NO322445B1 - Fremgangsmate og anordning for a detektere CPM-modulerte informasjonssymboler - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte for å detektere CPM-modulerte informasjonssymboler, innbefattende egenskapene som angitt i ingressen til krav 1, og en anordning for utøvelse av en slik fremgangsmåte.

Når digitale signaler overføres anvendes kodeomsettingsmetoder som tillater reduksjon av dataraten og, dermed, tillater forbedret utnyttelse av overføringskanalene. Vanligvis blir data overført med bærebølgerfekvenser, og ved mottakersiden vil det være påkrevet med henholdsvis demodulering og dekoding av de støybelagte signalene.

Kontinuerlig fasemodulasjonsmetoder (CPM) blir oftest anvendt i overføringssystemer som, ved siden av god båndbreddevirkningsgrad, også må være ufølsomme for ikke-lineære forvrengninger i overføringskjeden. For et ufølsomt systemkonsept er det, spesielt med trådløse overføringssystemer som f.eks. radiolinksystemer, ofte nødvendig at det kan tolerere fase- og frekvensvariasjoner i oscillatorene (til miksing, frekvens-flytting etc), som blir anvendt i overføringskjeden uten at det oppstår bitfeil eller til og med tap av synkronisering. Slike fase- og frekvensvariasjoner kan bli forårsaket av temperaturvariasjoner og/eller mekaniske virkninger i oscillatorene. Systemkonseptet bør tillate slike påvirkninger uten alvorlig degradering av systemegenskapene med hensyn til bitfeilrate ved et gitt signal/støy-forhold.

På den ene side har koherente deteksjonsmetoder med bærebølgegjenvinning hittil blitt anvendt, som, selv om de utviser gode egenskaper med hensyn til støyinterferens, lider av synkroniseringstap i overføringssystemet når det forekommer tilstrekkelig store frekvenssprang i superheterodynoscillatorene, slik at det fremstilles hele bitfeilblokker. Slike synkroniseringstap forekommer når den faselåste sløyfen som anvendes til bærebølgegjenvinning kommer ut av faselåsing. For å holde slike frekvenssprang som forekommer i oscillatorene nede, vil det være nødvendig med omfattende tiltak, spesielt i radiolinkteknikken (frekvenser opp til 55 GHz).

På den annen side er det i tillegg til de koherente metodene også kjente ukoherente deteksjonsmetoder, som enten lider av stor degradering av systemegenskapene med hensyn til støy når sammenlignet med koherentmetoder (se K.-S. Chung, "Generalized Tamed Frequency Modulation and Its Application for Mobile Radio Communications", IEEE Journal on Selected Areas in Commumcations, vol. SAC-2(4): 487-497, juli 1984), eller de krever så kompliserte tiltak til gjennomføring at de kan ikke bli praktisert på nåværende tidspunkt (se A. Svensson, T. Aulin og C-E. Sundberg, "Symbol Error Probability Behaviour for Continuous Phase Modulation with Partially Coherent Detection", International Journal on Electronics and Communications (AEU), vol. 40(1) : 37-45, januar 1986). Den store degradering av metoden i henhold til Chung blir forårsaket av den ikke-optimale omformingen fra det kontinuerlige området til det tidsdiskrete området og av farget støy ved inngangen til Viterbi-algoritmen foreslått for korrigering av symbolinterferensene.

De for tiden mest lovende forsøk er basert på kombinasjonen av et tilpasset hvitefilter (heretter kalt WMF, et kjent akronym for "whitened matched filter") med etterfølgende korrigering av symbolinterferensene forårsaket av et slikt filter (se S. Bellini, M. Sonzogni og G. Tartara, "Noncoherent Detection of Tamed Frequency Modulation", IEEE Transactions on Communications, vol COM 32(3). 218-224, mars 1984, og videre S. Bellini og G. Tartara, "Efficient Discriminator Detection of Partial-Response Continuous Phase Modulation", IEEE Transactions on Communications, vol COM-33 (8): 883-886, august 1985). En ulempe ved en slik metode er at det anvendte WMF kan kun bli tilnærmet beregnet for bestemte frekvenspulser. Videre avgir et slikt WMF en uendelig puls på sin utgang som krever utstrakte tiltak i den etterfølgende signalbehandling.

Publikasjonen US 5,514,998 beskriver fremgangsmåtesystem for detektering av signaler med kontinuerlig fasemodulerte informasjonssymboler, der signalene ble overført gjennom en AWGN-kanal og demodulert med en feilkorrigerende flersymbol differensiell demodulator som omfatter et tilpasset filter, en ikke-koherent korrelater tilkoplet filteret og en maksimum sannsynlighetsbeslutningslogikk.

Hensikten med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en fremgangsmåte og en anordning for detektering av CPM-modulerte informasjonssignaler, som muliggjør beregning for en hvilken som helst frekvenspuls og som avgir ved sin utgang, som reaksjon på en frekvenspuls, en minimum-fase endelig puls.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en fremgangsmåte for å detektere CPM-modulerte informasjonssymboler, kjennetegnet ved det trekk som fremgår av vedfølgende selvstendige patentkrav 1.

Ytterligere fordelaktige trekk ved oppfinnelsens fremgangsmåte for å detektere CPM-modulerte informasjonssymboler fremgår av de vedfølgende uselvstendige patentkravene 2 til og med 5.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en anordning for utøvelse av en fremgangsmåte for å detektere CPM-modulerte informasjonssymboler, hvilken anordning er kjennetegnet ved det trekk som fremgår av det vedfølgende selvstendige patentkrav 6.

Ytterligere fordelaktig trekk ved oppfinnelsens anordning fremgår av de vedfølgende uselvstendige patentkravene 7 til og med 11.

Oppfinnelsens konsept ligger i et modifisert løsningsutkast til et tilpasset hvite-filter som kombinerer målene med en overgang fra tidskontinuum til diskrete tider uten tap av informasjon og frembringelsen av ukorrelerte (hvite) støybidrag, og de aktuelle diskrete tidene. I utgangspunktet er modifikasjonen det faktum at en ser bort fra at støyen er farget som følge av anvendelsen av en frekvensdetektor eller en differensiell fasedetektor. Av den årsak blir et slikt filter, senere beskrevet som et delvis signaltilpasset hvitningsfilter, konstruert slik at 1. det signaltilpassede filter G<*>(f) er tilpasset kun til den anvendte frekvenspulsen, og 2. hvite-filteret W(z) kansellerer fargen til støyen som forårsaket av det signaltilpassede filteret.

Konstruksjonen blir valgt slik at den delvise WMF filterresponsen for en frekvenspuls vil være en minimumfasepuls. Den herover nevnte gjenværende fargen til

støyinterferensen blir kansellert så godt som mulig ved hjelp av et videre minimum-fase hvite-filter F(z) som har en fritt valgbar endelig orden. Slike systemer gir, som reaksjon på en frekvenspuls, en optimalt avtagende minimumfasepuls som vil bli korrigert ved en vanlig sekvensestimeringsmetode. Den additive overlagrede støyen vil være minimal for den fritt valgbare pulslengden. Dette muliggjør et enkelt valg mellom virkningsgrad og kompleksitet. Sekvensestimeringen kan bli utført med en enkel sub-optimal metode (DFSE, som kjent ved A. Duel og C. Heegard i deres artikkel "Delayed Decision Feedback Sequence Estimation" i Proceedings of the 23rd Annual Allerton Conference on Communications, Contr. Comput., Oktober 1985) eller den kan bli utført med en mer kompleks optimal metode som f.eks. beskrevet av B.E. Spinnler og J.B. Huber i deres artikkel "Design of Hyper States for Reduced-State Sequence Estimation" i International Journal of Electronics and Communications (AEU), vol. 50:17-26, januar 1996. Hvitefilteret F(z) kan bli konstruert på en optimal måte for en hvilken som helst frekvenspuls. Fordelene ved inkoherent deteksjon (reduserte krav til bærebølgefasekonstans) vil være bibeholdt.

Oppfinnelsen vil nå bli forklart i nærmere detaljer med henvisning til utførelsene vist i de vedfølgende tegninger, hvori: Fig. 1 viser et blokkskjema av oppfinnelsens detektorarrangement for CPM-modulerte informasjonssymboler hvorved en frekvensdiskriminator blir anvendt som demodulator; Fig. 2 viser et blokkskjema av oppfinnelsens demodulatorarrangement med differensiell demodulering; Fig. 3 viser oppfinnelsens filter som skal anvendes i kretsene i henhold til fig. 1 og 2; Fig. 3a viser en illustrasjon til forklaring av oppfinnelsens hvitningsfilter; Fig. 4 viser en bestemt utførelse av hvitefilteret W(z) i form av et FIR-filter; og

Fig. 5 viser en bestemt utførelse av hvitefilteret F(z) i formen til et FIR-filter.

I det følgende blir det antatt at ut-av-bånd støy blir fjernet fra et kontinuerlig fasemodulasjonssignal med et filter som blir betegnet som mellomfrekvensfilter eller IF-filter. Anta dessuten at det resulterende signalet blir demodulert, henholdsvis, med en konvensjonell frekvensdiskriminator og en differensiell demodulasjon, (se J.B. Anderson, T.Aulin og C-E. Sundberg, "Digital Phase Modulation", Plenum Presse, New York, 1986). Hva angår modulasjonssystemets parametre er det ingen begrensninger med hensyn til frekvensmodulasjonspuls, modulasjonsindeks og symbolalfabet.

Til den følgende utledning antar vi at nyttesignalet ikke vil bli forvrengt av IF-filteret. Videre antar vi at signal-støy-forholdet er tilstrekkelig stort så mottakeren opererer over FM-terskel og modellen for lineær overlagring av signal og støy er gyldig. På grunn av en kompleks gaussisk prosess invarians til rotasjon, kan det vises at denne antakelsen er nøyaktig gyldig, i det minste i samplingøyeblikkene hvis IF-filteret er riktig valgt (se J. Huber, Skriptum zur Vorlesung Nachrichtenubertragung, Lehrstuhl fur Nachrichtentechnik, University Erlangen-Nuernberg, 1996). Med disse antakelsene opptrer signalet bo(t) ved diskriminatorutgangen som: hvor informasjonssymbolene er betegnet a[k] € {±1,±3, ±(M-l)}.Den frekvensmodulerende pulsen, som strekker seg ut over L symbolintervaller, er betegnet go(t) og begrenses ved den vanlige normaliseringen

Støyen under overføring blir modulert som additiv hvit gaussisk støy (AWGN, et kjent akronym for "additive white gaussian noise"). Herav følger at den additive støyen n'(t) ved frekvensdiskriminatorens utgang blir farget og har en spektral tetthet som er proporsjonal med f<2>.

I tilfellet med differensiell demodulasjon (fig. 2) vil signalet etter demodulasjon være:

og 2" vilkårlig.

Fig. 1 beskriver en mottakerkrets som har en frekvensdiskriminator, i hvilken et mellomfrekvenssignal IF levert fra en ikke vist mikser blir tilført gjennom et mellomfrekvensfilter 2 til en frekvensdiskriminator 4 for å bli demodulert. Det demodulerte signalet gjennomløper en forsterker 6 med styrbar forsterkning og blir tilført en analog-til-digitalomformer 8 for å bli samplet ved en samplingsfrekvens ved 2fs der samplene blir digitalisert. En styresignalgenerator 10 utleder, fra de digitaliserte signaler, styringssignaler for styring av frekvensen til lokaloscillatoren og forsterkningen til forsterker 6. Om ønsket kan det digitaliserte signalet bli matet gjennom en annen forsterkningsstyrt forsterker 12 som mottar en forsterkrungsstyrespenning fra en styrespenningskrets 14 og avgir på sin utgang det demodulerte signalet bo(t).

Kretsen som er illustrert i fig. 2 anvender differensiell demodulasjon istedenfor en frekvensdiskriminator. Signalet som blir tilført fra IF-filteret 2 blir demodulert av henholdsvis 2 miksere 16 og 18 mot to kvadraturfaser av en oscillatorbølge generert av en oscillator 2 og splittet i 90° forskjøvede faser med en fasesplitter 20, hvor det demodulerte signalet blir tilført gjennom henholdsvis filtrene 24 og 26 og forsterkningsstyrte forsterkere 6a til henholdsvis offset-korrigeringskretser 28 og 30, som mottar, i likhet med forsterker 6a, korrigeringssignaler fra styringssignalgeneratorer 10a. De korrigerte signalene vil så bli samplet som i tilfellet ved flg. 1 ved hjelp av analog-til-digital omformere 8a ved en samplingfrekvens på 2fs, og blir så digitalisert. Etter å ha blitt filtrert ytterligere, om ønsket, henholdsvis ved filtrene 32 og 34, blir fasesampler utledet ved hjelp av en beregningskrets 36 fra samplene til henholdsvis i-fase og kvadraturkanalene. Disse fasesamplene blir påtrykket en differensialdetektor 38 som frembringer et demodulert signal boD(t). Fra dette signalet blir det blant annet utledet et styringssignal til oscillator 22 ved hjelp av frekvensstyringskrets 40.

Den nå beskrevne del av kretsen for deteksjon av informasjonssymboler er den samme i figurene 1 og 2 og vil nå bli beskrevet i nærmere detalj for forklaring av oppfinnelsen.

Foreløpig vil det bli sett bort fra fargen til støyen etter demodulering (ved frekvensdiskriminator eller frekvensdetektor). Overføringen blir nå tolket som en pulsamplitudemodulasjon (PAM) med henholdsvis basispulsen go(t) og gDD(t), og den additive støyen vil bli antatt å være hvit støy. Det er kjent at i dette tilfellet er det optimale systemet for omforming fra kontinuerlig tid til diskret tid et signaltilpasset filter etterfulgt av en baud-rate sampler. (Et signaltilpasset hvitefilter kan også anvendes, se G.D. Forney, Jr., "Maximum-Likelihood Sequence Estimation og Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference" i IEEE Transactions on Information Theory, vol. IT-18(3): 3633-378, mai 1972). Fig. 3 illustrerer det således bestemte signaltilpassede hvitefilter. Overføringsfunksjonen til de signaltilpassede filtre er G<*>(f), hvor G(f) er Fourier-transformen til den frekvensmodulerende pulsen g(t). For PAM-overføring har tilleggsstøyen ved det signaltilpassede filterets utgang (etter baud-rate sampling) en spektra! effekttetthet:

Hvitningsfilteret W(z) som på sin utgang avgir hvit støy er bestemt ved det faktum at dets effektoverføringsfunksjon må være lik den inverse av den spektrale effekttettheten Stø ( e<*><21>^ <7>). I det etterfølgende, anta et minimumfase tilpasset hvitefilter som har en impulsrespons for hvilken respons energien er konsentrert på de første få avtappingene. Det vil bli vist at dette er essensielt for anvendelsen av redusert-tilstand sekvensestimeringsalgoritmer. Impulsresponsen til det signaltilpassede hvitefilter kan bli utledet fra (1.5) ved anvendelse av spektral faktorisering. Responsen til det minimumfase tilpassede hvitefilteret på impulsen g(t) betegner vi d[k], hvor koeffisientene blir normalisert for å gi d[0] = 1.

I motsetning til vanlig PAM-overføring over AWGN-kanalen må vi i tilfellet med CPM-overføring håndtere farget støy på frekvensdiskriminatorens utgang. Derfor er også støyen n[k] på utgangen av det signaltilpassede hvitefilteret også farget fordi filteret har blitt konstruert for å avgi hvit støy for PAM-overføring. På grunn av denne forskjellen vil filteret i det følgende bli kalt "et delvis hvitet tilpasset filter" (PWMF, et kjent akronym for "partial whitened matched filter") 46. Fargen til støyen ved utgangen av det signaltilpassede hvitefilteret er bestemt av IF-filteret, diskriminatoren og PWMF. Den nyoppfunnede fremgangsmåten anvender denne fargede støyen for å betydelig forbedre ytelsene til ikke-koherente CPM-mottakere.

Oppfinnelsen erkjenner at fargen n[k] til støyen betyr at støyeffekten kan bli redusert ved anvendelse av et hvitefilter F(z). Beregningen av koeffisientene til hvitefilteret 48 er basert på korrelasjonen av suksessive støysampler. Denne korrelasjonen innebærer at et estimat for det aktuelle støysampel kan bli beregnet kun ved å anvende foregående støysampler. Subtraksjon av dette estimatet fra den aktuelle mottatte verdien vil gi en redusert støyeffekt og i gjennomsnitt vil et estimat for nyttesignalet bli mer nøyaktig.

Hvitefilteret F(z) 48 kan bli uttrykt ved anvendelse av et predikteringsfilter P(z) 50. Relasjonen mellom hvitefilteret og predikteringsfilteret er F(z) = 1 - P(z), se fig. 3a. Predikteringsfilterets koeffisienter er valgt slik at støyeffekten på utgangen til hvitefilteret F(z) blir minimalisert. Under forutsetning av et FIR hvitefilter med orden P, kan kriteriet til minimum støyeffekt ved hvitefilterets utgang bli formulert som:

hvor p [k] betegner prediksjonskoeffisientene. Koeffisienten p n[0] til prediksjonsfilteret må være null av kausalitetsgrunner. Minimalisering av støyeffekten fører til Yule-Walker-ligningene som betingelser for de optimale prediksjonskoeffisienter: hvor Rnn [k] er autokorrelasjonsfunksjonen til støyen ved PWMF-utgangen. Løsning av ligningssystemet (1.7) fører til prediksjonskoeffisienter som minimaliserer støyeffekten for en gitt prediksjonsorden P. Koeffisientene til hvitefilteret 48 blir beregnet fra prediksjonskoeffisientene som følger:

Impulsresponsen til systemet H(z) frem til hvitefilteret F(z) kan angis ved:

hvor <*> betegner konvolvering. For tilstrekkelig stor P-orden er støyen på utgangen av hvitefilteret F(z) 48 i det vesentligste hvit. Støyeffekten er ved sitt minimum ved den gitte P-orden.

På den annen side, strekker impulsresponsen h[k] seg ut over mange symbolintervaller og forårsaker derfor sterk symbolinterferens. Som velkjent, består den beste utligning av symbolinterferens i nærvær av hvit tilleggsstøy av en maksimal-sannsynlighet sekvensestimering (MLSE) med den kvadrerte Euclidiske avstanden som mål. MLSE er effektivt implementert ved hjelp av Viterbi-algoritmen.

For å oppnå en stor reduksjon av støyvariansen må hvitefilterets 48 orden være tilstrekkelig stor. Dessuten gir konvolveringen av hvitefilterets impulsrespons med PWMF-impulsresponsen en enda lenger respons h[k]. Kostnaden for Viterbi-algoritmen vokser eksponensielt med lengden av impulsresponsen som skal utjevnes. Antallet tilstander til Viterbi-algoritmen er ML, hvor M er antall symboler i symbolalfabetet og L betegner impulsresponsens h[k] orden. For L-verdier i området 5 < L < 20, som er viktige for realiseringer, kan Viterbi-algoritmen i det minste for flernivås modulasjonsplaner ikke bli implementert i praksis.

En forbedring av oppfinnelsen foreslår derfor å erstatte Viterbi-algoritmen med en sekvensestimeringsalgoritme med et redusert antall tilstander for å bli kvitt symbolinterferensen introdusert av responsen h[k]. Dette er illustrert ved sekvensestimeirngsmiddelet 52. På tross av den drastisk reduserte kostnaden er degraderingen av redusert-tilstands sekvensestimering sammenlignet med MLSE liten, så lenge impulsresponsen som skal utjevnes er av minimumfase som beskrevet over. En rekke forskjellige metoder kan bli anvendt for å oppnå et redusert antall tilstander: meget enkle metoder, se "Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation" av A. Duel og C. Heegard i Proceedings of the 23rd Annual Allerton Conference on Communications, Contr. Comput, oktober 1985, men også meget omstendelige metoder som garanterer den ved mest mulig minste Euclidiske avstanden og således garanterer den ytterst mulige effektvirkningsgraden for et gitt antall tilstander, se "Design of Hyper States for Reduced-State Sequence Estimation", av B.E. Spinnler og J.B. Huber i International Journal of Electronics and Communications (AEU), vol. 50: 17-26, januar 2996.1 alle tilfelle, tillater muligheten å fritt velge sekvensestimeringens antall tilstander å bytte mottakerens kompleksitet mot ytelse. Vanligvis er allerede M tilstander tilstrekkelig for å realisere det meste av den mulige vinning. Med dette deteksjonsopplegget er det mulig med binær modulasjon å nærme seg effektvirkningsgraden til den optimale koherente mottakeren opp mot mindre enn 1 desibel. Også med flernivås modulasjonsopplegg kan det oppnås en meget god effektvirkningsgrad.

Ved redusert-tilstand sekvensestimering med kun en tilstand, blir sekvensestimeringen desisjons-tilbakekoblingsutjevning. I dette tilfellet kan beregningsarbeidet bli ytterligere redusert ved implementering av desisjons-tilbakekoblingsutjevningen i støyprediksjons-strukturen, se K.P. Graf og J. Huber "Design and Performance of an All-Digital Adaptive 2.048 Mbit/s Data Transmission System Using Noise Prediction" i Proceedings of the ISCAS'89, sidene 1808-1812,1989. Ved denne strukturen sammen-faller prediksjonsfilteret og (i dette tilfellet) det identiske tilbakekoblingsfilteret i desisjons-tilbakekoblingsutjevningen til et enkelt filter og mengden av beregnings-kompleksitet blir redusert.

Et eksempel på en utførelse av et hvitfilter W(z) 44 i formen til et FIR-filter er vist i fig. 4. En tilsvarende FIR-utførelse av hvitefilter F(z) 48 er vist i fig. 5. Signalet blir tilført en rekke forsinkelseselementer 54 med inngangs- og utgangssignalene derav matet gjennom multiplikasjonsmidler 56 til en summererkrets 58 som avgir et filtrert utgangssignal som summen av et antall tidsforsinkede og forskjellig veide delsignaler. Utgangssignalet fra filter 44, filtrert med W(z), inneholder farget støy som er omformet ved filtrering med F(z) til tilnærmet hvit støy. Dette utgangssignalet fra filter 48 blir så tilført sekvensestimatormiddelet 52.1 henhold til fig. 1 og 2, følger så en dekoderkrets (demapper) 60 som så utmater de til slutt detekterte data.

Fig. 1 og 2 viser videre en kjent klokkegenerator 42 for generering av samplingklokkesignalene 2fs for analog-til-digital omformerne.

Claims (11)

1. Fremgangsmåte for å detektere CPM-modulerte informasjonssymboler, hvorved CPM-signaler overført gjennom en AWGN-kanal blir inkoherent demodulert av en frekvensdiskriminator til et første demodulert signal bo(t), eller ved differensiell demodulering til et andre demodulert signal boD(t), og det første eller andre demodulerte signalet blir samplet med en symbolklokke etter å ha blitt hvitmngsfiltrert ved gjennomløp av et hvitet tilpasset filter (46), karakterisert ved at det første eller andre demodulerte signalet gjennomgår kun delvis hvitet tilpasset filtrering for fremstilling av et filtrert signal, hvorved signalpulser avtar på bekostning av en gjenværende del farget støy.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at det filtrerte signalet gjennomgår ytterligere hvitningsifltrering med en filterfunksjon F(z) = 1 - P(z), hvorved støyens gjenværende farge blir tilnærmelsesvis kompensert til hvit støy, idet P(z) er en støyestimatprediksjonsfilterfunksjon med koeffisienter valgt til minimalisering av støyeffekten slik at det av foregående støysampler vil bli beregnet et gyldig støyestimat som skal subtraheres fra signalet.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2, karakterisert v e d at det filtrerte signalet innbefatter tilnærmelsesvis hvit støy og gjennomgår en sekvensestimering med redusert antall tilstander.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3, karakterisert ved at det ved reduksjon av tilstandsantallet til en enkelt tilstand blir gjort en desisjons-tilbakekoblingsutjevning hvorved et prediksjonsfilter også blir anvendt som desisjonstilbakekoblingsfilter.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at hvitningsifltrering blir utført ved et FIR-filter av orden P, hvilket FIR-filter er anordnet til å imøtekomme kravet og med koeffisientene beregnet fra optimale prediksjonsfilterkoeffisienter p[k] som imøtekommer betingelsen hvor Rnt)[k] er en autokorrelasjonsfunksjon til støyen på utgangen av det hvitede tilpassede filteret (46).

6. Anordning for utøvelse av fremgangsmåten ifølge krav 1, innbefattende en signalkilde omfattende en AWGN-kanal til overføring av CPM-signaler modulert med informasjonssignaler og omfattende en demodulator for frembringelse av demodulerte signaler fra nevnte CPM-signaler, videre innbefattende etterfølgende til nevnte signalkilde et tilpasset filter for hvimin<g>sifltrering av nevnte demodulerte signaler og en signalsampler etterfølgende nevnte filter, hvilken signalsampler er anordnet til å operere med en symbolklokke, karakterisert ved at nevnte filter er et delvis hvitet tilpasset filter (46) dimensjonert slik at det avgir på sin utgang endelige responspulser ledsaget av gjenværende farget støy.

7. Anordning ifølge krav 6, karakterisert ved at nevnte delvis hvitede tilpassede filter (46) er etterfulgt av et ytterligere hvitningsfilter (48) med en filterfunksjon F(z) valgt slik at den fargede støyen i dets inngangssignal blir omformet til tilnærmelsesvis hvit støy i dets utgangssignal.

8. Anordning ifølge krav 7, karakterisert ved at nevnte ytterligere hvitningsfilter (48) er bestemt ved filterfunksjon F(z) = 1 - P(z), hvor P(z) er filterfunksjonen til et prediksjonsfilter (50) med koeffisienter valgt slik at for å minimalisere støyeffekten på utgangen fra nevnte ytterligere hvitingsfilter (48) blir det utledet fra foregående støysampler et aktuelt støyestimat som skal subtraheres fra nevnte signal.

9. Anordning ifølge krav 8, karakterisert ved at nevnte ytterligere hvitingsfilter (48) er et FIR-filter (4) av orden P, imøtekommende kravet og med dets koeffisienter og beregnet fra optimale prediksjonsfilterkoeffisienter p[k] som imøtekommer kravet hvor Rnn[k] er autokoirelasjonsfunksjonen til støyen på utgangen til nevnte tilpassede hvitningsfilter (46).

10. Anordning ifølge krav 7, 8 eller 9, karakterisert ved at nevnte ytterligere hvitningsfilter (48) blir etterfulgt av midler (52) for sekvensestimering med redusert antall tilstander.

11. Anordning ifølge krav 10, karakterisert ved at antallet tilstander er 1 og nevnte midler (52) er integrert i nevnte ytterligere hvitningsfilter (48).