
Ausgangssignal des Addierers 234 wird an den Entscheider 335 übertragen,
der an seinem Ausgang die Daten 236 zur Verfügung stellt.
Der Entscheider 25drei stellt an seinem Ausgang eine Schätzung Erv des
Fehlers der Daten 236 zur Verfügung, welche an dem Eingang
der Schaltung 255 zur Trägerwiedergewinnung eingespeist
wurden, worin dessen Ausgangssignal den Multiplizierer 240 antreibt.
Die Schaltung 255 empfängt
an dem Eingang ebenso das Signal YV, welches an dem Ausgang des
Addierer 234 verfügbar
ist.
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Eine
Schaltung 231 zur Wiedergewinnung der Synchronisation nimmt
das Signal an dem Ausgang des Abtaster 239 auf und treibt
die Abtaster 232 und 239 an.
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Die
Schätzung
Erh eines Fehlers der Daten 236 wird ebenso in die Schaltung 254 Phasensynchronisationswiedergewinnung
in den Equalizer 233 und in dem Equalizer 238 eingespeist.
An der Schaltung 254 wird ebenso der Ausgang des Abtasters 230 eingespeist.
Das Ausgangssignal der Schaltung 254 treibt den Multiplizierer 230 an.
Am Eingang der Schaltung 254 wird das Ausgangssignal des
Abtaster 232 eingespeist: für die Signalberechnung im zeitkontinuierlichen
analogen Fall ist diese Schaltung gleichwertig für die Signalberechnung wie
die Schaltung 253.
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Die
Konverter 211 und 213 mit den im Verhältnis dazu
stehenden Oszillatoren 250 und 251 sind in den Receivern
RXH und RXV untergebracht, die aus Gründen der Übersichtlichkeit hier nicht
komplett dargestellt sind. Die Blöcke 214, 215, 216, 217 und 252 bilden
den Demodulator DEMH. Die Blöcke 224, 223, 222 und 253 bilden
die Kreuzpolarisations-Interferenzauslöschung XPICH. Die Blöcke 240, 239, 238, 255 und 231 bilden
den Demodulator DEMV. Die Blöcke 230, 232, 254 und 233 bilden
die Kreuzinterferenzauslöschung XPICV.
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Für den Fall
der Verdopplung der Sendekapazität
wird jeder der Anordnungen ein zweites Gehäuse zugefügt, welches die selbe Anordnung
beinhaltet und mit der zweiten Polarisationsrichtung der Antenne
verknüpft
ist und auf den gleichen Frequenzen f1 und f2 betrieben wird. Im
eingangs geschilderten Fall, dass nur eine Polarisationsrichtung
benutzt wird, ist die Existenz des XPIC Blocks vernachlässigbar,
anders als im Fall der Expansion.
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Der
grundlegende Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in dem Fakt,
dass keine Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Gehäuse der
Anordnung, welche zwischen den beiden Empfängern besteht, vorhanden sein
muss.
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Der
Demodulator DEMH empfängt
das Signal XH am Eingang mit der Zwischenfrequenzen des RXH am Empfänger, welcher
auf die vorherrschende Polarisationsrichtung eingestellt ist, z.
B. H, und welcher die Störung,
die entlang des Ausbreitungsweges durch das Sendesignal in der V
Polarisation hervorgerufen wird, beinhaltet. Dieses beinhaltet die
Schaltkreise, die zur Demodulation des Signals XH mittels eines
Sinus Signals, welcher welches durch ein Schaltkreis 252 zur
Trägerwiedergewinnung
gewonnen wird, und es steuert das komplexe Basisbandsignal BBXH
an seinem Ausgang bei.
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Die
Demodulator DEMV nimmt das Signal XV von dem Empfänger der
Kreuzpolarisation an dem Eingang, z. B. V, auf. Es entwickelt die
gleiche Funktion des Demodulators DEMH und benutzt das Sinus Signal, welches
innerhalb der Schaltung 255 zur Trägerwiedergewinnung generiert
wird, um das komplexe Basisbandsignal BBXV auszugeben.
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Der
Schaltkreis 215 und die Abtaster 216 und 223, ähnlich wie
der Schaltkreis 231 und die Abtaster 232 und 239 bilden
das System zur Synchronisationwiedergewinnung (Clock), dass zu der
Familie der Clocksignalwiedergewinnungseinrichtungen ohne Zuhilfenahme
der Daten einzuordnen ist: dieses benutzt das die Abtastwerte des
empfangenen Signals, bevor dieses bearbeitet wird. Dieser Prozess
benutzt das wieder gewonnene und bereits eingesetzte Clocksignal,
zur Vermeidung der ersten Wiedergewinnungsbedingung gepaart mit
der Bedingung der Verständlichkeit
der aufgenommenen Information. Das Verfahren, welches zur Wiedergewinnung
des Clocksignals benutzt wird, setzt zwei Abtastwerte pro Symbolzeit
für jedes
der Signale, welche verarbeitet werden ein und wie dieses wird in
dem Artikel von F. M. Gardner, "Demodulator
Reference Recovery Techniques Suited For Digital Implementation, " ESA Final Report
Estec n. 6847/86/NUD4 August 1988, und in dem Artikel von F. M.
Gardner, "To BPSK/QPSK
Timing-Error Detector For Sampled Receivers, " IEEE Transaction Comm [on]. Vol. COM-34
pag. 423–429
May 1986 beschrieben.
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Der
Equalizer 217 bildet die normalerweise eingesetzte Schaltungen
zur adaptiven Angleichung des Signals an sein Eingangsignal, um
so zur Reduktion auf ein Minimum der Intersymbolstörung (intersymbolic distorsion).
Dieses wird normalerweise durch eine Konstruktion von FIR (Finite
Impulse Response) Filtern, welche, numerisch komplex mit adaptiven
Koeffizienten (so genannter 4D-Typ Filter) ausgeführt, welches
das Signal Erh zum Auffrischen benötigt.
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Die
generischen Koeffizienten an der Stelle j sind wie folgt sich ihre
realen und imaginären
Teile beschrieben: coefj = C11 + C22 + i·(C12 +
C21)
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Dieses
ist in der Literatur weitestgehend beschrieben, wie z. B. in den
Buch von D. G. Messerschmitt, E. A. Lee, "Digital Communication"; in den Buch von
S. Haykin "Adaptive
Filter Theory";
in den Buch von J.G. Proakis "Digital
Communications." der
Equalizer 222 hat eine identischer Struktur, wie der Equalizer 217,
welcher jedoch auf den Null Wert des imaginärer Teils beschränkt ist
in dem zentralen Koeffizient, so dass dieser zu C12 = C21 = 0 gewählt ist.
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Der
Entscheider 221 führt
die Schätzung
der gesendeten Symbole aus. Als Ausgangssignal werden die Daten 220 ausgegeben,
welches die Symbole Ash ausgibt, welche mit den wahrscheinlichsten
korrespondierenden Symbolen zu denen, welche ausgesendet worden
sind verbunden sind, welche als Ausgangssignal für die folgenden Bearbeitungsschritte
zur Verfügung
gestellt werden, für
einen Demodulator zur Fehlerkorrektur oder anderen Zwecken (hier
nicht dargestellt).
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Daneben
wird das Signal Erh = Yh – Ash
berechnet, welches zum Fehler korrespondiert, welches zum Speisen
der Steuerung der adaptiven Koeffizienten eingesetzt wird. Im Normalfall
ist der Block auf eine Minimierung der Funktionen von Erh eingestellt.
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Im
Weiteren wird eine zusammenfassende Erklärung der MQAM Modulation und
der Trägerwiedergewinnung
gegeben. Der Sendeträger
wird moduliert, derart, dass als Resultat eine gewisse Amplitude
und eine Phasendarstellung mittels eines Vektors gebildet werden.
Dieser Vektor kann als eine Anzahl von Zahlen angenommen werden,
welcher durch Werte gebildet werden, und welche den informativen
Inhalt oder die Symbole, welche durch den Träger transportiert werden, darstellt.
Um eine gültige
Schätzung
der Symbole As dem Empfänger
zu ermöglichen,
ist es notwendig diese mit der gleichen Amplitude und Phasen, wie
sie ausgesendet werden zu rekonstruieren und mit einer Fehlergenauigkeit
von weniger als 1/2 pro dazwischen liegender vektorieller Differenz.
Die Schätzung
As kann gebildet werden und der Fehler Er kann als Differenz zum
idealen Wert angegeben werden.
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In
dem Schaltkreis 252 gibt es einen Korrelator, der die Signale
YH und Erh an seinem Eingang aufnimmt und die Berechnung des komplexen
Produkt Erh und Yh durchführt,
welches schließlich
zu einer kohärenten
Trägersynchronisationswiedergewinnung
führt.
Dieses Produkt wird durch ein Schleifenfilter (Integrator) in den
Reihe zum Korrelator gebildet und ist in dem Schaltkreis 252 untergebracht,
welcher durch einen Entwickler basierend auf der Symbolfrequenz
des Signals erstellt werden soll.
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Der
Schaltkreis 152 umfasst einen spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) gesteuert durch das Signal an dem Ausgang des Schleifenfilters.
Die Gesamtheit der Schaltungen, die in dem Schaltkreis 252 zusammengefasst
ist und ihr Design sind im allgemeinen Verfahren zur Trägerwiedergewinnung
eingeschlossen und sie sind Stand der Technik für Sendesysteme mit kohärenten Trägern (ein
typisches Beispiel dafür
ist die Costas Schleife).
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Der
Schaltkreis 253 ist dazu bestimmt, im Allgemeinen die Phasensynchronisationswiedergewinnung durchzuführen, die
eine Pflichtaufgabe ist, so dass das Signal XV, kohärent in
Phase mit der Störung
gegen XH ist. Diese Annahme erlaubt es den stromabwärtigen Systemen
die Funktion des Auslöschers
zu übernehmen.
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Der
Schaltkreis 253 weist einen Schaltkreis auf, wie er für den Schaltkreis 252 beschrieben
ist, wobei dieser jedoch die Signale Erh und YH als Eingangssignal,
jedes der Signale Erh und XV an seinem Eingang aufweist (nach dem
diese durch den Schaltkreis 223 abgetastet worden sind).
Im Einzelnen kann der Integrator, welcher in dem Schleifenbandfilter
eingeschlossen ist, eine Trägerfrequenz
haben, welche größer oder gleich
dem Integrator, wie er in 252 untergebracht ist, aufweist,
dieses ist nicht kritisch für
das gute Zusammenarbeiten des Gesamten.
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Hierin
wird eine sehr kurze Erklärung
des adaptiven Equalizers und der Auslöschung gegeben.
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Der
Auslöscher
XPICH (oder XPICV) muss in der Lage sein, die Störungen in XH (oder XV) zu minimieren,
die durch das Signal selber oder durch ein gleiches Signal, welches
wie das Hauptsignal in XV (oder XH) aufgenommen wird, bedingt ist.
Wenn XH und XV durch Empfänger
mit einem gemeinsamen Oszillator verarbeitet wurden, wird die Phasenkohärenz zwischen
den Störungen,
die in dem Signal XH und in XV gegeben sind, benutzt, um diese automatisch
auszulöschen.
Die konzeptionelle Zuweisung der Auslöschung wird im Normalfall so
aussehen: es muss die Amplitude und Phase von XV in solcher Art
verändern,
dass bei Zugabe von XH einem Addierer 218 die Störungen,
welche darin enthalten ist, ausgelöscht wird. Das beschriebene
Konzept wurde vielfach ausgeführt,
wobei wie vorher schon angedeutet wurde, diese Additionsoperation im
Basisband durchgeführt
wurde. Es ist Tatsache, dass das Basisbandsignal BBXH am Ausgang
des adaptiven Equalizers nicht die Funktion ändert, wenn Letzteres nicht
transparent zu dem Störungsinhalt
ist. Tatsächlich
wird die Korrelation zwischen den Signalen BBXH und Erh eingesetzt,
dessen zeitliches Mittel zum Aktualisieren der Koeffizienten im
Falle des Vorliegens einer Störung
nicht durchgeführt
wird. Eine analoge Korrelation bildet eine empfindliche Variation
des zeitlichen Mittels des Produkts zwischen BBXV und Erh. Diese Korrelation
ist es, die für
jeden Punkt j des BBXV innerhalb der Zeitverzögerung einer FIR Konstruktion
des Auslöschers
berechnet, welche in der Lage ist den Wert des Koeffizienten j und
der zu der Auslöschung
beizutragen.
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Das
Auffrischen in der Instanz k + 1 der Koeffizienten der Position
n deren Komponenten mindestens den folgenden Term beinhalten:
geschieht
folgendermaßen:
in
dem: (1) stsz ein Kompressionskonstantfaktor der Koeffizientenauffrischung
ist: in diesem Fall wird der Koeffizient mit einer eigenen Zeitkonstante
bestimmt, durch stsz aufgefrischt, was nach der folgenden Gradientenmethode
berechnet wird.
- 2) ein weiterer Term auftritt,
mit Ermessen des Entwicklers, welcher beschränkt ist auf die Stabilisierung
der Koeffizienten in dem Fall der Konfiguration mit fraktionierten
Abständen,
in denen der Equalizer mehr als einen Abtastwert pro Symbolperiode
benutzt;
- 3) oder ebenfalls, wenn der Entwickler folgende Konfigurationen
des Equalizers wählt,
mit C11 = C22 = 1 für
die Zentralposition und worin dieser stromabwärts durch einen automatischen
Steuerpegel mit den Koeffizienten M = M11 + M22 gefolgt wird, wird
ein Kompressionsfaktor der auf diesen Koeffizienten begrenzt ist,
auftreten.
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Ebenso
ist die Anzahl der Koeffizienten durch den Entwickler frei wählbar. Wenn
der Unterpunkt 2) und 3) im Ermessen des Entwicklers liegt, folgt
daraus normalerweise für
den Punkt 1): der größere oder
kleinere Wert von stsz bestimmt die Auffrischgeschwindigkeit des
Koeffizienten, welche eine größere oder
kleinere Standardabweichung der Variable des Koeffizienten selbst
bestimmt, mit einem unterschiedlichen Rauschwert in dem Endergebnis
des Prozesses, normalerweise umgangssprachlich als „tap wandering
noise" bezeichnet, muss
dieses im Wesentlichen an die Begrenzung der Systemtoleranz angepasst
sein.
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Im
Regelfall bestimmt der Entwickler die Korrelation der Integration, über den
Parameter stsz, derart, dass der Prozess der numerischen Signalverarbeitung
ein eigenes Rauschsignal produziert, dass unterhalb des Systemrauschens
ist und die Situation des Rauschens für die Systemanforderungen nicht ändert.
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In
jedem Fall bestimmt stsz die intrinsische Kapazität des Auslöschers durch
das adaptive Nachfolgen der Phasenrotation von dem Signal XV. Es
ist dabei nicht maßgeblich,
ob die Empfänger
einen gemeinsamen Oszillator haben. In diesem Fall geschieht die
Phasendrehung in Hinblick auf die zeitabhängigen Variationen des Sendekanals,
die weitestgehend von dem numerischen Prozess unterstützt werden.
Anders ist es im Fall der vorliegenden Erfindung, in dem die Empfänger voneinander
unabhängig
sind und deshalb jeder seine eigene Dispersion aufweist, entweder
durch Konstruktion unterschieden oder aufgrund von thermisch bedingten Unterschieden.
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Das
zu null Setzen des imaginären
Teils des zentralen Koeffizientens des Equalizers 222 wird
zur Begrenzung auf das Maximum der Rotationskapazität des Auslöschers durchgeführt und
zum Beibehalten der Zuweisung der Signalnachfolge zur Phasensynchronisationswiedergewinnung
an dem Schaltkreis ausschließlich
durch die Schaltung 253.
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Die
Phasen mit der Wiedergewinnung in dem Schaltkreis 253 findet
aufgrund der Tatsache statt, dass die Korrelation die Steuerung
des Sinus, welche durch den VCO generiert wird, übernimmt: dieses wird ausgenutzt,
um die Frequenzen die Phase einzurasten, und so das Ausgangssignal
BBXV in Phase mit der Störung
zu generieren. Deswegen ist das Signal XPIC auf die Eigenschaft
der adaptiven Steuerung der Amplitude begrenzt, und wenn notwendig
auf die Impulsantwort im Fall der gleichzeitigen Anwesenheit von
Intersymbolstörungen.
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Die
Auslöschungsoperation
wird an dem Addiererknoten 218 schließlich beendet. Es wäre davon
abweichend, wenn der FIR Block 222 die Phase der Bewegung
aller Koeffizienten verändern
müsste:
dieses wäre
eine unlösbare
Aufnahme für
den Gradientenalgorithmus, welcher dieses steuert. Zum Beispiel
ist es möglich
eine Rotation, welche durch eine Frequenzdifferenz zwischen dem
lokalen Oszillator dem Empfänger gebildet
ist von einigen 10 Hz zu folgen: diese Zuweisung wird diesem Fall
einfach durch das Setzen eines passenden Trägers in dem Block 253 gelöst, auch
in dem Fall wenn die Differenz im realen Fall einige 100 kHz beträgt.
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Die
erreichbare Leistungsfähigkeit
des Systems entsprechend der vorliegenden Erfindung unterscheidet
sich nicht signifikant in Bezug auf ein System mit untereinander
verbundenen Empfängern,
jedoch gibt es einen Unterschied in der Fähigkeit der Störungsauslöschung.
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In 3 wird
eine Blockschaltbild eines Telekommunikationssystems nach einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dargestellt, ein System zur Frequenzwiederbenutzung
mit einer einzelnen Antenne pro Einrichtung mit doppelter Polarisation,
welches einen Störungsauslöscher, wie
er hierin beschrieben wird, einsetzt.
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Verglichen
mit 2 produzieren in 3 die Entscheider 221 und 235 drei
unterschiedliche Schätzungen
des Fehlers der Daten 222 und 236. Insbesondere
wird der Fehler Erh, welcher durch den Entscheider 221 generiert
wird, auf die Schaltung 252 zur Trägerwiedergewinnung angewendet.
Der Fehler Erh, welcher durch den Entscheider 221 produziert
wird, wird auf die Schaltung 253 zur Phasensynchronisationswiedergewinnung
angewendet. Der Fehler Erch, der durch den Entscheider 221 produziert
wird, wird auf den Equalizer 222 und auf den Equalizer 217 gegeben.
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Analog
wird der Fehler Erv, der durch den Entscheider 253 produziert
wird, auf die Schaltung 255 zur Trägerwiedergewinnung angewandt.
Der Fehler Ercv, der durch den Entscheider 253 produziert
wird, wird auf die Schaltung 254 zur Phasensynchronisationswiedergewinnung
angewandt. Und der Fehler Ercv, der durch den Entscheider 253 produziert
wird, wird auf den Equalizer 233 und auf den Equalizer 238 angewandt.
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Untersuchen
wir nun das dynamische Verhalten, welches das System im Ausgangsfall
der Situation des Synchronisationsverlustes kennzeichnet. Die Verlust
der Synchronisation geschieht durch die Verschlechterung der Kanalausbreitungsbedingungen
in dem Falle, dass der Demodulator nicht in der Lage ist, eine gegebene
Sequenz von Symbolen As in korrekter Weise mit einer Prozentzahl
von einem Anteil größer 50%
Entscheidungen wiederzugeben. Wenn der Kanal wieder in entsprechende
Bedingungen übergeht,
dass eine korrigierte Entscheidung von mehr als 50% der Symbole
möglich
ist, ist dieses ausreichend ,jedoch nicht exzellent, das System
ist deswegen jedoch nicht in der Lage, die beiden Träger in jedem
Fall des Verlustes der Synchronisation gemeinsam zu rekonstruieren,
im Fall des Verlustes der Synchronisation, wenn dieses nicht durch die
Begrenzung der Verschlechterung des Kanals gerechtfertigt ist. Es
wird durch die erste Verkörperung
der vorliegende Erfindung ausgedrückt, was es erfordert, damit
sich der Kanal global sich in seinen Bedingungen in Bezug auf Außen- und
Kreuzinterferenz (Übersprechen) über einen
Punkt hinaus, verbessert, welcher es dem Demodulator ermöglicht,
seinen eigenen Träger
wiederzufinden, und das auch in der Gegenwart eines Störpegels,
welcher durch den Auslöscher
nicht eliminiert werden kann.
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Z.B.
kann im Falle der 32QAM Modulation dieses folgendermaßen beschrieben
werden: die normale Leistungsfähigkeit
kann bis zur Erhöhung
der Störungsgrenze
progressiv unterdrückt
werden, bis zu sehr hohen Werten, die ausgedrückt als ein (gewünschtes
Signal)/(Störsignal)
W/I-Verhältnis
von kleiner als 3 dB ist. Wenn die Verschlechterung weiter zunimmt,
bis zum Verlust der Synchronisation, ist es notwendig dass das W/I-Verhältnis auf
einen Wert von etwa 16 Bit fällt,
um den eine Wiederherstellung des gesamten Systems erreichen.
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Eine
solche Störung,
welche diese Attribute kennzeichnet, ist häufig von einem langsamen Typ,
andererseits kann sie von einem schnellen Typ sein, bei einer Mehrwegeausbreitung,
welche dadurch gekennzeichnet, dass in Abhängigkeit von der benutzten
Frequenz die Verbindung typischerweise über eine Strecke größer 25 km
erfolgt.
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Die
Dämpfung
und Depolarisation aufgrund von Regen kann zur Dämpfung und zum Verbindungsabbruch
für kurze
Zeit führen,
eine Zeit von einigen 10 Sekunden gewöhnlich verbleibt gewöhnlich als
unvermeidliche Störzeitdauer,
und dann mit einem schnellen Rückgang
auf akzeptable Bedingungen, zu denen das System wieder gestartet
werden kann, zurückkehren,
um eine korrekte Entscheidung durchzuführen: der Übergang der natürlichen
Phänomene
ist so schnell, dass die auftretende Einschränkung durch die Restaurationhysterese
abschätzbar
ist.
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Dies
ist unterschiedlich im Fall der Verbindung über solche Entfernungen, welche
Auftrittsgebiete der Mehrwegeausbreitung sind. In diesem Fall kann
eine Periode großer
Störungen
des Kanals in einer Zeitdauer von einigen 10 Sekunden typischerweise
auftreten, dadurch gekennzeichnet, dass eine schnelle Abfolge von Durchgängen mit
Bedienung unter tolerablen Störung
bis zu tiefen Störungen
geschehen: auch wenn dieses nicht dargestellt ist, ist es möglich, dass
die Restaurationshysterese die Wiedereinrastung des Systems in den kurzen
Perioden der tolerierbaren Störungen
nicht möglich
ist, so dass Zeitabschnitte aufgrund der resultieren Phänomene nicht
brauchbar sind, so dass aus diesem Grund der Benutzer dieses Systems
nach der ersten Ausführungsform
in diesen Fällen
kaum annehmen wird.
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Aufgrund
dieser Einleitung hat der Anmelder ein Rekonstruktionsverfahren
für den
Träger
gefunden, welches dem Auslöscher
mitgeteilt wird, und dadurch die Restaurationshysterese deutlich
reduziert, und das ebenfalls in einem System mit unabhängigen Empfängern, so
dass die Wiedergewinnungsfähigkeiten
auch auf Verbindungen eingesetzt werden können, welche durch Mehrwegsausbreitung
gestört
wird. Das System, wie es in 3 beschrieben
ist, löst
dieses Problem und behandelt es mit dem Fehlerkalkulationsverfahren.
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Präziser, hinter
dem Fehler Er, wird traditionell der herkömmlich quadratische Typ des
zirkulären
Fehlers Erc eingesetzt und der zirkuläre kontinuierlichen Fehler
Erp, welcher aus dem ungestörten
Erc gewonnen wird, gemäß der folgenden
Beschreibung.
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Der
erste Schritt weist auf, dass die Equalizer unabhängig von
der Trägerphase,
für welche
ein zirkulärer
Entscheider aus der Familie, wie sie in den folgenden Artikeln beschrieben
realisiert wird, D. N. Godard, "Self
Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two Dimensional
Data Communication System, " IEEE Transaction
on Communication, vol COMM-33 Aug.1985, p.753; A. Benveniste, M.
Goursat, "Blind
Equalizers, " IEEE
Transaction on Communication, vol COMM-32, Aug. 1984, p.871; A.
Benveniste, M. Goursat, G. Ruget, "Robust Identification of a Nonminimum
Phase System: Blind Adjustment of a Linear Equalizer in Communications
Date, " IEEE Transaction
on Automatic Control VolAC-25, June 1980, p.385.
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Zur
Berechnung des zirkularen Fehlers Erc wurde eine Familie der Umfänge betrachtet,
welche für
die theoretischen Punkte der Anordnung exakt stimmt, welche das
Netz bilden, welches durch den zirkularen Entscheider innerhalb
der Entscheiderschaltung 221 aufgespannte wird.
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Das
Entscheidungsverfahren ist eines der oben bereits erwähnten, und
es ist so angepasst, dass es ein einziges Entscheidungsverfahren
in Bezug auf beide Fälle
ergibt, nämlich
für den
Fall, dass die Aufnahme nach dem Synchronisationsverlust auftritt,
welches durch Einwirkung von Fading auftritt und so tief greifend ist,
dass die Information nicht nachvollziehbar aufgenommen werden kann,
und für
den normalen Fall, so dass keine Fallunterscheidung zwischen diesen
Fällen
vorgenommen werden muss. Genauer gesagt ist u der Komponentenvektor
der Real- und Imaginärteile
am Ausgang des Addierers
218 und d der Radius des Umfangs der
Familie der nächsten
Werte zu u, der zirkulare Fehler ist gegeben durch:
und er tendiert gegen Null
bei durchgeführter
Datenaufnahme und in Abwesenheit von Rauschen und/oder Störungen bei
der Übereinstimmung
von u mit d. Stattdessen benutzen die oben zitierten Referenzen
einen Umfang eines festen Wertes df korrespondierend zum Schwerkraftzentrums
der Konstellation bei Datenaufnahme, zur Berechnung des zirkularen
Fehlers, welcher zum Auffrischen der Koeffizienten benutzt wird:
beim Auftreten der Datenaufnahme ist die Distanz u-df statistisch gesehen
hoch, und erfordert die Umkehrung in einen anderen Berechnungstyp.
In dem betrachteten, System ist die Benutzung der Fehlerberechnung
Bezug nehmend auf diesen festen Umfang nur als Vergleich des Vorzeichens
zu den zirkularen Fall hinzugezogen: wenn für die Instanz k die Vorzeichen
nicht Konkordanz sind, ist die Auffrischen der Koeffizienten ausgesetzt. Erc
(h oder v) ist deshalb der Fehler mit den beschriebenen Real- und
Imaginärteilen,
zusammengesetzt zu der Summe null im Falle der Suspension des Aussetzens.
Erp wird durch Rc gegeben ohne ein Aussetzen (des Auffrischen der
Koeffizienten, sie werden kontinuierlich aufgefrischt).
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Das
erhaltene System adaptiert die Berechnung des Basisbandes des Equalizer
mittels des XPIC der FIR Struktur, gesteuert durch die beschriebenen
kreisförmigen
Fehler. Dessen Einsatz erlaubt es, dass beide Resultate unabhängig von
der Trägerphase
des Demodulators erzielt werden: diese können in jedem Fall eigenen
Koeffizienten in korrekter Weise bilden, auch in Abwesenheit der
korrekten Phase des Demodulationsträgers.
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Die
Definition der Erc Resultate ist unabhängig von der Demodulation der
Trägerphase
(Ausgang von 252), bei der Erleidung von Störungen und
Werteauslöschungen:
der Grad der Auslöschung
hängt auch
von der Trägerphase
(in Ausgang des Blocks 253), und der Bildung einer Korrelation
in diesem Punkt oder führt zum
Ausrasten des Trägers
der DEM zu einer Provokation der Unrichtigkeit der Schätzung der
Daten und zur Rotation der Ausgleichsbedingungen, deren Punkte Umkreise
ohne und die Erhöhung
von Erc beschreiben. Das Ausrasten des Trägers XPIC führt stattdessen zur Erweiterung
der Fehlerumkreise mit erhöhtem
Erc.
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Während in
der ersten Ausführungsform
einer reziproke Abhängigkeit
der Erkennung der zwei Träger, welche
beide unabhängig
sind von den gleichen Er, abhängig
von der Richtigkeit der Entscheidung, dient in der zweiten Ausführungsform
Er einzig Festlegen der Demodulatorträgerphase auf den Wert, welcher
es erlaubt die Entscheidungsrichtigkeit mit einer Minimierung von
Er selbst oder einer angepassten Funktion zu führen, ohne dass weiteres durch
die Auslöschfunktion
impliziert wird.
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In
der praktischen Ausführung
ist es möglich,
die gute Kapazität
des globalen Synchronisationswiedergewinnung des Systems zu einfach
zu beobachten: es verbessert sich in Hinblick zur erste Ausführungsform
auf einen W/I Wert von ungefähr
fünf dB.
Die Anpassung der Entwicklung einer Verstärkungsschleife zur Wiedergewinnung
ist für
die Betrachtung der Blockintegation XPIC auf einen Wert von mindestens
dem doppelten dessen, was ein Entwickler normalerweise der Demodulatorschaltung
zuweisen würde,
dargestellt: es ist ebenso geeignet den Schaltkreis mit dem Automatismus
einer Trägerfrequenzverschiebung
im Fall des Verlustes der Synchronisation auszustatten.
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Die
Beschreibung ist für
einen erfahrenen Entwickler ausreichend, eine ähnliche Vorrichtung auszuführen.
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Das
System entsprechend der vorliegenden Erfindung ist nicht auf die
Verfahren der Kodifizierung der Informationen begrenzt, dieses ist
in diesem Sinn ein externer Prozess der nicht auf eine konkrete
Modulationart begrenzt ist. In den zitierten Beispielen wird auf
die Modulationart der Multilevel Modulation (MQAM) zurückgegriffen,
dieses stellt aber keine Begrenzung dar.
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Das
System gemäß der vorliegenden
Erfindung erlaubt den Einsatz in anderen als den genannten Anwendungen,
für den
Fall das dieses zur Reduktion von Störungen, eingesetzt wird, und
bei dem normalen Einsatz einer einzigen Polarisation, auch unter
der Hinzuziehung des zweiten Kanals aus einer zweiten Verbindung
und der Einfügen
in denselben Knoten, auch bei nicht geeigneter Diskriminierung eines
Ausstrahlungsantennenwinkels. Dies ist häufig der Fall, bei der Problemstellung
der Entwicklung eines Hochfrequenzsendeempfängers auftritt. Eine Variation
kann durch die Identifizierung eines der beiden Empfänger im
Fall der Wiederbenutzung gegeben sein, z. B. bei vertikaler Polarisation,
wie bei Empfänger
1 beim Signalempfang gestörten
Signalempfang und Bereithaltung der dargestellten Verbindung.
