ES2256433T3 - Sistema de borrado de interferencias con receptores independientes. - Google Patents
Sistema de borrado de interferencias con receptores independientes.Info
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- H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity
Abstract
Un sistema de demodulación de una primera señal y de una segunda señal, en el que la mencionada primera señal está siendo interferida por la mencionada segunda señal, que comprende: un primer convertidor (211) para convertir al mencionada primera señal desde una señal de radiofrecuencia a una señal de frecuencia intermedia controlada por un primer oscilador (250); un primer multiplicador (214) en cascada con el mencionado primer convertidor (211); un primer ecualizador (217) en cascada con el mencionado primer multiplicador (214); un segundo conversor (213) para convertir la mencionada segunda señal desde una señal de radiofrecuencia a una señal de frecuencia intermedia controlada por un segundo oscilador (251); un segundo multiplicador (224) en cascada con el mencionado segundo convertidor (213); un segundo ecualizador (222) en cascada con el mencionado segundo multiplicador (244); un primer nodo sumador (218) en cascada con el mencionado primer ecualizador (217) y con el mencionado segundo ecualizador (222); un primer circuito de decisión (221) en cascada con el mencionado primer nodo sumador (218) proporcionando una señal estimada (220) de la mencionada primera señal y un señal correspondiente al error cuadrático (Erh) de la mencionada señal estimada (220) en comparación con el valor ideal; un primer circuito de recuperación de la portadora (252) que recibe una señal que sale del mencionado primer nodo sumador (218) y la mencionada señal correspondiente al error cuadrático (Erh) y proporcionando una señal al mencionado primer multiplicador (214); un segundo circuito de recuperación de la portadora (253) que recibe la mencionada señal correspondiente al error cuadrático (Erh) y una señal suministrada desde el mencionado segundo multiplicador (224) y proporcionando una señal al mencionado segundo multiplicador (224).
Description
Sistema de borrado de interferencias con
receptores independientes.
La presente invención está relacionada con un
sistema de borrado de interferencias con receptores independientes.
Más en particular, se refiere a un sistema de demodulación de una
primera señal interferida por una segunda señal, y a un sistema de
telecomunicaciones que comprende medios de transmisión capaces de
poder transmitir dos señales de radio y medios de recepción capaces
de recibir las dos mencionadas señales de radio, en el que los
mencionados medios de recepción comprenden un sistema de
demodulación de una primera señal interferida por una segunda señal
y el método para reducir esta interferencia.
En los sistemas de telecomunicaciones ocurre
frecuentemente que el usuario realiza su propia red de conexiones
en forma inicial, con todas las infraestructuras necesarias, para
transportar solo un conjunto de datos, y solo después aparece la
necesidad de reforzar la red realizada, pero utilizando siempre el
mismo canal de radiofrecuencia por razones de simplicidad y de
costo. Las técnicas conocidas hasta el momento actual permiten la
reutilización de las frecuencias, por ejemplo por medio de la
transmisión de dos señales independientes en las dos polarizaciones
vertical (V) y horizontal (H) de la antena. Debido a que los equipos
no son los ideales así como tampoco son ideales los medios de
transmisión, las señales H y V tienden a interferirse entre las
mismas. Con el fin de ser capaz de recuperar las señales
correctamente en una condición de una fuerte degradación del canal
de transmisión, es inevitable el uso de un cancelador de
interferencias de la polarización cruzada (XPIC). Sin embargo, esto
incluye limitaciones para el sistema, como por ejemplo el uso de
solamente un oscilador local para la conversión de las señales,
desde la radiofrecuencia hasta la frecuencia intermedia, para los
dos receptores. Ocurre por tanto que la adición del segundo receptor
para el incremento requiere el modificar el equipo existente
inicialmente instalado. Estas limitaciones dan lugar a una
realización no fácil o incluso hasta impracticable cuando el bloque
de radio está situado en un contenedor localizado fuera
inmediatamente y cerca de la antena. De hecho, en estos casos es
preferible reemplazar el bloque de radio existente por uno nuevo
que contenga los dos receptores.
El documento
EP-A-0902556 expone un cancelador de
interferencias de polarización cruzada.
A la vista del estado del arte descrito, es un
objeto de la presente invención el proporcionar un sistema de
recepción de dos canales que se interfieren mutuamente con circuitos
que no requieran limitaciones entre los dos receptores.
De acuerdo con la presente invención, dicho
objeto se consigue por medio de un sistema de demodulación de una
primera señal y una segunda señal, en el que la mencionada primera
señal está interferida por la mencionada segunda señal, que
comprende: un primer convertidor para convertir la mencionada
primera señal de radiofrecuencia a una frecuencia intermedia,
controlado por un primer oscilador; un primer multiplicador en
cascada con el mencionado primer convertidor; un primer ecualizador
en cascada con el mencionado primer multiplicador; un segundo
convertidor para convertir la mencionada segunda señal de
radiofrecuencia a una frecuencia intermedia, controlado por un
segundo oscilador; un segundo multiplicador en cascada con el
mencionado segundo convertidor; un segundo ecualizador en cascada
con el mencionado segundo multiplicador; un primer nodo sumador en
cascada con el mencionado primer ecualizador y con el mencionado
segundo ecualizador; un primer circuito de decisión en cascada con
el mencionado primer nodo sumador, que proporciona una señal
estimada de la mencionada primera señal y una señal correspondiente
al error cuadrático de la mencionada señal estimada en comparación
con un valor ideal; un primer circuito de recuperación de la
portadora que recibe una señal de salida del mencionado primer nodo
sumador y la mencionada señal correspondiente al error cuadrático, y
proporcionando una señal al mencionado primer multiplicador; un
segundo circuito de recuperación de la portadora que recibe la
mencionada señal correspondiente al error cuadrático y una señal
suministrada desde el mencionado segundo multiplicador y
proporcionando una señal al mencionado segundo multiplicador.
De acuerdo con la presente invención, dicho
objeto se consigue también por medios de un sistema de
telecomunicaciones, que comprende medios de transmisión capaces de
transmitir dos señales de radio y medios de recepción capaces de
recibir las mencionadas dos señales de radio, en el que los medios
de recepción comprenden un sistema de demodulación de acuerdo con
la reivindicación 1.
De acuerdo con la presente invención, dicho
objeto se consigue también por los medios de un método de
cancelación de la interferencia de una primera señal interferida
por una segunda señal con receptores independientes que comprende
las fases de: convertir la mencionada primera señal de
radiofrecuencia a una frecuencia intermedia por medios de un primer
oscilador; multiplicar la mencionada primera señal convertida por
una tercera señal; ecualizar la mencionada primera señal convertida
por la mencionada tercera señal; convertir la mencionada segunda
señal desde radiofrecuencia a frecuencia intermedia por medios de un
segundo oscilador; multiplicar la mencionada segunda señal
convertida por una cuarta señal; ecualizar la mencionada segunda
señal convertida multiplicada con la mencionada cuarta señal; sumar
la mencionada primera señal ecualizada y la mencionada segunda
señal ecualizada; determinar una señal estimada de la mencionada
primera señal y una señal correspondiente al error cuadrático de la
mencionada señal estimada en comparación con el valor ideal basado
en la mencionada señal sumada; generar la mencionada tercera señal
basada en la mencionada señal sumada y la mencionada señal
correspondiente al error cuadrático; generar la mencionada cuarta
señal basada en la mencionada señal correspondiente al error
cuadrático y en una señal suministrada desde la fase de multiplicar
la mencionada segunda señal a frecuencia intermedia por una cuarta
señal.
Gracias a la presente invención, es posible la
realización de un sistema con receptores independientes que permite
un sistema fácil de utilización y de instalación, pero que sobre
todo permite la duplicación de la capacidad de los sistemas ya
existentes e instalados.
Las características y las ventajas de la presente
invención serán evidentes mediante la siguiente descripción de una
realización de la misma, que está ilustrada como ejemplo no
limitante en los dibujos adjuntos, en los que:
la figura 1 representa un esquema de bloques de
un sistema de telecomunicaciones de acuerdo con el arte
conocido;
la figura 2 representa un esquema de bloques de
un sistema de telecomunicaciones de acuerdo con una primera
realización de la presente invención;
la figura 3 representa un esquema de bloques de
un sistema de telecomunicaciones de acuerdo con una segunda
realización de la presente invención;
En la figura 1, que representa un esquema de
bloques de un sistema de telecomunicaciones de acuerdo con el arte
conocido, se considera un sistema de reutilización de la frecuencia
con una única antena que tiene doble polarización que utiliza un
cancelador de interferencia.
Se envían dos flujos de datos 100 y 103
respectivamente a los moduladores 101 y 104, y enviados por tanto a
los transmisores 102 y 105, y transmitidos por la antena 106, de
acuerdo con las dos polarizaciones diferentes, horizontal (H) y
vertical (V).
La antena de recepción 110 recibe las señales H y
V y las envía respectivamente a los convertidores 111 y 113,
contenidos en los receptores RXH y RXV, que convierten las señales
de radiofrecuencia en frecuencia intermedia, por los medios de un
único oscilador 112. Los receptores H y V contienen también los
restantes circuitos típicos de un receptor, desde la amplificación
al control automático de ganancia.
La señal a la frecuencia intermedia XH,
procedente del convertidor 111, se aplica en sucesión al
multiplicador 114, a un muestreador 116, a un ecualizador 117 y a
un sumador 118.
La señal a la frecuencia intermedia XV,
procedente del convertidor 113, se aplica en sucesión a un
multiplicador 124, a un muestreador 123, a un ecualizador 122 y a
un sumador 118.
La salida del sumador 118 se aplica a un circuito
de decisión 121 que proporciona en su salida los datos 120. El
circuito de decisión 121 proporciona también en su salida una
estimación Erh del error de los daos 120 que se aplica a la entrada
de un circuito 119 para la recuperación de la portadora, cuya salida
se lleva a los multiplicadores 114 y 124. El circuito 115 para la
recuperación de la sincronización capta la señal en la salida del
muestreador 116 y la lleva a los muestreadores 116 y 123.
Los muestreadores 116 y 123 se utilizan para la
elaboración de la señal de forma numérica mediante los bloques
siguientes: esta forma es usual para la modernización de las
instalaciones aunque no es limitante.
De forma análoga, la señal a la frecuencia
intermedia XV se aplica también en sucesión a un multiplicador 140,
a un muestreador 139, a un ecualizador 138 y a un sumador 134. La
señal a la frecuencia intermedia XH se aplica también en sucesión a
un multiplicador 130, a un muestreador 132, a un ecualizador 133 y a
un sumador 134.
La salida del sumador 134 se aplica a un circuito
de decisión 135, el cual proporciona en su salida los datos 136. El
circuito de decisión 135 proporciona también en su salida una
estimación Erv del error de los datos 120 que se aplica a la
entrada de un circuito 137 para la recuperación de la portadora,
cuya salida se lleva a los multiplicadores 130 y 140. El circuito
131 para la recuperación de la sincronización capta la señal en la
salida del muestreador 139 y la lleva a los muestreadores 132 y
139.
Los bloques 114, 115, 116 y 117 constituyen un
demodulador DEMH. Los bloques 124, 123 y 122 constituyen un
cancelador XPICH de interferencia de la polarización cruzada. Los
bloques 140, 139, 138 y 131 constituyen un demodulador DEMV. Los
bloques 130, 132 y 133 constituyen un cancelador XPICV de
interferencia de polarización cruzada.
Lo que se muestra en forma destacada en la figura
1 son los elementos utilizados para efectuar la transmisión desde
un lugar a otro lugar: la transmisión en la vía opuesta se realiza
por los elementos del mismo tipo no mostrados en aras de la
claridad, de forma que cada lugar contiene todos los bloques.
Normalmente, la estación transceptora está
equipada con una antena de polarización doble, un contenedor externo
que contiene el transmisor 102 ó 105 del canal de transmisión
ajustado a una primera frecuencia f1, el receptor (RXH ó RXV) del
canal de recepción ajusta a una segunda frecuencia f2, ambos
trabajando en una primera polarización de la antena. Por los medios
de un cable, que transporta los conjuntos de las señales de
transmisión y recepción a las frecuencias intermedias, los dos
bloques externos están conectados a los bloques interiores
correspondientes, respectivamente el modulador (101 ó 104), el
demodulador (DEMH o DEMV) y el cancelador (XPICH o XPICV), acoplados
al demodulador, que elabora la señal recibida de la segunda
polarización de la antena.
En este caso y en los siguientes ejemplos, la
antena única con doble polarización podría ser reemplazada por dos
antenas con una única polarización situadas a una distancia corta,
con el fin de no introducir en las señales una diferencia en el
trayecto a lo largo del canal de propagación, tal como podrían
considerarse como no diversificadas en el espacio.
Se observará la presencia de un único oscilador
112 para la conversión de la señal de radiofrecuencia (RF) en una
frecuencia intermedia (IF).
En la figura 2, que representa un esquema de
bloques de un sistema de telecomunicaciones, de acuerdo con una
primera realización de la presente invención, se considera no
obstante un sistema de reutilización de la frecuencia para el
emplazamiento con doble polarización que utiliza un cancelador de
interferencia.
Los dos flujos de datos 100 y 103 se envían
respectivamente a los moduladores 101 y 104, y siendo enviados por
tanto a los transmisores 102 y 105, y transmitidos por la antena 106
de acuerdo con dos polarizaciones diferentes, horizontal (H) y
vertical (V).
La antena receptora 210 recibe las señales H y V,
y las envía respectivamente a los convertidores 211y 213 contenidos
en los receptores que convierten las señales de radiofrecuencia en
frecuencia intermedia por medio de dos osciladores 250 y 251.
La frecuencia XH de frecuencia intermedia, que
procede del convertidor 211, se aplica en sucesión a un
multiplicador 214, a un muestreador 216, a un ecualizador 217 y a
un sumador 218.
La señal a la frecuencia intermedia XV,
procedente del convertidor 213, se aplica en sucesión a un
multiplicador 224, a un muestreador 223, a un ecualizador 222 y a
un sumador 218.
La salida del sumador 218 se aplica a un circuito
de decisión 221, el cual proporciona en su salida los datos 200. El
circuito de decisión 221 proporciona también en su salida una
estimación Erh del error de los datos 220 que se aplica a la
entrada de un circuito 252 para la recuperación de la portadora,
cuya salida se lleva al multiplicador 214. El circuito 252 recibe
en al entrada también la señal Yh que está disponible en la salida
del sumador 218.
El circuito 215 para la recuperación de la
portadora capta la señal en la salida del muestreador 216 y la
lleva a los muestreadores 216 y 223.
El valor Erh de estimación del error de los datos
220 se aplica también a un circuito 253 para la recuperación de la
sincronización de fase, al ecualizador 222 y al ecualizador 217. En
el circuito 253 se aplica también la salida del muestreador 223. La
salida del circuito 253 se lleva al multiplicador 224.
Los circuitos 253 funcionan, tal como se ha
expuesto, sobre las señales muestreadas, por tanto de las señales
que proceden del muestreador 223 y del circuito de decisión 221; el
mismo proceso podría ser realizado sobre señales continuas en el
tiempo, por ejemplo en la señal que entra en curso en el muestreador
223 y en una versión en continuidad temporal de la señal Erh.
De forma análoga, la señal a la frecuencia
intermedia XV se aplica en sucesión a un multiplicador 240, a un
muestreador 239, a un ecualizador 238 y a un sumador 234.
La señal a la frecuencia intermedia XH se aplica
en sucesión a un multiplicador 230, a un muestreador 232, a un
ecualizador 233 y al sumador 234.
La salida del sumador 234 se aplica a un circuito
de decisión 235, el cual proporciona en su salida los datos 236. El
circuito de decisión 236 proporciona también en su salida un valor
Erv de estimación del error de los datos 236 que se aplica a la
entrada de un circuito 255 para la recuperación de la portadora,
cuya salida excita al multiplicador 240. El circuito 255 recibe en
su entrada también la señal Yv disponible en la salida del sumador
234.
El circuito 231 para la recuperación de la
sincronización capta la señal en la salida del muestreador 239 y
excita los muestreadores 232 y 239.
El valor Erv de estimación del error de los datos
236 se aplica también a un circuito 254 para la recuperación de la
sincronización de fase, al ecualizador 233 y al ecualizador 238. En
el circuito 254 se aplica también la salida del muestreador 232. La
salida del circuito 254 excita el multiplicador 230.
En la entrada del circuito 254 se aplica la señal
de la salida del muestreador 232; es válido para la consideración
del cálculo de las señales con continuidad analógica al igual que
para el circuito 253.
Los convertidores 211 y 213 con los osciladores
asociados 250 y 251 se encuentran contenidos en los receptores RXH
y RXV, no mostrados en su totalidad en aras de la claridad. Los
bloques 214, 215, 216, 217 y 252 constituyen el demodulador DEMH.
Los bloques 224, 223, 222 y 253 constituyen el cancelador XPICH de
interferencia de polarización cruzada. Los bloques 240, 239, 238,
255 y 231 constituyen el demodulador DEMV. Los bloques 230, 232, 254
y 233 constituyen los canceladores XPICV de interferencia de
polarización cruzada.
En el caso de duplicar la capacidad de
transmisión se añade a cada emplazamiento un segundo contenedor
conteniendo el mismo tipo de equipos y conectados a la segunda
polarización de la antena y trabajando tal como se ha mencionado en
las mismas frecuencias f1 y f2. En el caso inicial de utilización de
solo una polarización, es indiferente la existencia del bloque XPIC
en lugar esencialmente de la expansión.
La ventaja principal de la presente invención es
el hecho de que no se precisa ninguna conexión entre el primer y
segundo contenedores del emplazamiento, es decir entre los dos
receptores.
El demodulador DEMH recibe la señal XH en la
entrada que recibe la frecuencia intermedia desde el receptor RXH
situado en la polarización principal, por ejemplo H, que contiene la
interferencia generada a lo largo del trayecto de propagación por
la señal transmitida en la polarización V. Contiene los circuitos
capaces de proporcionar la demodulación de XH por medios de la
señal sinusoidal generada dentro del circuito 252 por la
recuperación de la portadora, y proporciona la señal BBXH compleja
en banda base en su salida.
El demodulador DEMV recibe la señal XV desde el
receptor situado en la polarización cruzada en la entrada, por
ejemplo V. Desarrolla la misma función que el demodulador DEMH, y
utiliza la señal sinusoidal generada dentro del circuito 255 para
la recuperación de la portadora, para proporcionar la señal BBXV
compleja en banda base.
El circuito 215 y los muestreadores 216 y 223, al
igual también que el circuito 231 y los muestreadores 232 y 239
constituyen el sistema para la recuperación de la portadora (reloj)
que pertenece a la familia de las recuperaciones del reloj no
asistidas por los datos: es decir, utiliza las muestras de la señal
recibida antes de ser procesadas. El proceso por tanto utiliza el
reloj ya recuperado y sincronizado, evitando una primera condición
de recuperación unida a la condición de inteligibilidad de la
información recibida. El método utilizado para la recuperación del
reloj utiliza dos muestras para los instantes de los símbolos de
cada una de las señales a procesar, y siendo del tipo ya descrito
en el artículo de F. M. Gardner "Técnicas de recuperación de
referencia de los demoduladores adecuadas para la implementación
digital" Informa de ESA nº 6847/86/NL/D4 de Agosto de 1986, y en
el artículo de F. M. Gardner "Detector de sincronización y de
errores BPSK/QPSK para receptores con muestreo", Recom. IEEE,
volumen COM-34, páginas 423-429 de
Mayo de 1986.
El ecualizador 217 contiene los circuitos
utilizados normalmente para la ecualización adaptativa de la señal
en su entrada, con el fin de reducir al mínimo el contenido de la
distorsión intersímbolos. Se realiza normalmente por medio de una
estructura de filtros de tipo FIR (respuesta de impulsos finita) de
factores complejos con coeficientes adaptativos (denominados como
del tipo 4D) que utilizan la señal Erh para su actualización.
El coeficiente genérico en la posición j se
encuentra descrito en sus partes real e imaginaria:
Coeficiente j =
C11 + C22 + i'' (C12 +
C21)
Se encuentra documentado ampliamente en la
literatura técnica como por ejemplo en los libros de D. G.
Messerschmitt, E. A. Lee, "Comunicaciones digitales"; de S.
Haykin "Teoría de los filtros adaptativos"; de J. G. Proakis
"Comunicaciones digitales".
El ecualizador 222 tiene una estructura idéntica
al ecualizador 217, en el cual se encuentran restringidas al valor
cero las partes imaginarias del coeficiente central, es decir, se ha
configurado C12 = C21 = 0.
El circuito de decisión 221 ejecuta la estimación
del símbolo transmitido. Proporciona en la salida los datos 220 que
son los símbolos Ash que resultan ser los símbolos más probables
correspondientes a los transmitidos y que continúan en la salida de
la siguiente elaboración que puede proporcionarse en un demodulador,
al igual que la corrección de errores y demás (no mostrados
aquí).
Además calcula la señal Erh = Yh -Ash que
corresponde al error que se utiliza en la realimentación para el
control de los coeficientes adaptativos. Normalmente, los bloques
completos tienden a minimizar la función de Erh.
Se expone más adelante una explicación sumaria de
la modulación QAM y de la recuperación de la portadora. La
portadora de transmisión se modula de forma que el resultado sea el
poder asumir una amplitud dada y una fase dada representativas por
medio de un vector. Este vector, que podría asumir un número
normalmente definido de valores, constituye el contenido
informativo o el símbolo transportado por la portadora. Con el fin
de ser capaz de proporcionar la estimación de los símbolos As en el
receptor, es necesario reconstruirlos en la recepción con la misma
amplitud y fase que en la parte de la transmisión, con una precisión
de error inferior a ½ de la diferencia vectorial existente entre
los mismos. La estimación As podría realizarse y calcular el error
Er como la diferencia en comparación con el valor ideal.
Dentro del circuito 252 existe un correlador que
recibe las señales Yh y Erh en la entrada, y que ejecuta el cálculo
del producto complejo Erh*Yh, finalizando con la recuperación del
sincronismo de la portadora coherente. Dicho producto se filtra por
el filtro de bucle (un integrador) situado en cascada con el
correlador, y contenido en el circuito 252, que tiene que ser
diseñado por el diseñador, basándose en la frecuencia de símbolos de
la señal.
El circuito 252 contiene también un oscilador
controlado por voltaje VCO por la señal en la salida del filtro de
bucle. La totalidad de los circuitos contenidos en el circuito 252,
y su diseño, están incluidos en el método general de la
recuperación de la portadora, y son técnicas conocidas del sistema
de transmisión con portadora coherente (un ejemplo clásico es el
bucle de Costas).
El circuito 253 tiene la asignación, en su
significado más general, de un recuperador de sincronismo de fase,
es decir, tiene que funcionar de forma que la señal XV sea coherente
en fase con la interferencia contenida en XH. Esta premisa permite
que el sistema de la zona de aguas abajo pueda llevar a cabo la
función de cancelador.
El circuito 253 comprende circuitos como los
descritos para el circuito 252, en donde no obstante en lugar de
tener las señales Erh e Yh como entradas, recibe las señales Erh y
BBXV en la entrada (después de ser muestreadas por el circuito
223). En particular, la banda del filtro de bucle incluida en el
integrador puede tener una frecuencia de corte mayor o igual al
integrador contenido en 252, ya que no es crítica para la perfecta
operación del conjunto total.
Se expone a continuación una breve explicación
del ecualizador adaptativo y las funciones de la cancelación.
El cancelador XPICH (o XPICV) tiene que ser capaz
de reducir al mínimo en XH (o XV) la interferencia en sí misma y
que se origina a partir de la misma señal que se recibe en XV (o
XH). Si las señales XH y XV se hubieran tratado por receptores con
un oscilador común, podría obtenerse automáticamente la fase
coherente entre la interferencia contenida en las señales XH y XV
utilizadas para la cancelación. La asignación conceptual del
cancelador daría por resultado una ejecución normal; tiene que
modificar la amplitud y fase de XV de forma tal que añadida a la XH
en el sumador 218, la interferencia en sí contenida sería cancelada.
El concepto descrito se ha realizado con frecuencia de acuerdo con
lo indicado previamente, en el cual la operación de la suma tiene
lugar en banda base. El hecho de utilizar la señal en banda base
BBXH en la salida del ecualizador adaptativo no cambia la función
de los últimos resultados transparentes para el contenido de la
interferencia. De hecho utiliza la correlación entre las señales
BBXH y Erh cuyo promedio temporal para actualizar los coeficientes
no cambia en presencia de la interferencia. La correlación analógica
en su lugar genera una variación sensible del promedio temporal del
producto entre BBXV y Erh. Es esta la correlación, calculada para
cada posición j de BBXV dentro de los retardos de la estructura FIR
del cancelador, la que es capaz de generar dicho valor del
coeficiente j que contribuye a la
cancelación.
cancelación.
La actualización del instante k+1 del coeficiente
en la posición n, cuyos componentes contienen al menos los
términos:
C^{k+1}{}_{11n}=C^{k}{}_{11_{n}}-stsz\cdot(real(er^{k})\cdot
real(BBXV^{k-n}))
C^{k+1}{}_{12n}=C^{k}{}_{12_{n}}-stsz\cdot(imag(er^{k})\cdot
real(BBXV^{k-n}))
C^{k+1}{}_{21n}=C^{k}{}_{21_{n}}-stsz\cdot(real(er^{k})\cdot
imag(BBXV^{k-n}))
C^{k+1}{}_{22n}=C^{k}{}_{22_{n}}-stsz\cdot(imag(er^{k})\cdot
imag(BBXV^{k-n}))
en
donde:
- (1)
- stsz es un factor constante de compresión de la actualización de los coeficientes: de esta forma el coeficiente se actualiza con una constante de tiempo propia determinada por stsz, a partir de la cual se dice que sigue el método de gradiente;
- (2)
- otro término que aparecerá, a discreción del diseñador, será el que esté restringido para la estabilización de los coeficientes en el caso de la configuración con separación fraccionada, en la cual el ecualizador utiliza más de una muestra por cada periodo del símbolo;
- (3)
- o también si el diseñador selecciona la configuración del ecualizador con C_{11} = C_{22} = 1 para la posición central y por tanto en zona de aguas abajo seguida por un nivel de control automático con el coeficiente M = M_{11} + M_{22}, en que aparecería un factor de compresión restringido con este coeficiente.
Así mismo, el número de coeficientes es también
una elección del diseñador. Si los puntos (2) y (3) son a
discreción del diseñador, el punto (1) será normalmente recurrente
en su forma típica: el mayor o menor valor de stsz determina la
velocidad de actualización del coeficiente, provocando una mayor o
menor desviación estándar del valor del coeficiente en sí, con un
valor de ruido en el resultado final del proceso, definido
normalmente con términos de argot como ruido errante de tomas, y
tiene que estar diseñado adecuadamente en los límites de la
tolerancia del sistema.
Normalmente, el diseñado proyecta la integración
de la correlación, es decir stsz, de forma tal que el proceso de la
elaboración numérica de la señal genere su propio ruido que sea muy
bajo y que no altere las situaciones del ruido al cual está
sometido el sistema para las demandas de la instalación.
Resulta en cada caso que stsz determina la
capacidad intrínseca del cancelador en el seguimiento adaptativo de
las rotaciones de fase de XV. Ello resulta en cada caso
insignificante si los receptores tienen un oscilador común. En
dicho caso, la rotación sería debida a las variaciones cambiantes en
el tiempo del canal de transmisión, que se encuentran soportadas
por cualquier proceso numérico. Diferente es el caso de la presente
invención, en la cual los receptores son independientes, estando
cada uno sujeto a sus propias dispersiones, tanto de su
construcción como las debidas a las variaciones térmicas.
Configurando a cero las partes imaginarias del
coeficiente central del ecualizador 222 se utilizará para limitar
el máximo de la capacidad de rotación del cancelador y para dejar
solo en el circuito 253 la asignación del seguimiento para la
recuperación del sincronismo de fase.
La recuperación de la fase con cargo al circuito
253 tiene lugar gracias al hecho de que la correlación mantiene el
control sobre la sinusoide generada por el VCO; este se sincroniza a
una frecuencia y fase de forma tal que se genere a la salida una
señal BBXV en fase con la interferencia. En consecuencia, el XPIC
tiene que limitar su acción al control adaptativo de la amplitud, y
si necesario la respuesta impulsiva en el caso de la presencia
contemporánea de la distorsión de los símbolos. La conclusión de la
operación de cancelación termina en el nodo sumador 218. Baria un
resultado diferente si fuera el bloque FIR 222 el que tuviera que
rotar la fase desplazando todos los coeficientes; seria una
asignación demasiado seria para el algoritmo del gradiente que
pudiera controlarlos. Por ejemplo, sería capaz de seguir una
petición de rotación generada por una diferencia de frecuencias
entre los osciladores locales de lo receptores contenidos en algunas
decenas de Hertzios; esta asignación es en su lugar fácil de
absolver configurando una oportuna portadora en el bloque 253, y
también cuando la diferencia alcance normalmente los casos reales de
cientos de Kilohertzios.
Los rendimientos obtenidos por el sistema de
acuerdo con la presente invención no resultan significativamente
diferentes con respecto a los sistemas con receptores
interconectados, a pesar de la capacidad de la cancelación de la
interferencia.
En la figura 3, que representa un esquema de
bloques de un sistema de telecomunicaciones de acuerdo con una
segunda realización de la presente invención, se considera un
sistema de reutilización de la frecuencia con una única antena para
el emplazamiento con doble polarización que utiliza un cancelador de
interferencia.
En comparación con la figura 2, en la figura 3,
los circuitos de decisión 221 y 235 generan tres estimaciones
diferentes del error de los datos 220 y 236. En particular, el error
Erh, generado por el circuito de decisión 221, se aplica al
circuito 252 para la recuperación de la portadora. El error Erph,
generado por el circuito de decisión 221, se aplica al circuito 253
para la recuperación del sincronismo de fase. El error Erch,
generado por el circuito de decisión 221, se aplica al ecualizador
222 y al ecualizador 217.
De forma análoga, el error Erv, generado por el
circuito de decisión 235, se aplica al circuito 255 para la
recuperación de la portadora. El error ERPE, generado por el
circuito de decisión 235, se aplica al circuito 254 para la
recuperación del sincronismo de fase. El error Ercv, generado por el
circuito de decisión 235, se aplica al ecualizador 233 y al
ecualizador 238.
Se considerará ahora el comportamiento dinámico
de que caracteriza el sistema en el caso de la salida de una
situación de pérdida del sincronismo. La pérdida del sincronismo
tiene lugar cuando las condiciones de propagación degradan el canal
hasta el punto que el demodulador no es capaz de proporcionar una
secuencia de símbolos As de una forma correcta en un porcentaje
mayor del 50% de las decisiones. Cuando el canal retorna a sus
condiciones correspondientes de decisiones correctas posiblemente
con un nivel superior al 50%, es decir solo suficiente pero no
excelente, el sistema no será capaz de reconstruir ambas portadoras,
permaneciendo por tanto en una situación de pérdida de sincronismo
no justificado por la degradación limitada del canal. Esto es lo
que se revela en la primera realización de la presente invención.
Requiere que el canal mejore más en las condiciones globales en
términos del ruido y de la interferencia cruzada, hasta el punto de
permitir que el demodulador reconstruya su propia portadora en
presencia también de un nivel de interferencia que el cancelador no
será capaz de
eliminar.
eliminar.
Por ejemplo, el caso de la modulación 32QAM tiene
un comportamiento que se describe así: los rendimientos normales se
encuentran en la aparición de la interferencia que se cancela
progresivamente hasta valores muy fuertes, es decir, hasta una
relación W/I inferior a 3 dB (señal deseada / señal interferente).
Si la degradación se empeora más hasta condiciones de perdida del
sincronismo, es necesario que la relación W/I retorne a valores en
torno a 16 dB para recuperar la restauración del sistema
completo.
Dicha degradación se tiene que atribuir a los
fenómenos de tipo lento, o por el contrario a aquellos de tipo
rápido debido a los multitrayectos que caracterizan, en dependencia
también de las frecuencias en uso, las conexiones típicas con una
longitud superior a 25 Kms.
La atenuación y la polarización debidas a la
lluvia podrían alcanzar a las condiciones de la perdida de conexión
en un tiempo breve, permaneciendo normal durante cierto tiempo de
algunas decenas de segundos, proporcionando un fallo de
funcionamiento inevitable, retornando por tanto con una transición
rápida a unas condiciones aceptables en las cuales todo el sistema
se reinicia para tomar unas condiciones correctas: la forma
transitoria de los fenómenos naturales es tan rápida que hace que
no sea apreciable la limitación de la apariencia hasta la histéresis
de la restauración.
Diferente es el caso de las conexiones de una
longitud tal que estén sometidas a fenómenos de multitrayectos. En
dichos trayectos podría tener lugar una profunda degradación del
canal, con una duración de algunas decenas de segundos en su forma
típica, caracterizada por momentos rápidos desde unas condiciones de
degradación tolerable hasta una fuerte degradación; así mismo
aunque no se puede demostrar, es posible que la histéresis de la
restauración no pudiera permitir la
re-sincronización en breves momentos de una
degradación tolerable, de forma que todo el periodo afectado por el
fenómeno de lugar a un fallo del funcionamiento, por esta razón el
usuario apenas podría estar de acuerdo con la utilización del
sistema de la primera realización también en estos casos.
A pesar de esta introducción, el solicitante ha
encontrado un método de reconstrucción de la portadora sometida al
cancelador capaz de reducir notablemente la histéresis de la
restauración, permitiendo también que el sistema con receptores
independientes tal como con capacidad de recuperación pueda ser
utilizable también en las conexiones afectadas por multitrayectos.
El sistema según lo descrito en la figura 3 resuelve el problema y
trata del método de cálculo del error.
Más allá con precisión del error Er, definido
tradicionalmente del tipo cuadrático, se utiliza el error circular
Erc, y el error circular continuo Erp, que se obtiene a partir del
Erc sin las interrupciones que caracterizan el mismo, y que se
describe a continuación.
La primera etapa consiste en hacer que los
ecualizadores sean independientes de la fase de la portadora para
la cual se ha realizado un circuito de decisión circular de la
familia de los propuestos en los siguientes artículos de D.N.
Godard, "Ecualización de autorecuperación y seguimiento de la
portadora en un sistema de comunicaciones de datos de dos
dimensiones", ``Rec. del IEEE sobre Comunicaciones, vol.
COMM-33, Agosto 1985, pag. 753; A. Benveniste, M.
Goursal, "Ecualizadores ciegos", Rec. IEEE de comunicaciones,
Vol. COMM-32, Agosto 1984, pág. 871; A.
Bienveniste, M. Goursat, G. Ruget, "Identificación robusta de un
sistema de fase no mínima: Ajuste ciego de una ecualizador lineal
en datos de comunicación", Rec. IEEE de Control Automático, vol.
AC-25, Junio 1980, pág. 385.
Para el cálculo del error circular Erc se
considera una familia de circunferencias, que pasan por los puntos
teóricamente exactos de la constelación, que forman la rejilla
utilizada por el circuito de decisión circular situado dentro del
circuito de decisión 221.
El método de decisión es uno de lo citados
anteriormente, y está modificado de la forma oportuna para que
tenga solo un método de decisión relativamente en los momentos de
decisión después de la pérdida del sincronismo, generada por
situaciones de un debilitamiento particularmente profundo y por las
adquisiciones ciegas definidas en las que no esté inteligible la
información en esta fase, y en una situación de un régimen normal,
es decir sin conmutación de las partes del método entre un caso y
otro. Precisamente, la mencionada parte u del vector de los
componentes real e imaginaria que están en la salida del sumador
218, y siendo d el radio de la circunferencia de la familia
del valor más cercano a u, en que el error circular estará
dado por:
real(erc)=\frac{u-d}{u}
\cdot
real(u)
imag(erc)=\frac{u-d}{u}
\cdot
imag(u)
y que tiende hacia cero en la
adquisición alcanzada y en ausencia de ruido y/o distorsión, en la
coincidencia de u con d. En su lugar, las referencias
anteriores citadas utilizan una circunferencia de valor fijo
df en torno en la forma correspondiente al centro de gravedad
de la constelación en adquisición, para el cálculo del error
circular a utilizar en la actualización de los coeficientes; en la
adquisición que pueda tener lugar, para el calculo del error
circular a utilizar en la actualización de los coeficientes; en la
adquisición que tenga lugar, la distancia u-df
permanece estadísticamente alta, requiriendo la conmutación a otro
tipo de cálculo. En el sistema en cuestión, el uso del error
calculado con referencia a esta circunferencia fija se utiliza
solamente como comparación con el signo en la circular; si para el
instante k no concuerdan los signos, se suspendería la
actualización de los
coeficientes.
El error Erc (h o v) es por tanto el error con
las partes real e imaginaria descritas, conjuntamente con el ajuste
a cero en los casos de suspensión. Erp está dado por Erc sin las
suspensiones (o actualizacion de los coeficientes, en que se
actualizan continuamente).
El sistema obtenido, por tanto, se adopta en los
procesos de la banda base del ecualizador y en la estructura XPIC
de FIR controlada por el error circular descrito. Su uso permite que
sea independiente de la fase de la portadora del demodulador;
pueden conformar en cualquier caso sus propios coeficientes de la
forma correcta, y también en la ausencia de la fase correcta de la
portadora en el demodulador.
Por su definición, Erc resulta, tal como se ha
dicho, independiente de la fase de la portadora del demodulador
(que procede de 252), mientras que soporta la presencia de la
interferencia y de la cantidad cancelada; el grado de cancelación
depende también de la fase de la portadora (a la salida del bloque
253), estableciéndose así una correlación con la misma. O bien de
nuevo, el desbloqueo de la portadora del DEM provoca que no sea
correcta la estimación de los datos y la rotación de la constelación
ecualizada, cuyos puntos describen circunferencias sin incrementar
el valor de Erc. El desbloqueo del XPIC de la portadora provoca en
su lugar un ensanche de las circunferencias con un incremento de
Erc.
En la primera realización existía una dependencia
recíproca de las recuperaciones de las dos portadoras, siendo ambas
dependientes del mismo Er, dependiente de la corrección de las
decisiones; en esta segunda realización, Er sirve para solo detener
la fase de la portadora del demodulador con el valor que permita la
corrección de las decisiones con una minimización del propio Er, o
bien una de sus oportunas funciones, pero ya no se implicará en la
función de la cancelación.
En la realización práctica es posible observar
fácilmente una excelente capacidad de la recuperación del
sincronismo global del sistema; está mejorada en comparación con la
primera realización que opera con el valor de W/I en torno a 5 dB.
Se destaca la posibilidad de diseñar el bucle de ganancia con
respecto al bloque de integración del XPIC para un valor al menos
del doble de lo que el diseñador asignaría en el bucle del
demodulador; es oportuno también equipar el circuito con un
automatismo del desfase de la frecuencia de la portadora en caso de
la pérdida de sincronismo.
Lo que se ha descrito es suficiente para que un
diseñador especializado en el arte pueda realizar un aparato
similar.
El sistema de acuerdo con la presente invención
no presenta limitaciones en los métodos de codificación de la
información, que es un proceso externo al objeto, de forma que no
presenta limitaciones en cuanto al tipo de la demodulación
utilizada. En los ejemplos citados, se hace referencia a una
modulación del tipo de cuadratura y a un sistema multinivel (MQAM)
de una forma no limitante.
El sistema de acuerdo con la presente invención
permite también su uso en otras aplicaciones dedicadas al caso en
el que la interferencia a reducir, durante el uso normal de una
única polarización, pudiera deberse a una señal cocanal que proceda
de una segunda conexión que pueda unirse en el mismo nodo, y no
siendo discriminada suficientemente del ángulo de irradiación de
las antenas. De hecho es frecuente tener que resolver este problema
en el diseño de una estación de radio de un transceptor. La
variación se obtiene sencillamente mediante la identificación de
uno de los dos receptores del caso, o reutilizar por ejemplo el
receptor situado en la polarización vertical, al igual que el
receptor configurado para recibir la señal de la dirección en la que
se origina la interferencia y manteniendo las conexiones
mostradas.
Claims (9)
1. Un sistema de demodulación de una primera
señal y de una segunda señal, en el que la mencionada primera señal
está siendo interferida por la mencionada segunda señal, que
comprende:
un primer convertidor (211) para convertir al
mencionada primera señal desde una señal de radiofrecuencia a una
señal de frecuencia intermedia controlada por un primer oscilador
(250);
un primer multiplicador (214) en cascada con el
mencionado primer convertidor (211);
un primer ecualizador (217) en cascada con el
mencionado primer multiplicador (214);
un segundo conversor (213) para convertir la
mencionada segunda señal desde una señal de radiofrecuencia a una
señal de frecuencia intermedia controlada por un segundo oscilador
(251);
un segundo multiplicador (224) en cascada con el
mencionado segundo convertidor (213);
un segundo ecualizador (222) en cascada con el
mencionado segundo multiplicador (244);
un primer nodo sumador (218) en cascada con el
mencionado primer ecualizador (217) y con el mencionado segundo
ecualizador (222);
un primer circuito de decisión (221) en cascada
con el mencionado primer nodo sumador (218) proporcionando una
señal estimada (220) de la mencionada primera señal y un señal
correspondiente al error cuadrático (Erh) de la mencionada señal
estimada (220) en comparación con el valor ideal;
un primer circuito de recuperación de la
portadora (252) que recibe una señal que sale del mencionado primer
nodo sumador (218) y la mencionada señal correspondiente al error
cuadrático (Erh) y proporcionando una señal al mencionado primer
multiplicador (214);
un segundo circuito de recuperación de la
portadora (253) que recibe la mencionada señal correspondiente al
error cuadrático (Erh) y una señal suministrada desde el mencionado
segundo multiplicador (224) y proporcionando una señal al
mencionado segundo multiplicador (224).
2. Un sistema de demodulación de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado porque el mencionado primer
ecualizador (217) y el mencionado segundo ecualizador (222) reciben
la mencionada señal correspondiente al error cuadrático (Erh) en la
entrada.
3. Un sistema de demodulación de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado porque la mencionada primera
señal corresponde a una señal polarizada verticalmente y la
mencionada segunda señal corresponde a una señal polarizada
horizontalmente.
4. Un sistema demodulador de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado porque la mencionada primera
señal corresponde a una señal que procede de una primera dirección
y la mencionada segunda señal corresponde a una señal que procede
de una segunda dirección con un ángulo próximo a la mencionada
primera dirección.
5. Un sistema demodulador de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado porque comprende:
un tercer multiplicador (240) en cascada con el
mencionado segundo convertidor (213);
un tercer ecualizador (238) en cascada con el
mencionado tercer multiplicador (240);
un cuarto multiplicador (230) en cascada con el
mencionado primer convertidor (211);
un cuarto ecualizador (233) en cascada con el
mencionado cuarto multiplicador (230);
un segundo nodo sumador (234) en cascada con el
mencionado tercer ecualizador (238) y con el mencionado cuarto
ecualizador (233);
un segundo circuito de decisión (235) en cascada
con el mencionado segundo nodo sumador (234) que proporciona una
señal estimada (236) de la mencionada segunda señal y una señal
correspondiente al error cuadrático (Erv) de la mencionada señal
estimada (236) en comparación con un valor ideal;
un tercer circuito (255) para la recuperación de
la portadora, que recibe una señal desde el mencionado segundo nodo
sumador (234) y la mencionada señal correspondiente al error
cuadrático (Erv) y que proporciona una señal al mencionado tercer
multiplicador (240);
un cuarto circuito de recuperación de portadora
(254) que recibe la mencionada señal correspondiente al error
cuadrático (Erv) y una señal provista desde el mencionado cuarto
multiplicador (230) y proporcionando una señal al mencionado cuarto
multiplicador (230).
6. Un sistema de demodulación de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado porque el mencionado primer
circuito de decisión (221) proporciona a la salida una señal
estimada (220) de la mencionada primera señal, una señal
correspondiente al error cuadrático (Erh) de la mencionada señal
estimada (220), una señal correspondiente al error circular (Erch)
de la mencionada señal estimada (220) y una señal correspondiente al
error circular modificado (Erph) de la mencionada señal estimada
(220); en el que la mencionada señal correspondiente al error
cuadrático (Erh) se aplica al mencionado primer circuito de
recuperación de la portadora (252); en el que la mencionada señal
correspondiente al error circular (Erch) se aplica al mencionado
primer ecualizador (217) y al mencionado segundo ecualizador (222);
en el que la mencionada señal correspondiente al error circular
modificado (Erph) se aplica al circuito (253) para la recuperación
de la portadora.
7. Un sistema de demodulación de acuerdo con la
reivindicación 5, caracterizado porque el mencionado segundo
circuito de decisión (235) proporciona a la salida una señal
estimada (236) de la mencionada segunda señal, una señal
correspondiente al error cuadrático (Erv) de la mencionada señal
estimada (236), una señal correspondiente al error circular (Ercv)
de la mencionada señal estimada (236) y una señal correspondiente al
error circular modificado (Erpv) de la mencionada señal estimada
(236); en el que la mencionada señal correspondiente al error
cuadrático (Erv) se aplica al mencionado tercer circuito (255) para
la recuperación de la portadora; en el que la mencionada señal
correspondiente al error circular (Ercv) se aplica al mencionado
tercer ecualizador (238), y al mencionado cuarto ecualizador (233);
en el que la mencionada señal correspondiente al error circular
modificado (Erpv) se aplica al mencionado cuarto circuito de
recuperación de la portadora (254).
8. Un sistema de telecomunicaciones que comprende
medios de transmisión capaces de transmitir dos señales de radio y
medios de recepción capaces de recibir las mencionadas dos señales
de radio, en el que los medios de recepción comprenden un sistema
demodulador de acuerdo con la reivindicación 1.
9. Un método de cancelación de interferencias de
una primera señal interferida por una segunda señal con receptores
independientes que comprenden las fases de:
convertir la mencionada primera señal de
radiofrecuencia a una señal de frecuencia intermedia por medios de
un primer oscilador (250);
multiplicar la mencionada primera señal
convertida por una tercera señal;
ecualizar la mencionada primera señal convertida
multiplicada con la mencionada tercera señal;
convertir la mencionada segunda señal de
radiofrecuencia a una frecuencia intermedia por los medios de un
segundo oscilador (251);
multiplicar la mencionada segunda señal
convertida por una cuarta señal;
ecualizar la mencionada segunda señal convertida
por la mencionada cuarta señal; sumar la mencionada primera señal
ecualizada y la mencionada segunda señal ecualizada;
determinar una señal estimada de la mencionada
primera señal y una señal correspondiente al error cuadrático (Erh)
de la mencionada señal estimada en comparación con el valor ideal
basándose en la mencionada señal sumada;
generar la mencionada tercera señal sobre la
mencionada señal sumada y la mencionada señal correspondiente al
error cuadrático (Erh);
generar la mencionada cuarta señal basándose en
la señal correspondiente al error cuadrático (Erh) y sobre una
señal suministrada desde la etapa de la multiplicación de la
mencionada segunda señal convertida con la cuarta señal.
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