ES2300135T3 - Metodo de recuperacion de portadora de señal. - Google Patents
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Abstract
Proceso para recuperación de portadora para una señal recibida que incluye una etapa de estimación de frecuencia de la portadora de esta señal y una etapa de estimación de fase asociada a esta señal subsiguiente a la etapa de cálculo de frecuencia, caracterizado porque se llevan a cabo las siguientes etapas: - durante la etapa de estimación de frecuencia, se lleva a cabo una etapa de ecualización de la señal durante la cual un ecualizador (3) que incluye un filtro adaptable directo (10) y un filtro adaptable recurrente (14) adapta únicamente los coeficientes del filtro adaptable recurrente (14), - durante la etapa de estimación de fase, el ecualizador (3) continúa adaptando durante un período de tiempo predeterminado tan sólo los coeficientes del filtro adaptable recurrente (14).
Description
Método de recuperación de portadora de
señal.
La invención se refiere a un proceso de
recuperación de portadoras de señal.
Más concretamente, la invención se aplica al
caso en el que la señal cuya portadora es recuperada se transmite en
un medio perturbado por ecos de gran amplitud.
La invención también incluye una aplicación
ventajosa en el contexto de una transmisión de cuadratura digital en
la portadora que utiliza un gran número de estados formando una
constelación.
Por lo general, con el objeto de transmitir
datos digitales desde un canal de transmisión, dichos datos se
modulan utilizando, por ejemplo, una modulación de tipo de amplitud
de impulso ("Modulación de Amplitud de Impulso" o "PAM").
Las modulaciones en amplitud por cuadratura o QAM se utilizan para
aumentar la suma de datos que pueden transmitirse dentro del ancho
de banda de un canal disponible. La modulación QAM es un tipo de
modulación PAM en la que se transmite una pluralidad de bits de
información reunidos siguiendo una disposición a la que en adelante
se denominará constelación.
A fin de efectuar la sincronización con la señal
recibida, el receptor digital debe estar equipado con un
dispositivo para la generación de una señal de referencia en fase
con la señal recibida. Una vez sincronizado, el desmodulador
permite la desmodulación de las señales que contienen información en
su fase. Por ejemplo, en la modulación QAM, la modulación de los
bits "0" y "1" corresponde a las fases en la señal
modulada que se determinan siguiendo unas reglas conocidas en sí.
De este modo, el desmodulador debe generar una señal de referencia
que debe sincronizarse en fase con la portadora de datos. Este
proceso se conoce por el nombre de recuperación de fase de
portadora. Dicha técnica se describe en un documento titulado "a
multilevel QAM demodulator VLSI with wideband carrier recovery and
dual equalizing mode", de Yamanaka y otros, publicado en el IEEE
journal of solid-state circuits (vol. 32, nº 7,
01/07/1997, p. 1101-1107).
En la modulación PAM, cada señal consiste en un
impulso cuyo nivel de amplitud viene determinado por un símbolo
transmitido. En la modulación QAM, por ejemplo en la modulación
16-QAM, se utilizan las amplitudes de los símbolos
-3, -1, 1 y 3 de cada canal de cuadratura. Lo que sucede es que el
efecto de cada símbolo transmitido a través de un canal se extiende
más allá del intervalo de tiempo utilizado para representar este
símbolo. La distorsión provocada por el desbordamiento resultante
de los símbolos recibidos se denomina interferencia intersímbolo (o
ISI). Esta distorsión ha sido uno de los principales obstáculos para
las transmisiones de datos con una elevada tasa de transferencia en
canales ruidosos con un ancho de banda limitado. Se utiliza un
dispositivo denominado "ecualizador" para solucionar este
problema de interferencia intersímbolo.
A fin de reducir la interferencia intersímbolo
introducida por el canal de transmisión es necesaria una
ecualización muy precisa. Teniendo en cuenta que no se conocen de
antemano las características del canal, se utiliza un ecualizador
estadístico que lleva a cabo una compensación del ámbito de los
canales requeridos en términos de características de retardo y
amplitud. El algoritmo de gradiente estocástico de error cuadrático
medio, también conocido como algoritmo LMS (o Least Mean Squares) se
utiliza generalmente como algoritmo de ecualización adaptable.
De este modo, una de las funciones esenciales
del receptor en sistemas de transmisión digital consiste, por tanto,
en la extracción de una portadora sincronizada en fase y frecuencia
con la portadora del extremo de transmisión. Una fase o frecuencia
de baja calidad a nivel de desmodulación reduce la potencia de la
señal útil y genera interferencias entre los componentes en
cuadratura I y Q de la señal QAM desmodulada, lo que explica la
importancia de la fase recuperada.
Otra función esencial también consiste, como se
ha visto anteriormente, en la eliminación de las distorsiones de la
señal recibida. Además, al ser generalmente desconocida la respuesta
del canal, siendo susceptible de variar a lo largo del tiempo, su
ecualización exige un ecualizador adaptable capaz de adaptarse al
canal y de seguir sus variaciones temporales.
En la actualidad, en los receptores
convencionales, el ecualizador adaptable y el dispositivo de
recuperación de la portadora, que incluye un estimador de
frecuencias y un estimador de fase conmutados en función de unos
criterios específicos, se siguen el uno al otro en la cadena de
recepción. En este contexto, no es posible llevar a cabo la
recuperación de la portadora en presencia de ecos de gran amplitud o
de un desplazamiento de fase demasiado considerable.
La finalidad de la presente invención consiste
en recuperar discrepancias considerables en la frecuencia de la
portadora y, simultáneamente, compensar los ecos de gran
amplitud.
Para ello, el objeto de la invención consiste en
un proceso de recuperación de portadora para una señal recibida que
incluye una etapa de estimación de frecuencia de portadora de esta
señal y una etapa de estimación de fase asociada a esta señal con
posterioridad a la etapa de estimación de frecuencia, caracterizado
porque se llevan a cabo las siguientes etapas:
- durante la etapa de estimación de frecuencia,
se lleva a cabo una etapa de ecualización de la señal durante la
cual un ecualizador que incluye un filtro adaptable directo y un
filtro adaptable recurrente adapta tan sólo los coeficientes del
filtro adaptable recurrente,
- durante la etapa de estimación de fase, el
ecualizador continúa adaptando para un tiempo predeterminado tan
sólo los coeficientes del filtro adaptable recurrente.
De este modo, la invención permite efectuar una
recuperación de la portadora en presencia de ecos de gran amplitud o
con un desplazamiento de fase de frecuencia demasiado considerable.
La adaptación, en primer lugar, de los coeficientes del filtro
recurrente permite corregir en primer lugar los ecos largos antes de
refinar la ecualización. Ventajosamente, la invención permite
compensar los ecos potentes respecto a constelaciones de elevado
orden, como por ejemplo la constelación que ejecuta una modulación
de amplitud en cuadratura de 256 estados.
De acuerdo con una realización, tras la
ecualización llevada a cabo por el ecualizador de los coeficientes
del filtro adaptable recurrente, se lleva a cabo una etapa de
ecualización de la señal durante la cual dicho ecualizador adapta
los coeficientes del filtro adaptable directo así como los
coeficientes del filtro adaptable recurrente.
De acuerdo con una realización, la etapa de
estimación de frecuencia se inicia cuando los puntos recibidos por
el estimador de frecuencia se superponen a los patrones de la
constelación que representa el esquema de modulación utilizado,
resolviéndose fácilmente en la práctica la ambigüedad de fase de 90º
mediante codificación diferencial, y cuando los puntos recibidos son
semejantes a los puntos ideales predeterminados de la constelación,
estos puntos recibidos se encuentran situados en una zona de
adquisición caracterizada por una considerable distancia al origen y
atravesada por una diagonal que conecta el origen de la constelación
con dicho punto al que rodea la zona.
De acuerdo con una realización, la estimación de
frecuencia se lleva a cabo mediante una medida de la diferencia de
fase correspondiente a la distancia angular entre el punto que
representa la señal recibida en dicha constelación y dicha
diagonal.
De acuerdo con una realización, durante la etapa
de estimación de frecuencia, se lleva a cabo una actualización de un
acumulador que facilita el error de frecuencia de portadora a un
desmodulador con posterioridad a la medición de la diferencia de
fase correspondiente a N puntos consecutivos recibidos y dichos
puntos ideales correspondientes, siendo N un número entero.
De acuerdo con una realización, la etapa de
ecualización durante la etapa de estimación de frecuencia y/o la
etapa de ecualización de la señal durante la etapa de estimación de
fase se llevan a cabo de acuerdo con un algoritmo ciego o de
auto-recuperación de tipo de módulo constante o CMA
en sí conocido, reduciendo el tiempo de adquisición del sistema. El
algoritmo ciego, al ser independiente de la fase, permite que el
ecualizador permanezca estable aun cuando la portadora esté
desbloqueada.
De acuerdo con una realización, la convergencia
del algoritmo durante la etapa de estimación de frecuencia se
acelera aumentando el número N de medidas.
De acuerdo con una realización, dicha etapa de
ecualización llevada a cabo durante la etapa de estimación de fase
no comienza hasta después de haber calculado el error de fase
relativo a M puntos recibidos, siendo M un número entero
predeterminado.
De acuerdo con una realización, cuando se logra
la convergencia del algoritmo utilizado para la estimación de fase,
el filtro adaptable directo y el filtro adaptable recurrente se
adaptan mediante el cálculo del error medido de acuerdo con un
algoritmo de realimentación de decisiones conocido en sí.
Se apreciarán otras características y ventajas
de la presente invención a partir de la siguiente descripción de la
realización tomada como ejemplo no limitativo y haciendo referencia
a la figura 1 adjunta que representa un esquema de un aparato para
la recepción de señales de acuerdo con la invención.
El aparato de acuerdo con la invención incluye
un desmodulador 1, un bucle de recuperación de portadora 2, un
ecualizador 2, y un mezclador 4.
El bucle de recuperación de portadora 2 incluye
un estimador de frecuencia 5, un estimador de fase 6, un conmutador
7, un filtro de bucle 8 y un desplazador de fase 9.
El ecualizador 3 incluye un filtro adaptable
directo 10, un sumador 11, un sistema de toma de decisiones 12, un
primer conmutador 13, un filtro adaptable recurrente 14, un circuito
de cálculo de error 15 y un segundo conmutador 16.
La entrada E1 del bucle de recuperación de la
portadora está conectada a las entradas respectivas del estimador de
frecuencia 5 y del estimador de fase 6. La salida del estimador de
frecuencia 5 y la salida del estimador de fase 6 constituyen dos
entradas del conmutador 7 cuya salida está conectada a la entrada
del filtro de bucle 8.
La salida del filtro del bucle 8 está conectada
a la entrada del desplazador de fase 9, cuya salida constituye la
salida S1 del bucle de recuperación de la portadora 2.
La entrada E3 del ecualizador 3 está conectada a
la entrada del filtro adaptable directo 10 cuya salida está
conectada a un primer terminal del sumador 11. La salida del sumador
11 está conectada a la entrada del dispositivo de toma de
decisiones 12, una de cuyas salidas se encuentra conectada a una
primera entrada del conmutador 13. La segunda entrada del
conmutador 13 está conectada a la salida del sumador 11. La salida
del conmutador 13 está conectada a la entrada del filtro adaptable
recurrente 14, cuya salida está conectada a la segunda entrada del
sumador 11. La salida del sumador 11 está conectada a la segunda
entrada del conmutador 13 así como a la entrada del circuito de
cálculo de error 15. La salida del circuito de cálculo de error 15
está conectada a una primera entrada del segundo conmutador 16 y a
la entrada de control del filtro adaptable recurrente 14.
Una segunda salida del dispositivo de toma de
decisiones 12 constituye la salida del ecualizador 3 y está
conectada, por ejemplo, a un decodificador (no representado).
La salida del segundo conmutador 16 está
conectada a la entrada de control del filtro adaptable directo
10.
La segunda entrada del segundo conmutador 16
está conectada, por ejemplo, a tierra de tal forma que, cuando el
segundo conmutador 16 conmuta a su segunda entrada, se desactiva el
control del filtro adaptable directo 10.
La señal aplicada a la entrada E2 del
ecualizador 3 es la señal procedente del desmodulador 1 desplazado
en fase en una magnitud \Delta\varphi, siendo \Delta\varphi
el desplazamiento de fase variable aportado por el desplazador de
fase 9.
De acuerdo con la invención, el dispositivo de
recuperación de portadora utiliza varios modos sucesivos.
En los siguientes párrafos se hará referencia a
las técnicas de ecualización, especialmente mediante la adaptación
de coeficientes de filtros directos o recurrentes. Estas técnicas
son conocidas en sí y se detallan en el obra "Communications
Systems" de Simon Haykin, Capítulo 7.9 Ecualización Adaptable,
páginas 452 a 461.
De acuerdo con un primer modo, la salida del
conmutador 7 está conectada a la salida del estimador de frecuencia
5 y la salida del segundo conmutador 16 está conectada a su segunda
entrada conectada a tierra. De acuerdo con este primer modo, se
deduce que el bucle de recuperación de portadora 2 utiliza el
estimador de frecuencia 5 y el ecualizador 3 adapta tan sólo los
coeficientes del filtro adaptable recurrente 14. El verdadero
problema de la ecualización es la convergencia inicial del
algoritmo de adaptación, que generalmente se mide por la duración
en términos de período de símbolo que tarda en estabilizarse la
varianza del error a un nivel mínimo que en condiciones ideales
equivale a 0. Por ejemplo, en una red punto/multipunto en la que un
transmisor central transmite a varios receptores no resulta
práctico interrumpir la transmisión de datos para transmitir una
secuencia de aprendizaje cada vez que un receptor se conecta a la
red. La convergencia del ecualizador debe entonces realizarse a
ciegas, es decir sin conocer los datos transmitidos. Esta es la
razón por la que, en el caso actual, la adaptación de los
coeficientes del filtro adaptable recurrente 14 se efectúa
preferiblemente en el modo a ciegas. De acuerdo con la presente
realización, la técnica utilizada es del tipo CMA, conocida en sí y
descrita por ejemplo en la patente US 5835731. La convergencia de la
señal que accede al ecualizador converge después a un valor
preestablecido. En el caso de una transmisión digital que utilice un
esquema de modulación que genere señales complejas, estas últimas
se consideran como vectores en el plano complejo, denominándose el
eje real como el canal en fase (o canal "I") y denominándose al
eje imaginario como canal de cuadratura (o canal "Q"). Por
consiguiente, cuando estas señales se someten a distorsiones del
canal se producen interferencias entre los canales I y Q, lo que
requiere un ecualizador adaptable complejo. Después consiste en
hacer que la potencia de la señal compleja Is + jQs converja hacia
un valor preestablecido característico de la constelación,
representando (Is, Qs) las coordenadas de la señal en el plano
complejo y representando la constelación la serie de puntos (Is,
Qs). Cada cuadrante de la constelación posee una "esquina"
alejada del origen del plano complejo. Los segmentos que conectan
este origen a las esquinas forman diagonales que se utilizarán
posteriormente para el cálculo de los errores de fase.
En este modo, se lleva a cabo una rotación de la
constelación.
El estimador de frecuencia se pone en
funcionamiento tan pronto como la señal de entrada del estimador se
encuentra "próxima a una esquina de un cuadrante de la
constelación" y tan pronto como la constelación se considera
correcta, próxima a 90º. La expresión "próxima a una esquina de un
cuadrante de la constelación" debería entenderse como que el
punto recibido cuenta con suficiente potencia (la potencia de un
punto de la constelación es proporcional a la distancia que separa
dicho punto del origen del plano complejo) y que se encuentra
situada en la proximidad de una diagonal. Igualmente la expresión
"considerada como correcta" debería entenderse como que a nivel
local los puntos presentes en la salida del ecualizador están
superpuestos sobre los puntos ideales o patrones de la constelación.
La medición del error de fase entre la señal recibida y la esquina
ideal de la constelación se lleva a cabo mediante el estimador de
frecuencia 5 y se transmite al filtro de bucle 8. Los errores de
fase respecto a las esquinas se calculan para cada componente I y Q,
sobre N muestras consecutivas, siendo N un número entero, por
ejemplo igual
a 10.
a 10.
La convergencia del algoritmo se acelera
adaptando el valor de N. Específicamente, cuando el algoritmo
implementado converge hacia el valor ideal de la frecuencia,
disminuye la rotación de la constelación. En este caso, el estimador
de frecuencia se activa en menos ocasiones debido al mayor tiempo
requerido para que la señal se someta a una rotación residual de
90º. Entonces es posible aumentar la ventana de adquisición de error
de fase, es decir aumentar el parámetro N.
Como se ha mencionado anteriormente, de acuerdo
con este primer modo, el ecualizador adapta únicamente los
coeficientes del filtro adaptable recurrente.
En un segundo modo de funcionamiento iniciado
tras la estabilización de un acumulador 80 del filtro de bucle 8, el
estimador de frecuencia 5 se sustituye por el estimador de fase 6.
Será entones la salida del estimador de fase 6 la que esté conectada
a la salida del conmutador 7. De acuerdo con este segundo modo de
funcionamiento, el ecualizador 3 todavía adapta únicamente los
coeficientes del filtro adaptable recurrente 14. La estimación de
fase se encuentra activada únicamente en las esquinas de la
constelación. La estimación de fase se lleva a cabo sobre M puntos
de la constelación, siendo M, por ejemplo, igual a 20.
Este segundo modo de funcionamiento permite
reducir las transiciones abruptas cuando se conmuta entre el
estimador de frecuencia y el estimador de fase y para evitar
cualquier fenómeno de falso enclavamiento. Específicamente, puede
darse el caso de que los puntos recibidos se encuentren raramente en
las zonas de adquisición, en cuyo caso el estimador de frecuencia no
se actualizará regularmente. En esta situación, la estabilidad muy
relativa de este estimador puede llevar a pensar que se ha
conseguido la convergencia, originando un falso enclavamiento.
Preferiblemente, al término del segundo modo de
funcionamiento, es decir tras el procesamiento de dichos M puntos,
se efectúa un estrecho seguimiento de la fase de la portadora,
activando permanentemente la señal procedente del estimador de
fase.
De acuerdo con los resultados del cálculo de
fase, el proceso de recuperación de portadora permite regresar una o
más veces del segundo modo de funcionamiento al primer modo de
funcionamiento.
El segundo modo de funcionamiento va seguido de
un tercer modo de funcionamiento. Este tercer modo se diferencia del
segundo modo en que la etapa de ecualización de señal en modo a
ciegas adapta los coeficientes del filtro adaptable directo así como
los coeficientes del filtro adaptable recurrente. Ventajosamente, el
tercer modo de funcionamiento permite estabilizar la rotación de la
constelación en la entrada del ecualizador 3. Este tercer modo de
funcionamiento también permite concentrar las tareas debidas a los
ecos en la salida del ecualizador 3. El tercer modo de
funcionamiento opera en todos los puntos P de la constelación, es
decir, por ejemplo, en 256 puntos.
Cuando la dimensión de las tareas es lo
suficientemente reducida, el tercer modo de funcionamiento va
seguido de un cuarto modo de funcionamiento. Este cuarto modo ya no
utiliza el funcionamiento del ecualizador en modo a ciegas sino en
el modo de realimentación de decisiones. Se deduce que la señal que
abandona el conmutador 13 es la señal procedente del dispositivo de
toma de decisiones 12 en lugar de la señal procedente del sumador
11.
El dispositivo de toma de decisiones 12 permite
definir una trama de la constelación. El plano complejo definido por
los componentes de cuadratura I y Q se descompone entonces en P
zonas adyacentes, definiéndose cada zona en torno a un punto ideal
de la constelación Ii, Qi (i = 1, 2, ..., P) mediante una
discrepancia \DeltaI y una discrepancia \DeltaQ. Por tanto, se
define una zona Zi (i = 1, 2, ..., P) mediante un componente I cuya
amplitud varía entre
I_{i} -
\frac{\Delta I}{2}
\hskip1cme
\hskip1cmI_{i} + \frac{\Delta I}{2}
y mediante un componente Q cuya
amplitud varía
entre
Q_{i} -
\frac{\Delta Q}{2}
\hskip1cmy
\hskip1cmQ_{i} + \frac{\Delta I}{2}
De acuerdo con el cuarto modo de funcionamiento,
cuando los valores de las señales de cuadratura I y Q acceden a una
zona Zi, el dispositivo de toma de decisiones asigna los respectivos
valores ideales Ii y Qi a estas señales. El modo de realimentación
de decisiones permite eliminar por completo la modulación de
fase.
\vskip1.000000\baselineskip
La lista de referencias citada por el
solicitante lo es solamente para utilidad del lector, no formando
parte de los documentos de patente europeos. Aún cuando las
referencias han sido cuidadosamente recopiladas, no pueden excluirse
errores u omisiones y la OEP rechaza toda responsabilidad a este
respecto.
\bullet US 5835731 A [0034].
\bulletYAMANAKA. IEEE journal of
solid-sate circuits, Julio 1997, vol. 32
(7), 1101-1107 [0005].
\bullet Communication Systems. SIMON
HAYKIN. Adaptative equalization. 452-461
[0033].
Claims (9)
1. Proceso para recuperación de portadora para
una señal recibida que incluye una etapa de estimación de frecuencia
de la portadora de esta señal y una etapa de estimación de fase
asociada a esta señal subsiguiente a la etapa de cálculo de
frecuencia, caracterizado porque se llevan a cabo las
siguientes etapas:
- durante la etapa de estimación de frecuencia,
se lleva a cabo una etapa de ecualización de la señal durante la
cual un ecualizador (3) que incluye un filtro adaptable directo (10)
y un filtro adaptable recurrente (14) adapta únicamente los
coeficientes del filtro adaptable recurrente (14),
- durante la etapa de estimación de fase, el
ecualizador (3) continúa adaptando durante un período de tiempo
predeterminado tan sólo los coeficientes del filtro adaptable
recurrente (14).
2. Proceso de acuerdo con la reivindicación 1,
caracterizado por que, tras la adaptación llevada a cabo por
el ecualizador (3) de los coeficientes del filtro adaptable
recurrente (14) se lleva a cabo una etapa de ecualización de la
señal, durante la cual dicho ecualizador (3) adapta los coeficientes
del filtro adaptable directo (10) y los coeficientes del filtro
adaptable recurrente (14).
3. Proceso de acuerdo con una de las
reivindicaciones 1 ó 2, caracterizado porque la etapa de
estimación de frecuencia se inicia cuando los puntos recibidos por
el estimador de frecuencia (5) corresponden a unos puntos ideales
predeterminados de la constelación que representa el esquema de
modulación utilizado, incluyéndose dichos puntos ideales entre los
patrones de dicha constelación y estando situados en una zona de
adquisición, caracterizado por una considerable distancia al
origen y atravesada por una diagonal que conecta el origen de la
constelación con una esquina de la constelación.
4. Proceso de acuerdo con una de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque la estimación de
frecuencia se lleva a cabo midiendo la diferencia de fase
correspondiente a la distancia angular entre el punto que representa
la señal recibida en dicha constelación y una diagonal que conecta
el origen de la constelación con una esquina de la constelación.
5. Proceso de acuerdo con una de las
reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque durante la etapa
de estimación de frecuencia se lleva a cabo una actualización de un
acumulador (80) que facilita el error de frecuencia de portadora a
un desmodulador (1) después de medir la discrepancia de fase entre N
puntos consecutivos recibidos y los puntos ideales correspondientes,
siendo N un número entero y estando dichos puntos ideales incluidos
entre los patrones de la constelación y situados en una zona de
adquisición caracterizada por una considerable distancia al
origen y atravesada por una diagonal que conecta el origen de la
constelación con una esquina de la constelación.
6. Proceso de acuerdo con la reivindicación 2 o
con una de las reivindicaciones 3 a 5 tomadas en combinación con la
reivindicación 2, caracterizado porque la etapa de
ecualización durante la etapa de estimación de frecuencia y/o la
etapa de ecualización de la señal durante la etapa de estimación de
fase se llevan a cabo de acuerdo con un algoritmo ciego o de
auto-recuperación del módulo constante o de tipo
CMA.
7. Proceso de acuerdo con la reivindicación 6
tomada en combinación con la reivindicación 5, caracterizado
porque la convergencia del algoritmo durante la etapa de estimación
de frecuencia se acelera aumentando el número N de medidas.
8. Proceso de acuerdo con la reivindicación 2 o
con una de las reivindicaciones 3 a 7 tomadas en combinación con la
reivindicación 2, caracterizado porque dicha etapa de
ecualización llevada a cabo durante la etapa de estimación de fase
no se inicia hasta después de la estimación del error de fase
relativo a M puntos recibidos, siendo M un número entero
predeterminado.
9. Proceso de acuerdo con la reivindicación 2 o
una de las reivindicaciones 3 a 8 tomadas en combinación con la
reivindicación 2, caracterizado porque cuando se consigue la
convergencia del algoritmo utilizado para la estimación de fase, el
filtro adaptable directo (10) y el filtro adaptable recurrente (14)
se adaptan calculando de error medido en función de un algoritmo de
realimentación de decisiones.
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| ES2300135T3 true ES2300135T3 (es) | 2008-06-01 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| ES99402848T Expired - Lifetime ES2300135T3 (es) | 1998-12-04 | 1999-11-17 | Metodo de recuperacion de portadora de señal. |
Country Status (7)
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| EP (1) | EP1006700B1 (es) |
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| CN (1) | CN1112012C (es) |
| DE (1) | DE69937940T2 (es) |
| ES (1) | ES2300135T3 (es) |
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