DE10202932B4

DE10202932B4 - Übertragung mit DS-CDMA und CPM

Info

Publication number: DE10202932B4
Application number: DE2002102932
Authority: DE
Inventors: Lutz Lampe; Johannes Huber; Robert Schober; Roman Tzschoppe
Original assignee: Friedrich Alexander Univeritaet Erlangen Nuernberg FAU
Current assignee: HUBER, JOHANNES, PROF. DR.-ING., 91094 LANGENSENDE; TZSCHOPP, ROMAN, DIPL.-ING., 91056 ERLANGEN, DE
Priority date: 2002-01-25
Filing date: 2002-01-25
Publication date: 2005-08-04
Anticipated expiration: 2022-01-26
Also published as: DE10202932A1

Abstract

Sendevorrichtung zum Senden von Daten ohne Kanalcodierung mit
einer Spreiz-Mapping-Einrichtung (1) zur Verarbeitung von Datensymbolen, die in einem Symboltakt vorliegen, zu einem Phasenmodulationssignal, in dem die Datensymbole mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, gespreizt sind, wobei die Spreizsymbole einen um einen vorgegebenen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt aufweisen, so dass die Datensymbole in Phasenänderungen und die Spreizsymbole der Spreizsequenz in absoluten Phasen eines Sendesignals umsetzbar sind, sowie
einer Phasenmodulationseinrichtung (2) zum Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Sendevorrichtung zum Senden von Daten ohne und mit Kanalcodierung. Ferner betrifft die vorliegende Erfindung eine Empfangsvorrichtung zum Empfangen eines Empfangssignals und Schätzen eines entsprechenden Datensymbols daraus sowie korrespondierende Übertragungsverfahren.

Nichtlineare digitale Frequenzmodulationsverfahren (auch als Phasenmodulationsverfahren interpretierbar) sind wegen der einfachen Implementierung gerade im Bereich preisgünstiger Konsumerelektronik von Vorteil. Die Klasse der Phasenmodulationsverfahren mit kontinuierlichem Phasenanschluss CPM (Continuous-Phase Modulation) zeichnet sich sowohl durch eine hohe Leistungseffizienz als auch durch eine hohe Bandbreiteneffizienz aus. Minimum-Shift Keying (MSK) und Gaussian Minimum-Shift Keying (GMSK) sind zwei spezielle CPM-Verfahren. GMSK ist z.B. als Modulationsverfahren für den europäischen GSM-Mobilfunkstandard gewählt worden. CPM-Verfahren sind im Textbuch J.B. Anderson, T. Aulin, C.-E. Sundberg: Digital Phase Modulation. Plenum Press, New York, 1986, beschrieben.

Für eine Übertragung mit CPM sind inkohärente Detektionsverfahren von besonderem Interesse. Da diese keine Kenntnis der Phasenlage des empfangenen Signals benötigen, können relativ einfache freilaufende Oszillatoren zur Generierung der Trägerfrequenzen in Sender und Empfänger verwendet werden und eine Regelung zur Trägerphasensynchronisation ist überflüssig.

In vielen Anwendungen, z.B. in Mobilfunksystemen nach dem neuen Mobilfunkstandard UMTS, teilen sich mehrere Sender bzw. Teilnehmer den gleichen Frequenzbereich zur Übertragung und übertragen zudem zur gleichen Zeit. Eine zuverlässige Übertragung wird mittels Codevielfachzugriff (Direct Sequence Code Division Multiple Access (DS-CDMA)) effizient realisiert. Dabei wird jedem Teilnehmer eindeutig eine Codesequenz (Spreizsequenz) zugewiesen, anhand der aus dem Empfangssignal, welches sich als Überlagerung der Sendesignale aller Teilnehmer darstellt, die Signale der jeweiligen Teilnehmer extrahiert werden können.

In der Praxis wird Codevielfachzugriff mittels DS-CDMA ausschließlich in Kombination mit linearen Modulationsverfahren eingesetzt. Es liegen jedoch Veröffentlichungen vor, die Sender- und Empfängereinrichtungen zur CDMA-Übertragung mittels GMSK bzw. verallgemeinerter MSK (GenMSK) beschreiben. Dies sind Filippo Giannetti, Marco Luise, Ruggero Reggiannini: Performance Evaluation of a Continuous-Phase CDMA Modem Operating over the 60 GHz Mobile Radio Channel, European Transactions on Telecommunications, Vol. 7, No. 3, May-June 1996 und Filippo Giannetti, Marco Luise, Ruggero Reggiannini: Continuous-Phase Modulations for CDMA Radio Communications: Modem Architecture and Performance, European Transactions on Telecommunications, Vol. 7, No. 3, May-June 1996.

Allerdings beruhen die dort vorgeschlagenen Empfänger auf einem konventionellen CDMA Empfänger. Daher sind die Empfänger empfindlich gegenüber schmalbandigen Störungen und gegenüber der Interferenz von Teilnehmern, deren Signal mit einem relativ hohen Pegel empfangen wird.

Neben einem kohärenten Empfänger wird in den zitierten Veröffentlichungen ein inkohärenter Empfänger vorgestellt, der eine sendeseitige differentielle Vorcodierung erfordert. Durch die differenzielle Vorcodierung wird die zu übertragende Information in der Phasendifferenz zweier nacheinander übertragener Sendesymbole transportiert. Somit wird die Übertragung insensitiv bezüglich der absoluten Phase und damit beispielsweise robust gegenüber Schwankungen der Oszillatorfrequenzen im Sender beziehungsweise Empfänger.

Die differentielle Vorcodierung erfolgt im Takt der Symbole (Chips) der CDMA Codesequenzen (Chiptakt). Folglich wird zur Auflösung von Phasenmehrdeutigkeiten die differentielle Demodulation des durch Multiuser-Interferenz gestörten Empfangssignals ebenfalls im Chiptakt durchgeführt und danach erst entspreizt. Da jedoch die differentielle Demodulation eine nichtlineare Operation darstellt, ist eine effiziente Unterdrückung der Multiuser-Interferenz nicht möglich.

Verfahren mit differentieller Vorcodierung erreichen eine im Vergleich zu aufwendigeren kohärenten Verfahren eine niedrigere Leistungseffizienz, wenn einfache konventionelle Detektionsverfahren am Empfänger eingesetzt werden. Dabei bedeutet die konventionelle Detektion, dass im Empfänger die Phasendifferenz zweier nacheinander empfangener Symbole ausgewertet wird.

In diesem Zusammenhang ist aus der Druckschrift DE 199 49 007 C1 ein Verfahren zum Empfang von Funksignalen in einer Mobilstation und eine entsprechende Mobilstation bekannt. Bei diesem Verfahren wird eine sendeseitige Vorverzerrung durchgeführt. Hierdurch soll eine Verbesserung der Datendetektion durch Korrektur eines verbleibenden Phasenfehlers erzielt werden. Als Modulationsverfahren wird die nichtlineare, nichtkontinuierliche Phasenmodulation, insbesondere QPSK-Modulation verwendet.

Darüber hinaus beschreibt die Druckschrift 198 20 836 A1 ein Verfahren zur Übertragung einer einem Signal als Nutzsignal aufgeprägten Nachricht. Dabei erfolgt die Übertagung einer Nachricht mittels mehrerer Modulationsverfahren, so dass empfangsseitig eine kohärente Kombination der Nutzsignalversionen aus verschiedenen Demodulatoren erfolgen kann, während sich Störanteile inkohärent überlagern und somit der Störabstand erhöht wird. Als Träger der Nachricht dienen sogenannte Chirpsignale, die winkelmodulierte Sendesignale darstellen.

Ferner offenbart die Patentschrift DE 198 05 546 C2 ein Verfahren und eine Funkstation zur Datenübertragung, wobei kanalcodierte Symbole direkt dem modifizierten kontinuierlichen Phasenmodulator zugeführt werden.

Die weitere Druckschrift DE 38 08 976 A1 betrifft ein Empfangsverfahren und einen kohärenten Empfänger für kontinuierliche Phasenmodulation mit reduzierter Dimensionenzahl. Der dort vorgestellte kohärente CPM-Empfänger zeichnet sich bei höherstufiger Übertagung durch eine niedrige Anzahl von Empfangsfiltern aus. Es wird die Übertragung von einem Sender zu einem Empfänger betrachtet.

In der Druckschrift EP 0 939 525 A1 wird eine CPM-Modulation bzw. ein entspre chender CPM-Detektor vorgestellt. Wesentliche Merkmale dabei sind ein spezieller, inkohärenter Demodulator, eine spezielle Signalfilterung sowie eine spezielle Sequenzschätzung. Die einzelnen Empfänger sind als inkohärent zu charakterisieren. Das analoge Signal vor der Abtastung wird durch einen Frequenzdiskriminator oder durch einen differenziellen Demodulator in ein für die weitere Verarbeitung geeignetes Signal überführt.

Außerdem zeigt die Druckschrift DE 100 53 625 A1 ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Funkfernsteuerung von beweglichen Objekten. Dabei werden Sender- und Empfängervorrichtungen für die Übertragung mit CDMA und CPM beschrieben. Die Datensymbole werden mittels eines Faltungsencoders gespreizt und dem Modulator zugeführt. Eine Detektion erfolgt mit Trägerphasensynchronisation.

Schließlich ist in dem Aufsatz Asano D. K.: "Modulation and Processing Gain Tradeoffs in DS-CDMA Spread Spectrum Systems", in IEEE 1998, Seiten 9 bis 13 ein DS-CDMA Spreizspektrumsystem mit Spreizeinrichtung und Phasenmodulation beschrieben. Dabei werden Eingangssignale auf eine von mehreren Spreizsequenzen abgebildet. Die dabei erhaltenen sogenannten "Chips" werden einer CPM unterzogen.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, ein leistungs- und bandbreiteneffizientes Multiuser-Übertragungssystem vorzustellen, das gegenüber bekannten Lösungen einfacher und kostengünstiger zu implementieren ist.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine Sendevorrichtung zum Senden von Daten ohne Kanalcodierung mit einer Spreiz-Mapping-Einrichtung zur Verarbeitung von Datensymbolen, die in einem Symboltakt vorliegen, zu einem Phasenmodulationssignal, in dem die Datensymbole mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, gespreizt sind, wobei die Spreizsymbole einen um einen vorgegebenen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt aufweisen, so dass die Datensymbole in Phasenänderungen und die Spreizsymbole der Spreizsequenz in absoluten Phasen eines Sendesignals umsetzbar sind, sowie einer Phasenmodulationseinrichtung zum Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.

Alternativ wird die Aufgabe gelöst durch eine Sendevorrichtung zum Senden von Daten ohne Kanalcodierung mit einer ersten Verarbeitungseinrichtung zum Umsetzen von Datensymbolen in Phasenänderungen eines ersten Signals, das einen Symboltakt aufweist, einer Spreizeinrichtung zum Spreizen des ersten Signals mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, zu einem zweiten Signal mit einem um einen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt, einer zweiten Verarbeitungseinrichtung zur Erzeugung eines Phasenmodulationssignals, so dass die Spreizsymbole des zweiten Signals in absolute Phasen eines Sendesignals umsetzbar sind, einer Phasenmodulationseinrichtung zum Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.

Ferner wird erfindungsgemäß vorgeschlagen eine Sendevorrichtung zum Senden von Daten mit Kanalcodierung mit einem Kanalcodierer zur Codierung eines Datensignals unter Erzeugung eines ersten Signals, das einen Symboltakt aufweist, einer Spreizeinrichtung zum Spreizen des ersten Signals mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, zu einem zweiten Signal mit einem um einen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt, einer zweiten Verarbeitungseinrichtung zur Erzeugung eines Phasenmodulationssignals, so dass die Spreizsymbole des zweiten Signals in absolute Phasen eines Sendesignals umsetztbar sind, einer Phasenmodulationseinrichtung zum Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.

Schließlich wird für ein Übertragungssystem vorgeschlagen eine Empfangsvorrichtung zum Empfangen eines Empfangssignals, das einen Chiptakt und einen um einen Spreizfaktor erniedrigten Symboltakt aufweist, mit einer ersten Abtasteinrichtung zum Abtasten des Empfangssignals in dem Chiptakt zu einem ersten Signal, einer Derotationseinrichtung zum Derotieren des ersten Signals unter Gewinnen eines zweiten Signals, einer Filtereinrichtung zum Entspreizen des zweiten Signals zu einem dritten Signal, einer Abtasteinrichtung zum Abtasten des dritten Signals in dem Symboltakt zu einem vierten Signal und einer Schätzeinrichtung zum Schätzen eines Datensymbols aus dem vierten Signal.

Dementsprechende Verfahren sind in den Ansprüchen 24 bis 27 beschrieben.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die vorgestellten Sende- und Empfangsvorrichtungen bzw. Verfahren für Multiuser-Übertragungssysteme sind sowohl sehr leistungs- als auch bandbreiteneffizient. Darüberhinaus sind sie auch sehr einfach und kostengünstig zu implementieren. Diese Vorteile ergeben sich insbesondere bei der Kombination von CPM und CDMA.

Wenn nur eine reine Phasenmodulation angewandt wird, findet keine AM/PM-Konversion statt. Dies gestattet die Verwendung von billigen Verstärkern (Amplifier) in den Sendeeinrichtungen. Das inkohärente Detektionsverfahren des vorgestellten Empfängers ist robust gegenüber Schwankungen der Kanalphase und spart eine aufwendige (und damit teure) Phasensynchronisation auf der Empfangsseite. Ferner sind billige Oszillatoren (voltage controlled oscillator (VCO)) bzw. Taktgeneratoren (niedrige Anforderungen an die Taktgenauigkeit) im Sender und im Empfänger ausreichend.

Die Empfänger stellen sich adaptiv auf den Kanal und das Störszenario ein, d.h. die Spreizsequenzen störender Teilnehmer müssen den Empfängern nicht bekannt sein.

Neben der Robustheit gegenüber Störungen durch Signale anderer Teilnehmer ist der vorgestellte Empfänger auch robust gegenüber Störungen durch andere Funksignale im zugewiesenen Frequenzband.

Eine deutlich höhere Leistungseffizienz resultiert aus dem neuartigen, kombinierten Mapping-Verfahren. Der vorgeschlagene inkohärente CPM-CDMA Empfänger (mit Codierung) weist eine noch höhere Leistungseffizienz auf, da neben dem Codegewinn noch ein zusätzlicher Gewinn durch die Anwendung von Phase-State Mapping geboten wird. Durch geeignete Parameterwahl lässt sich ferner ein Austausch zwischen Robustheit gegenüber Schwankungen der Kanalphase und Leistungseffizienz bei konstanter Kanalphase erzielen. Die adaptive Empfängerstruktur erlaubt eine sehr einfache Implementierung zur Störunterdrückung. Die Nachteile der Empfindlichkeit gegenüber schmalbandigen Störern und gegenüber interferierenden Teilnehmern mit hohem Empfangspegel, unter denen die in obiger Literaturangabe vorgestellten Empfänger leiden, werden durch die adaptive Empfängerstruktur vermieden.

Insbesondere erweist sich bei den Sender-Implementierungen ohne Kanalcodierung das kombinierte Mapping-Verfahren: Phase-State Mapping auf Spreizsymboltakt- bzw. Chiptakt-Ebene und Phase-Increment Mapping auf Symboltakt-Ebene als besonders vorteilhaft.

Auf Seiten des Empfängers ist die Kombination von linear/widely linear MMSE Filter und effizienter inkohärenter Detektion (im Falle von uncodierter Übertragung) bzw. inkohärenter Sequenzschätzung (im Falle von codierter Übertragung) für CPM besonders zu bevorzugen. Die vorgeschlagene Adaption des widely linear MMSE Filters mittels inkohärenter Algorithmen ist ebenfalls vorteilhaft.

Die vorliegende Erfindung wird nun anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert, in denen zeigen:
1 einen erfindungsgemäßen GMSK-Sender mit Phase-Increment Mapping ohne Kanalcodierung gemäß einer ersten Ausführungsform;
2 eine Modulo-Operation auf das Intervall [-2,2];
3 einen erfindungsgemäßen GMSK-Sender mit Phase-Increment Mapping ohne Kanalcodierung gemäß einer zweiten Ausführungsform;
4 einen erfindungsgemäßen inkohärenten GMSK-Empfänger mit Phase-Increment Demodulation (uncodiert);
5 einen erfindungsgemäßen inkohärenten GMSK-Empfänger mit Phase-Increment Demodulation (uncodiert) gemäß einer alternativen Ausführungsform;
6 einen erfindungsgemäßen GMSK-Sender mit Phase-State Mapping (codiert); und
7 einen erfindungsgemäßen inkohärenten GMSK-Empfänger mit Phase-State Demodulation (codiert).
Die nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dar. Es werden zwei neue Sender- und Empfängereinrichtungen zur inkohärenten DS-CDMA Übertragung mittels CPM vorgestellt. Zum einen wird die Übertragung ohne Kanalcodierung und zum anderen die Übertragung mit Kanalcodierung zur Steigerung der Leistungseffizienz der Übertragung betrachtet. Beide Empfänger beinhalten ein adaptives Filter zur Unterdrückung von Störungen durch Signale anderer Teilnehmer (Multiuser-Interferenz) sowie zur Beseitigung von inhärenten linearen Verzerrungen im Empfangssignal des gewünschten Teilnehmers (eigen-Intersymbol-Interferenz). Die adaptiven Filter werden im Sinne des minimalen mittleren quadratischen Fehlers (Minimum Mean-Squared Error (MMSE)) eingestellt. Dabei werden sowohl die übliche lineare als auch die im weiteren Sinn lineare Schätzung (Widely Linear (WL) Estimation) angewandt. WL Estimation wird in Bernard Picinbono und Pascal Chevalier, Widely Linear Estimation with Complex Data, IEEE Transactions on Signal Processing, 43(8):2030–2033, August 1995, erstmals vorgestellt.
Da die vorgeschlagenen adaptiven Empfänger nach dem MMSE Kriterium arbeiten, sind sie robust gegenüber schmalbandigen Störern und gegenüber der Interferenz von Teilnehmern mit höherem Empfangspegel als der des gewünschten Teilnehmers.
Sender- und Empfängereinrichtung für uncodierte Übertragung
Sender:
Um eine inkohärente Detektion zu ermöglichen, ist eine sendeseitige differentielle Vorcodierung erforderlich. Im Zusammenhang mit CPM spricht man von inkrementeller Phasenzustandszuordnung (Phase-Increment Mapping). Das Mapping ohne differentielle Vorcodierung wird als Phasenzustandszuordnung (Phase-State Mapping) bezeichnet.
Damit die im gespreizten Empfangssignal enthaltene Multiuser-Interferenz optimal unterdrückt werden kann, ist eine differentielle Vorcodierung im Chiptakt und eine damit einhergehende Veränderung der Eigenschaften der CDMA-Spreizsequenz unerwünscht. Diese Methode wird in den zitierten Veröffentlichungen zum Stand der Technik angewandt. Zur optimalen Unterdrückung der Multiuser-Interferenz wird das folgende kombinierte Mapping-Verfahren vorgestellt: auf Chiptakt-Ebene wird Phase-State Mapping und auf Symboltakt-Ebene wird Phase-Increment Mapping angewandt. Im folgenden wird ein solcher Sender der Einfachheit halber als Sender mit Phase-Increment Mapping bezeichnet. Stellvertretend für die gesamte Familie der CPM-Verfahren werden nun zwei Implementierungen an Hand des speziellen CPM Verfahrens GMSK dargestellt.
Sender-Implementierung I:
1 zeigt den schematischen Aufbau eines einzelnen Senders. Der Sender besteht im Wesentlichen aus einer Spreiz-Mapping-Einrichtung 1 und einer Phasenmodulationseinrichtung 2. Die Spreiz-Mapping-Einrichtung 1 umfasst eine Übertragungseinheit 3 und eine Schalteinheit 4. Daten beziehungsweise Datensymbole q[k] werden in die Übertragungseinheit 3 eingegeben und dort entsprechend einer Übertragungsfunktion f_k(·) gewandelt. Diese gewandelten Daten f_k(q[k]) und eine differenzierte Spreizsequenz d[λ] sind die Eingangssignale der Schalteinheit 4.
Die Sender verschiedener Teilnehmer unterscheiden sich nur in der Spreizsequenz. Die Daten q[k] ∊ {–1,1} werden einer nichtlinearen Funktion f_k(·) zugeführt. Sie ist
definiert. Dabei bezeichnet k den diskreten Zeitindex im Symboltakt. c^(·) ∊ {–1,1} bezeichnen die Chips bzw. Spreizsymbole der Spreizsequenz c = [c⁽⁰⁾,c⁽¹⁾,c⁽²⁾,...,c^(S–1)]^T und d^(·) ∊ {–1,1} die Chips der differenzierten Spreizse quenz d = [d⁽⁰⁾,d⁽¹⁾,d⁽²⁾,...,d^(S-1)]^T, welche entsprechend
aus c gewonnen werden. Der Spreizfaktor S = T/T_c ist eine ungerade natürliche Zahl. T bezeichnet die Symboldauer und T_c die Chipdauer. Die Operation (·)_mode2 bezeichnet eine Modulo-Reduktion auf das Intervall [–2,2]:
2 veranschaulicht Formel (3).
Durch den Schaltvorgang ergibt sich p[λ] zu:
wobei d[λ] = d^{(λ mod
S)} die periodische Fortsetzung der differenzierten Spreizsequenz bezeichnet.
λ bezeichnet den diskreten Zeitindex im Chiptakt. Das zeitkontinuierliche Sendesignal im äquivalenten komplexen Basisband lässt sich mit der Phase
wie folgt darstellen:
wobei E_c die Energie pro Chip darstellt. Der Frequenzimpuls g(t) ist durch das Modulationsverfahren bestimmt und folgendermaßen normiert:
Sender-Implementierung II:
Alternativ kann das neuartige kombinierte Mapping-Verfahren wie in 3 gezeigt implementiert werden. Das Eingangssignal q[k] wird einem Integrator bzw. differenziellen Vorcodierer 5 zugeführt. In dieser Verarbeitungseinrichtung werden Daten symbole, die in einem Symboltakt vorliegen, in Phasenänderungen umgesetzt. Das resultierende Signal dient als Eingangssignal für eine Spreizeinrichtung 6, in der das Signal mit einer Spreizsequenz, die Spreizsymbole aufweist, zu einem Signal mit Chiptakt, der gegenüber dem Symboltakt um den Spreizfaktor erhöht ist, weiterverarbeitet wird. In dem anschließenden Differenzierer 7 wird das Signal derart zu einem Phasenmodulationssignal weiterverarbeitet, dass die Spreizsymbole in absolute Phasen eines Sendesignals umgesetzt werden können. Entsprechend dem Phasenmodulationssignal bereitet ein anschließender GMSK-Modulator 2 durch Phasenmodulation ein Sendesignal s(t) auf.
Vorteilhaft bei dieser Sender-Implementierung ist, dass der Spreizfaktor S nicht mehr notwendigerweise ungerade sein muss. Die binären Datensymbole q[k] werden im Symboltakt T^–1 integriert, S-mal im Chiptakt T_c ^–1 wiederholt und mit der periodischen Fortsetzung der Spreizsequenz i[λ] = c^{(λ mod
S)} multipliziert. Die Spreizung mit anschließender Differenzierung vor der GMSK-Modulation äquivalent zu den Formeln (5) und (6) realisiert Phase-State Mapping auf Chiptakt-Ebene. Die Integration der Datensymbole q[k] realisiert gleichzeitig Phase-Increment Mapping auf Symbol-Ebene.
Empfänger:
Für jede der zwei Sender-Implementierungen existiert eine zugehörige Empfänger-Implementierung, nämlich die mit gleicher römischer Ziffer. Eine Sender-Empfänger-Kombination I mit II oder II mit I ist nicht möglich. Auch hier wird stellvertretend für die gesamte Familie der CPM-Verfahren die Implementierung für den Spezialfall GMSK dargestellt.
Empfänger-Implementierung I:
Der schematische Aufbau des zugehörigen inkohärenten Empfängers ist in 4 dargestellt. Das zeitkontinuierliche Empfangssignal r(t) wird mit einem Wurzel-Nyquist Filter 8 mit der Impulsantwort h(t) gefiltert. Nach der Abtastung durch eine erste Abtasteinrichtung 9 im Chiptakt und einer Derotation durch eine Derotationseinrichtung 10 wird das Empfangssignal mit einem adaptiven Filter 11 gefiltert. Das durch eine zweite Abtasteinrichtung 12 im Symboltakt abgetastete Filterausgangssignal wird durch eine Schätzeinrichtung 13 geschätzt. Hierzu wird es mit einem konjugiert komplexen Referenzsymbol in einem Multiplizierer 14 multipliziert, um eine Schätzung d[k] für die absoluten Symbole zu erhalten. Das komplexe Referenzsym bol wird durch eine Referenzsignalerzeugungseinrichtung 15 aus dem Filterausgangssignal q[k] gewonnen und in einer weiteren Verarbeitungseinrichtung 16 konjugiert, bevor es dem Multiplizierer 14 zugeführt wird. Der in der anschließenden Verarbeitungseinrichtung 17 gebildete Imaginärteil liefert eine Schätzung q ^[k] für das Datensymbol q[k]. Hierzu wird der Imaginärteil einem Entscheider 18 zugeführt, der das Schätzsymbol q ^[k] gewinnt. Das Schätzsymbol q ^[k] wird zur Gewinnung des Referenzsymbols zur Einheit 15 rückgekoppelt.
Das adaptive Filter 11 benötigt zur Adaption ein Signal e[k]. Dieses wird in einem Subtrahierer 19 durch Subtraktion des mit der imaginären Einheit j multiplizierten hart entschiedenen Imaginärteils von dem mit j multiplizierten Schätzsymbols q ^[k] gewonnen.
Das Referenzsymbol ist wie folgt definiert:
mit der Normierungskonstanten
Es wurde im Zusammenhang mit inkohärenter Übertragung mit linearer Modulation in Robert Schober, Wolfgang H. Gerstacker, Alexander Lampe und Johannes B. Huber: Noncoherent MMSE Interference Suppression for DS-CDMA, akcepted for Proc. of IEEE International Conference on Communications (ICC), June 2001, Helsinki (Finland), vorgestellt. Über die Parameter α und N kann ein Austausch zwischen Robustheit gegenüber Schwankungen der Kanalphase und Leistungseffizienz bei konstanter Kanalphase erzielt werden.
Die Filteradaption wird mit einem inkohärenten adaptiven Algorithmus durchgeführt. Derartige Algorithmen sind in Robert Schober, Wolfgang H. Gerstacker: Noncoherent Adaptive Channel Identification Algorithms for Noncoherent Sequence Estimation. IEEE Transactions on Communications, 49(2):229–234, Februar 2001, vorgestellt.
Beispielhaft kann der inkohärente Least-Mean-Square Algorithmus (NC-LMS) verwendet werden. Alternativ und vorteilhaft zum gewöhnlichen NC-LMS kann statt der linearen Schätzung WL Estimation eingesetzt werden. Mit dem Vektor der Filterkoeffizienten
der Notation für die derotierten Empfangswerte r[λ]
und dem Filtereingangsvektor
lässt sich der NC-LMS mit WL Estimation wie folgt formulieren:
Empfänger-Implementierung II:
5 zeigt den schematischen Aufbau des inkohärenten Empfängers der Implementierung II. Die Struktur ist der der Implementierung I gemäß 4 sehr ähnlich, so dass sie hier nicht wiederholt zu werden braucht. Unterschiedlich ist lediglich, dass zur Bildung des Realteils eine Verarbeitungseinrichtung 17a eingesetzt und für die adaptive Filterung keine Multiplikation mit der imaginären Einheit j vor dem Subtrahierer 19 erfolgen muss.
In beiden Figuren wurden die gleichen Formelsymbole verwendet, jedoch sind die zugehörigen Signale (bis auf q ^[k] ) auch im rausch- und interferenzfreiem Fall nicht identisch.
Das Referenzsymbol ist wie folgt definiert:
mit der Normierungskonstanten
Auch hier kann über die Parameter α und N ein Austausch zwischen Robustheit gegenüber Schwankungen der Kanalphase und Leistungseffizienz bei konstanter Kanalphase erzielt werden.
Die Adaption des Filters wird ebenfalls mit einem inkohärenten adaptiven Algorithmus durchgeführt. Beispielhaft sei auch hier der NC-LMS in Kombination mit WL Estimation genannt. Er lässt sich wie folgt formulieren:
Sender- und Empfängereinrichtung für codierte Übertragung
Die Anwendung von Kanalcodierung mit speziellen Codes, sogenannten inkohärent nicht-katastrophalen Codes, erlaubt es im Falle von linearer Phasenmodulation auf die differentielle Vorcodierung zu verzichten und trotzdem eine inkohärente Detektion durchzuführen. Dies wurde in Dan Raphaeli: Noncoherent Coded Modulation, IEEE Transactions on Communications, 44:172–183, Februar 1996, bereits gezeigt.
Dieses Konzept lässt sich auch auf CPM übertragen, d.h. Phase-State Mapping am Sender kann zusammen mit inkohärenter Detektion am Empfänger angewendet werden. Bezüglich der Codeeigenschaften sowie des Decodieraufwandes ist PhaseState Mapping gegenüber Phase-Increment Mapping zu bevorzugen. Ausführliche Betrachtungen dazu sind in Weilin Liu: Complexity Reduction of Coherent Receivers for Digital Continuous Phase Modulation, Dissertation, Universität der Bundeswehr, München, 1990, zu finden.
Im folgenden werden wieder die schematischen Sender- und Empfängerstrukturen für den Spezialfall GMSK stellvertretend für die gesamte CPM-Familie dargestellt.
Sender:
Der schematische Aufbau des Senders eines Teilnehmers ist in 6 dargestellt. Die Struktur des Senders entspricht im Wesentlichen der des Senders von 3, wobei lediglich der dortige Integrator 5 durch einen Faltungscodierer 20 ersetzt ist. Die Daten q[k] ∊ {–1,1} werden mit einem inkohärent nicht-katastrophalen Code encodiert. Ein Faltungscode der Rate 1/2 mit den Generatorpolynomen 05,07 (in oktaler Darstellung) ist beispielsweise ein solcher Code. Das Codesymbol ν[n] wird S-mal wiederholt und im Chiptakt mit der periodischen Fortsetzung der Spreizsequenz c[λ] = c^{(λ mod
S)} multipliziert. Die Spreizung mit anschließender Differenzierung vor der GMSK-Modulation äquivalent zu den Formeln (5) und (6) realisiert Phase-State Mapping.
Empfänger:
7 zeigt den zugehörigen Empfänger, der in seiner Struktur im Wesentlichen der des in 5 dargestellten Empfängers entspricht. Auch hier wird zuerst das zeitkontinuierliche Empfangssignal r(t) mit einem Wurzel-Nyquist Filter 8 mit der Impulsantwort h(t) gefiltert. Das abgetastete Filterausgangssignal wird derotiert und adaptiv gefiltert. Die Abtastung im Symboltakt liefert q[n]. q[n] dient einerseits als soft-decision Detektionsvariable für den Viterbi-Algorithmus in der Verarbeitungseinheit 21 und andererseits zur Filteradaption des Filters 11.
Die Filteradaption wird wieder mit einem inkohärenten adaptiven Algorithmus durchgeführt. Beispielhaft sei wieder der NC-LMS genannt. Mit den Definitionen (9), (10) und (11) – jetzt im Takt der Codesymbole t = nT – lässt er sich bezüglich der absoluten Symbole wie folgt definieren:
Das Referenzsymbol bezüglich der absoluten Symbole ist dabei wie folgt definiert:
mit der Normierungskonstanten
Ebenfalls kann hier über die Parameter α und N ein Austausch zwischen Robustheit gegenüber Schwankungen der Kanalphase und Leistungseffizienz bei konstanter Kanalphase erzielt werden.
Als Metrik dient eine suboptimale inkohärente Metrik, die in den Veröffentlichungen Giulio Colavolpe und Riccardo Raheli: Noncoherent Sequence Detection, IEEE Transactions on Communications, 47(9):1376–1384, September 1999, und Robert Schober und Wolfgang H. Gerstacker: Metric for Noncoherent Sequence Estimation IEE Electronics Letters, 35(25): 2178–2179, 1999, vorgestellte wurde. Die Metrik pro hypothetischem Codesymbol ν ~[n] ist folgendermaßen definiert:
Die Zweigmetrik ergibt sich aus der Summe der zugehörigen Codesymbol-Metriken. Der überlebende Pfad maximiert die akkumulierte Zweigmetrik und liefert eine Schätzung für das Datensymbol q[k – Δ]. Das geschätzte Datensymbol ist dabei um die Rückverfolgungslänge Δ des Viterbi-Algorithmus verzögert.
Mögliche Anwendungsgebiete der vorgestellten Sende- und Empfangseinrichtungen seien anschließend ohne Anspruch auf Vollständigkeit kurz beschrieben.
Gerade für zukünftige Mobilfunkstandards sind die vorgestellten Verfahren bedeutsam. Bei dem aktuellen Mobilfunkstandard GSM wird GMSK in Kombination mit TDMA eingesetzt. Im zukünftigen Mobilfunkstandard UMTS wird CDMA, aber nur in Kombination mit linearen Modulationsverfahren (BPSK, QPSK eingesetzt. Das neue vorgestellte Verfahren würden beide Vorteile vereinen: auch mit CDMA sind die Vorteile von CPM-Verfahren nutzbar. Einerseits können günstige Amplifier eingesetzt werden. Andererseits gestattet die niedrige Leistungsaufnahme, wegen der hohen Leistungseffizienz, den Einsatz von kleinen und/oder billigeren Akkumulatoren mit niedrigerer Kapazität bzw. sorgt für eine Erhöhung der Akkumulatorennutzdauer.
Ein weiteres Anwendungsgebiet ist der Einsatz für Fernsteuerungen. Der derzeitige Einsatz von analoger Übertragungstechnik mit Frequenzmultiplex und teils einfachstem Frequenzmanagement (manuelles Austauschen von Sender- und Empfängerquarzen) ist nicht mehr zeitgemäß. Sowohl Fernsteuerungen im Industriebereich (z.B. Lastenkräne) als auch im Konsumerbereich (z.B. Modellbau) können von der neuen, aber gleichzeitig preiswerten Technologie profitieren.
Auch in der Medizintechnik besteht ein mögliches Anwendungsgebiet. Zukünftig werden vermehrt Sender im menschlichen Körper implantiert. Solche Sender werden in Herzschrittmachern oder in anderen Implantaten integriert sein. Die niedrige Sendeleistung von CPM-Signalen beansprucht Gewebe und innere Organe weniger stark und führt zu einem niedrigeren Energieverbrauch des Senders. Da in Krankenhäusern oder ähnlichen Einrichtungen mehrere Patienten mit implantierten Sendern zusammentreffen können ist der Einsatz von CDMA auch hier sinnvoll.

Claims

Sendevorrichtung zum Senden von Daten ohne Kanalcodierung mit einer Spreiz-Mapping-Einrichtung (1) zur Verarbeitung von Datensymbolen, die in einem Symboltakt vorliegen, zu einem Phasenmodulationssignal, in dem die Datensymbole mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, gespreizt sind, wobei die Spreizsymbole einen um einen vorgegebenen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt aufweisen, so dass die Datensymbole in Phasenänderungen und die Spreizsymbole der Spreizsequenz in absoluten Phasen eines Sendesignals umsetzbar sind, sowie einer Phasenmodulationseinrichtung (2) zum Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.
Sendevorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Spreiz-Mapping-Einrichtung (1) eine Übertragungseinheit (3) mit nichtlinearer Übertragungsfunktion und eine nachgeschaltete Schalteinheit (4) umfasst.
Sendevorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Übertragungsfunktion gegeben ist durch
und dabei q[k]∊ {–1,1} ist, k einen diskreten Zeitindex im Symboltakt, c^(·) ∊ {–1,1} Chips der Spreizsequenz, d^(·) ∊ {–1,1} Chips einer differenzierten Spreizsequenz und S den Spreizfaktor bezeichnen, sowie (x)_mod2 = (x + 2)mod4 – 2 bedeutet.
Sendevorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Schalteinheit (4) die Schaltfunktion
besitzt, und dabei d[λ] = d^{(λ mod
S)} die periodische Fortsetzung einer differenzierten Spreizsequenz und λ einen diskreten Zeitindex in dem erhöhten Takt bezeichnen.
Sendevorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Phasenmodulationseinrichtung (2) gemäß dem CPM-Verfahren und insbesondere gemäß dem GMSK-Verfahren arbeitet.
Sendevorrichtung zum Senden von Daten ohne Kanalcodierung mit einer ersten Verarbeitungseinrichtung (5) zum Umsetzen von Datensymbolen in Phasenänderungen eines ersten Signals, das einen Symboltakt aufweist, einer Spreizeinrichtung (6) zum Spreizen des ersten Signals mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, zu einem zweiten Signal mit einem um einen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt, einer zweiten Verarbeitungseinrichtung (7) zur Erzeugung eines Phasenmodulationssignals, so dass die Spreizsymbole des zweiten Signals in absolute Phasen eines Sendesignals umsetzbar sind, einer Phasenmodulationseinrichtung (2) zum Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.
Sendevorrichtung nach Anspruch 6, wobei die erste Verarbeitungseinrichtung (5) einen Integrator oder differenziellen Vorcodierer umfasst.
Sendevorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, wobei die zweite Verarbeitungseinrichtung (7) einen Differenzierer umfasst.
Sendevorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, wobei die Phasenmodulationseinrichtung (2) gemäß dem CPM-Verfahren und insbesondere gemäß dem GMSK-Verfahren arbeitet.
Sendevorrichtung zum Senden von Daten mit Kanalcodierung mit einem Kanalcodierer (20) zur Codierung eines Datensignals unter Erzeugung eines ersten Signals, das einen Symboltakt aufweist, einer Spreizeinrichtung (6) zum Spreizen des ersten Signals mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, zu einem zweiten Signal mit einem um einen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt, einer zweiten Verarbeitungseinrichtung (7) zur Erzeugung eines Phasenmodulationssignals, so dass die Spreizsymbole des zweiten Signals in absolute Phasen eines Sendesignals umsetzbar sind, einer Phasenmodulationseinrichtung (2) zum Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.
Sendevorrichtung nach Anspruch 10, wobei der Kanalcodierer (20) zur Codierung mittels inkohärenter nicht-katastrophaler Codes ausgelegt ist.
Sendevorrichtung nach Anspruch 11, wobei der Kanalcodierer (20) ein Faltungscodierer ist und der Faltungscode insbesondere die Rate 1/2 und die Generatorpolynome 05 und 07 in oktaler Darstellung aufweist.
Sendevorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Phasenmodulationseinrichtung (2) gemäß dem CPM-Verfahren und insbesondere gemäß dem GMSK-Verfahren arbeitet.
Empfangsvorrichtung zum Empfangen eines Empfangssignals, das einen Chiptakt und einen um einen Spreizfaktor erniedrigten Symboltakt aufweist, mit einer ersten Abtasteinrichtung (9) zum Abtasten des Empfangssignals in dem Chiptakt zu einem ersten Signal, einer Derotationseinrichtung (10) zum Derotieren des ersten Signals unter Gewinnen eines zweiten Signals, einer Filtereinrichtung (11) zum Entspreizen des zweiten Signals zu einem dritten Signal, einer Abtasteinrichtung (12) zum Abtasten des dritten Signals in dem Symboltakt zu einem vierten Signal und einer Schätzeinrichtung (13) zum Schätzen eines Datensymbols aus dem vierten Signal.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Filtereinrichtung (11) adaptiv ist, um Störungen gezielt zu unterdrücken.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Filteradaption auf der Grundlage eines inkohärenten adaptiven Algorithmus erfolgt.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 16, wobei der inkohärente adaptive Algorithmus ein inkohärenter Least-Mean-Square Algorithmus ist.
Empfangsvorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 17, wobei mit der Schätzeinrichtung (13) eine lineare Schätzung auf der Basis einer Multiplikation des vierten Signals mit einem Referenzsymbol durchführbar ist.
Empfangsvorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 17, wobei mit der Schätzeinrichtung (13) eine im weiteren Sinn lineare Schätzung auf der Basis einer Multiplikation des vierten Signals mit einem Referenzsymbol durchführbar ist.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 19, wobei die Datensymbole anhand hart entschiedener Imaginärteile oder Realteile schätzbar sind.
Empfangsvorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 20 mit einer weiteren Filtereinrichtung (8), die der Abtasteinrichtung (9) vorgeschaltet ist, zur Filterung des Eingangssignals.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 21, wobei die weitere Filtereinrichtung (8) ein Wurzel-Nyquist-Filter umfasst.
Empfangsvorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 22, wobei die Schätzeinrichtung (13) auf einem Viterbi-Decodier-Algorithmus basiert.
Verfahren zum Senden von Daten ohne Kanalcodierung durch Spreizen von Datensymbolen, die in einem Symboltakt vorliegen, mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, wobei die Spreizsymbole einen um einen vorgegebenen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt aufweisen, zu einem Phasenmodulationssignal und Modulieren der Phase eines Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal, so dass die Datensymbole in Phasenänderungen und die Spreizsymbole der Spreizsequenz in absolute Phasen des Sendesignals umgesetzt werden.
Verfahren zum Senden von Daten ohne Kanalcodierung durch Umsetzen von Datensymbolen in Phasenänderungen eines ersten Signals, das einen Symboltakt aufweist, Spreizen des ersten Signals mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, zu einem zweiten Signal mit einem um einen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt, Erzeugen eines Phasenmodulationssignals, so dass die Spreizsymbole des zweiten Signals in absolute Phasen eines Sendesignals umsetzbar sind, und Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.
Verfahren zum Senden von Daten durch Kanalcodieren eines Datensignals zu einem ersten Signal, das einen Symbol takt aufweist, Spreizen des ersten Signals mit einer Spreizsequenz, welche Spreizsymbole aufweist, zu einem zweiten Signal mit einem um einen Spreizfaktor gegenüber dem Symboltakt erhöhten Takt, Erzeugen eines Phasenmodulationssignals, so dass die Spreizsymbole des zweiten Signals in absolute Phasen eines Sendesignals umsetzbar sind, und Modulieren der Phase des Sendesignals entsprechend dem Phasenmodulationssignal.
Verfahren zum Empfangen und Auswerten eines Empfangssignals, das einen Chiptakt und einen um einen Spreizfaktor erniedrigten Symboltakt aufweist, durch Abtasten des Empfangssignals in dem Chiptakt zu einem ersten Signal, Derotieren des ersten Signals unter Gewinnen eines zweiten Signals, Entspreizen des zweiten Signals zu einem dritten Signal, Abtasten des dritten Signals in dem Symboltakt zu einem vierten Signal und Schätzen eines Datensymbols aus dem vierten Signal.