DE19820836A1

DE19820836A1 - Verfahren zur Übertragung einer einem Signal als Nutzsignal aufgeprägten Nachricht

Info

Publication number: DE19820836A1
Application number: DE1998120836
Authority: DE
Inventors: Manfred Koslar; Zbigniew Ianelli
Original assignee: Nanotron Gesellschaft fuer Mikrotechnik mbH
Current assignee: Inpixon GmbH
Priority date: 1996-11-01
Filing date: 1998-05-04
Publication date: 2000-08-17

Abstract

Verfahren zur Übertragung einer einem Signal als Nutzsignal aufgeprägten Nachricht von einem Sender zu einem Empfänger, bei dem das in analoger oder digitaler Form zeitlich veränderliche Nutzsignal mehreren unterschiedlichen Modulationsverfahren unterworfen wird und diese unterschiedlich modulierten Signalanteile mit dem Ausgangssignal des Senders über einen Übertragungskanal zum Empfänger gelangen, die mehrfache Modulation desselben Signals durch in der Senderschaltung in nach unterschiedlichen Modulationsverfahren arbeitende Modulationselemente zur Erzeugung der unterschiedlich modulierten Signalanteile als einander mindestens teilweise überlagerte Signalkomponenten des auf den Übertragungskanal ausgesendeten Signals erfolgt und daß empfangsseitig eine Demodulation des aus dem Übertragungskanal aufgenommenen, die mehreren unterschiedlich modulierten Signalkomponenten aufweisenden Signals durch mindestens zwei unterschiedliche Demodulatorelemente vorgenommen wird sowie in einer Korrelationsanordnung im Zusammenwirken mit einem mindestens in der Korrelationsanordnung vorgesehenen korrelativen Element eine relative Überhöhung des Nutzsignals durch Unterdrückung von insoweit unkorrelierten Störsignalen erfolgt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Übertragungsverfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, sowie eine Sender-Empfänger- Anordnung zur Durchführung des Verfahrens gemäß dem Oberbe griff des Anspruchs 7.

Stand der Technik

Bei den Übertragungsverfahren der Nachrichtentechnik ist im Bereich der Satellitentechnik und Mobiltelefonie in der letzten Zeit eine starke Beschleunigung der Entwicklung festzustellen. Die hohen Anforderungen, welche die sichere Übertragung von Signalen zwischen vielen mobilen Teilneh mern in unterschiedlichen Funkzellen oder die Übertragung von Signalen über große Entfernungen im Bereich des Rau schens stellen, haben eine Vielzahl von Überlegungen not wendig gemacht, welche gemeinsam zum Ziel haben, die über tragene Nachricht auch unter komplexesten durch den Über tragungsweg hervorgerufenen Schwierigkeiten zurückzugewin nen. Nicht nur, daß mobile Teilnehmer unter unterschied lichsten Bedingungen, wie Feldstärke, Störungen und Entfer nungen mit guter Qualität Gespräche führen können sollen - es muß auch dafür gesorgt sein, daß bei derartigen Mehr teilnehmer-Systemen die einzelnen Nachrichten sorgfältig voneinander getrennt bleiben und sich nicht etwa bei der Verarbeitung zur Störherabsetzung und Filterung vermischen, wie es bei üblichen, nichtlineare Übrtragungsglieder ent haltenden Signalwegen nur zu leicht der Fall sein kann.

Beim CDMA-DS-Verfahren (Code Division Multiple Access - Di rect Sequence), bei dem mehrere Kanäle im gleichen Fre quenzband zur gleichen Zeit gesendet werden, werden die Si gnalfunktionen durch Multiplikation mit einer synchronen Schlüsselfunktion (Spreading code), Trägerfunktionen) se lektiv getrennt (korrelative synchrone Multiplikation). Die Codemultiplexverfahren nutzen also die Frequenz- und die Zeitebene gleichzeitig, um einzelne Kanäle dem Gesamtkanal selektiv durch synchrone Korrelation wieder entnehmen zu können. Obwohl es sich hierbei um ein korrelatives Verfah ren handelt, nimmt das Übersprechen mit wachsender Anzahl der Kanäle zu. Das Verhalten gegenüber Störungen durch wei ßes Rausches ist hierbei allerdings wieder nur vom E/No-Ver hältnis (E: Energie der Trägerfunktionen) abhängig, also nicht anders als bei den übrigen linearen "Multiplexverfah ren." (H.-D. Lüke, Korrelationssignale, Springerverlag Ber lin, 1992, Seite 9).

Bei den bekannten Übertragungsverfahren wird in den ver schiedensten Organisationsformen und Modulationsarten zur Übertragung der jeweiligen Signale eines oder mehrere Kanä le jeweils nur eine Variable der Zeitfunktion verändert. Entscheidend ist hierbei, daß demzufolge auch nur eine dem entsprechende Demodulation verwendet wird (monodimensionale Nachrichtenübertragung).

Diesen bekannten Übertragungsverfahren ist gemeinsam, daß sie gegenüber dem thermischen Rauschen, das zwischen Quelle und Senke der Übertragungsstrecke additiv hinzukommt, emp findlich sind. Dies führt bei der Übertragung analoger Si gnale abhängig vom Signal-/Rauschverhältnis am Empfänger eingang zu Verzerrungen und bei der Übertragung digitaler Signale zu Bitfehlern. Übersteigen diese Störungen eine ge wisse Grenze der Interpretierbarkeit der Nachricht beim Empfänger, so muß entweder die Sendeleistung erhöht, die Empfindlichkeit des Eingangsverstärkers verbessert oder die Entfernung zwischen Sender und Empfänger verringert werden.

Ein bekanntes Verfahren zur Rauschreduktion beruht auf Wie derholungsstrategien, indem Signale mehrmals hintereinander übertragen werden, um durch redundante Übermittlung der Codes eine Korrektur beim Empfänger solcher digitalen Si gnale durch entsprechende Algorithmen durchführen zu kön nen.

Im sogenannten "Subnoise Betrieb", d. h. also für den Fall, daß die Leistung des Rauschens größer wird als die Leistung des Nutzsignales, wird die phasengesteuerte Regelung mit einer - üblicherweise verwendeten - PLL-Schleife schwieri ger oder benötigt immer mehr Zeit. Schließlich versagt eine solche Methode, die kohärente Demodulation durchzuführen, ganz, weil das Signal durch das Rauschen stark gestört wird oder der Sender sich - wie zum Beispiel bei mobilen Statio nen - bewegt und dadurch die Phasenbedingungen für den lo kalen Oszillator sich kurzzeitig ändern.

Mit dem Ziel einer Verbesserung der Übertragungsqualität beschäftigt sich beispielsweise auch der Inhalt der US-Patentschrift 5 031 192. Hier wird zur Verhinderung des Einflusses atmosphärischer Störungen auf ein Übertragungs signal von einer mehrfachen Modulation in der Weise Ge brauch gemacht, daß ein und dasselbe Signal mit Spektrum spreizung übertragene Signal nacheinander mehrfach mit un terschiedlicher Modulation übertragen wird und beim Empfän ger dann dasjenige Signal mittels Korrelation ausgewählt wird, welches aufgrund der gewählten Modulationsart auf dem Übertragungsweg am wenigsten beeinträchtigt wurde.

Nachteilig ist dabei wiederum, daß durch die zeitversetzte Übertragung eine Verringerung der Bitrate in Kauf genommen werden muß. Ein grundsätzlicher Nachteil besteht bei allen bekannten Verfahren auch darin, daß die Qualität des emp fängerseitig zurückgewonnenen Nachrichtensignals mit der Entfernung zwischen Empfänger und Sender mit Störungen auf der Übertragungsstrecke stark abnimmt.

Um bei einer Nachrichtenübertragung auf einer störungsbe hafteten Übertragungsstrecke eine gewünschte Reichweite mit einer vorgegebenen Störsicherheit zu erreichen, darf die Sendeleistung deshalb einen vorbestimmten Wert nicht unter schreiten.

Zum einen hat die somit erforderliche große Sendeleistung den Nachteil, daß die abgestrahlte Leistung während des Sendebetriebs entsprechend hoch ist, was insbesondere bei batteriebetriebenen Geräten, wie in Mobiltelefonen, wegen der raschen Batterieerschöpfung störend ist. Zum anderen bestehen Befürchtungen, daß die von dem Sender ausgehende elektromagnetische Strahlung zu einer Schädigung des menschlichen Körpers führen kann, was insbesondere bei Mo biltelefonen wegen des vergleichsweise geringen Abstands zum Benutzer zu berücksichtigen ist.

Bei einem weiteren aus der US-Patentschrift 4 644 523 be kannten Verfahren werden verschiedene spektrumgespreizte Teilsignale in einem Empfänger korreliert. Es handelt sich jedoch nicht um die Signale eines Senders, sondern um die jenigen von mehreren Sendern, welche auf unterschiedlichen Übertragungswegen zu dem Empfänger gelangen. Daher ist die ses Verfahren beispielsweise für die Mobiltelefonie unge eignet.

Ziele der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Übertragungs verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, welches bei hoher Übertragungsqualität und geringer Sendeleistung durch Verbesserung des Rauschabstands unter anderem auch eine Erhöhung der Reichweite ermöglicht.

Diese Aufgabe wird, ausgehend von einem Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, durch dessen kennzeichnende Merkmale bzw. - hinsichtlich der Anordnung zur Durchführung des Verfahrens - durch die Merkmale des Anspruchs 7 gelöst.

Charakteristik und Vorteile der Erfindung

Bei dem eingangs genannten Verfahren zur Übertragung einer einem Signal als Nutzsignal aufgeprägten Nachricht von ei nem Sender zu einem Empfänger bei dem das in analoger oder digitaler Form zeitlich veränderliche Nutzsignal mehreren unterschiedlichen Modulationsverfahren unterworfen wird und diese unterschiedlich modulierten Signalanteile mit dem Ausgangssignal des Senders über einen Übertragungskanal zum Empfänger gelangen, ist vorgesehen, daß die mehrfache Modu lation desselben Signals durch in der Senderschaltung in nach unterschiedlichen Modulationsverfahren arbeitende Mo dulatorelemente zur Erzeugung der unterschiedlich modulier ten Signalanteile als einander mindestens teilweise überla gerte Signalkomponenten des auf den Übertragungskanal aus gesendeten Signals erfolgt, und daß empfangsseitig eine De modulation des aus dem Übertragungskanal aufgenommenen, die mehreren unterschiedlich modulierten Signalkomponenten auf weisenden Signals durch mindestens zwei unterschiedliche Demodulatorelemente vorgenommen wird, wobei in einer Korre lationsanordnung erster Art im Zusammenwirken mit einem mindestens in der Korrelationsanordnung vorgesehenen korre lativen Element eine relative Überhöhung des Nutzsignals durch Unterdrückung von insoweit unkorrelierten Störsigna len erfolgt.

Die Erfindung schließt dabei die technische Lehre ein, das Nutzsignal redundant in Form von mehreren sich mindestens zeitweise überdeckenden, unterschiedlich modulierten Signalanteilen zwischen Sender und Empfänger zu übertragen, wobei durch korrelative Maßnahmen bei der Demodulation im Empfänger das zurückzugewinnende Nutzsignal gegenüber den nicht korrelierten Störsignalen des Übertragungskanals überhöht wird. Besondere Signal- und Impulsformen bzw. eine Kaskadierung der vorgenannten Maßnahmen lassen eine an die jeweiligen Anforderungen angepaßte Störungsherabsetzung des Nutzsignals zu, welches sich insbesondere für die Übertra gung von Nutzsignalen eignet, die durch die Art des Be triebs bei Mehrbenutzersystemen an ein taktgesteuertes Ra ster gebunden ist.

Gemäß der Erfindung können diese Signalanteile aufgrund ih rer besonderen Eigenschaften im Empfänger nicht nur zur Amplitudenerhöhung durch entsprechende Kompressionsverfah ren mit angepaßten Dispersionsfiltern verwendet werden, sondern können aufgrund ihrer besonderen hochkorrelativen Eigenschaften auch zur zusätzlichen mehrfachen korrelativen Unterdrückung begleitender Rauschsignale gegenüber dem Nutzsignal herangezogen werden. Die besondere Modulation und die spezielle Zusammensetzung dieser Signalbestandteile erlauben eine wesentliche Heraufsetzung des Si gnal/Rauschverhältnisses bei der analogen Signalaufberei tung in der Empfängerschaltung. Auf diese Weise läßt sich über eine Verbesserung des Signal/Rauschverhältnisses im Empfänger wahlweise eine Verringerung der Sendeleistung bzw. eine Vergrößerung der Reichweite oder eine Verringe rung der Fehlerrate erzielen.

Zur Korrelation werden zunächst Korrelationskriterien einer ersten Art benutzt, welche parallel erscheinende auf unter schiedlichen im Sender angewandte Modulationsverfahren ba sierende Signalanteile gemeinsam zur Heraushebung des Nutz signals gegenüber Störanteilen heranziehen. Zum anderen werden bei Weiterbildungen der Erfindung aber auch Korrela tionskriterien einer zweiten Art benutzt, welche die repe titiven, periodischen Signaleigenschaften nach Art der Au tokorrelation zur Störherabsetzung benutzen. Beide Korrela tionsverfahren bevorteilen sich gegenseitig, in dem sie im einen Fall bisher ungenutzte innerhalb der verschiedenen Modulationsverfahren bestehende Kreuzkorrelationen ausnut zen, um das Nutzsignal gegenüber den Störungen anzuheben. Im anderen Fall wird der Umstand ausgenutzt, daß in der Pe riodizität der übertragenen Signale eine die Signaldetek tierbarkeit fördernde Eigenschaft zu sehen ist. Ergänzend wirken ferner auch noch das empfangene Signal in der Emp fängerschaltung zeitlich komprimierende Dispersionsfilter korrelierend, in dem auch sie das Nutzsignal gegenüber Störanteilen hervorheben. Diese verschiedenen Möglichkeiten überlagert führen zu einer mehrdimensionalen korrelativen Verknüpfung bei der Demodulation, welche sich in unter schiedlichen Kombination bei einer Vielzahl von Anwendungs fällen einsetzen läßt.

Mit den - weiter unten beschriebenen Weiterbildungen - läßt sich eine an die jeweilige Modulatorschaltung invers ange paßte Demodulationsschaltung mit den Eigenschaften eines Schaltnetzwerks angeben, das bei der Demodulation unter schiedlichste Kriterien in Kombination im Sinne einer Deko dierung heranzieht, um die Korrektheit eines Nachrich tenelementes in dem empfangenen Signalzug zu bestätigen.

Es stellt sich der überraschende Vorteil ein, daß nicht nur die Signale der verschiedenen Teilnehmer eines Mehrteilneh mer-Systems besser voneinander trennbar sind, sondern, daß - insbesondere bei vorteilhaften Weiterbildungen der Erfin dung - bei großem Störabstand auch eine sehr hohe Bitrate erzielbar ist. Gerade bei taktorientierten Mehrteilnehmer systemen ist es von Bedeutung, daß innerhalb des mit dem jeweiligen Taktrahmen zur Verfügung gestellten Zeitraums eine präzise Demodulation ohne merkbare Störbeeinflussung möglich ist. Störverminderungsverfahren, welche durch zeit liche Mehrfachübertragung die Signale mehrerer Teilnehmer korrelieren, sind demgegenüber wesentlich unvorteilhafter.

Das erfindungsgemäße Prinzip, das auf der mehrmaligen (mehrdimensionalen) Modulation jeweils nur einer analogen oder digitalen Nachricht im Sender als Aufbereitung zur Übertragung über einen - oder auch mehrere - Kanäle beruht und bei dem im Empfänger durch mehrfache Demodulationen und Korrelationen eine Verbesserung des Signal zu Rauschver hältnisses und/oder der Bitfehlerrate erreicht wird, führt zu einer wesentlichen Unterdrückung der Auswirkung sowohl technischer als auch thermischer Störquellen, wie Fremdsen der in Nachbarkanälen oder thermisches Rauschen. Das Prin zip läßt sich sowohl auf analoge als auch auf digitale Wei se, durch Hard- und/oder Software verwirklichen.

Das erfindungsgemäße Verfahren kann für alle denkbaren nachrichtentechnischen Systeme verwendet werden und ermög licht die Dimensionierung von komplexen Kommunikationssy stemen mit erhöhter Reichweite, beträchtlicher Steigerung der Trennschärfe sowie weiteren optimierten übertragungs technischen Eigenschaften.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Übertragung mehrdi mensional modulierter Signale für ein Nutzsignal werden im Sender Mehrfachsignale generiert, über die Strecke transfe riert, im Empfänger einzeln dekodiert oder demoduliert und auf mehrere Pfade aufgeteilt. Die dadurch entstehenden un terschiedlichen Signale gleichen Nachrichteninhaltes werden durch korrelierende Maßnahmen gegenüber dem Rauschen und anderen nicht korrelierten Störungen hervorgehen, weil die Störsignale die besonderen Bedingungen bei der Demodulation des mehrfach modulierten Nutzsignales nicht erfüllen kön nen. Maximal korreliert sind Signale hier, wenn dabei der Betrag- des Korrelationskoeffizienten 1 erreicht. Durch ent sprechenden Vergleich dieser Pfade, lassen sich das Rau schen und störende Signale durch die genannten korrelativen Maßnahmen in einem Umfang unterdrücken, der bei der bisher üblichen eindimensionalen Modulation der Signale bei den herkömmlichen Übertragungsverfahren nicht erreicht werden konnte.

Eine Beschreibung des Prinzips des erfindungsgemäßen Über tragungsverfahrens kann auch wie folgt vorgenommen werden:
Eine beliebige Nachricht, dargestellt als analoge Zeitfunk tion oder diskrete (digitale) Zeitfunktion, mit Hilfe ge wöhnlicher Modulationsverfahren, wie z. B. AM, FM-, insbe sondere Chirpmodulation, wird von einem Sender wenigstens zweifach moduliert zu einem Empfänger übertragen, so daß dort eine Aufteilung des ankommenden Signals in mindestens n verschiedene Zweige derart möglich ist, daß die dann in den unterschiedlichen Zweigen auftretenden Signale maximal miteinander korreliert und die dem Signal auf dem Übertra gungsweg überlagerten Rauschanteile oder Störer anderer Sender oder von Nachbarkanälen vergleichsweise minimal kor reliert sind. Damit lassen sich die zeitlich parallelen und zeitlich aufeinander folgenden Signale durch mehrfach kreuzkorrelierende und autokorrelierende Signalverarbeitung vergleichen und hierdurch die die Signalübertragung stören den Anteile - also das thermische Rauschen und die abwei chend korrelierten Störanteile anderer Sender oder gleich artiger Sender in Nachbarkanälen -, in einem Umfang unter drücken, der mit der Anzahl der durch die Mehrfachmodulati on erzeugten Mehrfachkonventionen zwischen Sender und Emp fänger zunimmt. Es lassen sich auf diese Weise eine Viel zahl von "Korrelationsvektoren" erzeugen, welche ein ein deutiges Filter für die zu detektierenden Nachrichtenele mente darstellt.

Das erfindungsgemäße Verfahren läßt eine große Anzahl von Weiterbildungen zu, welche auf besonderen Maßnahmen beru hen, die die vorteilhaften Eigenschaften der Erfindung in günstiger Weise ergänzen und damit auch eine günstige An paßbarkeit an die jeweilige Aufgabenstellung erlauben.

Insbesondere bei den nachfolgend zu beschreibenden Weiter bildungen ergeben sich auch noch die folgenden vorteilhaf ten Aspekte:
die wechselseitige komplementäre dispersive Kom pression des Signales durch Paare von gegenseitig angepaßten Gruppenlaufzeitfiltern,
Die zusammengefaßte Korrelation und Demodulation der parallelen Ausgangssignale durch Produktbil dung.
Die mehrfache Autokorrelation eines - insbesondere nach Gleichrichtung - periodisch auftretenden Si gnals, wobei an die vorgesehenen Periodendauer an gepaßte zyklische Eigenschaften des Nutzsignals ein weiteres Mittel zur Rauschreduktion darstellt.
Die Möglichkeit der Einbettung des erfindungsgemä ßen Verfahrens in bekannte Übertragungskonzepte.
Die Kaskadierung von nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden Baugruppen, welche sich für Systeme höchster Übertragungsicherheit zu einem Netzwerk von Modulator-/Korrelatorelementen (auf der Empfängerseite) verschalten lassen, das indivi duellste Codierungen zuläßt. Bedeutsam ist hierbei auch, daß mit unterschiedlichsten (Modulations-)- Codierungen versehene Sender- und Empfängerpaare mit einfacher codierten Systemen im selben Kanal- und Zeitraster betrieben werden können.

Gemäß anderer vorteilhafter Weiterbildungen der Erfindung lassen sich innerhalb des erfindungsgemäßen Konzepts für die einander zu überlagernden unterschiedlich modulierten Signalanteile des übertragenen Signals Signalkomponten als "Teilsignale" angeben, welche ebenfalls in der späteren Überlagerung (Superposition) innerhalb des dargestellten Konzepts vorteilhafte Eigenschaften haben. Vorzugsweise werden als derartige Teilsignale mindestens zwei entgegen gesetzt winkelmodulierter Impulse - in ihrer Grundform auch als "Chirpsignale" bezeichnet - mit im wesentlichen glei cher Dauer vorgesehen, wobei die Winkel- oder Phasenmodula tion der beiden Impulse derart erfolgt, daß sich die Fre quenz der einen Komponente während der Impulsdauer im ma thematischen Sinne monoton steigend - und bei der zweiten Teilsignalkomponente monoton fallend ändert. Das Teilsignal ist also dadurch zu definieren, daß es gleichzeitig aus mindestens zwei winkelmodulierten Impulsen (Chirpsignalen) mit zueinander gegenläufig sich ändernder Frequenz besteht, wobei die relative Phasenlage der Komponenten zueinander zusätzlich auch zur Unterscheidung derartiger Signale ver wendet werden kann.

Durch Mehrfachkorrelation mehrerer Chirpsignale kann in Form der Teilsignale eine automatische Korrelation im Emp fänger erzielt werden, die über die durch die zeitliche Kompression erzielbare S/N-Verbesserung oben dargestellter Art hinaus durch zum Beispiel Multiplikation der Teilsigna le einen weiteren zusätzlichen sehr gravierenden S/N-Gewinn bewirken kann.

Das liegt an der Möglichkeit, auch Kombinationen solcher Chirpimpulse in Form von Teilsignalen zu schaffen, die es bei Anwendung von Dispersionsfilteranordnungen ermöglichen, die in der Zeitachse ursprünglich unterschiedlich verlau fenden Signalkomponenten durch die Verzögerungseigenschaf ten der Filter zeitlich so zu verlagern, daß koinzidente Signale generiert werden, derart, daß diese zeitliche Ver schiebung zur Korrelation der Nutzsignale bzw. zu Herabset zung der Amplitude von Störereignissen genutzt werden kann.

Damit lassen sich durch Chirpimpulse als Teilssignale soge nannte Faltsignale bilden, die als hochkorrelierte Signale in günstiger Weise zur Nachrichtenübertragung genutzt wer den können. Hochkorreliert sind sie deshalb, weil mehrere Modulationsparameter als "Codierung" für Sender und Empfän ger vereinbart werden können und die Dispersionsfilter auch auf die Phasencharakteristik des gesendeten Teilsignales im Empfänger abgestimmt sein müssen. Das sind im einzelnen:

1. die Frequenzlage der Trägerfrequenz (Mittenfrequenz),
2. die Bandbreite der Frequenz der winkelmodulierten Im pulse (Frequenzhub),
3. die Frequenzmodulations-/Zeit-Charakteristik der Sendeimpulskomponenten,
4. die Zeitdauer des Teilsignales,
5. die Richtung der Frequenzmodulation (monoton wachsende oder fallende Frequenz mit der Zeit) und deren Schachte lung,
6. die Phasenlage zu einem vorgegebenen Zeitpunkt inner halb der Zeitdauer des winkelmodulierten Impulses und die relative Phasenlage der Komponenten zueinander sowie
7. die Amplitude des winkelmodulierten Impulses.

Bis auf den siebten können diese Parameter zwischen Sender und Empfänger frei vereinbart werden, um bei entsprechend gestalteten Empfängern als Informationsträger zu dienen. Sie erlauben damit eine breite Varianz der Parameter, die der Informationsübertragung zugute kommt.

Somit erlaubt die Variierbarkeit obiger Parameter, die über die Zeit- und Frequenzlage hinausgehen, einen zusätzlichen Gewinn, wenn die obengenannten Größen in unterschiedlichen Modulationen zwischen Sender und Empfänger vereinbart wer den.

Diese Überlegungen zeigen, daß die hier verwendeten beson deren Teilsignale, quasi als spezielles "Trägersubstrat" zur Übertragung der eigentlichen Nachricht aufgefaßt werden können. Diese Modulation geschieht also unabhängig von der für die Nachricht vorgesehenen Modulation, die möglichst zu der ersten orthogonal sein sollte. Diese Modulation stellt also eine zusätzliche Beziehung oder Korrelation zwischen Sender und Empfänger her und dient dazu, das Rauschen, vor nehmlich das thermische Rauschen, und auch andere Störer zu eliminieren, weil diese jene Zusatzmodulation nicht aufwei sen können.

Die hier beschriebenen mehrfach korrelierten nachrichtenbe zogene Modulationen der analogen oder digitalen Signale werden auf eine Trägerschwingung aufmoduliert, die in der Sendeeinrichtung während der Pulsdauer nicht wie üblich von einer in ihrer Frequenz konstanten Trägerfrequenz erzeugt wird, sondern die Trägerfrequenz wird hier zusätzlich der art mehrfach frequenzmoduliert, daß die beim Teilsignal zu einander reversen Frequenzmodulationskomponenten einerseits und die Amplitudenänderung als Signalinformation oder die Pulsabstandswerte (bei PPM) des frequenzmodulierten Trägers andererseits als Kombination voneinander unabhängiger Modu lationsarten, sogenannter "zueinander orthogonaler Modula tionsarten", gleichzeitig und zu unterschiedlichem Zweck vorgenommen werden, wobei die bekannten Modulationsarten zur Übertragung der Nachricht dienen und darüber hinaus die Frequenzmodulationskombinationen in der besonderen Form der Teilsignale als multikorrelierbare Signale unter Verwendung Dispersionsfilteranordnungen zur korrelativen Rauschunter drückung genutzt werden.

Die Folge derartiger korrelierter Teilsignale wird über die Übertragungsstrecke, die allgemein durch Störer anderer Sender und durch weiße Rauschanteile gestört wird, zum Emp fänger übertragen. Der Begriff "Übertragungsstrecke" ist hierbei allgemein zu verstehen und umfaßt drahtlose Über tragungsstrecken, bei denen die Informationsübertragung vom Sender zum Empfänger mittels elektromagnetischer Wellen er folgt, sowie leitungsgebundene Übertragungsstrecken, bei denen Sender und Empfänger vorzugsweise über Lichtwellen leiter, Koaxialkabel oder einfache elektrische Leitungen miteinander verbunden sind.

Da die in den Teilsignalen enthaltenen Chirpsignale einen Gewinn an Signal/Rauschverhältnis durch die Komprimierbar keit der Signalamplitude erlauben, und die Dispersionsfil ter so angeordnet werden können, daß deren zueinander in verse Eigenschaften zwei zueinander spiegelsymmetrische Ausgangssignale aus den Chirpsignalkomponenten der Teilsi gnale erzeugen, lassen sich diese zeitgleich auftretenden korrelierten Impulse addieren, multiplizieren oder subtra hieren, ausschneiden oder unterdrücken und erlauben auf diese Weise eine quasi-autokorrelative Hervorhebung des Si gnales gegenüber dem Rauschen.

Eine weitere sehr entscheidende Überlegung läßt sich aus dem Umstand ableiten, daß die Anstiegszeit des komprimier ten Impulses der vollen Bandbreite des Chirpsignales ent spricht und in seiner zeitlichen Position sehr genau inner halb einer Empfangsanordnung definiert ist. Demzufolge ist dieses Übertragungsverfahren für eine Pulspositionsmodula tion (PPM) geradezu prädestiniert. Selbst wenn man immer zwei Chirpimpulse aus senden würde, deren erster als Zeitre ferenzpunkt für den Abstand zum zweiten ihm folgenden Im puls diente, wäre die gesamte Dauer nur 2,5 mal der Puls dauer. Ein solches Signal kann für eine analoge Signalüber tragung, aber auch zur Übertragung digitaler Signale ver wendet werden, insofern wird also die durch die erhöhte Bandbreite ebenfalls erhöhte Kanalkapazität genutzt.

Die Dispersionsfilteranordnungen, wie sie später in Appli kationsbeispielen aufgeführt werden, können gleichzeitig mehrere Funktionen erfüllen und reduzieren damit den not wendigen Aufwand in möglichen Empfängerstrukturen.

Erstens bewirken sie eine Überhöhung des Signals gegenüber dem Rauschen durch die bloße zeitliche Kompression der Teilsignalkomponenten.

Zweitens kann durch diese Anordnungen gleichzeitig erreicht werden, daß die Teilsignalkomponenten durch entsprechende Anordnungen der Filter zu koinzidenten spiegelsymmetrischen Signalen führen, die durch selbsttätige Korrelation zu ei nem weiteren Gewinn bezüglich des S/N-Verhältnisses führen.

Drittens kommt hinzu, daß bei einer Multiplikation der ko inzidenten und komprimierten Signale bei einer autokorrela tiven Multiplikation von Signalen gleicher Frequenzlage (spiegelsymmetrische Frequenzlage) ohne weitere Filter au tomatische, multiplikative und kohärente Demodulation der komprimierten Signale bewirkt wird, die sonst nur durch PLL-Schaltungen oder andere Schaltungen erzielt werden könnte.

Leitet man im Empfänger das Teilsignal, wie es eingangs de finiert wurde, über zwei zueinander parallel geschaltete Dispersionsfilter mit zueinander reverser komplementärer Dispersion, entstehen an den beiden Ausgängen dieser Filter zwei spiegelsymmetrische Signale.

Die mehreren Dispersionsfilter haben bei winkelmodulierten Teilsignalen zwei invers zueinander wirkende Kennlinien. Während der Phasengang über der Frequenz jeweils parabel förmig ist, ist die daraus abgeleitete Gruppenlaufzeit über der Zeit eine Gerade, die mit steigender Frequenz auch an steigt, während das andere Filter in der Charakteristik der Gruppenlaufzeit komplementär wirkt, also die Gruppenlauf zeit mit steigender Frequenz größer wird.

Die Gruppenlaufzeitcharakteristik ist also bei linearfre quenzmodulierten Impulsen eine Gerade, bei entsprechend nicht-linearer Frequenzmodulation stellt die jeweilige Gruppenlaufzeit des Dispersionsfilters die jeweilige innere Funktion zur Modulationscharakteristik dar. Bei komplemen tär nicht-linear modulierten Faltsignalkomponenten müssen also die demodulierten Dispersionsfilter entsprechende kom plementäre Gruppenlaufzeitcharakteristiken aufweisen.

Da die superponierten Anteile des Teilsignales aus zwei Komponenten bestehen und diese beiden Anteile auf zwei zu einander invers wirkende, parallelgeschaltete Dispersions filter geschaltet werden, finden vier Vorgänge gleichzeitig statt:

Bei der Komponente, die eine sich mit der Zeit erhöhende Frequenz (positiver Frequenzverlauf) aufweist, werden durch eines der beiden parallel geschalteten Filter mit einer ne gativen Gruppenlaufzeitcharakteristik über der Frequenz die höheren Frequenzanteile verzögert. Hierdurch werden die ur sprünglich positiv gechirpten Signale komprimiert, wobei die gegenläufige, negativ gechirpte Teilsignalkomponente zur doppelten Dauer des Eingangsimpulses zeitlich expan diert wird.

Das andere Filter wirkt umgekehrt, weil es die niedrigeren Frequenzen stärker verzögert als die hohen Frequenzen (positive Gruppenlaufzeitcharakteristik), wobei die von ho hen Frequenzen zu niedrigeren Frequenzen verlaufende Kompo nente komprimiert und die von niedrigeren zu hohen Frequen zen verlaufende Pulskomponente zur doppelten Dauer des Ein gangsimpulses expandiert wird.

Die beiden Dispersionsfilter führen also jeweils bei einem der beiden in ihrer Überlagerung den Teilsignal bildenden winkelmodulierten Impulse zu einer zeitlichen Kompression mit einer dementsprechenden Amplitudenerhöhung, wohingegen der andere Impulsanteil zur doppelten Dauer expandiert wird, was zu einer entsprechenden Amplitudenverringerung führt.

Da das Rauschen am Eingang im Vergleich zu einem derartigen Signal auch hierbei nicht korreliert ist, aber aufgrund der Dispersionseigenschaften der Dispersionsfilter nicht gleichförmig verändert wurde, ist das Rauschsignal am Aus gang der beiden Filter zum Signal unkorreliert.

Somit kann man im analogen Bereich des Empfängers durch analoges Signalprocessing bestimmte Prinzipien anwenden, die zur Rauschunterdrückung genutzt werden können, und zwar zum großen Teil unabhängig voneinander, wie Simulationen gezeigt haben.

Zur praktischen Umsetzung der systembedingten Dispersions filter dienen hierbei heute nach dem Stand der Technik be vorzugt Oberflächenwellenfilter (SAW-Filter: Surface Acou stic Waves) oder Laufzeitleitungen mit frequenzabhängiger Gruppenlaufzeit, da sich derartige Filter mit hoher Repro duktionsgenauigkeit und Stabilität herstellen lassen. Dar über hinaus bieten derartige Filter den Vorteil, daß sich Amplitudengang und Phasengang unabhängig voneinander dimen sionieren lassen, was die Möglichkeit eröffnet, das in je dem Empfänger erforderliche schmalbandige Bandpaßfilter und das Dispersionsfilter in einem Bauteil zu verwirklichen. Die Ausführung der Dispersionsfilter als SAW-Filter-Modul ermöglicht weiterhin vorteilhaft die Integration mehrerer Dispersionsfilter zusammen mit Tiefpaßfiltern, Addierern und Subtrahierern auf einem Substrat, so daß ein kompaktes SAW-Bauteil als Kern der erfindungsgemäßen Anordnung ge schaffen werden kann.

Bevorzugt wird also eine SAW-Filter- oder Verzögerungslei tung in einer Baueinheit auf einem Substrat, bestehend aus zwei parallelen und zueinander revers wirkenden Dispersi onsfiltern mit zwei Ein- und Ausgängen und zusätzlichen Ausgängen jeweils für Summe und Differenz der Ausgangs signale, realisiert. Diese Funktionen können bei heutiger Schaltungstechnik auf einem einzigen Substrat untergebracht werden.

Das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren ist hinsichtlich der senderseitig vorgenommenen Frequenzmodulation ersicht lich nicht auf eine lineare Frequenzänderung während der Impulsdauer beschränkt. Entscheidend ist, daß die Laufzeit charakteristik der empfängerseitig vorgesehenen Dispersi onsfilter an die senderseitig vorgenommene Frequenzmodula tion der beiden in ihrer Überlagerung den Teilsignal bil denden Impulse derart angepaßt ist, daß am Ausgang der emp fängerseitig angeordneten Dispersionsfilter jeweils ein kombiniertes Signal erscheint, das aus einem zeitlich kom primierten Impuls mit entsprechend erhöhter Amplitude und einem zeitlich expandierten Impuls mit entsprechend verrin gerter Amplitude besteht.

Diese vielfach zu kombinierenden Signale können nun entwe der addiert, subtrahiert, oder multipliziert werden und wie gezeigt wird hierdurch oder durch Unterdrücken oder Aus schneiden der koinzidenten Anteile zur Verbesserung des S/N-Verhältnisses im Empfänger genutzt werden.

Bei dem erfindungsgemäßen Mehrfachkorrelationsverfahren werden periodische oder quasi-periodische Signale durch ei ne Verzögerungsleitung um die Periodendauer versetzt und mit dem eintreffenden - nicht über eine Verzögerungsleitung geleiteten - Signal multipliziert. Die Gleichförmigkeit des Signales nach einer Periodendauer führt zur Quadrierung der dann koinzidenten Signalamplituden. Das Rauschen jedoch, weil über die Verzögerungsleitung nicht korrelierbar, wird hierbei unterdrückt. Die Autokorrelation gehört zu den ef fizientesten - allerdings nichtlinearen - Verfahren um pe riodische oder quasi-periodische Signale gegenüber dem Rau schen hervorzuheben, also den Signalrauschabstand zu erhö hen.

Der gleiche physikalische Effekt läßt sich sehr vorteilhaft für die Teilsignale erzielen. Da die Teilsignale derart zu sammengesetzt wurde, daß es durch zwei parallel geschaltete Dispersionsfilter mit zueinander inverser Dispersionrich tung zwei zueinander symmetrische kombinierte und koinzi dente Ausgangssignale erzeugt, die dadurch gekennzeichnet sind, daß in deren zeitlicher Mitte in beiden Zweigen sich jeweils komprimierte Signalanteile befinden, die durch zeitliche Kompression überhöht sind, ergibt die Multiplika tion dieser überhöhten auf einen engen Zeitbereich kompri mierten Signale eine Quadrierung der Signalamplituden.

Das Rauschen jedoch ist nicht korreliert und wurde außerdem durch die Dispersionsfilter in seinem zeitlichen Verlauf gedehnt, also auch in seiner Amplitude abgesenkt. Die Mul tiplikation der Rauschanteile führt also zu einer im Ver hältnis zu dem quadrierten Signal sehr viel kleineren Amplitude.

Demnach tritt ein ähnlicher physikalischer Effekt wie bei der Autokorrelation periodischer Signale hier bei einem aperiodischen Signal auf. Obwohl die mehrfache Auto- oder Kreuzkorrelationsgleichung für Teilsignale anders aussehen würde als für periodische Signale, weil nicht die Signale durch eine Verzögerungsleitung um die Periodendauer ver setzt werden, sondern zwei frequenzabhängige Verzögerungs leitungen mit zueinander reverser Dispersionsrichtung vor liegen, die auf das Faltsignal wechselseitig so wirken, daß die komprimierten Signale und die jeweils gedehnten Signale in einer Art zeitlicher Spiegelsymmetrie koinzident auftre ten und bei der wechselseitigen Multiplikation eine gravie rende Rauschunterdrückung bewirkt wird.

Während die normale Autokorrelation periodische oder quasi- periodische Signale voraussetzt, ist sie auf digitale Fol gen, zum Beispiel Impuls-Code-Modulations-verfahren, nicht anwendbar. Das Faltsignal jedoch ist ein Signal bestimmter Dauer, das sich nicht wiederholt. Trotzdem ist es in sich selbst, wie nachgewiesen wurde, automatisch korrelierbar.

Die Erzeugung der winkelmodulierten Impulse, die in ihrer Überlagerung jeweils einen Teilsignal bilden, kann nach dem Stand der Technik auf verschiedene Arten erfolgen, von de nen im folgenden einige kurz beschrieben werden.

In einer anderen vorteilhaften Variante der Erfindung wird zunächst näherungweise ein Dirac-Impuls erzeugt und einem Tiefpaßfilter zugeführt, dessen Filterkennlinie kurz vor Erreichen der Grenzfrequenz eine Überhöhung aufweist und den Dirac-Impuls somit in einen si-Impuls (Spaltimpuls) wandelt, dessen Form durch die bekannte si-Funktion si(x) = sinx/x beschrieben wird. Das si-förmige Ausgangssignal des Tiefpaßfilters wird anschließend auf einen Amplituden- Modulatorelement gegeben, welcher der Trägerschwingung eine si-förmige Hüllkurve aufprägt. Wird das auf diese Weise er zeugte Signal einer Parallelschaltung zweier dispergieren der Filter mit zueinander reverser Charakteristik zuge führt, so erscheinen am Ausgang der beiden Filter zwei zu einander revers winkelmodulierte Chirpsignale, bei deren Addition oder Subtraktion zwei unterschiedliche Teilsignale entstehen, die als hier sogenannte "Summen- oder Differenz signale" - beides sind Teilsignale mit unterschiedlicher relativer Phasenlage zueinander - bezeichnet werden können.

Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfin dung erfolgt die Erzeugung der frequenzmodulierten Impulse im Sender durch eine digitale Singalverarbeitungseinheit, was vorteilhaft die Realisation beliebiger Frequenzverläufe während der Impulsdauer ermöglicht.

In der Regel liegen die zu übertragenden Informationen in digitaler Form als binäres Signal vor, wobei die Aufprägung dieser Informationen auf die Teilsignale in einer einfachen Variante der Erfindung dadurch erfolgt, daß nur bei einem logischen HIGH-Pegel des informationstragenden Eingangs signales ein Teilsignal übertragen wird, während ein logi scher LOW-Pegel des Eingangssignals zu einer Übertragungs pause führt, wobei auch eine Umkehrung dieser Modulation möglich ist. Entscheidend ist bei dieser Variante der Er findung, daß nur ein logischer Pegel des informationstra genden Eingangssignales aktiv übertragen wird.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird dagegen sowohl ein logischer HIGH-Pegel als auch ein logischer LOW-Pegel des informationstragenden Eingangs signals aktiv übertragen, was zu einer erhöhten Störsicher heit führt. Hierzu werden senderseitig in Abhängigkeit von dem jeweiligen binären Wert des Eingangssignals zwei unter schiedliche Teilsignale erzeugt.

So ist es günstig, bei einem HIGH-Pegel des informations tragenden Eingangssignals einen Teilsignal zu übertragen, der aus der Summe zweier entgegengesetzt winkelmodulierter Impulse besteht. Bei einem LOW-Pegel des Eingangssignals wird dann entsprechend ein Teilsignal erzeugt, der aus ei ner Subtraktion zweier entgegengesetzt winkelmodulierter Impulse besteht. Demnach unterscheiden sich diese zwei un terschiedlichen Teilsignale durch die jeweilige Phasenlage der Teilsignalkomponenten zueinander.

Ferner sind diese Signale für fast alle bisher bekannten Modulationsverfahren anwendbar. Ideal jedoch sind sie für die Puls-Positions-Modulation (PPM) geeignet, bei der die Reduktion der Bitrate hier nicht so ins Gewicht fällt, weil hierzu maximal nur zwei Pulse erforderlich sind, bei syn chronen Verfahren sogar nur ein Impuls.

Weiterhin kann es günstig sein, sowohl logische LOW-Pegel als auch logische HIGH-Pegel des informationstragenden bi nären Eingangssignals aktiv durch jeweils einen Teilsignal zu übertragen, wobei die Position der übertragenen Teilsi gnale in Abhängigkeit von dem jeweiligen Wert des informa tionstragenden Eingangssignals vorgegeben wird.

Die Erfindung ist in dieser Variante der Puls-Positions- Modulation nicht auf binäre Eingangssignale beschränkt, die lediglich zwei unterschiedliche Signalpegel aufweisen, son dern auch allgemein mit digitalen Eingangssignalen verwend bar, wobei entsprechend der möglichen Anzahl unterschiedli cher Signalpegel des Eingangssignals auch Teilsignale un terschiedlicher Position einen mehrfachen Bit-Level reprä sentieren können.

Die Mehrfachparametrisierung (Multidimensionalität) für ein Signal scheint zunächst nicht unbedingt vorteilhaft zu sein, weil mehr Bandbreite oder mehr Zeit oder zusätzliche Sendeleistung zur Erzeugung der unterschiedlichen paralle len Signale für ein Signalelement mehr Kanalkapazität und Sendeleistung zu erfordern scheinen. Es wird im folgenden dargelegt, daß gerade bei dem hier dargestellten Übertra gungsverfahren die bisherige Auffassung, daß die Breitban digkeit und der vermehrte Zeitbedarf gleichzeitig einen Verlust an Kanalkapazität darstellen müssen, nicht zu trifft. Die Breitbandigkeit und der vermehrte Zeitbedarf können in Eigenschaften umgemünzt werden, die einzigartige Vorteile bieten.

Es handelt sich somit bei den erfindungsgemäßen Verfahren um ein Verfahren mit zum Teil höherem Zeit- und Bandbreitenbe darf. In seiner allgemeinsten Form ist das erfindungsgemäße Verfahren auch ein Spreizverfahren für Bandbreite und Zeit und daher den bekannten CDMA-Verfahren verwandt.

Jedoch beruht es auf einer grundsätzlich anderen Zielset zung und daher auch auf einer anderen Ausrichtung der Über tragungsstrategien. Während das CDMA Verfahren pro Ein zelkanal bestimmte Schlüssel in der Zeit- und Frequenzebene nutzt, um durch korrelative Maßnahmen selektiv die Ein zelkanäle beim Empfänger als ihm zugehörig trennen zu kön nen, nutzt das erfindungsgemäße Verfahren mehrere, vorteil hafterweise unabhängige Mehrfachmodulationen oder kombi nierte Mehrfachmodulationen wie Mehrfachchirpsignalelemente pro Einzelkanal, um durch Mehrfachkorrelation Rausch- und Fremdsignalunterdrückung bewirken zu können und zusätzlich- und das ist in diesem Zusammenhang entscheidend - auch und vorteilhafterweise durch eben dieselben Korrelations strategien Kanäle z. B. auf der Zeitachse voneinander tren nen zu können und damit in Kombination mit Zeitmultiplex verfahren ideale Voraussetzungen zu schaffen, mehrere Kanä le in einem Sammelkanal eindeutig trennbar mit optimaler Ausnutzung der Kanalkapazität zu betreiben.

Die Mehrfachmodulationsstrategie des erfindungsgemäßen Ver fahrens ist besonders in Verbindung mit der Multichirpsi gnaltechnik sehr effizient. Damit ist dem Fachmann ein vielfältig korrelierbares Signal zur Hand gegeben, das Lö sungen für die modernen Aufgaben der Mehrteilnehmer- Verbindungstechnik und vor allem in der mobilen Kommunika tion anbietet, die bisher gesucht wurden und mit den ver schiedenen erfindungsgemäßen Verfahren gefunden werden kön nen.

Das erfindungsgemäße Verfahren mit Multichirpsignalen ist für sich selbst synchronisierende, also asynchron arbeiten de, Zeitmultiplexverfahren mit höchsten Ansprüchen beson ders geeignet, da es hohe Trennschärfe und Selektivität bei gleichzeitiger großer Empfindlichkeit bereitstellt. Die Gründe dafür sollen beispielhaft an Hand einer bestimmten Modulationskombination erläutert werden. Hierzu sei ein Faltsignal im Sender erzeugt, das aus zwei superponierten komplementären insbesondere Chirpsignalen für zwei durch die relative Phasenlage gegebene Zustände für "Nullen" und "Einsen" einer beliebigen Datenfolge besteht. Das erfin dungsgemäße Verfahren werde für ein festes oder mobiles Multikanalsystem mit m Teilnehmern, die mit einer Zentral station bidirektional kommunizieren, genutzt.

1. Die Bandbreite für den Einzelkanal, die in diesem Bei spiel der gesamten Sammelkanalbandbreite B entsprechen soll, ist also die höchste zur Verfügung stehende Bandbrei te, wobei für jeden der m Teilnehmer gelte:
B1 = B2 = B3 =. . .= Bm = B
2. Die Faltsignale der einzelnen Teilnehmerstrecken haben die periodischen Zeitsequenzen:
Ts1, Ts2, Ts3. . .Tsm und
3. Die insbesondere Chirpdauer der Faltsignale, die die einzelnen Teilnehmer mit der Zentralstation austauschen, betrage individuell:
T1, T2, T3. . .Tm,
4. Dann gilt für die individuellen insbesondere Chirpkon ventionen, den Dehnungsfaktor y [W/W] und die Dauer d [sec] des komprimierten Impulses:
y1 = B T1 = T1/d
y2 = B T2 = T2/d
y3 = B T3 = T3/d
ym = B Tm = Tm/d.

Aus diesen Vorgaben ergeben sich folgende Schlußfolgerun gen:
Die Impulse bei den Empfängern werden zu si-Pulsen nach de ren individuellen Dehnungsfaktoren komprimiert mit einer durchschnittlichen Dauer

d = 1/B.

Das ergibt für die Anstiegszeit der si-Pulse auf Grund der Bandbreite die höchste zur Verfügung stehende Auflösung für die zeitliche Position auf der Zeitachse, bei dem kürzesten bei dieser Bandbreite möglichen Impuls. Daraus läßt sich die erste wichtige Schlußfolgerung ziehen:

Für die beim Empfänger zu diskriminierenden Impulse nehmen die komprimierten Impulse die kürzest mögliche Zeit ein, und haben eine Anstiegszeit, die der vollen Sammelkanal bandbreite entspricht.

Damit ist ein Zeitmultiplexverfahren für sehr kurze Zeitpo sitionsabstände über einen sehr kurzen Gateimpuls (Strobepuls) ermöglicht, um das Einzelkanalsignal zu selek tieren, so daß sich für Zeitmultiplexbetrieb ein optimales Zeitraster ergibt.

Selektiv und damit einzelkanaltrennend gegenüber den Nach barkanälen wirken folgende Eigenschaften des Verfahrens:
die Selektivität vermittels der unterschiedlichen insbeson dere Chirpbeschleunigungen

m1, m2, m3,. . .mm, und
-m1, -m2, -m3. . .-mm,

die Selektivität der parallelen Korrelationen, beispiels weise durch das Produkt und die Summe der Quadrate der Faltsignalkomponenten auf Grund deren Koinzidenz,
die Selektivität der sequentiellen Korrelation (Autokorrelation) auf Grund der unterschiedlichen Folgepe rioden der einzelnen individuellen insbesondere Chirpsi gnalsequenzen

Ts1, Ts2, Ts3. . .Tsm

die Selektivität auf der Zeitachse, insbesondere durch die vorteilhafterweise verwendete automatische Taktregeneration in Verbindung mit einem mitgezogenen Takt. Die Summe dieser multiplen Selektivität wirkt wie die multiplikative Überla gerung mehrerer voneinander unabhängiger Korrelationsfunk tionen.

Damit sind Systeme auf vielerlei Weise dimensionierbar, die nicht nur das Rauschen in hohem Umfang unterdrücken, son dern auf Grund der Mehrfachkonventionen für ein Signalele ment eine extreme Selektivität aufweisen, mit Eigen schaften, die es für die komplexen Bedingungen moderner Multiline Kommunikationsverfahren hervorragend geeignet ma chen.

Ein weiterer sehr entscheidender Vorteil des erfindungsge mäße Verfahrens besteht auch darin, ein asynchroner Betrieb auch dann möglich ist, wenn das Signal sehr viel kleiner wird als das Rauschen am Eingang des Empfängers.

Gerade weil Mehrfachsignale übertragen werden, ergeben sich diese Eigenschaften direkt aus der multidimensionalen Si gnalerzeugung beim Sender. Bei richtiger Wahl der Übertra gungsmodalitäten ist es möglich, sämtliche zur Korrelation erforderlichen empfängerinternen Synchronbedingungen opti mal zu erfüllen, weil durch das Doppel- oder Mehrfachsignal eine automatische Trägerrückgewinnung und eine automatische Takt-Regeneration ermöglicht wird und darüber hinaus die zeitliche Kompression und die kaskadierte Multikorrelation das Signal derart gegenüber dem Rauschen bevorteilen, daß seine Erkennung möglich wird und daß ein asynchroner Be trieb zwischen Sender und Empfänger möglich wird mit allen Vorteilen, die sich daraus für das Übertragungsprotokoll ergeben.

Der Phasenbezug wird beim Sender und somit auch im Empfän ger durch den Sender bestimmt. Er kann jeweils beim Sender paarig so gewählt werden, daß die über zwei Dispersionsfil ter getrennten Signale wieder phasenrichtig, also kohärent demoduliert werden können.

Ferner führt die danach folgende sequentielle Prüfung auf Gleichzeitigkeit in der Autokorrelation bedingt durch die Periodizität, die auch der Sender bestimmen kann, zur Rege neration des Takts. Implementiert man im Empfänger einen über einen Quarz erzeugten "synthetischen Takt", so kann dieser jeweils durch den automatischen Takt mitgezogen wer den, derart daß selbst bei Einzelausfällen des automati schen Takts ein Ausschneiden der Vorzeicheninformation mög lich ist. Dieser zusätzlich mitgezogene Takt erlaubt ein Arbeiten des Empfängers selbst bei extremen Bedingungen.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht eine automatische Taktregeneration. Die auf diese Weise erzeugten Taktimpulse weisen jedoch noch leichte zeitliche Schwankungen (Jitter) auf. Die automatische Taktregeneration hat aber den ent scheidenden Vorteil, nach wenigen gesendeten Pulsen eine Detektion der Information zu ermöglichen.

Der im wesentlichen vom Rauschen befreite Takt kann bevor zugt einer PLL zugeführt werden, die die letzten Jitter be seitigt, wobei das Einschwingen durch die nach dem erfin dungsgemäßen Verfahren fast rauschfreien automatisch rege nerierten Taktimpulse sehr schnell erfolgen kann.

Außerdem besteht die Möglichkeit, daß empfangene Signal selbst zur Steuerung eines synthetischen Taktgenerators heranzuziehen, bei dem der Takt der einlaufenden Impulse mit einem durch eine über einen durch einen Quarz gesteuer ten Oszillator höherer Frequenz zu vergleichen. Hierbei werden die aufgenommenen Taktimpulse in ein Schieberegister überführt und in einem Komparator einem Mustervergleich mit einem synthetischen Bitmuster zugeführt. Ergibt sich eine Verschiebung des Musters der einlaufenden Impulse gegenüber dem gespeicherten Bitmuster, so werden einzelne Impulse des taktgesteuerten Oszillators ausgelassen, um wieder Synchro nität zu erzeugen. Da die zu vergleichenden Muster redun dant sind, können auch einzelne Impulse beim Empfang aus fallen, ohne, daß die Takterzeugung die Takterzeugung un terbrochen wird.

Der auf diese Weise mitgeführte, synthetische Takt ist eine fast optimale Rekonstruktion des gesendeten Taktes.

Die Kanalkapazität C[bit/s] ist definiert als Produkt von Bandbreite B und dem Signal/Rauschabstand, oder

Bei dem erfindungsgemäßen Übertragungsverfahren wird die Sammelkanalbandbreite vorteilhafterweise für das gesamte System genutzt. Gleichzeitig wird durch die zusätzliche Rausch- und Störsignalunterdrückung die Kanalkapazität nach dieser Definition auch noch verbessert.

Die Übertragungsrate im einzelnen Kanal ist beschränkt durch die zeitliche Länge der verwendeten Faltsignale T_m. Es ergibt sich daraus eine maximale Übertragungsrate R_m für den Einzelkanal von

wobei L die Anzahl der unterschiedlichen Zustände (Level) darstellt. Das heißt, die Übertragungsrate beträgt bei zwei Zuständen

und in dem hier behandelten Beispiel, bei dem konservati verweise mindestens vier Zustände (L = 4) übertragen wer den können,

Ausgehend von diesen Betrachtungen des einzelnen Kanals können nun komplexere Systeme entworfen werden.

Die sehr hohe Selektivität der einzelnen Kanäle gegenüber dem Rauschen und vor allem anders korrelierten Signalen des gleichen Gesamtsystems kann hierbei vorteilhaft ausgenutzt werden. Durch den Umstand, daß sich die insbesondere Chirp signale komprimieren lassen und zwar zu (sinx)/x-Nadel impulsen mit einer der Gesamtbandbreite entsprechend kurzen Anstiegszeit, ergibt sich eine ideale Auflösung auf der Zeitachse zur Detektion dieser Nutzsignale.

Es läßt sich nachweisen, daß die mittlere Breite d [s] ei nes komprimierten Impulses ist. Der Zeitraum zwischen den einzelnen Impulse T_m kann innerhalb des Kanals zwar für den Einzelteilnehmer nicht genutzt werden, jedoch für die zen trale Station.

In einem größeren Übertragungssystem besteht hier die Mög lichkeit, im Zeitmultiplexverfahren weitere physikalische Kanäle zu realisieren, die weder den ursprünglichen Kanal stören, noch von diesem gestört werden. Nimmt man konserva tiverweise an, daß zwei Nachbarnadeln, d. h. zwei Nadelim pulse aus verschiedenen Kanälen, im Abstand d = 2.d dis kriminiert werden können, so folgt der Nadelabstand

und der Zeitraum T_m zwischen den Impulsen eines Kanals kann optimal genutzt werden. Auf diese Weise entstehen im Zeit multiplexverfahren

weitere physikalische Kanäle. Die Übertragungsrate des ge samten Systems beträgt damit mindestens

Damit gilt aber für die zentrale Station die volle Bitrate. Somit hat man ein für diese Anwendung optimales System, bei dem die zentrale Station die volle Bitrate zur Bedienung aller Teilnehmerstationen zur Verfügung hat und die Teil nehmer eine genügend große Bitrate - je nach Bedarf - er halten können.

Heute sind Bitraten für Telefonkommunikation zwischen 20 bis 64 kbit/s üblich. Nimmt man an, ein Netz werde bei 2,44 GHz Mittenfrequenz mit einer zulässigen Gesamtbandbreite von 80 MHz betrieben, dann ergibt sich bei einer geforder ten Bitrate von 32 kbit/s nach der letzten Formel theore tisch für die maximal möglichen Verbindungen ein Wert von

Dieser zunächst theoretische Wert müßte um 30% für die Overheadkapazität gekürzt werden und für den Vollduplexbe trieb halbiert werden. Aber das ergibt immer noch 875 Teil nehmerkanäle im echten Duplex, vorausgesetzt die Organisa tion zwischen den einzelnen Teilnehmern und der Zentralsta tion wird so gewählt, daß unterschiedliche BT - Produkte und unterschiedliche Folgeperioden für die einzelnen Teil nehmer möglich sind.

Diese Werte können erreicht werden, obwohl insbesondere Chirpsignale weit größerer Dauer verwendet werden und deren BT Produkt sehr viel größer ist als jenes, das sich aus der Pulslänge und der Auflösung auf der Zeitachse ergibt. Die Erklärung hierfür folgt sich aus dem Umstand, daß die ins besondere Chirpsignale, die Energieimpulse langer Dauer und kleiner Leistung darstellen, beim Empfänger in Leistungs pulse sehr kurzer Dauer, also Pulse sehr hoher zeitlicher Energiedichte, durch Kompression transformiert werden kön nen.

Die Aussendung mindestens zweier solcher Pulse pro Nach richt und Einzelkanal während derselben Zeitdauer also hat zusätzlich die Möglichkeit geschaffen, das Rauschen im Zeitraum "außerhalb" der komprimierten Pulse im Empfänger durch Mehrfachkorrelation erheblich zu unterdrücken. Hier durch ist die Selektion auf der Zeitachse und auch die Un terdrückung der Nachbarkanäle möglich, also auch die Nut zung der gesamten Zeit zur Übertragung der Nachbarkanäle für andere Teilnehmer.

Wie durch viele Beispiele hier erläutert und dargestellt, erlaubt die Übertragung von mehrdimensionalen Signalen de ren Mehrfachkorrelierbarkeit beim Empfänger und damit die Unterdrückung von thermischem Rauschen und anderen Störsi gnalen. Insbesondere bewirkt die mehrfache Korrelierbarkeit auch eine Selektion des Einzelkanales gegenüber Nachbarka nälen gleichartiger Signale mit mehrfach abweichenden Kon ventionen. Diese Selektivität gilt grundsätzlich bei ver schiedensten Konventionen, ist aber besonders vorteilhaft bei der Mehrfachkonvention, die Mehrfachchirpsignale bie ten.

Die mehrfach gechirpten Signale haben einen zusätzlichen Vorteil, der in ihrer Natur liegt und der sich aus dem Energieerhaltungssatz ableiten läßt. Beim Sender können Mehrfachchirpsignale für eine bestimmte Einzelverbindung durch Superposition generiert werden. Dabei kann deren durchschnittliche Leistung relativ klein bleiben. Da das Produkt aus dem Quadrat der Effektivspannungen und der Dau er eines Impulses seine Energie darstellt, gilt

U₁ ² .T₁ = U₂ ².δ;

oder wenn U₁ die Effektivspannung des Sendechirpimpulses darstellt und T₁ dessen Dauer und U₂ die effektive Amplitu de der Spannung des komprimierten Puls es darstellt und δ dessen Dauer in sec wird:

wobei ψ den Dehnungsfaktor und dessen Kehrwert den Kom pressionsfaktor, also das Verhältnis der Leistungen P₂ des komprimierten Impulses zur Leistung des gesendeten insbe sondere Chirpimpulses P₁ darstellt, das gleich ist dem Ver hältnis der Dauer des gesendeten Pulses zur Momentandauer δ des komprimierten Impulses. Demnach ist die Leistung des Sendeimpulses um so kleiner je größer der Dehnungsfaktor ist.

Diese Werte können erreicht werden, obwohl Chirpsignale weit größerer Dauer verwendet werden und deren BT Produkt sehr viel größer ist als jenes, das sich aus der Pulslänge und der Auflösung auf der Zeitachse ergibt. Die Erklärung hierfür folgt sich aus dem Umstand, daß die insbesondere Chirpsignale, die Energieimpulse langer Dauer und kleiner Leistung darstellen, beim Empfänger in Leistungspulse sehr kurzer Dauer, also Pulse sehr hoher zeitlicher Energiedich te, durch Kompression transformiert werden können.

U₁ ² .T₁ = U₂ ² .δ;

oder wenn U₁ die Effektivspannung des Sendechirpimpulses darstellt und T₁ dessen Dauer und U₂ die effektive Amplitu de der Spannung des komprimierten Pulses darstellt und δ dessen Dauer in sec wird:

wobei ψ den Dehnungsfaktor und dessen Kehrwert den Korn pressionsfaktor, also das Verhältnis der Leistungen P₂ des komprimierten Impulses zur Leistung des gesendeten insbe sondere Chirpimpulses P₁ darstellt, das gleich ist dem Ver hältnis der Dauer des gesendeten Pulses zur Momentandauer δ des komprimierten Impulses. Demnach ist die Leistung des Sendeimpulses um so kleiner je größer der Dehnungsfaktor ist.

Wie durch Beispiele dargestellt ist, erlaubt die Übertra gung von mehrdimensionalen Signalen deren Mehrfachkorre lierbarkeit beim Empfänger und damit die Unterdrückung von thermischem Rauschen und anderen Störsignalen. Insbesondere bewirkt die Mehrfachkorrelierbarkeit auch eine Selektion des Einzelkanales gegenüber Nachbarkanälen gleichartiger Signale mit mehrfach abweichenden Modulationen. Diese Se lektivität gilt grundsätzlich bei verschiedensten Modula tionen, ist aber besonders vorteilhaft bei der Mehrfachkon vention, die Mehrfachchirpsignale bieten.

Das heißt aber, daß die Sendeleistung pro Einzelkanal be sonders klein ist. Das heißt ferner, daß die Teilnehmer an einem Mobilfunknetz mit relativ kleiner Leistung auskommen, was bezüglich der Strahlenbelastung des Menschen als vor teilhaft erachtet werden kann. Für die zentrale Sendestati on bedeutet dies, daß die Summe der für die einzelnen Kanä le ausgesandten um den Faktor

1/y

kleineren Leistungen um den selben Faktor kleiner ist. Na türlich muß der Sender entsprechend der Zahl der Teilnehmer in eine um den Faktor in höhere Leistung aufbieten, was aber aus energetischen Gründen nicht vermeidbar ist. Also ergibt sich für den zentralen Sender eines Mehrteilnehmernetzes eine Gesamtleistung, die um den Faktor der Anzahl der Teil nehmer höher ist als die der einzelnen Teilnehmer.

Die erhöhte Empfindlichkeit durch die Verwendung der Chirp signale kann genutzt werden, um die Reichweite zu erhöhen oder bei gleicher Reichweite die Leistung pro Kanal herab zusetzen.

Demzufolge können auch die Eigenschaften in elektromagneti scher Hinsicht als günstig bezeichnet werden. Durch die gu ten Rauscheigenschaften und die Eigenschaften der Chirpsi gnale bedingt kann die Sendeleistung allgemein und insbe sondere bei den einzelnen Teilnehmern einer aus Trans ceivern bestehenden stationären oder mobilen Mehrteilneh merstruktur bei den Teilnehmern gesenkt werden. Auch kann die Anzahl der zentralen Stationen wegen der größeren Reichweite gesenkt werden. Auch dies führt, wenn man so will, zu einer Herabsetzung der human Exposure. Darüber hinaus verbessert die Erniedrigung der Sendeleistungen die EMI-Bedingungen beträchtlich.

Die verwendeten Signale weisen auch eine gute Verträglich keit mit anderen Sendestationen auf, die konventionelle Sendesignale emittieren; sie stören diese nicht nur nicht wegen der verringerten Sendeleistung, sondern darüber hin aus stellen sie keine diskreten Signale dar, so daß die Be dingungen der elektromagnetischen Kompatibilität ver gleichsweise sehr günstig sind.

Darüber hinaus sind Chirpsignale dadurch, daß sie Energie signale darstellen, die beim Empfänger durch die zeitliche Kompression in Energiedichtesignale also Leistungssignale gewandelt werden, Signalelemente, die durch Störungen nur zu einem Teil gestört oder zerstört werden können, so daß Fading-Erscheinungen oder kurzzeitige Störsignale anderer Sender anderer Modulationsarten weit geringere Störeffekte haben als sonst üblich.

Das führt wiederum zu einem beachtlichen Vorteil des erfin dungsgemäßen Verfahrens. Es läßt sich parallel zu anderen in unterschiedlicher Betriebsart betriebenen Sende-/Empfangs strecken im gleichen Frequenzband nutzen, weil es einmal die anderen Nachrichtenkapazitäten weniger stört und auch von diesen weniger gestört werden kann. Diese geringe Störfähigkeit gegenüber Dritten (aktive EMC) und die hohe Störimmunität gegen Dritte (passive EMC) sind ebenfalls sehr günstige Eigenschaften dieses zunächst exotisch er scheinenden Übertragungsverfahrens. Die Summe der hier nur auszugsweise genannten fundamentalen Vorteile jedoch wird dieses Verfahren bald zu einem Maßstab machen, der nach Standardisierung drängt.

Ein weiterer Vorteil in dem Umstand, daß die erfindungsge mäßen Systeme, je nach Applikation, je nach Standort und je nach Art der Anforderungen, die an ein System unidirektio nal oder bidirektional als stationäres oder mobiles Zwei- oder Mehrteilnehmersystem gestellt werden, angepaßt werden können. Durch zwei- oder mehrdimensionale Sendesignale las sen sich, besonders bei bidirektionalen Transceiversystemen auch adaptive Systeme, also anpassungsfähige Systeme ge stalten. Mikrocontroller gesteuerte Sende- und Empfangssy steme sind heute schon Stand der Technik.

Insbesondere die hier dargestellten Beispiele solcher er findungsgemäße Systeme - und hier wieder besonders vorteil haft jene, die auf Mehrfachchirpsignalen beruhen, eignen sich besonders für computergesteuerte hochflexible Kommuni kationsnetzte, die mit den herkömmlichen unidimensionalen Verfahren nur bedingt realisierbar sind. Diese Eigenschaf ten sind:

Die Anpassungsfähigkeit des erfindungsgemäße Verfahrens in der Mehrfach-Chirpsignal Version an die Entfernung zwischen Sender und Empfänger. Durch die Aussendung eines mehr oder weniger großen BT Produktes besteht die Möglichkeit, die Sendeleistung oder das Nachrichtenvolumen jeweils je nach Standort oder Störanfälligkeit kontrollieren, messen, ein stellen und damit optimal nutzen zu können.

Da künftig Sendefrequenzen mit immer höheren Werten und da mit höheren Bandbreiten genutzt werden, ergibt sich beim erfindungsgemäße Verfahren auch die Möglichkeit, die BT Produkte sowohl in der Zeit als auch in der Bandbreite zu variieren, um einer speziellen Verbindung je nach Bedarf mehr oder weniger Übertragungsrate zur Verfügung zu stel len. All diese Regelmöglichkeiten werden bei diesem Verfah ren zum Schluß ein Organisationsproblem, das zwischen Sen der und Empfänger als komplexe Aufgabe gelöst werden muß.

Das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren ist jedoch nicht auf die vorstehend exemplarisch beschriebenen Modulations verfahren beschränkt, sondern läßt sich mit einer Vielzahl von Modulationsverfahren kombinieren, die u. a. in der ein gangs genannten Druckschrift beschrieben sind, auf deren Inhalt insoweit Bezug genommen wird. Sogar die modernen Spreizmodulationsverfahren können mit dem winkelmodulierten Trägersubstrat versehen werden, um hier eine Reduktion des weißen Rauschens zu bewirken, was bisher nicht möglich war.

Andere vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet bzw. werden nachstehend zusammen mit der Beschreibung der bevorzugten Ausführungs beispiele der Erfindung anhand der Figuren näher darge stellt. Es zeigen:

Fig. 1a ein Blockschaltbild einer Sendeanordnung als Bei spiel zur Anwendung des erfindungsgemäßen Übertragungsver fahrens.

Fig. 1b bis 1f verschiedene Korrelationsanordnungen als Blockschaltbilder zur Anwendung in verschiedenen Aus führungsformen von Empfängern zum Empfang des von dem in der Fig. 1a dargestellten durch den Sender erzeugten und übertragenen Signals.

Fig. 2a bis 2p den Signalverlauf an verschiedenen wichtigen Punkten innerhalb der in den vorangegangenen Fi guren dargestellten Blockschaltbilder,

Fig. 3a bis 3d verschiedene Ausführungsformen von Emp fängern unter Verwendung der Erste Korrelationsanordnungen nach den Fig. 1b bis 1f als Beispiele für Empfängeran ordnungen zur Nutzung des Übertragungsverfahrens,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Sendeanordnung als wei teres Ausführungsbeispiel zur Anwendung des erfindungs gemäßen Übertragungsverfahrens mit Mehrfachmodulation auf der Senderseite und Mehrfachkorrelation auf der Empfänger seite,

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur mehrdi mensionalen Modulation einer Nachricht mit zwei um 90° ver setzten Trägern und deren Demodulation mit Hilfe einer dop pelt kohärenten Produktdemodulation,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur mehrdi mensionalen Modulation einer Nachricht mit zwei unter schiedlichen Trägern und deren Demodulation mit Hilfe der dementsprechend doppelten Träger,

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur mehrdi mensionalen Modulation einer Nachricht durch zwei komple mentäre Dispersionsfilter und deren äquivalente Demodulati on mit Hilfe zweier komplementärer Dispersionsfilter für asynchronen Betrieb,

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur mehrdi mensionalen Modulation einer Nachricht durch vier Dispersi onsfilter und deren äquivalente Dekodierung mittels vier dispersiver Filter und mehrdimensionaler Korrelation für asynchronen Betrieb,

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur mehrdi mensionalen Dekodierung einer Nachricht durch zwei Disper sionsfilter und kohärente Produktdemodulation und durch nachfolgende autokorrelative Taktgeneration eines Gateim pulses zur Multiplikation mit der Vorzeicheninformation,

Fig. 10 ein Blockschaltbild zur mehrdimensionalen Deko dierung einer Nachricht durch zwei Dispersionsfilter und kohärente vorzeichengerechte Produktdemodulation und Qua drierung zur Bildung der Periodizität für die autokorrela tive Taktgeneration eins Gateimpulses zur Multiplikation mit der Vorzeicheninformation,

Fig. 11a ein Beispiel eines zu übertragenden Signals,

Fig. 11b das Signal gemäß Fig. 11a in einer anderen Dar stellungsweise,

Fig. 11c je ein Up- und ein Down-Chirp-Signal,

Fig. 11d bis f verschiedene Signalverläufe an Punkt 1 von Fig. 10,

Fig. 11g und h ein Rauschsignal ohne bzw. mit Nutzsignal,

Fig. 11i den Signalverlauf an Punkt 2 von Fig. 10,

Fig. 11j den Signalverlauf an Punkt 3 von Fig. 10,

Fig. 11k den Signalverlauf an Punkt 4 von Fig. 10,

Fig. 11l den Signalverlauf an Punkt 5 von Fig. 10,

Fig. 11m den Signalverlauf an Punkt 6 von Fig. 10,

Fig. 11n das Ausgangsnutzsignal 6 von Fig. 10,

Fig. 12 ein Blockschaltbild zur mehrdimensionalen Deko dierung einer Nachricht durch zwei Dispersionsfilter mit um 90° versetzten Ausgängen zur filterlosen kohärenten vorzei chengerechten Produktdemodulation und Quadrierung zur Kreuz- und Autokorrelation,

Fig. 13a ein Blockschaltbild zur mehrdimensionalen Deko dierung einer Nachricht durch zwei Dispersionsfilter mit um 90° versetzten Ausgängen zur Quadrierung zur Kreuz- und Au tokorrelation zwecks Rauschunterdrückung,

Fig. 13b ein Blockschaltbild zur mehrdimensionalen Deko dierung einer Nachricht durch zwei Dispersionsfilter und vorzeichengerechte Produktdemodulation und Quadrierung und nachgeschalteten Auto- und korrelatives Elemente zwecks Taktgeneration eines Gateimpulses zur Multiplikation mit der Vorzeicheninformation sowie

Fig. 14 ein weiteres Blockschaltbild einer Schaltung zur Taktregeneration als vorteilhafter Weiterbildung der Schal tungen nach den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen.

Der in Fig. 1a als Blockschaltbild dargestellte Sender zeigt ein Ausführungsbeispiel zur Übertragung eines in di gitalisierter Form vorliegenden, beilspielsweise binären, Nutzsignales, dessen impulsförmige (zeitliche) Abschnitte Teilsignale bilden, welche in zwei unterschiedlich modu lierte Signalkomponenten (Signalanteilen) gemeinsam über eine störungsbehaftete Übertragungsstrecke an einen der in den Fig. 3a bis 3d dargestellten Empfänger gelangen. Die Übertragung erfolgt bei vorgegebenen Anforderungen an Reichweite und Störsicherheit mit einer relativ geringen Sendeleistung. Bei einem batteriebetriebenen Sender wird dadurch die Batterielebensdauer erhöht, und vor allem die Umweltbelastung durch elektromagnetische Strahlung (EMI) - auch als Elektro-Smog bezeichnet - im Sinne der Belastung durch elektromagnetische Einwirkung erniedrigt. Darüber hinaus weist der Sender aufgrund seiner relativ geringen Sendleistung ein verringertes Störpotential gegenüber an deren Sende-Empfangsstrecken (EMC - Electro-Magnetic- Compability) - verglichen mit anderen Nachrichtenübertra gungssystemen - auf.

Das in Fig. 1a dargestellte System bildet eine Grundkonfi guration, welche mit anderen Teilen weiter unten darge stellter Systeme kombinierbar ist. Die kreisförmig umrande ten Bezugszeichen enthalten hierbei - wie auch in den fol genden Figuren verwendet - jeweils Verweise auf die Dar stellung des zugehörigen Signalverlaufs in den entsprechend bezeichneten Figuren.

So zeigt Fig. 2i den Signalverlauf des binären Eingangs signals. Die vorstehend erwähnte Übertragung mit einer re lativ geringen Sendeleistung wird in dem dargestellten er findungsgemäßen Übertragungssystem dadurch ermöglicht, daß senderseitig Teilsignale erzeugt werden, die empfängersei tig - wie noch detailliert beschrieben werden wird - durch Dispersionsfilter zeitlich komprimiert werden, was zu einer entsprechenden Amplitudenerhöhung führt und durch zusätzli che korrelative Signalverarbeitung eine Verbesserung des Signal/Rauschverhältnisses bewirkt.

Zur Erzeugung der Teilsignale weist der Sender zunächst ei nen Impulsgenerator 1 auf, der - wie in Fig. 2a darge stellt, eine kontinuierliche Folge von äquidistanten Recht eckimpulsen erzeugt. Die von dem Impulsgenerator 1 erzeugte Impulsfolge dient hierbei jedoch lediglich der Erzeugung von Teilsignalen und beinhaltet zunächst keine Informatio nen. Nachfolgend wird die von dem Impulsgenerator 1 erzeug te Rechteckimpulsfolge dem Impulsformer 2 zugeführt, der die Aufgabe hat, die einzelnen Rechteckimpulse jeweils in sehr kurze Stoßimpulse (Quasi-Dirac-Impulse) zu wandeln. Der Impulsformer 2 bildet die als mathematische Idealvor stellung nicht erreichbaren Dirac-Impulse hierbei durch kurze Nadelimpulse nach, wie in Fig. 2b dargestellt.

Die auf diese Weise erzeugte Folge von Nadelimpulsen wird anschließend einem Tiefpaßfilter 3 zugeführt, dessen Fil terkennlinie kurz vor der Grenzfrequenz eine Überhöhung aufweist und die die nadelförmigen Impulse in Teilsignale (si-Impulse) transformiert, wie dies detailliert in Fig. 2c dargestellt ist.

Nachfolgend wird diese Impuls folge mittels eines Amplitu denmodulators (Multiplikators) 4 auf eine von dem Oszilla tor 5 erzeugte hochfrequente Trägerschwingung mit der kon stanten Trägerfrequenz f_T aufmoduliert, um eine drahtlose Übertragung zu ermöglichen. Am Ausgang des Amplitudenmodu lators 4 erscheint somit eine Folge von äquidistanten Trä gerfrequenzimpulsen mit jeweils si-förmiger Hüllkurve, wie in Fig. 2d dargestellt. Wichtig ist in diesem Zusammen hang, daß die am Ausgang des Amplitudenmodulators 4 er scheinende Impuls folge unabhängig von dem in Fig. 2i wie dergegebenen digitalen Eingangssignal ist und somit keine Information trägt.

Die auf eine Trägerfrequenz aufmodulierte Impulsfolge wird anschließend zwei parallel geschalteten Dispersionsfiltern 6, 7 zugeführt, die jeweils ein vorgegebenes frequenzabhän giges differentielles Laufzeitverhalten (Gruppenlaufzeit verhalten) aufweisen und - wie in den Fig. 2e und 2f dargestellt - winkelmodulierte Impulse erzeugen. Sie bilden in unterschiedlichen Schaltungszweigen angeordnete Modula torelemente im Sinne der Erfindung.

Die in den Fig. 2a bis 2n dargestellten Kurvenverläufe sind vor allem in der Zeitachse absichtlich nicht maßstabs gerecht gezeichnet, um den jeweiligen Kurvenverlauf und seinen Inhalt besser zu verdeutlichen. In Wirklichkeit sind die komprimierten Signale sehr viel schmaler und die Chirp signalanteile sehr viel dichter auf der Zeitachse angeord net.

Das Dispersionsfilter 6 weist hierbei eine mit der Frequenz zunehmende Gruppenlaufzeit auf und erzeugt somit - wie in Fig. 2f dargestellt - winkelmodulierte Impulse mit einer während der Impulsdauer zunehmenden Frequenz. Die Frequenz eines Impulses am Ausgang des Dispersionsfilters 6 nimmt also zu Beginn des Impulses kontinuierlich und monoton von einem unterhalb der Trägerfrequenz f_T liegenden Wert f_T - Δf/2 auf einen oberhalb der Trägerfrequenz f_T liegenden Wert f_T + Δf/2 zu. Ein derartige Impuls mit ansteigender oder fallender Frequenz wird "Chirp-Impuls" genannt.

Die Gruppenlaufzeitcharakteristik des Dispersionsfilters 7 weist dagegen eine mit der Frequenz abnehmende Laufzeit auf, so daß am Ausgang des Dispersionsfilters 7 winkelmodu lierte Impulse - wie in Fig. 2e dargestellt - mit einer während der Impulsdauer abnehmenden Frequenz erscheinen.

Die Ausgangssignale der beiden Dispersionsfilter 6, 7 wer den anschließend zur Erzeugung der Teilsignale (hier in Form von Faltimpulsen) einem Addierer 8 sowie einem Subtra hierer 9 als Konzentratoren zugeführt, so daß zwei unter schiedliche Teilsignale zur Informationsübertragung zur Verfügung stehen. Die Auswahl des zu übertragenden Teilsi gnales erfolgt hierbei in Abhängigkeit von dem jeweiligen Wert des in Fig. 2i wiedergegebenen binären Eingangs signals, das zur Bereitstellung definierter Signalpegel zu nächst einem Bitdiskriminator 10 zugeführt wird und an schließend das Schalterelement 11 ansteuert. Bei einem HIGH-Pegel des Eingangssignals wird das von dem Addierer 8 erzeugte Summensignal ausgewählt, wohingegen ein LOW-Pegel des Eingangssignals zu einer Auswahl des Differenzsignals der beiden winkelmodulierten Impulse führt. Am Ausgang des Analogschalters 11 erscheint also, wie in Fig. 2j darge stellt, eine äquidistante Folge von unterschiedlichen Teil signalen entsprechend dem jeweiligen Wert des informa tionstragenden Eingangssignals.

Das am Ausgang des Analogschalters 11 erscheinende Signal wird anschließend von einem Bandpaßfilter 12 gefiltert, das auf die Trägerfrequenz f_T des Oszillators 5 und auf die Bandbreite Δf der Teilsignalkomponenten abgestimmt ist und somit außerhalb des Übertragungsbandes liegende Störsignale ausfiltert. Das auf diese Weise gewonnene Signal wird dann, wie üblich, von einem. Sendeverstärker 13 verstärkt und über die Sendeantenne 14 abgestrahlt.

Die Fig. 1b bis 1f zeigen unterschiedliche korrelative Korrelationsanordnungen für den Empfänger. Grundsätzlich können derartige Korrelationsanordnungen im analogen Teil eines Empfängers am Eingang des Empfängers hinter einem bandbegrenzenden Eingangsfilter, das hier nicht dargestellt ist, plaziert werden, oder sie könnten im ZF-Teil eines Empfängers vorgesehen werden. Alle Korrelationsanordnungen der Fig. 1b bis 1f sind vom Typ der hier genannten er sten Art für Parallelanordnung und dienen zur Herabsetzung des Rauschens bzw. Störanteilen innerhalb von Teilsignalen.

Fig. 1b zeigt eine Additionsstufe. Das empfangene Teilsi gnal 2j wird über ein Koppelelement parallel zwei Dispersi onsfiltern 15 und 16 zugeführt. Das frequenzabhängige dif ferentielle Laufzeitverhalten dieser Filter ist hierbei re vers zueinander, wobei das positiv wirkende Dispersionsfil ter eine differentielle Laufzeitcharakteristik aufweist, die eine parabolische Kennlinie zwischen der Frequenz und der differentiellen frequenzabhängigen Verzögerung auf weist. Hierzu sei die zugehörige Parabel von 15 nach oben offen. Das Dispersionsfilter 16 hat eine hierzu reverse Charakteristik, das heißt, ihr differentielles frequenzab hängiges Laufzeitverhalten stellt eine nach unten offene Parabel dar. Man kann diese Kennlinien auch durch die Grup penlauf zeit kennzeichnen, wobei komplementäre Gruppenlauf zeitkennlinien im Zeit- und Frequenzverhalten einmal einen positiven bzw. negativen (steigenden oder fallenden) Ver lauf der Kennlinien aufweisen.

Die Diagonalen in den Blockschaltungssymbolen 15 und 16, die in unterschiedliche Richtungen ansteigen, sollen den unterschiedlichen Charakter der Dispersionsfilter kenn zeichnen, wobei die ansteigende Diagonale hier ein sogenann tes "positiv wirkendes Dispersionsfilter" und die abfallen de Diagonale ein "negatives Dispersionsfilter" im Sinne der Beschreibung darstellt.

Wie in der Beschreibung dargestellt, sind auch andere dif ferentielle Laufzeitkennlinien möglich und auch erforderlich, wenn senderseitig insbesondere Chirpsignalkomponenten ande rer Frequenzmodulationscharakteristik als Trägersubstrat aufmoduliert werden.

An den Ausgängen der beiden Dispersionsfilter 15 und 16 er scheint jeweils ein kombiniertes Signal, das aus einem zeitlich komprimierten Impuls mit entsprechend erhöhter Amplitude und überlagert hierzu aus einem zeitlich expan dierten Impuls besteht. Die beiden Ausgangssignale 2k und 2l stellen zeitlich gleichartig verlaufende zur Mittellage des komprimierten Impulses symmetrische Signalverläufe dar. Die Ausgangssignale der Dispersionsfilter werden über eine Addierstufe 17 additiv überlagert. Das am Ausgang der Sum mierstufe erscheinende Signal zeigt einen reduzierten Stör signalanteil im Verhältnis zum Signal, weil bei dem Signal die koinzidenten Amplituden addiert werden und beim Rau schen die in der Phasenlage und Amplitude statistisch auf tretenden Werte nur bezüglich ihrer Leistung addiert wer den. Das Ausgangssignal 2m weist also eine Si gnal/Rauschverbesserung auf.

Ein Multiplexer am Eingang der Korrelationsanordnungen den teilt den Signalweg auf zwei parallele Schaltungen nach Fig. 1b auf. Er schaltet im Takt der Teilsignalfolge (synchronisierbarer Betrieb) die einzelnen Falimpulse wech selnd einmal auf eines der Module und im Folgetakt auf das andere Modul. Durch die solchermaßen erfolgte Splittung werden die Rauschanteile auf die Dauer des Teilsignales be schränkt und hierdurch wird der somit erzeugte überlagerte "Rauschimpuls" ebenfalls durch die Dispersionsfilter ge dehnt, was zu einer Reduzierung der Rauschanteile beiträgt.

Für Fig. 1c gilt entsprechende 97043 00070 552 001000280000000200012000285919693200040 0002019820836 00004 96924s wie für Fig. 1b, wobei auch hier zwei parallel invers zueinander geschaltete Dis persionsfilter 15 und 16 den das Teilsignal bildenden Fal timpuls jeweils in einen komprimierten und expandierten An teil verwandeln und diese beiden Signale über eine Diffe renzstufe subtrahiert werden. Da Addition und Subtraktion zueinander komplementäre Vorgänge darstellen, ist die Si gnal/Rauschverbesserung die gleiche wie für die Summation. Im übrigen gilt das für Fig. 1b Gesagte.

Da nach Fig. 1a jedoch Summen- und Differenzsignale 2h und 2g generiert wurden, können hier die Summenstufe nach Fig. 1b und die Differenzstufe nach Fig. 1c die Summen- und Differenzsignale diskriminieren. Demzufolge ist auch die Summenstufe 17 und die Differenzstufe 18 parallel geschal tet. Damit ist nur ein Dispersionsfilterpaar 15 und 16 er forderlich. Vorteilhafterweise erfolgt die Anordnung auf einem einzigen SAW-Filter-Substrat. Die aus der Summen- und Differenzbildung hervorgehenden Signale 2m und 2n, die ein reduziertes Rauschen aufweisen, werden dann in Empfängerzug weiterverarbeitet.

Fig. 1d zeigt eine multiplikativ arbeitende korrelative Rauschreduktionsstufe für Faltsignale und stellt ebenfalls ein Modul dar, das innerhalb eines Verstärkerzuges verwen det werden kann. Der Faltimpuls 2j wird hierbei ebenfalls zwei invers zueinander wirkenden Dispersionsfiltern 15 und 16 zugeführt, an deren jeweiligem Ausgang das kombinierte Signal 2k und 2l entstehen, in dessen Mitte sich jeweils ein komprimierter Impuls befindet, wohingegen die expan dierten Komponenten zueinander invertiert sind. Das Produkt dieser Multiplikation besteht aus einer Mischung der trä gerfrequenten Signale 2k und 2l, was zu einer verdoppelten Trägerfrequenz führt. Da die Signale 2k und 2l in der Zeit- und Frequenzachse spiegelsymmetrisch gleich sind, werden die Signalamplituden - und insbesondere deren komprimierter Anteil - quadriert. Da die Frequenzlage und die Frequenzan teile dieser miteinander multiplizierten Signale gleich sind, entstehen bei der Multiplikation die Summen und Dif ferenzen der Frequenzen der miteinander multiplizierten kombinierten Signale. Die Spektren werden einmal zur dop pelten Frequenz verschoben und zum anderen findet eine di rekte phasenstarre kohärente Demodulation statt. Der Aus gang 2o zeigt also ein kombiniertes Signal mit doppelter Frequenzlage, gleichzeitig aber kann man einen Tiefpaß dem Ausgang nachschalten und erhält so direkt das demodulierte niederfrequente Signal. Diese Stufe, die ein korrelative Element im Sinne der Erfindung in Form einer Störunterdrüc kungsschaltung bildet, quadriert die zeitlich zusammenfal lenden Signale und unterdrückt das nicht-korrelierte Rau schen periodischer oder quasi-periodischer Signale. Demnach führt dieses Modul nach Fig. 1d vorteilhafterweise gleich zeitig drei analoge Vorgänge durch:

1. Das Faltsignal wird mit seinen revers zueinander symmetrisch gelegenen Chirp-Signal-Komponenten durch die zueinander revers wirkenden Dispersions filter gleich zweimal komprimiert (Erhöhung der Signalamplitude).
2. Durch die korrelative Multiplikation der koinziden ten Signalanteile wird das Signal gegenüber dem Rauschen hervorgehoben (korrelative Rauschunter drückung).
3. Durch die Multiplikation entsteht ein kombiniertes Signal doppelter Frequenzlage im Vergleich zur ur sprünglichen Trägerfrequenz und gleichzeitig das niederfrequente demodulierte Signal. (Produkt demodulation). Neben der automatischen Rauschunter drückung und der automatischen Signalüberhöhung be wirkt also die Schaltung nach Fig. 1d noch eine automatische Demodulation und führt damit wichtige Funktionen des Empfängers aus.

Fig. 1e stellt ein Korrelationsmodul anderer Art dar, das sich ebenfalls durch hervorragende Störunterdrückungseigen schaften auszeichnet. Speziell für Signale nach Art des Faltsignals 2j ist dieser Typ von Rauschunterdrückung bei synchronisierbarer Datenübertragung gut geeignet. Sie zeichnet sich ebenfalls aus durch eine Aufsplittung des Si gnals über eine Gabel in zwei Signalzweige, deren oberer in der Figur dargestellter eine Reihenschaltung eines positi ven Dispersionsfilters 20, eines analogen Schalters 22 und eines negativen Dispersionsfilters 24 aufweist.

In dem in der Figur dargestellten unteren Zweig ist ent sprechend die Reihenschaltung aus einem negativen Dispersi onsfilter 21, einem Analogschalter 23 und einem positiven Dispersionsfilter 25 dargestellt. Die Signale beider Zweige werden über eine Differenzstufe 26 einem Ausgang zugeführt. Die Schaltung ist am besten verständlich, wenn man sich die in der Mitte gelegenen Schalter 22 und 23 als zunächst ge schlossen vorstellt. Bei dieser Konfiguration darf am Aus gang der Schaltung, also hinter der Differenzstufe 26, kein Signal erscheinen, weil die in den beiden Zweigen jeweils revers zueinander wirkenden Dispersionsfilter 20 und 24 be ziehungsweise 21 und 25 wegen ihrer zueinander gegenläufi gen Charakteristik die frequenzabhängigen Verschiebungen, die das jeweils erste Filter bewirkt, im zweiten wieder aufgehoben werden. Demzufolge müssen sich Signal- und Rauschanteile, die auf die Verzweigung gegeben werden, bei geschlossenen Schaltern am Ausgang der beiden Zweige nach 24 und 25 durch die Differenzstufe 26 aufheben, so daß am Ausgang weder Rauschen noch Signal erscheinen kann.

Da aber am Ausgang der beiden revers zueinander wirkenden Dispersionsfilter 20 und 21 genau wie in den vorher be schriebenen Anordnungen, zum Beispiel nach Fig. 1d, spie gelsymmetrische koinzidente kombinierte Signale erzeugt werden, die jeweils aus einer komprimierten und einer ex pandierten Komponente bestehen, kann der Schalter durch ein Schaltsignal über den Eingang 27 so betätigt werden, daß er beispielsweise während der kurzen Zeit der mittleren Dauer δ des komprimierten Signales dieses durch Unterbrechung des Signalweges in beiden Zweigen quasi "herausschneidet" und so dem kombinierten Signal in beiden Zweigen die jeweils komprimierte Komponente entnimmt, derart, daß die Signale in beiden Zweigen ungleich werden und jeweils - zumindest näherungsweise - nur aus ihren expandierten Komponenten be stehen. Da aber die Faltsignale aufgrund ihrer zueinander reversen Chirpsignal-Komponenten hinter dem ersten Paar der parallel geschalteten Dispersionsfilter 20 und 21 zueinan der revers zur doppelten Dauer expandierte insbesondere Chirpsignale erzeugen, werden durch den Schalter diese ge dehnten Komponenten kurzzeitig in deren zeitlicher Mitte unterbrochen, so daß am Ausgang der Schalter 22 und 23 auch jeweils zueinander reverse gedehnte Komponenten übrig blei ben, in deren Mitte ein vergleichsweise kurzes Stück durch die Unterbrechung ausgeschnitten wurde.

Da für diese gedehnten Anteile in beiden Zweigen die zeit liche Position der Frequenzanteile bestehen bleibt, werden diese beiden expandierten Signale in beiden Zweigen durch das zweite Dispersionsfilterpaar 24 und 25 wieder in die ursprüngliche Länge komprimiert. Demnach hebt das Dispersi onsfilter 24 die Expansion, die durch das Dispersionsfilter 20 im oberen Zweig bewirkt wurde, auf. Gleiches geschieht durch das Dispersionsfilter 25 für die Verschiebung durch das Filter 21 im unteren Zweig.

Da die mittlere Dauer des komprimierten Impulses δ je nach zeitlichen Kompressionsfaktor ψ sehr viel kleiner ist als die doppelte Dauer des ursprünglichen Teilsignales Δt, ist der Fehler, der beim Ausschneiden des komprimierten Impul ses für die jeweils expandierten Signalanteile entsteht, nur klein.

Am Ausgang der Dispersionsfilter 24 und 25 liegen also jetzt nach der Ausschneidetechnik zwei jeweils zueinander reverse insbesondere Chirpimpulse vor, die bei der Diffe renzbildung wegen der gegenläufigen Frequenzen nicht sich aufheben können, einfach weil es ungleiche Signale sind.

Diese Rauschreduktionseinheit nach Fig. 1e ist in mehrfa cher Hinsicht theoretisch und praktisch interessant, weil sich einfach nachweisen läßt, daß bei immer größer werden dem Verhältnis Δt/δ=ψ der Fehler, der durch die Ausschnei detechnik begangen wird, immer kleiner wird oder, was das gleiche besagt, die Rauschreduktion immer besser wird.

Für das Rauschen gilt also prinzipiell das gleiche wie für das Signal. In beiden Zweigen wird das Rauschen, das durch das Dispersionsfilter 20 entsprechend seiner spektralen Verteilung verschoben wird, durch das Dispersionsfilter 24, das revers zu 20 wirkt, bis auf den prozentual kleinen Mit telteil, der durch die Schalter unterbrochen wurde, rekom biniert. Gleiches gilt im unteren Zweig nach Fig. 1e. Dem nach wird das Rauschen in beiden Zweigen bis auf den ausge schnittenen Anteil, der energetisch klein ist, im oberen und unteren Zweig gleich sein und sich durch die Differenz stufe 26 herausheben. Das heißt also, je nach zeitlichem Kompressionsfaktor ψ erscheint am Ausgang dieser ersten Korrelationsanordnung nach Fig. 1e wieder ein Teilsignal, dem in der Mitte wenige Schwingungsanteile fehlen und des sen Rauschanteile durch die Differenzbildung weitgehend un terdrückt werden.

Die solchermaßen im S/N-Verhältnis verbesserten Faltsignale können innerhalb der Schaltung weitergegeben werden und zu sätzlich zum Beispiel durch eine Schaltung nach Fig. 1d nochmals korrelativ bearbeitet werden, wobei weitere Rauschanteile eliminiert werden.

Hier zeigt sich ein Vorteil dieser ersten Korrelationsan ordnungen. Da sie auf physikalisch unterschiedlichen Effek ten bezüglich der Elimination der Störanteile beruhen, las sen sie sich unabhängig voneinander auch kombinieren. Ähn liche Ergebnisse lassen sich auch erzeugen, wenn man das kombinierte Signal bei der Ausschneidetechnik nicht für die Dauer des komprimierten Impulses unterbricht, sondern umge kehrt, nur für diese Dauer δ die Schalter schließt, also den komprimierten Impuls selektiert, der dann durch die Dispersionsfilter wieder in beiden Zweigen zur ursprüngli chen Länge expandiert wird. Hierbei bleibt der nur kurzzei tige Rauschanteil, der auf δ entfällt, zwar erhalten, aber er wird durch die Dispersionsfilter wieder auf die ur sprüngliche Dauer expandiert; sein Energieanteil ist jedoch sehr viel kleiner ist als ursprünglich für die Zeit 2Δt.

Fig. 1f zeigt eine weitere Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1e. Hier sind lediglich die Schalter 22 und 23 in den Längszweigen durch Multiplikatoren 28 und 29 ersetzt. Da Schalter und Multiplikatoren ähnliche Wirkung erzielen kön nen, ist es in der Schaltung nach 1f besonders vorteilhaft, das Ausschneiden nach Schaltung Fig. 1e durch ein multi plikatives Unterdrücken nach Fig. 1f zu ersetzen, weil dieses nach der Optimalfiltertheorie die geringste Verzer rung des gedehnten Impulses ermöglicht.

Da hier die prinzipielle Wirkungsweise dieselbe ist wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1e, wird auf eine ein gehendere Beschreibung verzichtet. Wichtig ist jedoch, daß die synchronisierten Multiplikationsimpulse, die auf der Leitung 39 den beiden Multiplikatoren parallel zugeführt werden, praktisch Signale mit der Amplitude "eins" sind, die synchron getaktet in der zeitlichen Mitte der Teilsi gnale der kombinierten Signale am Eingang der Multiplikato ren gemäß dem Verlauf einer Spaltfunktion (si-Funktion) zu Null geschaltet werden, derart, daß sie eine Umkehrung der normierten Hüllkurve des komprimierten Signalanteiles des kombinierten Signales während der Zeit δ darstellen. Hier durch unterdrücken sie multiplikativ genau diesen kompri mierten Anteil. Die Unterdrückungssignale also stellen nichts anderes dar als eine invertierte si-Funktion, die an "Null" geklemmt ist. Allerdings setzt diese Schaltung einen synchronen Betrieb voraus, der aber durchaus zur Demodula tion einer Pulsfolge üblich ist.

Anhand der Fig. 1b bis 1f wurden korrelative Elemente dargestellt, die grundsätzlich unabhängig voneinander ein gesetzt werden können, weil sie sich durch unterschiedliche physikalischen Einwirkungen auf das kombinierte Signal aus zeichnen.

Fig. 3a zeigt eine solche Kombination der Korrelationsan ordnungen nach Fig. 1e und Fig. 1d. Das von der Antenne 30 kommende trägerfrequente Faltsignal kann durch einen Vorverstärker 31 verstärkt und über einen Bandpaßfilter 32 von außerhalb der Empfangsbandbreite liegenden Störsignalen befreit werden. Das hochfrequente Faltsignal 2j wird dann in der Korrelationsanordnung 33, das identisch bei der Fig. 1e beschrieben wurde, in seinem Signal-/Rausch verhältnis verbessert und darauf folgend durch die korrelative Stufe, wie sie in Fig. 1d beschrieben wurde, von weiteren Rauschanteilen befreit und gleichzeitig durch multiplikative Demodulation 36 in das NF-Signal zurückver wandelt werden.

In der Baugruppe 37 ist ein Tiefpaß zur Ausfilterung des niederfrequenten Signalanteile vorgesehen. Ferner kann über eine Schwelle das Signal diskriminiert und in seiner Puls länge geformt werden. Außerdem befinden sich in der Bau gruppe 38 Synchronisationsstufen, die Schaltimpulse für die Schalter 22 und 23 derart generieren, daß ihre zeitliche Position in der Mitte der kombinierten Signale - bezogen auf den Ausgang des Dispersionsfilters 20 bzw. 21 - gelegen ist. Die Dauer des Schaltimpulses ist vorteilhafterweise etwas geringer als die mittlere Pulsdauer δ des komprimier ten Signales. Eine der Baugruppe 37 nachgeschaltete Detek torstufe 63 ist gibt eine Ausgangssignal ab, wenn ihr Ein gangssignal mindestens einen vorgegebenen, den der verblei benden Störsignale oder deren sich in dieser Stufe auswir kenden Anteil übertreffenden, Schwellen- oder Energiepegel erreicht. Diese Detektorstufe ist als an die erfindungsge mäße Schaltung in der Weise besonders angepaßt, als sie - entsprechend der erreichten Störunterdrückung - auf die durch mögliche trotz Unterdrückung verbleibende anteilige Störimpulse hervorgerufene Ausgangssignale gerade nicht anspricht. Dies kann durch Ausnutzung einer korrelativen Eigenschaft in Verbindung mit einer anderen weiter unten dargestellten Schaltung erfolgen oder durch Vergleich mit einer festen Vergleichsgröße (Schwelle nach einem Amplitu den- oder Energiekriterium eingestellt, daß welches nicht von einer Störung herbeigeführt sein kann). Des weiteren kann die Detektion zulässiger Signale auch durch Vergleich des Ausgangssignals mit einer komplexeren Signalform oder einem Signalmuster erfolgen. Ein Beispiel hierfür sind be kannte Verfahren zur Fehlererkennung mittels eines Prüfbits oder anderer mathematischer Verfahren zur Fehlererkennung.

Neben den relativen, (d. h. korrelativen) und - im Falle der sequentiellen (Auto-)korrelation - repetitiven (also peri odischen) Korrelationskriterien kann so zusätzlich auch noch ein absolutes Detektionskriterium verwendet werden, welches aufgrund einer festliegenden Eigenschaft die Zuge hörigkeit des empfangenen Nutzsignals zu einem erwarteten Nutzsignal feststellt. Dazu gehört - wie erwähnt - die Überschreitung eines einen zu erwartenden restlichen Stör pegel überschreitende Amplitude oder Leistung bzw. das Er reichen einer Mindestähnlichkeit mit einem im Empfänger ge haltenen Mustersignal.

Diese Detektorschaltung ist entsprechend auch in den Aus führungsbeispielen gemäß den Fig. 3b und c sowie den weiteren Ausführungsbeispielen vorgesehen und stellt eine weitere Verbesserung der Übertragungsqualität sicher.

Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3b ist funktionell grundsätzlich übereinstimmend mit dem gemäß Fig. 3a ausge staltet, sieht aber statt der Schalter 22 und 23 Multipli katoren 28 und 29 vor, wobei über die Leitung 39 den Multi plikatoren, wie bei der Schaltung nach Fig. 1f beschrie ben, invertierte und zu "Null" geklemmte Spaltimpulse zuge führt werden. Die Form solcher Impulse kann je nach zu er wartendem Störsignal optimiert werden.

Fig. 3c zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Empfänger schaltung in der zwei der Korrelationsanordnungen nach Fig. 1b und nach Fig. 1d verwendet werden. Die Schaltung funktioniert wie folgt: Das trägerfrequente Signal an der Antenne 30 wird über einen Vorverstärker 31 und einen nach folgenden Bandpaß für die Trägerfrequenzbandbreite gelei tet. Am Ausgang dieses Bandpasses wird das Faltsignal ver zweigt und wie bekannt über die zwei parallel geschalteten, revers zueinander wirkenden Dispersionsfilter 41, 42 ge führt. Die Ausgänge der beiden Dispersionsfilter werden einmal auf eine Summierstufe 43 und parallel hierzu auf ei ne Multiplikationsstufe 46 geleitet, wobei die Additions stufe so wirkt wie für Fig. 1b und die Multiplikationsstu fe so wie für Fig. 1d beschrieben. Am Ausgang der Summier stufe 43 erscheint also ein Signal, dessen S/N-Verhältnis durch additive Korrelation verbessert ist.

Das Signal liegt im trägerfrequenten Bereich und wird auf die Quadrierstufe, die aus einem Multiplikator 44 besteht, gegeben, um an seinem Ausgang ein Signal zu erhalten, das in einem Trägerfrequenzbereich liegt, wobei dessen Mitten frequenz der doppelten Trägerfrequenz des ursprünglichen Faltsignales entspricht.

Gleichzeitig entsteht am Ausgang der Quadrierstufe nicht nur ein Signal mit doppelter Trägerfrequenz, sondern auch das niederfrequente Signal durch die quadratische Mischung. Der Ausgang des Multiplikators 46, der als korrelativer Multiplikator wirkt, enthält ebenfalls das trägerfrequente Signal mit doppelter Trägerfrequenz und gleichfalls das N/F-Signal. Multipliziert man diese beiden Ausgänge, den Ausgang des Multiplikators 46 mit dem Ausgang der Quadrier stufe 44 wiederum miteinander über die Multiplikationsstufe 45, werden die koinzidenten Signale im HF- und NF-Bereich wiederum korrelierend, also rauschunterdrückend multipli ziert, da der Ausgang des Multiplikators 46 auch das qua drierte NF-Signal enthält, kann über einen Tiefpaß 47 und eine Pulsformerstufe 48 das ursprüngliche niederfrequente Signal, als beispielsweise binäre Pulsfolge oder auch als PPM-Folge, je nach verwendeter Grundmodulationsart entnom men werden.

Fig. 3d stellt eine Erweiterung einer Schaltung mit den in der Schaltung gemäß Fig. 3c verwendeten Prinzipien inso fern dar, als hier die Schaltung nach Fig. 3c noch um eine differenzbildende Stufe 52 mit nachfolgender Quadrierstufe 54 und Multiplikator 56, Tiefpaß 58 und Pulsformerstufe 60 analog zu Fig. 3c erweitert wurde. In Fig. 3d also wird nicht nur die Summe der kombinierten Signale aus den Dis persionsfiltern 49 und 50 über die Summenstufe 51 genommen, sondern parallel hierzu die Differenz der kombinierten Si gnale über die Differenzstufe 52 und beide Signale, das aus der Summier- und das aus der Differenzstufe stammende, wer den mehrfach multiplikativ analog zu den nach Fig. 3c dar gestellten Prinzipien demoduliert. Insofern stellt die Schaltung nach Fig. 3d eine Möglichkeit dar, die Summen- und Differenzsignale, wie sie nach Fig. 1a im Sender er zeugt wurden, im Empfänger nach Fig. 1a getrennt zu demo dulieren.

Um das Verständnis für die hier dargestellten vielfachen Möglichkeiten zu erleichtern, werden nachfolgend nochmals zusammenfassend die Grundgedanken und Möglichkeiten erläu tert:
Die hier beispielhaft gemäß Fig. 1a eine Sender- und gemäß Fig. 3a bis d Empfängerschaltungen bildenden Blockschal tungen sind aufgrund der generellen Aufgabenstellung nur prinzipieller Natur und zeigen als Beispiel, wie die unter schiedlichen Korrelationsanordnungen gemäß Fig. 1b, 1c, 1d, 1e und 1f als Bausteine zur Rauschabstandsverbesserung im Empfänger benutzt werden können und sie zeigen, wie bei der analogen Teilsignalsignalverarbeitung zwei parallel ge schaltete zueinander inverse Dispersionsfilter mit an schließenden korrelativen Summen-, Differenz-, Multipli zier- und Quadrierstufen für die spiegelsymmetrischen kom binierten Signale zur Rauschunterdrückung oder iterativen Rauschunterdrückung in verschiedensten Schaltungen zu mehr oder weniger aufwendigen Blöcken zusammengestellt werden können. Sie bieten also als Bausteine eine Fülle von Mög lichkeiten, Erste Korrelationsanordnungen mit wenig Auf wand, also kostengünstig, oder mit mehr Aufwand, dann aber auch effizienter, zur S/N-Verbesserung im analogen Teil ei nes Empfängers anwenden zu können. Bei den Korrelationsan ordnungen nach Fig. 1e oder Fig. 1f mit in den Längszwei gen befindlichen Schaltern oder Multiplikatoren, die beide auf der Zeitachse bei synchronisierbarem Betrieb arbeiten, läßt sich je nach Kompressionsfaktor eine erhebliche Stör signalunterdrückung erzielen. Die dargestellen Korrelati onsanordnungen lassen sich einzeln oder zu mehreren in die nachfolgend dargestellten Sende- bzw. Empfangsschaltungen einbeziehen.

Das verfahrens- und fertigungstechnisch Besondere bei den dargestellten Schaltungsbaugruppen ist, daß bei der Verwen dung von dispersiven Filtern in Form von Verzögerungslei tungen mit frequenzabhängiger Gruppenlaufzeit sich auf ei nem Substrat mehrere derartige Elemente als Multidispersi onsfilter anordnen lassen. Durch entsprechende Anschlüsse lassen sich universell verwendbare Dispersionsfiltermodule bilden, bei denen man - je nach Applikation und Kombination- spezielle Erste Korrelationsanordnungen auf Silicon-Chips integrieren oder mit diesen zusammenschalten kann, auf de nen sich dann zum Beispiel auch Multiplikatoren oder Schal ter befinden.

Die Faltimpulse bildenden Teilsignale bieten also durch ih re speziellen mehrfachkorrelierbaren Eigenschaften durch symmetrische Systemstrategien preiswerte und effektvolle Möglichkeiten zur Entwicklung moderner Übertragungssysteme, die sich durch eine erhebliche Verbesserung des Si gnal/Rauschverhältnisses auszeichnen und die damit einen energiesparenden, sicheren Kommunikationsbetrieb zur Nach richtenübertragung ermöglichen, und die außerdem dazu die nen können, die Belastung für den Menschen herabzusetzen.

Bei den nachfolgend dargestellten Ausführungsbeispielen wird zusätzlich zu den üblichen Bauelementebezeichnungen ein mit eine "X" versehener Block als Kennzeichnung für ei nen Vier-Quadranten-Multiplizierer verwendet. Ein mathema tisches "Wurzel"-Zeichen wird zur Kennzeichnung eines Be grenzers mit Quadratwurzelfunktion benutzt.

Die Aufgabe, das Signal/Rauschverhältnis trotz eines länge ren Übertragungsweges im Empfänger zu verbessern, wird er findungsgemäß dadurch gelöst, daß eine sogenannte "mehrdimensionale Modulation" d. h. eine Übertragung mit mehreren voneinander unabhängigen Modulationen vorgenommen wird. Auch bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4 zeigt sich dieses Prinzip:
Das in Fig. 4 dargestellte System enthält - in Form der Nachrichtenquelle 111 - einen ersten Kodierer 113a als Mo dulatorelement für eine erste Modulationsart (Modulation 1) einen zweiten Kodierer 113b für eine zweite Modulationsart (Modulation 2), einen dritter Kodierer für eine dritte Mo dulationsart (Modulation 3), bis hin zu einem n-ten Kodie rer 113n für eine n-te Modulationsart. Jeder Kodierer 113a . . . 113n kodiert ein und dasselbe Nachrichtensignal gemäß der ihm zugehörigen Modulation 1, 2, . . . n. Der Begriff "Nachrichtensignal" umfaßt hier einerseits ein Analogsi gnal, also ein sich kontinuierlich änderndes Signal, ande rerseits ein Digitalsignal, beispielsweise in Form eines Einzelimpulses aus einem Impulszug. Der Begriff "Kodierer für Modulation 1" bezeichnet einen Modulator, der ent sprechend einem vorbestimmten funktionalen Zusammenhang in Abhängigkeit von der vorliegenden Zeitfunktion des Ein gangssignals eine Amplituden-/Frequenz-Zuordnung vornimmt. Gemäß einer Ausführungsform ist der erste Kodierer 13a zum Beispiel ein Amplitudenmodulator, der das Nachrichtensignal aus der Nachrichtenquelle einer Amplitudenmodulation unter zieht. Der zweite Kodierer 113b kann dasselbe Nachrichten signal zum Beispiel einer Phasen- oder Frequenzmodulation unterziehen. Der Begriff "Nachrichtensignal" bedeutet hier auch jede Behandlung eines einen Anteil des Nachrichtensi gnals in einer späteren Verarbeitungsstufe aufweisenden Si gnals, so daß zusätzlich auch Modulationsstufen vorgesehen sein können, welche das Nachrichtensignal insgesamt erfas sen. Die weiteren in Fig. 4 dargestellten Kodierer können wiederum dasselbe Nachrichtensignal einer noch anderen Mo dulation oder Kodierung unterziehen. Es ist dabei zu bemer ken, daß Anordnung der hier als "Kodierer" bezeichneten Mo dulatorelemente nicht auf die dargestellte parallele Anord nung, die hier aus Gründen der Übersicht erfolgte, be schränkt ist. Diese Kodierer können seriell nacheinander in der Weise angeordnet sein, daß ein bereits moduliertes Si gnal erneut einer Codierung unterzogen wird. Ein Beispiel dafür können pulsartige Signale sein, welche als solche dann der dargestellten Modulation mit mehreren Konventionen unterzogen werden. Die schematische Anordnung nach Fig. 4 ist daher insgesamt auch als Kodiernetzwerk zu verstehen, bei dem Schaltungsteile kaskadiert sind. Insgesamt besteht eine große Variabilität beim Zusammenschalten der vor- und nachstehend dargestellten Schaltungsteile. Dies gilt insbe sondere für die Schaltungen auf der Empfängerseite, welche zur Störherabsetzung nach dem dargestellten Konzept der mehrdimensionalen Dekodierung nahezu beliebig kaskadiert werden können.

Die von den einzelnen Kodierern 113a, 113b, . . . 113n ausge gebenen kodierten Signale werden auf jeweils einen zugehö rigen Eingang 1, Eingang 2 eines Konzentrators 114 gegeben. Bei diesem Konzentrator kann es sich zum Beispiel um einen Summierer, einen Subtrahierer, einen Multiplizierer oder ein anderes Bauelement handeln, welches die einzelnen Aus gangssignale der Kodierer verknüpft, damit dann das so ver knüpfte Signal auf die Übertragungsstrecke 115 abgegeben wird. In einem Sonderfall, nämlich bei einer aus mehreren Zweigen 115a und 115b bestehenden Übertragungsstrecke 115, können auch separate kodierte Nachrichtensignale von ein zelnen Kodierern über separate Zweige dieser Übertragungs strecke 115 geführt werden.

Am Ende der Übertragungsstrecke 115 erfolgt eine Auftren nung der empfangenen Signale durch eine Reihe von Dekodie rern 117a bis n. Dabei dekodiert jeder einzelne Dekodierer das empfangene Signal entsprechend der ihm zugewiesenen Mo dulationsart, also im vorliegenden Fall gemäß der Modulati on 1, gemäß der Modulation 2 etc. Am Ausgang der einzelnen Dekodierer 117a bis n erscheinen dann die dekodierten Si gnale oder demodulierten Signale, und diese einzelnen deko dierten Signale werden auf einen Eingang 1, einen Eingang 2 eines Mehrfachkorrelators 116 gegeben. Der Mehrfachkorrela tor 116 korreliert die verschiedenen dekodierten Signale, um das ursprüngliche Nachrichtensignal wiederzugewinnen, welches dann in die Nachrichtensenke 119 ausgegeben wird.

Das Korrelieren der einzelnen dekodierten Signale in dem Mehrfachkorrelator 116 besteht im einfachsten Fall aus ei nem Signalvergleich, einer Multiplikation, einer Summenbil dung oder dergleichen. Wesentlich bei diesem Schritt ist die Nutzung des Umstandes, daß durch die Korrelation die Nutzsignale gegenüber den Störsignalen hervorgehoben wer den. Da die Nutzsignale voraussetzungsgemäß korreliert sind, werden sie im Empfänger E durch die Korrelation ver stärkt, während die nicht oder nur geringfügig korrelierten Störsignale (Rauschen) durch die Korrelation abgeschwächt werden.

Während es sich bei dem Konzentrator 114 um ein verhältnis mäßig einfaches Bauelement handelt, bei dem gegebenenfalls schon die Zusammenführung von unterschiedlich modulierten Signalanteilen nach Art eines Schaltungsknotens genügen kann, ist der dargestellte Multikorrelator in der Regel recht komplex. Nach dem Prinzip der mehrdimensionalen Kor relation lassen sich die Dekodierer nahezu beliebig kaska dieren. Die Ausgangssignale von zunächst die Grundkonven tionen (Modulationsverfahren) der Senderseite invertieren den Dekodier-(Demodulations-)elemente lassen sich ergänzen durch weitere Demodulationselemente, welche die verwendeten Modulationsverfahren kombinieren. Durch die gleichzeitige korrelative Überhöhung des wiedererlangten Nutzsignals oder von dessen Anteilen erfolgt eine starke Herabsetzung von Störanteilen.

Es wird also die Information der Nachrichtenquelle über mehrere Kodierer - hier allgemein dargestellt zunächst durch n Kodierer - kodifiziert, wobei durch diese Kodierer, die technisch unterschiedlich ausgeführt sein können, gemäß unterschiedlichen Vorschriften, also entsprechend n Modula tionen, dem Signalträger die Nachricht aufmoduliert wird.

Dementsprechend entstehen für eine Nachricht auf der Sen derseite n Signale, die im hier sogenannten "Konzentrator" zusammengefaßt werden, um alle unterschiedlichen Signale gemeinsam über den Kanal übertragen zu können.

Kommen nun zu dem übertragenen Gesamtsignal Rauschen und andere Störer auf dem Übertragungsweg hinzu, stehen am Ende des Übertragungskanales die mehrfach kodierte Nachricht, die Störsignale und das Rauschen am Eingang des Empfängers zur Verfügung.

Entsprechend der n-mal kodifizierten Nachricht enthält der Empfänger eine entsprechende Zahl von m Dekodierern, bei denen jeder der Dekodierer die Nachricht gemäß der ihm zu geordneten Modulation dekodiert oder demoduliert. Dement sprechend müssen beim Empfänger die entsprechenden n Modu lationen einzeln bekannt sein und entsprechende Vorrichtun gen in Hard- oder Software dafür vorgesehen werden.

Diese m Dekodierer haben mindestens m entsprechende Ausgän ge, da die einzelnen Ausgänge auch untereinander verknüpft werden können. Diese m Ausgänge zeichnen sich grundsätzlich dadurch aus, daß ihnen allen die ursprüngliche Nachricht gemeinsam ist. Jedoch - und das ist das Entscheidende - sind die an den Ausgängen der Dekodierer erscheinenden Stör- und Rauschsignale weitgehend unkorreliert oder anders korreliert als die Signale.

Dieser Umstand läßt sich auch anders beschreiben: Danach sind die Nachrichtensignale an den Ausgängen der unter schiedlichen Dekodierer in hohem Maße korreliert, die Stör signale jedoch vergleichsweise gering korreliert. Der ein fache Grund hierfür liegt in dem Umstand, daß die Stör- und Rauschsignale den einzelnen Modulationen der Dekodierer nicht im gleichen Umfang wie die Nachrichtensignale ent sprechen können. Das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren macht sich genau diesen Umstand zunutze.

Je nach Modulation können zum Beispiel die Nutzsignale an den m Ausgängen alle koinzident erscheinen, also auf der Zeitachse eine gemeinsame Vorzugsposition einnehmen. Rau schen und Störsignale werden durch die unterschiedlichen Dekodierer jedoch zeitlich unterschiedlich verteilt.

Da gaußsches Rauschen statistisch den allgemeinsten Störer darstellt, sei das Verhalten einer solchen Übertragungs strecke anhand des thermischen Rauschens zunächst sehr all gemein erklärt.

Zum Beispiel sei gemäß Modulation 1 ein nadelförmiges Si gnal amplitudenmoduliert worden, dann wird am Ausgang des Dekodierers für Modulation 1 eine kurzzeitige Spannungs überhöhung am Ausgang des Amplituden-Demodulatorelements er scheinen.

Wurde das Nutzsignal gemäß Modulation 2 frequenzmoduliert, im gleichen Frequenzband wie das amplitudenmodulierte Si gnal nach Modulation 1, dann wird der Dekodierer für Modu lation 2 dieses frequenzmodulierte Signal ebenfalls demodu lieren. Sofern die Gesamtanordnung so konfiguriert ist, daß am Ausgang des Dekodierers für Modulation 2 das Nutzsignal koinzident mit dem Nutzsignal am Ausgang des Dekodierers für Modulation 1 erscheint, kann man zum Beispiel die bei den Signale am Ausgang des Dekodierers für Modulation 1 und am Ausgang des Dekodierers für Modulation 2 addieren oder multiplizieren oder korrelieren.

Demzufolge wird die Summe der beiden Nutzsignale, normieren wir sie in der Amplitude jeweils mit dem Wert 1, in Summe den Wert 2 ergeben. Das gilt jedoch nicht für das thermi sche Rauschen. Hier addieren sich unter der Voraussetzung, daß sie vollständig unkorreliert sind, nur die Leistungen.

Dieser Gedanke läßt sich auf n solcher unterschiedlichen Kodifikationen ausdehnen. Das Beispiel der Summation der korrelierten Signale und des annähernd unkorrelierten Rau schens ist jedoch nur der einfachste Weg einer hier als Multikorrelator bezeichneten Anordnung, die sinnvoller- und vorteilhafterweise sehr viel komplexer und wirkungsvoller gestaltet werden kann.

Der Multikorrelator ist dabei also so aufgebaut, daß er als Anordnung von korrelatives Elemente und Autokorrelatorele mente verstanden werden kann, um die unterschiedlichen Störsignale von den gleichartigen Nutzsignalen unterschei den zu können. Grundsätzlich bedeutet dies, die Korrelati onsmatrix zu optimieren. Am Ausgang des Multikorrelators steht dann ein Nutzsignal zur Verfügung, bei dem die Stör signale weitgehend unterdrückt sind.

Diese Störsignalunterdrückung ist um so effizienter, je mehr möglichst voneinander unabhängige Modulationen benutzt wurden, je unabhängiger diese voneinander sind und je kom plexer der Multikorrelator aufgebaut wird. Das ist durch analoge Schaltungen besonders wirkungsvoll, aber auch durch digitale Schaltungen möglich.

Wie gezeigt wird, lassen sich durch schaltungstechnische Maßnahmen korrelierende Anordnungen schaffen, die die Kor relation auf der Zeit- und/oder Frequenzachse nutzen, um das Nutzsignal gegenüber den Störsignalen zu bevorteilen und auf diese Weise eine erhebliche Verbesserung des Signal zu Rauschverhältnisses möglich machen. Die Mehrfach konventionen werden dabei insbesondere so gewählt, daß mit der Kombination der Konventionen keine oder keine wesentli che Erhöhung der Kanalkapazität bei der Dimensionierung ei nes Netzwerkes verbunden ist, damit die Reduktion des Rau schens nicht mit einer für die Übertragung der Nachricht nicht erforderlichen Erhöhung der Kanalkapazität erkauft wird.

Daß dies möglich ist, wird am folgenden, in Fig. 5 näher dargestellten, Ausführungsbeispiel erläutert. Dort ist eine senderseitige Anordnung gezeigt, bei der nicht wie sonst üblich die IQ Modulation mit zwei um 90° versetzten Trägern dazu genutzt wird, um zwei Informationen zu übertragen, sondern gemäß des oben beschriebenen Prinzips eine einzige Nachricht zweimal moduliert wird, um sie anschließend zu summieren und zu übertragen. Beim Empfänger kann dann die Nachricht wiederum nach der gleichen Vorschrift über den Dekodierer (Demodulatorelement) für die Modulation 1 multi plikativ demoduliert werden und über den Dekodierer für Mo dulation 2 ein zweites Mal - genau wie beim Sender - mit einem gegenüber dem ersten rekonstruierten Träger um 90° versetzten Träger demoduliert werden. Da das Nutzsignal jetzt zweimal auf zwei Pfaden koinzident vorhanden ist, die jeweiligen Rauschanteile auf den beiden Zweigen jedoch nicht in diesem Umfang korreliert sind, ist es zum Bei spiel möglich, die beiden Ausgangssignale des Dekodierers für die Modulation 1 und des Dekodierers für die Modulation 2 miteinander zu multiplizieren, aufgrund der Koinzidenz des Signales wird im Korrelator der Signal zu Rauschabstand sich verbessern. Die Störanteile in den beiden Zweigen sind zueinander weniger korreliert, da sie als Produkte mit zwei unterschiedlichen Phasen des gleichen Trägers vorliegen. Wichtig ist, daß bei diesem Beispiel die Kanalkapazität des Übertragungskanales nicht größer sein muß, da die Summe der um 90° versetzten Träger die gleiche Bandbreite einnehmen kann wie ein einfacher Träger. Dies ist damit ein einfaches Beispiel, wie zwei Modulationen zur Übertragung einer Nach richt genutzt werden können, um eine Rauschreduktion zu er wirken.

Fig. 5 zeigt das Blockschaltbild dieser Ausführungsform des erfindungsgemäßen Systems zum Übertragen eines Nach richtensignals im Detail. In der Figur sind ebenso wie in den weiteren Figuren gleiche und ähnliche Komponenten, die auch in anderen Figuren dargestellt sind, mit übereinstim menden Bezugszeichen versehen.

Ein Oszillator 120 liefert ein Trägersignal mit einer vor bestimmten Frequenz. Das Trägersignal wird mit dem Nach richtensignal in einen Multiplizierer 121 multipliziert.

Das Ausgangssignal des Multiplizierers 121 gelangt an einen Eingang des Konzentrators 114, hier ausgebildet in Form ei nes Summierers 114a. Das Ausgangssignal des Oszillators 120 gelangt außerdem über einen 90°-Phasenschieber 122 an einen weiteren Multiplizierer 123. Der Phasenschieber 122 und der Multiplizierer 123 bilden den Kodierer 113b. Das Ausgangs signal des Multiplizierers 123 wird von dem Summierglied 114a mit dem Ausgangssignal des Multiplizierers 121 sum miert und auf die Übertragungsstrecke 115 gegeben.

Rechts in Fig. 4 erkennt man, daß der Empfänger E einen Dekodierer 117a und einen Dekodierer 117b für die Konven tionen 1 und 2 aufweist, die einen korrespondierenden Auf bau besitzen wie die Kodierer auf der Seite des Senders 5. Die Komponenten in den Dekodierern 117a und 117b tragen entsprechende, gestrichene Bezugszeichen 120' bis 123'.

Das in Fig. 5 gezeigte System hat Ahnlichkeit mit einem konventionellen Übertragungssystem, welches mit IQ-Modulation arbeitet, wobei allerdings hier erfindungsgemäß die beiden um 90° versetzten Träger nicht dazu verwendet werden, zwei verschiedene Nachrichten zu modulieren, son dern dazu dienen, ein und dieselbe Nachricht zu kodieren. Am Ausgang der Demodulatoren 117a und 117b steht nun zwei mal das Nachrichtensignal zur Verfügung, und zwar zeitlich koinzident. Diesen durch zeitlichem Koinzidenz korrelierba ren Nutzsignalen stehen die nicht oder weniger korrelierten Rauschsignale gegenüber. Bei der Korrelation, zum Beispiel Multiplikation oder Addition im Korrelator 116 werden also die korrelierten Nutzsignale gegenüber den nicht oder wenig korrelierten Störsignalen hervorgehoben. Die vornehmlich auf der Übertragungsstrecke additiv zu dem übertragenen Nachrichtensignal hinzukommenden Störanteile können diesen Phasenbezug nicht aufweisen.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Ausfüh rungsform der Erfindung. Die Ausführungsform nach Fig. 6 ist der Ausführungsform nach Fig. 5 ähnlich, nur daß statt der IQ-Modulation gemäß Fig. 5 eine Modulation des aus der Nachrichtenquelle 111 kommenden Nachrichtensignals mit zwei unterschiedlichen Trägersignalen erfolgt. In dem ersten Ko dierer 113a wird das Nachrichtensignal in einem Multipli zierer 121 mit einem Trägersignal einer ersten Frequenz multipliziert, welches von einem Oszillator 120a geliefert wird, ein Bandpaß 124 filtert das Ausgangssignal des Multi plizierers 121 und gibt es auf einen Eingang des hier als Summierglied 114a ausgebildeten Konzentrators 114.

In dem zweiten Kodierer 113b liefert ein Oszillator 120b ein Trägersignal mit einer anderen Frequenz als der Oszil lator 120a des ersten Kodierers. Das Ausgangssignal eines Bandpaßfilters 125 wird auf einen zweiten Eingang des Sum mierglieds 114a gegeben.

In dem Empfänger E rechts in der Figur erfolgt das Dekodie ren der empfangenen, gemäß den Konventionen 1 und 2 kodier ten Nachrichtensignale in parallelen Zweigen mit Hilfe ei nes ersten Dekodierers 117a und eines zweiten Dekodierers 117b. Zwei Oszillatoren 120a' und 120b' setzen den von Bandpaßfiltern 126 und 127 gefilterten Signalen in den be treffenden Frequenzbändern wieder den ursprünglichen Träger gemäß der zugehörigen Konvention zu. Da die Rauschanteile in den beiden Frequenzbändern unterschiedlich sind, sind sie nicht oder nur schwach korreliert.

Fig. 6 zeigt damit ein weiteres einfaches Beispiel, bei dem eine höhere Kanalkapazität genutzt wird, um die Rauschreduktion zu bewirken. Da die Rauschanteile in beiden Frequenzbändern unterschiedlich sind, sind sie wiederum un korreliert.

Die Beispiele nach den Fig. 5 und 6 - wie auch die Kom bination mit einem der in den Fig. 1 bis 3 dargestellten Ausführungsbeispiele zeigen, daß das erfindungsgemäße Prin zip grundsätzlich in vielen Variationen einsetzbar ist, daß es aber darauf ankommt, die mehrdimensionale Modulation von Nachrichten so zu gestalten, daß entsprechend der Applika tion eine möglichst effiziente Ausnutzung der Kanalkapazi tät erfolgt. Die letztgenannten Beispiele zeigen ferner, wie jeweils zwei unterschiedliche Modulationen genutzt wer den können, um eine Verbesserung des Signal-/Rausch verhältnis zu bewirken.

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Ausfüh rungsform der Erfindung. Grundsätzlich ist das erfindungs gemäße Verfahren anwendbar auf beliebige Nachrichten zur technischen Nachrichtenübertragung, also anwendbar sowohl auf analoge als auch auf digitale Nachrichtensignale. Das in dieser Figur dargestellte System eignet sich besonders zur Übertragung einzelner, jeweils in Form von digitalen Signalbits vorliegender digitaler Nachrichtensignale. Die Übertragung erfolgt mit Hilfe einer ersten und einer zwei ten Konvention, gemäß denen das Nachrichtensignal von der Nachrichten-quelle 111 kodiert (moduliert) wird.

Angenommen, die Nachrichtenquelle 111 liefere als Nachrich tensignale digitale Basisbandsignale in Form von nadelför migen Si-Impulsen (die Funktion Si entspricht der Funktion (sinx/x), wie sie links oben in Fig. 6 angedeutet sind. Diese Si-Impulse werden von einem Trägersignal mit der Fre quenz f_T, das von dem Oszillator 120 geliefert wird, einer Amplitudenmodulation unterzogen, wobei das Trägersignal mit der Frequenz f_T für den ersten Kodierer 113a von einem Pha senschieber um die Phase ϕ₁ verschoben wird, während das Trägersignal für den zweiten Kodierer 113b durch einen Pha senschieber 129 um die Phase ϕ₂ verschoben wird. Durch die Modulation mit Hilfe der Multiplizierer 121 und 123 entste hen nadelförmige HF-Impulse mit einer Hüllkurve gemäß der (S-Funktion. In jedem Kodierer 113a und 113b befindet sich ein dispersives Filter, wobei der erste Kodierer 113a ein Dispersionsfilter 130 enthält, dessen Gruppenlaufzeit- Kennlinie komplementär zu der Kennlinie des in dem zweiten Kodierer 113b befindlichen Dispersionsfilters 131 ist. Auf diese Weise bilden die Dispersionsfilter 130 und 131 gegen läufig winkelmodulierte Chirpsignale, wie sie in Fig. 11c bei "A" bzw. bei "B" dargestellt sind.

Die beiden auf den Summierer 114a gegebenen, gegenläufigen Chirpimpulse werden superponiert, d. h. überlagert und dann auf die Übertragungsstrecke 115 gegeben. Die in Fig. 11c dargestellten Chirpimpulse weisen gegenläufige Frequenzbe schleunigungen µ[Hz/s] auf, wobei hier der Spezialfall µ₂ = -µ₁ für die bei "A" bzw. "B" dargestellten Impulse gilt.

In den beiden Dekodierern 117a und 117b im Empfänger E gibt es zunächst zwei getrennte, parallele Signalpfade entspre chend den Konventionen 1 und 2. Jeder Signalpfad enthält ein Dispersionsfilter 132 bzw. 133, die entsprechend ausge bildet sind wie die Dispersionsfilter 130 bzw. 131 in den Kodierern 113a bzw. 113b. Die Gruppenlaufzeit-Kennlinien der Dispersionsfilter einander entsprechender Konventionen sind so gewählt, daß sich am Ausgang der beiden Dispersi onsfilter 132 und 133 jeweils ein kombiniertes Signal er gibt, bestehend aus einem zeitlich komprimierten Impuls ho her Amplitude und einem zeitlich expandierten Impuls ver ringerter Amplitude.

Bevor auf die Signalverarbeitung im Empfänger E näher ein gegangen wird, sollen einige Anmerkungen zu den bei der Ausführungsform nach Fig. 7 übertragenen Faltimpulsen ge macht werden. Die Faltimpulse werden - wie bereits an Hand von Fig. 1a dargestellt - erzeugt durch Überlagerung von zwei gegenläufig winkelmodulierten Chirpsignalen. Gewonnen werden die Signale mit Hilfe der Dispersionsfilter, die als transversal arbeitende Laufzeitglieder ausgebildet sind und die zunächst gedehnten Chirpimpulse zu einem sehr kurzen, nadelförmigen Impuls hoher zeitlicher Energiedichte kompri mieren.

Faltimpulse lassen sich mit relativ geringer Sendeleistung emittieren. Durch die im Empfänger erfolgende Kompression ergeben sie abhängig von der verwendeten Bandbreite und der Amplitude die kürzestmöglichen Impulse in der Nachrichten technik, nämlich Si-Nadelimpulse, wie sie entstehen, wenn ein Dirac-Impuls über ein Tiefpaß geleitet wird. Der Vor teil der Chirpimpulse besteht unter anderem darin, daß sie nur über entsprechend ausgebildete und der Chirpcharakteri stik angepaßte Filter komprimierbar sind, das heißt, sie sind in ihrem Frequenz-Zeit-Verhalten korrelierbar. Ferner lassen sie sich zur Mehrfachübertragung superponieren (überlagern). Dies hat den Vorteil, daß sie sich auch be züglich ihrer Position auf der Zeitachse - wie weiter unten dargestellt - mehrfach korrelieren lassen. Sie bilden als Teilsignale Elemente, welche sich insbesondere für Mehrbe nutzerverfahren den einzelnen Teilnehmern getrennt zuweisen lassen.

Bei dem in Fig. 7 dargestellten Ausführungsbeispiel wird durch die Dispersionsfilter das Rauschen, da es zur Grup penlaufzeit-Kennlinie der Dispersionsfilter wegen seiner statistisch verteilten Frequenz-Zeit-Charakteristik nicht angepaßt ist, in den beiden Zweigen unterschiedlich auf der Zeitachse verteilt. Damit ist das Rauschen in den beiden Zweigen auf der Zeitachse nahezu unkorreliert.

Die Ausgangssignale der Dispersionsfilter 132 und 133 der Dekodierer 117a und 117b werden zur Demodulation auf einen zugehörigen Quadrierer 134 bzw. 135 gegeben und dann über jeweils ein Tiefpaßfilter dem Korrelator 116 zugeleitet.

Die Beschaffenheit der bei der Ausführungsform nach Fig. 7 verwendeten Faltsignale ermöglicht noch eine weitere Art der Demodulation, hier als Dekodierung gemäß Konvention 3 bezeichnet. Ein Dekoder 117c enthält zwei Phasenschieber 137 und 138 und einen Multiplizierer 136. In dem Dekodierer 117c werden also die beiden von den Dispersionsfiltern 132 und 133 gelieferten Signale in durch die Phasenschieber 137 und 138 festgelegter Phasenlage multipliziert. Durch ent sprechende Wahl der Phasenlage im Sender kann erreicht wer den, daß die komprimierten Impulse (Nutzsignale) im Empfän ger eine bestimmte Phasenlage aufweisen, so daß bei geeig neter Multiplikation eine kohärente Produktdemodulation möglich ist. Je nach Phasenlage der Signale in den beiden Zweigen im Empfänger erscheint am Ausgang des Multiplizie rers 136 ein positives oder negatives Signal.

Nach dem ersten Schritt der Bildung der komprimierten Im pulse durch die dispersiven Filter und dem zweiten Schritt der Demodulation des Nachrichtensignals im Empfänger schließen sich ein dritter und ein vierter Schritt zur Ver arbeitung der Signale im Empfänger an. Der dritte Schritt besteht in Korrelation. Der vierte Schritt besteht in der sequentiellen Korrelation oder Autokorrelation. Auf diese beiden letzten Verarbeitungsschritte wird weiter unten noch näher eingegangen. Fig. 7 zeigt damit ein komplexeres Aus führungsbeispiel für die Möglichkeiten der Mehrfachmodula tion. Hierbei werden sogenannte "kombinierte Konventionen" zwischen Sender und Empfänger getroffen. Schlüssel überlegung ist wieder die gleichzeitige Ausnutzung mehrerer Variabler einer Zeitfunktion zur Übertragung eines Signales oder eines Elementes einer Nachricht, beispielsweise eines Bits einer digitalen Nachricht.

Benutzt man hierzu insbesondere Chirpsignale, das sind spe zielle frequenzmodulierte Signalelemente, die innerhalb ei nes bestimmten Zeitintervalls Dt einen bestimmten Frequenz hub Df monoton steigend oder fallend aufweisen, kann die Charakteristik dieser besonderen Frequenzmodulation, deren Änderung pro Zeiteinheit µ [Hz/s] oder in [1/s²], deswegen auch Frequenzbeschleunigung genannt, für Korrelations strategien besonders vorteilhaft genutzt werden, weil sie auf mehrfache Weise im Empfänger als Korrelationsbedingung wirken kann.

Der Grund hierfür liegt in der funktionellen Verknüpfung gleich zweier Variabler der Signalfunktion. Dann und nur dann, wenn die Frequenz f während der Dauer D_t sich mit ei nem vorher zwischen Sender und Empfänger vereinbarten, ganz bestimmten Änderungsverlauf ändert, kann die Signalfunktion durch ein bestimmtes (angepaßtes) Dispersionsfilter im Emp fänger, das einen entsprechend gegenläufigen Verlauf seiner Gruppenlaufzeitcharakteristik aufweist, komprimiert werden. Solche Dispersionsfilter können als transversal arbeitende Laufzeitglieder ausgebildet werden und stellen optimale Bauelemente dar, um den zunächst ausgedehnten insbesondere Chirpimpuls zu einem sehr kurzen nadelförmigen Puls hoher zeitlicher Energiedichte zu komprimieren.

Diese Anordnung zur Nutzung des Prinzips und insbesondere die Verwendung doppelt oder mehrfach gechirpter Impulse, das sind z. B. zwei superponierte linear aufwärts und ab wärts frequenzmodulierte Pulse gemeinsamer Dauer, hier auch "Faltimpulse" genannt, hat in mehrfacher Weise besonders vorteilhafte Eigenschaften bezüglich der hier gestellten Aufgabe. Faltimpulse lassen sich mit relativ geringer Sen deleistung emittieren; werden sie empfängerseitig kompri miert, ergeben sie entsprechend der verwendeten Bandbreite Amplitude die kürzesten Impulse, die in der Nachrichten technik übertragen werden können, nämlich Kurven der Form (sinx)/x-Nadelimpulse, wie sie aus Dirac-Impulsen entste hen, die über einen Tiefpaß endlicher Bandbreite geleitet werden. Ferner sind die insbesondere Chirpimpulse nur über entsprechend ausgebildete und der insbesondere Chirp charakteristik angepaßte Filter komprimierbar, das heißt, in ihrem Frequenz-Zeit-Verhalten - also auch ohne parallele (Kreuzkorrelation entsprechend der genannte Korrelation er ster Art) oder sequentielle Korrelation(Autokorrelation entsprechend der genannten Korrelation zweiter Art) - kor relierbar. Darüber hinaus lassen sie sich superponieren, also sich doppelt oder mehrfach übertragen und damit bezüg lich ihrer Position auf der Zeitachse mehrfach korrelieren.

Sie stellen also entsprechend der hier gestellten Aufgabe komplex korrelierbare und den für hier definierten Zweck sehr vorteilhafte Signale dar.

Fig. 7 zeigt damit die mehrdimensionale Kodifikation einer Nachricht durch zwei komplementäre Dispersionsfilter. Hier bei wird angenommen, daß die Nachrichtenquelle digitale Ba sisbandsignale in Form von nadelförmigen (sinx)/x-Impulsen erzeugt. Diese werden mit unterschiedlichem Winkel, bei spielsweise j1 und j2 gleichzeitig in zwei parallelen Zwei gen mit dem Träger moduliert, derart, daß nadelförmige HF- Impulse mit einer (sinx)/x Hüllkurve entstehen. In jedem der beiden Zweige befinde sich im Sender je ein Dispersi onsfilter, deren Gruppenlaufzeitcharakteristiken möglichst unterschiedlich, vorteilhafterweise zueinander komplementär sind, wobei deren Frequenzbeschleunigungen µ [Hz/s] gegen läufig seien, also im ersten Fall p1 und im zweiten Fall µ2 = - µ1 betragen möge. Gestaltet man außerdem im Sender diese Signale derart, daß die Phasenlage j1 und j2 der ins besondere Chirpkomponenten relativ zueinander definiert ist und als Modulation zwischen Sender und Empfänger gilt, daß z. B. folgende zwei Phasen für eine Zwei-Level-Übertragung derart vereinbart werden, daß

j2a = j1 + p/2,

oder beispielsweise

j2b = j1 - p/2,

für die zwei Signalpegel vereinbart werden, um digital "Nullen" und "Einsen" übertragen zu können, dann kann eine solche Signal folge beim Empfänger in vier aufeinander fol genden unterschiedlichen Schritten bearbeitet werden.

Zunächst findet durch die Dispersionsfilter bei korrekter Anpassung eine zeitliche Kompression, also eine Art "Dispersionskorrelation" statt.

Das superponierte Chirpsignal wird in zwei bezüglich ihrer Phase zueinander unterschiedliche aber koinzidente Signale in den zwei getrennten Zweigen gespalten, die beide das ur sprüngliche Signalelement in zwei zueinander bestimmten Phasenlagen repräsentieren. Die Dispersionsfilter kompri mieren die ursprünglich längeren insbesondere Chirpsignal komponenten zu zwei Impulsen erhöhter Energiedichte, also erhöhter Leistung, also auch gegenüber dem Rauschen über höhter Amplitude.

Wird das ursprüngliche Signal in zwei Wege aufgeteilt, bei denen das komprimierte Signal zum Beispiel in der gleichen zeitlichen Position überhöht erscheint, also koinzident er scheint haben beide Signale in beiden Zweigen eine im Sen der wählbare Phasenlage zueinander.

Wird das Rauschen, da es zur Gruppenlaufzeit-Charakteristik der Dispersionsfilter auf Grund seiner statistisch verteil ten Frequenz-Zeit-Charakteristik nicht angepaßt ist, in den beiden Zweigen unterschiedlich auf der Zeitachse verteilt und damit ist es in beiden Zweigen in der Zeitebene zuein ander annähernd unkorreliert.

Im zweiten Schritt erfolgt eine Demodulation des Signales. Dies kann jeweils durch kohärente Demodulation oder durch einfache Demodulation, z. B. durch Gleichrichter oder auch durch Quadrierung erfolgen.

Quadriert man die Signale in den beiden Zweigen getrennt voneinander, so treten die Quadrate des Signales, die Qua drate des Rauschen (beide positiv) und ein Mischprodukt zwischen Signal und dem jeweiligen Rauschen auf.

Gleiches gilt für beide Zweige, jedoch sind hierbei die Si gnale koinzident, die Rauschanteile in beiden Zweigen sind in der Zeitebene annähernd voneinander unabhängig.

Zusätzlich ist zur Demodulation in den beiden Zweigen noch eine andere und anders geartete Demodulation möglich. Mul tipliziert man beide Pfade vor der Gleichrichtung miteinan der, so werden je nach Phasenlage der koinzidenten Signale zueinander die Signale in der NF oder der doppelten Fre quenz oder in beiden Bereichern erscheinen. Interessant in diesem Zusammenhang ist, daß die beiden komprimierten Nutz signale in beiden Zweigen als träger- oder zwischen frequente Signale senderseitig so bestimmt werden können, daß sie beim Empfänger in bestimmter Phasenlage relativ zu einander in beiden Zweigen auftreten, derart, daß bei der wechselseitigen Multiplikation diese nicht nur zur Levelva riation über den Phasenwinkel genutzt werden können, son dern daß die Phasenbezogenheit zu einer fehlerfreien kohä renten Produktdemodulation, wie sie sonst nur durch eine PLL-Regelung mit mehr oder weniger Genauigkeit erreicht wird, genutzt werden kann. Das bedeutet, daß bei diesem Verfahren der Sender gleich die Referenzphase zur Demodula tion mitliefert und damit eine automatische "subnoise" Trä gerrekonstruktion ohne die sonst zur Regelung notwendige Zeitkonstante mitliefert.

Damit ist ein dritter Ausgang geschaffen, der dadurch ge kennzeichnet ist, daß zum Beispiel je nach Phasenlage ein negatives oder positives Signal am Ausgang erscheint. Das gilt für die Kombination zweier Phasen. Bei mehr als zwei Phasen lassen sich auch mehrere Level oder damit mehrere Ausgänge schaffen.

Den dritten und vierten Schritt bilden die parallele und die sequentielle Korrelation oder die Kreuz- und Autokarre lation, die später beschrieben werden.

Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild einer vierten Ausfüh rungsform eines erfindungsgemäßen Systems zum Übertragen eines Nachrichtensignals. Diese Ausführungsform ist der Ausführungsform nach Fig. 7 ähnlich. Das wiederum als Si- Nadelimpuls vorliegende Nachrichtensignal von der Nachrich tenquelle 111 wird parallel vier Dispersionsfiltern 141, 142, 143 und 144 zugeführt. Das Dispersionsfilter 141 be sitzt eine Gruppenlaufzeit-Kennlinie zur Bildung eines Im pulses, dessen Phasenlage zu der Phasenlage des Ausgangs signals des Dispersionsfilters 143 versetzt ist. Die Dis persionsfilter 142 und 144 dienen zur Erzeugung von gegen läufig winkelmodulierten Chirpsignalen. Die von den einzel nen Kodierern 113a bis 113d gelieferten Chirpsignale werden in dem Summierglied 114b des Konzentrators 114 zu Faltim pulsen geformt und auf die Übertragungsstrecke 115 gegeben.

Die Verarbeitung der am Ende der Übertragungsstrecke 115 von dem Empfänger empfangenen Signale erfolgt ähnlich wie bei der Ausführungsform nach Fig. 6. Zum einen wird in vier parallelen Pfaden eine Filterung der Faltsignale durch Dispersionsfilter 151 bis 154 in den einzelnen Dekodierern 117a bis 117d vorgenommen. Die Ausgangssignale der Disper sionsfilter 151 bis 154 werden von gleiche Eingangssignale empfangenden Multiplizierern 155 bis 158 quadriert und dann über Tiefpaßfilter, in Fig. 8 allgemein mit 159 bezeich net, auf den Mehrfachkorrelator 116 gegeben.

Wie oben in Verbindung mit Fig. 7 für die beiden Kodierer 117a und 117b beschrieben, erfolgt zusätzlich ein Dekodie ren gemäß einer weiteren Konvention, gebildet durch Kombi nation oder Verknüpfung der Konventionen 1 und 2.

Wie aus dem Blockschaltbild in Fig. 8 ersichtlich ist, werden nicht nur die Ausgangs Signale der Dispersionsfilter 151 und 152 multipliziert, sondern ferner die Ausgangs signale der jeweils benachbarten Dispersionsfilter in den einzelnen Dekodierern 117 b bis d. Es stehen aber noch wei tere Verknüpfungsmöglichkeiten zur Verfügung, von denen ei ne durch einen Multiplizierer 160 repräsentiert wird, der die Ausgangssignale der Dispersionsfilter 151 und 153 der Dekodierer 117a und 117c multipliziert.

Bei dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel zeigt sich besonders das erfindungsgemäße Prinzip der mehrdimensiona len Dekodierung bzw. Demodulation, bei dem die Anzahl der für die Demodulation des Nutzsignals herangezogenen Konven tionen über die Zahl der im Sender benutzten Konventionen dadurch hinausgeht, daß auch die Kombinationen dieser Kon ventionen gültige Dekodierungsschlüssel bilden, welche durch ihre relative Unabhängigkeit von den ursprünglichen Konventionen eine weitere Heraufsetzung des Störabstands bei der Rückgewinnung des Nutzsignals ermöglichen. Die Kas kadierung kann dabei unter Rückgriff auf sequentielle Kor relationskriterien in Kombination (wie nachfolgend be schrieben) noch weiter heraufgesetzt werden.

Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild für einen Empfänger E ge mäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung.

Die von dem in Fig. 9 nicht gezeigten Empfänger empfange nen Signale seien Faltsignale, wie oben in Verbindung mit Fig. 6 ausgeführt wurde. Im Sender werden die Chirpsignale so gestaltet, daß sie am Ausgang der beiden komplementären Dispersionsfilter 170 und 171 im Empfänger für eine logi sche "1" gleiche Phasenlage aufweisen, für eine logische "0" um 180° versetzt sind. Jeweils ein Dispersionsfilter 170 bzw. 171 bildet zusammen mit dem Multiplizierer 172 ei nen ersten Dekodierer 117a bzw. einen zweiten Dekodierer 117b. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 172 ist ein positiver Impuls für eine logische "1", ein negativer Im puls für ein logisches Signal "0". Das über ein Tiefpaßfil ter 173 geführte Signal stellt also auf einem Signalpfad 182 eine Vorzeicheninformation dar, da die Polarität des Signals auf dem Signalpfad 182 abhängt von dem logischen Pegel "1" bzw. "0" des Nachrichtensignals.

Der Multiplizierer 172 in Fig. 8 dient einerseits zur ko härenten Demodulation der empfangenen und über die Disper sionsfilter 170 und 171 gegebenen Signale, zum anderen hat der Multiplizierer 172 die Funktion eines Kreuzkorrelators, weil er koinzidierende Signale an seinen Eingängen qua driert, wodurch sich der Signal/Rausch-Abstand erhöht.

In einem an das Tiefpaßfilter 173 anschließenden zweiten, zu dem Signalpfad 182 parallelen Signalpfad 183 wird das demodulierte Signal aus dem Tiefpaßfilter 173 mit einem Vollweggleichrichter 174 gleichgerichtet. Das Ausgangs signal des Gleichrichters 174 wird einerseits direkt auf einen Multiplizierer 176 und andererseits über einen Si gnalverzögerer 175 auf den Multiplizierer 176 gegeben.

Die Verzögerungszeit T_s des Signalverzögerers 175 ent spricht der Periodizität der vom Sender gelieferten Faltim pulse. Indem das unverzögerte Signal von dem Multiplizierer 176 mit der um eine Periodendauer verzögerte Version des Signals multipliziert wird, wird das Signal-/Rausch verhältnis verbessert. Diese Art der Autokorrelation oder sequentiellen Korrelation ist an sich bekannt.

Ein an den Multiplizierer 176 anschließender Quadratwurzel- Bildner 177 begrenzt das durch die Multiplikation erhöhte Signal. Anschließend erfolgt eine nochmalige Autokorrelati on in der beschriebenen Weise mit Hilfe eines Verzögerungs glieds 178 und eines Multiplizierers 179, dem wiederum ein Begrenzer 118° nachgeschaltet ist.

In dem Signalpfad 183 wird durch die wiederholte Autokorre lation ein Taktsignal gewonnen, welches der Periodizität der im Sender erzeugten Faltimpulse bzw. Chirpsignale ent spricht. Diese Taktsignale sind zeitlich koinzident mit den vorzeichenbehafteten Signalen auf dem unteren Signalpfad 182. Durch Multiplikation der beiden jeweils zeitlich ent sprechenden Signale aus den Signalpfaden 182 und 183 in ei nem Multiplizierer 181 läßt sich ein von Rauschen weitest gehend befreites Nutzsignal erhalten.

Mit der in Fig. 9 dargestellten Schaltung wird das am Ein gang des Empfängers erhaltene Signal mehrfach korreliert entsprechend mehrfachen Konventionen, nämlich:

a) die beiden Dispersionsfilter 170 und 171 bilden aus den empfangenen Signalen eine komplementäre, dis persive Kompression des Signals, um komprimierte Si gnalimpulse zu bilden.
b) durch die Produktbildung im Multiplizierer 172 wird einerseits eine kohärente Demodulation und ande rerseits eine parallele oder Kreuz-korrelation erhal ten.
c) durch die mehrfache Autokorrelation im Signalpfad 183 wird eine weitere Rauschreduktion erreicht.

Fig. 9 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel eines erfin dungsgemäßen Systems für die Übertragung eines Nachrichten signals.

Die Ausführungsform nach Fig. 10 ähnelt der Ausführungs form nach Fig. 8, nur daß bei der Ausführungsform nach Fig. 9 zwei Multiplizierer 172a und 172b für die kohärente Demodulation der Ausgangssignale der Dispersionsfilter 170 und 171 vorgesehen sind. Die durch die Quadrierung mit den Multiplizierern 172a und 172b erhaltenen, positiven Signale werden auf einen Summierer 84 gegeben und gelangen dann über ein Tiefpaßfilter 173a auf die nachgeordnete Autokor relations-Kette, die identisch wie bei der Ausführungsform nach Fig. 9 ausgebildet ist.

Die Vorzeicheninformation wird durch den Multiplizierer 172 gewonnen und gelangt über das Tiefpaßfilter 173b auf den Signalpfad 182.

Bei der in Fig. 10 gezeigten Schaltung bildet das Summier glied 184 die Summe der Quadrate der Ausgangssignale der beiden Dispersionsfilter 170 und 171. Insofern stellt das Summierglied 184 einen Kreuzkorrelator dar. Wesentlich hierbei ist, daß die Quadrierung der Ausgangssignale der Dispersionsfilter zwar zeitlich koinzidente Signale lie fert, jedoch nur für die Nutzsignale, nicht jedoch für die Rauschsignale, die nicht korrliert sind. Durch die Summie rung in dem Summierglied 184 wird eine relätive Rauschredu zierung erreicht.

Zum besseren Verständnis der Signalverarbeitung und um zu zeigen, welche Leistungsfähigkeit das System aufweist, wer den im folgenden an verschiedenen "Testpunkten" der in Fig. 10 gezeigten Schaltung auftretende Signale in Fig. 11 dargestellt und im folgenden diskutiert.

Fig. 11a zeigt ein hier näher zu betrachtendes Beispiel für eine Folge von zu übertragenden Nachrichtensignalen in Form von Nullen und Einsen. Dargestellt sind insgesamt 13 Signalperioden, jeweils entsprechend einer "0" bzw. einer "1". Die in Fig. 11a dargestellten Signale sind zum Bei spiel Spannungssignale, wobei die einzelnen Nullen als Spannung von 0 V dargestellt sind, während die Einsen je weils einen bestimmten Gleichspannungspegel aufweisen.

Fig. 11b zeigt die Signalfolge gemäß Fig. 11a in einer anderen Darstellungsweise. Jeder Periodendauer des Signal pegels nach Fig. 11a ist entsprechend dem Signalpegel "0" oder "1" ein Pfeil oder Nadelimpuls mit negativen bzw. po sitiven Vorzeichen zugeordnet. Da durch die in Fig. 9 dar gestellte Schaltung am Ausgang ein vorzeichenbehaftetes Si gnal mit der gleichen Periodizität wie das vom Sender ge lieferte Signal entsteht, und zwar jedes Nachrichtensignal in Form eines schmalen Impulses großer Amplitude positiver oder negativer Polarität, müßte am Ausgang des Multiplizie rers 181 in Fig. 9 bei korrekter Signalerkennung ein ähn liches Signal erscheinen, wie es in Fig. 11b gezeigt ist.

Wie bereits oben in Verbindung mit Fig. 7 erläutert, wer den im Sender aus Chirpsignalen vom Typ "Up-Chirp" und "Down-Chirp", also Chirpsignale mit gegenläufiger, linearer Frequenzbeschleunigung, Faltsignale erzeugte (Fig. 14c).

Fig. 11d zeigt das mit einer Software-Simulation erzeugte Signal am Testpunkt 1 als Folge der 13 Zustände der digita len Signalfolge nach Fig. 11a, nämlich der binären Zif fernfolge 0, 0, 1, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, Fig. 11e und 11f zeigen die zeitlich gegenüber Fig. 11d auseinander gezogenen Signalverläufe für deine "aktive 0" bzw. eine "1". Der Begriff "aktive 0" bedeutet, daß die Null nicht etwa durch ein fehlendes Signal in der zugehörigen Zeitspanne übertragen wird, sondern durch ein in der oben erläuterten Weise geformtes Faltsignal.

Zu Anschauungszwecken ist in Fig. 11g ein Rauschsignal oh ne Nutzsignal dargestellt. Fig. 11h zeigt demgegenüber die aus der Summe von Nutz- und Rauschsignalen gebildete Si gnalform.

Gemäß Fig. 11g besitzt das ausschließlich durch Rauschen gebildete Signal eine gewisse Rauschleistung N_o, die gegen über der Signalleistung E um 6 dB überhöht ist. Beide Signa le E und No sind auf 80 MHz bei einer Mittenfrequenz von 2,44 GHz bandbegrenzt. Vergleicht man die in den Fig. 11g und 11h dargestellten Signale, so ist ersichtlich, daß das Nutzsignal in dem Rauschsignal gemäß Fig. 11g nicht erkennbar ist. Mit herkömmlichen Maßnahmen wäre das Detek tieren des Nutzsignals nicht möglich.

Fig. 11i zeigt das Signal am Testpunkt 2, das heißt am Ausgang des Dispersionsfilters 170 in Fig. 9. Dieses Nutz signale und Rauschen enthaltende Signal am Ausgang des dis persiven Filters 170 zeigst gegenüber dem Signal vor dem Dispersionsfilter 70 gewisse erkennbare Spannungsspitzen an den Stellen, an denen die gewonnenen Nutzsignale liegen (vgl. Fig. 11a), an anderen Stellen gehen die Signale jedoch völlig im Rauschen unter.

Fig. 11j zeigt das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 173b nach der Multiplikation durchs den Multiplizierer 172. Bei diesem Signal am Testpunkt 3 in Fig. 10 handelt es sich um das vorzeichengerechte Produkt der Ausgangssignale der Dispersionsfilter 170 und 171. Im Gegensatz zu dem Signal verlauf gemäß Fig. 11i zeigt der Signalverlauf in Fig. 11j bereits deutlich einzelne positive und negative Span nungsspitzen. Dieses Signal gelangt über den Signalpfad 182 auf den Multiplizierer 181.

Fig. 11k zeigt das Signal am Testpunkt 4, also das über das Tiefpaßfilter 173a geleitete Summensignal aus den Qua draten der Ausgangssignale der Dispersionsfilter 170 und 71. Wie oben erwähnt, stellt das Summierglied 184 einen Kreuzkorrelator dar, der die beiden Signale in den beiden parallelen Dekodierern 170, 172a bzw. 171, 172b parallel oder zeitgleich korreliert. Wie in Fig. 11k zu sehen ist, erhält man durch die Kreuzkorrelation deutliche Spannungs spitzen. Da dieses Signal zur Taktgewinnung dient, wird auf die Vorzeicheninformation bewußt verzichtet.

Der nächste Testpunkt 5 zeigt gemäß Fig. 11l das Signal nach der ersten Autokorrelationsstufe, die durch das Verzö gerungsglied 175, den Multiplizierer 176 und den Begrenzer 177 gebildet wird. Gegenüber dem Signalverlauf in Fig. 11k ist, der Rauschanteil des Signals noch weiter reduziert.

Durch Vergleich der Fig. 11k und 11l erkennt man außer dem, daß das Nutzsignal ganz links auf der Zeitachse bei 6000 ns nicht mehr vorhanden ist. Dies ist zurückzuführen auf die hier gegebene Voraussetzung, daß die zu übertragen de Signalfolge zu einem gegebenen Zeitpunkt beginnt, früher also keine Signale vorhanden sind, so daß der Multiplizie rer 176 das erste auftretende Signal direkt empfängt, je doch von der Verzögerungsleitung 175 noch kein Signal ver fügbar ist.

Entsprechendes gilt für das Signal am Testpunkt 6 in Fig. 11m. Durch, die zweimalige Korrelation wird gemäß Fig. 11m das Rauschen weiter unterdrückt, so daß gegenüber dem Rauschpegel beträchtlich erhöhte Spannungsspitzen als Takt signal zur Verfügung stehen. Dieses Taktsignal gemäß Fig. 11m wird mit dem Vorzeichensignal nach Fig. 11j im Multi plizierer 181 multipliziert, so daß gemäß Fig. 11n ein gut detektierbares Nutzsignal mit korrektem Vorzeichen zur Ver fügung steht. Oben in Fig. 11n sind die binären Ziffern "0" und "1" entsprechend der Polarität am Ausgang der Schaltung nach Fig. 10 dargestellt.

Die beiden ersten Signale "0" sind in Klammern gesetzt, da sie hier systembedingt wegen der zwei Verzögerungsstufen in der Autokorrelationskette nicht verfügbar sind. Ein Ver gleich der Fig. 11n mit 11b zeigt, daß das Signal trotz des erheblichen Rauschanteils korrekt übertragen wurde.

Umfangreiche Simulationen dieser Schaltung haben unter der Voraussetzung eines idealen Detektors am Ausgang dieser Schaltung nach Fig. 10 folgendes Ergebnis geliefert:
S/N-Verhältnis am Eingang der Schaltung

[dB] -7,5 -9,0 -10,5 -11

Bit-Fehlerrate bei Detektor

<10^-3 0,0042 0,0465 0,130.

Wie oben erläutert, beinhalten die Schaltungen nach den Fig. 9 und 10 jeweils einen Multikorrelator mit einem pa rallelen oder Kreuzkorrelator und mit einem Autokorrelator. In Fig. 10 wird der Kreuzkorrelator durch den Multiplizie rer 172 gebildet, der Autokorrelator durch den Signalpfad 183, der zur Taktgewinnung dient. Bei der Schaltung nach Fig. 9 besteht der Kreuzkorrelator aus dem Summierglied 184 die Quadrate der Ausgangssignale der Dispersionsfilter 170 und 171 summiert. Der Multiplizierer 172 stellt eben falls einen Kreuzkorrelator dar, da er die Signale aus den parallelen Detektorpfaden multipliziert. Der Autokorrelator wird wiederum durch diese Signalverarbeitungskette im Si gnalpfad 183 gebildet.

Man kann den Aufwand zur Ausbildung des Multikorrelators weiter steigern, um eine noch weitere Verbesserung des Si gnal-/Rauschabstandes zu erreichen.

Die Effekte und Schlußfolgerungen sind die gleichen wie bei Fig. 7; jedoch ist die Anzahl der Ausgänge eine höhere und demzufolge läßt sich eine weit höhere Anzahl von Korrela tionen bilden.

Fig. 12 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltung mit ähn lichem Aufbau wie die in Fig. 9 dargestellte, jedoch sind in diesem Beispiel statt zweier Kodierer beim Sender und Empfänger jetzt vier Kodierer für vier Modulationen beim Sender und Empfänger im Blockschaltbild eingezeichnet. Wäh rend in Fig. 9 die zwei Pfade zu drei Ausgängen führen, sind dies in Fig. 9 entsprechend den mehrfachen Kombina tionen, die sich jetzt ergeben, zehn Ausgänge, vier Quadra te der vier Hauptpfade und sechs Produkte.

Fig. 12 zeigt einen solchen komplexer ausgestalteten Mehr fachkorrelator. Angenommen, im Sender werden die gleichen Faltsignale erzeugt, wie es oben bereits in Verbindung mit Fig. 9 erläutert wurde. Im Empfänger E wird das von der Übertragungsstrecke empfangene Signal gleichzeitig zwei komplementären Dispersionsfiltern 191 und 192 zugeführt. Jedes Dispersionsfilter 191 besitzt zwei Ausgänge, wobei das Signal des zweiten Ausgangs gegenüber dem Signal des ersten Ausgangs um 90° in der Phase versetzt ist.

Die jeweiligen beiden Ausgangssignale der Dispersionsfilter 191 und 192 werden quadriert, die quadrierten Signale wer den summiert. Die paar-weisen Multiplizierer zum Quadrieren der Ausgangssignale bilden zusammen mit dem nachfolgenden Summierglied einen Produktdemodulator. An den Ausgängen der Summierer erscheinen auf den Leitungen 195 und 196 die kei ner weiteren Filterung bedürfenden demodulierten, quadrier ten Signale. Sie enthalten die demodulierten, quadrierten Nutzsignale, die quadrierten Rauschsignale und das jeweili ge Mischprodukt aus Rauschen und Nutzsignal. Die Vorzei cheninformation wird bei der dargestellten Schaltung durch zwei Multiplizierer 197 und 198 und eine Differenzstufe 199 erhalten.

Die beiden Multiplizierer 197 und 198 multiplizieren je weils die gleichphasigen Signale an den Ausgängen der Dis persionsfilter 191 und 192. In dem in Fig. 12 mit 200 be zeichneten Schaltungsabschnitt erfolgt eine Kreuzkorrelati on der unabhängig voneinander demodulierten Signale in den beiden Signalpfaden. Von den durch die Produkt- Modulatorelemente und 194 gewonnenen quadrierten Signalen wird die Differenz der Produkte am Ausgangssignal des Dif ferenzglieds 199 subtrahiert. Außerdem wird auf die jewei ligen Summen der Quadrate die Summe der Differenz der Pro dukte vom Ausgang des Differenzglieds 199 addiert. Durch diese Maßnahmen, das heißt die Differenzbildung und die Summenbildung lassen sich die quadratischen Rauschanteile und das Mischprodukt der Rauschanteile weitgehend beseiti gen.

Die Summen- und die Differenzsignale werden durch Voll weggleichrichter 201 bis 204 gleichgerichtet. Die dadurch entstehenden, vorzeichenlosen Signale werden paarweise durch Differenzglieder 205 und 206 voneinander subtrahiert, mit der Folge, daß sich die quadrierten Rauschanteile und die Produkte der Rauschanteile aus den beiden Pfaden aufhe ben. Dabei entstehende Signale unterschiedlicher Vorzeichen werden erneut gleichgerichtet und einem Summierglied 107 zugeführt, das die Signale korreliert, ähnlich wie das be reits bei dem Summierglied in der Schaltung nach Fig. 10 der Fall war.

Das Ausgangssignal des Summierglieds 207 wird auf einen Au tokorrelatorelement gegeben, der wie bei der Schaltung nach Fig. 10 durch den Signalpfad 183 gebildet wird. Im Multi plizierer 181 werden die im Signalpfad 183 gewonnenen Takt signale mit dem vorzeichenbehafteten Signal am Ausgang der Differenzstufe 199 multipliziert.

Fig. 13A zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der in Fig. 12 gezeigten Schaltung. Links von der strichpunktier ten Linie in Fig. 13A entspricht die Schaltung im wesent lichen der Schaltung nach Fig. 12 bis hin zu den beiden Differenzstufen 205 und 206. Allerdings erfolgt der Schal tung nach Fig. 13A keine polaritätsbehaftete Vorzeichen information, sondern es werden getrennt positive und nega tive Nutzsignalimpulse erzeugt. Wie oben in Verbindung mit Fig. 12 erwähnt, enthalten die Signale an den Ausgängen der Differenzstufen 205 positive und negative Signalantei le. Diese werden bei der Schaltung nach Fig. A mit paral lelen, zueinander komplementären Einweggleichrichtern auf getrennt. Die beiden Einweggleichrichter positiver Rich tung, 208 und 1 liefern positive Signale auf ein Summier glied 212, an dessen Ausgang positive Nutzsignalimpulse er scheinen. Ein Summierglied 213 empfängt die Ausgangssignale von Einweggleichrichtern negativer Richtung, 209 und 210 und gibt an seinem Ausgang negative Nutzsignalimpulse ab. Die Nutzsignalimpulse positiver und negativer Polarität werden in Multiplizierern 18lp bzw. 181n mit dem Taktsignal aus dem Signalpfad 183 multipliziert. Die dadurch gewonne nen Nadelimpulse positiver und negativer Polarität sind an jeweils einem gesonderten Ausgang abnehmbar.

Das Taktsignal wird bei der Schaltung nach Fig. 13a von dem Signalpfad 183 gebildet, der ähnlich ausgebildet ist wie der Signalpfad 183 bei der Schaltung nach Fig. 12. Das Eingangs Signal für den Signalpfad 183 wird durch Subtrahie ren der Ausgangssignale der Summierglieder und 213 gebil det. Diese Subtraktion wird von der Differenzstufe vorge nommen, da die Nutzsignalimpulse am Minus-Eingang der Dif ferenzstufe 214 negatives Vorzeichen haben, entsteht am Ausgang der Differenzstufe 214 eine Folge positiver Signa le. Die Differenzstufe 214 bildet somit den Betrag der Si gnale an den Ausgängen der Summierglieder 212 und 213.

Fig. 13b zeigt das Blockschaltbild eines Empfängers eines erfindungsgemäßen Systems zur Übertragung eines Nachrich tensignals. Die links von der strichpunktierten Linie in Fig. 13b gezeigten Komponenten der Schaltung entsprechen den entsprechend numerierten Schaltungskomponenten der Schaltung nach Fig. 10. Das quadrierte Ausgangssignal der beiden Dispersionsfilter 170 und 171 wird nach Filterung in einem zugehörigen Tiefpaßfilter 173a und 173c jeweils auf eine separate Autokorrelations-Kette gegeben, hier in An lehnung an Fig. 10 mit 183a bzw. 183b bezeichnet. Die an den Ausgängen der beiden Autokorrelationsketten an den Punkten 220 und 221 erhaltenen Signale, die beide positives Vorzeichen besitzen, werden in einem Multiplizierer 222 multipliziert und von einem Begrenzer 123 wieder auf den üblichen Amplitudenpegel begrenzt. Das Ausgangssignal des Begrenzers 123 ist das bereits oben bei anderen Schaltungen erwähnte Taktsignal oder der Gate-Impuls, der von einem Multiplizierer 181 mit der Vorzeicheninformation multipli ziert wird, um ein durch einen Spitzendetektor detektierba res Ausgangssignal zu erhalten.

Das Vorzeichensignal wird durch kohärente vorzeichengerech te Produktdemodulation in dem durch eine verstärkte Si gnallinie kenntlich gemachten Signalpfad gebildet.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 173b entspricht dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 173b in Fig. 10. Dieses Signal wird von einem Multiplizierer 230 multipliziert mit dem Produkt aus dem quadrierten Signal des Dispersionsfil ters 171 und dem durch eine Autokorrelationsstufe 175a, 176a und 177a gelangten quadrierten Ausgangssignal des Dis persionsfilters 170. Die beiden Signale werden von einem Multiplizierer 232 gewonnen, von einem Begrenzer 133 be grenzt und dann dem Multiplizierer 130 zugeführt. Wie üb lich, ist dem jeweiligen Multiplizierer ein Begrenzer nach geschaltet, damit die Amplituden jeweils wieder in den Sollbereich zurückgeführt werden. Das Ausgangssignal des Begrenzers 231 wird in einem Multiplizierer 234 multipli ziert mit einem Signal, welches in ähnlicher Weise gebildet wird wie das Ausgangssignal des Begrenzers 233, nur daß die Signale "Überkreuz" gewonnen werden.

Im weiteren Verlauf des in Fig. 13b verstärkt ausgezogenen Signalwegs erfolgt eine nochmalige wiederholte Multiplika tion des vorzeichenbehafteten Signals mit aus den autokor relierten Signalen gebildeten, kreuzkorrelierten Signalen der beiden parallelen Signalwege.

Wie eingangs erläutert, können mit Hilfe des erfindungsge mäßen Verfahrens Störungen durch thermisches Rauschen und durch Fremdsender, die in der Übertragungsstrecke additiv auf die Nutzsignale addiert werden, wirksam unterdrückt werden. Die Multikorrelationsverarbeitung im Empfänger, er möglicht durch die Mehrfachkodierung oder Mehrfachmo dulation ein und desselben Nachrichtensignals, schafft die Möglichkeit einer Signalrückgewinnung auch bei erheblichen Rauschleistungen.

Die Mehrfachkorrelation im Empfänger läßt sich in verschie denster Weise durchführen. Die oben geschilderten Schaltun gen nach den Fig. 8, 9, 11, 13a und 13b betreffen Über tragungsverfahren, bei denen das Nachrichtensignal jeweils gemäß zwei Modulationen im Sender kodiert wird. Verwendet man mehr als zwei Modulationen zum Kodieren des Nachrich tensignals, so ergeben sich im Empfänger entsprechend mehr Möglichkeiten, Zusatzkonventionen zu definieren, also Mehr fachkorrelationsverarbeitungen durchzuführen. Mit zunehmen der Anzahl der möglichen Modulationen steigt die Vielfäl tigkeit der Korrelationsverarbeitungen sprunghaft an. Na türlich gibt es eine Obergrenze bei der Signalaufbereitung im Empfänger, die von der jeweiligen Anwendung des Übertra gungsverfahrens abhängt, wobei auch zu berücksichtigen ist, daß durch eine höhere Anzahl von Schaltungskomponenten neue Rauschsignale in die Signalpfade gelangen.

Die dargestellten Blockschaltbilder können die vielfältigen Möglichkeiten der Anwendung des Prinzips nur beispielhaft wiedergeben. Der Fachmann kann aus den Blockschaltbildern naturgemäß eine sehr große Anzahl von Varianten ableiten, die mit in der Sende- und Empfangstechnik üblichen Schal tungen in diskreter oder integrierter Form die Mehrfachkor relierbarkeit der multidimensionalen Signale nutzen können, sofern die hier dargestellten Grundprinzipien berücksich tigt werden, wie sie eingangs definiert wurden.

Wichtig ist ferner, daß die Mehrfachmodulation im Sender statt in Hardware auch durch Synthesizer vorgenommen werden kann und daß im Empfänger die Nachrichten beispielsweise in der ZF digitalisiert werden können, um dann die Signalana lyse durch DSPs im Softwarebereich mit den geeigneten Stra tegien der Signalanalyse im Frequenz- und Zeitbereich und den mehrfachen Korrelationen dispersiver, kreuzkorrelativer und autokorrelativer Art im Empfänger optimal durchführen zu können. Die hier dargestellten Systeme als Blockschalt bilder lassen sich auch als Regel zum technischen Handeln im softwareorientierten Signalanalysebereich auffassen, wo bei die Trennung zwischen Hardware und Software aus bau teil- und systembezogenen Gründen fließend sein kann.

Das Vorteilhafte an dem durch die Definition beschriebenen Verfahren ist, daß die Mehrfachmodulation und die Mehrfach korrelation im NF- und/oder im ZF- und/oder im HF-Bereich oder umgekehrt vorgenommen werden können und daß sie ferner im analogen oder digitalen Bereich oder sinnvoll gemischt erfolgen können. Das gilt sinngemäß für den Sender wie für den Empfänger.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht eine automatische Taktregeneration mittels einer Korrelationsanordnung zwei ter Art. Die auf diese Weise erzeugten Taktimpulse weisen jedoch noch leichte zeitliche Schwankungen (Jitter) auf. Die automatische Taktregeneration hat aber den entscheidenden Vorteil, nach wenigen gesendeten Pulsen eine Detektion der Information zu ermöglichen.

Der im wesentlichen vom Rauschen befreite Takt kann einer beispielsweise einer PLL-Schaltung zugeführt werden, die eventuelle noch verbleibende Jitter beseitigt, wobei das Einschwingen durch die nach dem erfindungsgemäßen Verfahren fast rauschfreien automatisch regenerierten Taktimpulse sehr schnell erfolgt. Der von der PLL-Schaltung kommende Takt kann darüber hinaus dazu benutzt werden, fehlende Tak timpulse zu ersetzen. Da die bei den zuvor dargestellten Ausführungsbeispielen enthaltenen Korrelatoranordnungen zweiter Art (Autokorrelatoren) bei einem zu stark gestörten Eingangsimpuls zu dem Ausfall einer Folge von Taktimpulsen und damit zu einem großen Datenverlust führen könnte, kann eine PLL als "Backup"-Schaltung diese Impulse ersetzen und einen Ausfall der Taktimpulse verhindern, so daß aus der wechselseitigen Ergänzung von PLL und der automatischen Taktreaktion eine erhebliche Verbesserung resultiert. Über die Vorteile der Kombination mit einer PLL hinaus kann ein mitgezogener Takt in auch in folgender Form erzeugt werden.

Das von der Antenne 301 kommende Signal wird zunächst in einen Bandpaß 302 gefiltert. Die zu einer anschließenden PLL gehörigen Verstärker 303 und 304 schließen einen Mi scher 305 und ein weiteres Bandfilter 306 ein. Dem Mischer wird das Ausgangssignal eines Oszillators 307 zugeführt, so daß das verstärkte Eingangssignal in eine ZF umgesetzt und abschließend verstärkt werden kann. Die enthaltenen Ver stärker 303 und 304 werden dabei über die AGC (automatic gain control) so gesteuert, daß das Ausgangssignal inner halb vorbestimmter Amplitudenwerte verbleibt.

Das so aufbereitete, ankommende Signal wird nun in der er findungsgemäßen Schaltung so weiter verarbeitet, daß das Rauschen unterdrückt wird und die Information klar zu de tektieren ist. Die darin enthaltene automatische Taktrege neration liefert nach einer extrem kurzen Anlaufzeit von nur wenigen Pulsen einen recht gut rekonstruierten Takt, mit dem die Informationen sofort detektiert werden können, Die noch enthaltenen, kleinen zeitlichen Schwankungen in der Pulsfolge des Taktes (Jitter) können restlos eliminiert werden, wenn zusätzlich ein fester, synthetischer Taktgene rator in folgender Weise verwendet wird. Die automatisch erzeugten Taktpulse werden zusammen mit den Informations bits in einem Speicher 309 zwischengespeichert und über ein Schieberegister 310 und einen Komparator 311 mit einem in einem Musterspeicher 312 enhaltenen synthetischen Taktmu ster verglichen. Die gespeicherten Informationsbits können dabei zusätzlich für eine Adressierung genutzt werden, die entscheidet, ob die empfangenen Informationen für den je weiligen Empfänger bestimmt sind. Nur in diesem Fall muß die Synchronisationseinheit 313 einen optimalen Takt er zeugen. Maßgebend für diese Entscheidung ist das vorher zwischen Sender und Empfänger vereinbarte Synchronisations muster, welches in dem Musterspeicher abgelegt ist.

Die Synchronisationseinheit 313 erzeugt den optimalen Takt, wenn die wie vorgenannt vom Taktregenerator erzeugten Im pulse mit denen des durch einen Oszillator, der durch einen Quarz 314a gesteuert wird, gebildeten synthetischen Taktge nerators abgeglichen werden. Letzterer weist eine sehr viel höhere Taktfrequenz auf, so daß die Taktimpulse der automa tischen Taktregeneration mit einem sehr feinen Raster ver glichen werden können. Bezogen auf dieses Raster kann der Jitter erkannt werden und der optimale Takt aus der Mitte lung über eine günstig zu wählende Anzahl von Taktimpulsen des automatischen Taktregenerators bestimmt werden. Voraus gesetzt ist hierbei, daß die Periodendauer der gesendeten Impulse bekannt ist.

Auf diese Wiese entscheidet die dargestellte Synchronisati onseinheit, welche Impulse des synthetischen Taktgenerators den optimalen Takt bilden. Hierzu ist lediglich ein optima ler Startimpuls auszuwählen und ein Zähler zu starten, der nach der vorgegebenen Periodendauer den nächsten Impuls aussendet.

Aus der sehr schnellen Pulsfolge des synthetischen Taktge nerators wird damit der sehr viel langsamere optimale Takt gebildet, der streng periodisch ist und den enthaltenen Jitter des automatisch, rekonstruierten Taktes vollständig eliminiert. Während der Einrastzeit für den optimalen Takt besitzt die Synchronisationseinheit darüber hinaus die Mög lichkeit den automatisch erzeugten Takt zu nutzten, so daß keine Daten verloren gehen. Der von der Synchronisations einheit erzeugte optimale Takt bietet darüber hinaus einen entscheidenden Vorteil. Sollte der automatisch rekonstru ierte Takt durch zu große Störungen ausfallen, so fallen je nach Anzahl der in dem erfindungsgemäßen Verfahren enthal tenen Autokorrelationen, mehrere Taktimpulse aus. Dieser erhebliche Datenverlust wird durch den stabilen, syntheti schen Takt verhindert.

Berücksichtigt wurde außerdem die Möglichkeit, daß der emp fangene Takt kontinuierlich verzögert wird, z. B. wenn sich der Empfänger bewegt. Aus diesem Grund ist ein ständiger Vergleich zwischen automatischem Taktregenerator und syn thetischen Taktgenerator vorgesehen. Unterscheidet sich diese im Mittel voneinander, so ist der synthetische Takt "nachzuführen". Dies ist problemlos möglich, indem die Syn chronisationseinheit eine Verschiebung um eine Periode des sehr schnellen Taktgenerators vornimmt, d. h. beispielhaft bestehe der optimale Takt ursprünglich aus den Pulsen 1000, 2000, 3000 . . . so werden nun die Pulse 1001, 2001, 3001 . . . ausgewählt. Der auf diese Weise mitgeführte, syn thetische Takt ist eine nahezu optimale Rekonstruktion des gesendeten Taktes. Die in der Synchronisationseinheit 313 erzeugten Taktsignale werden über einen Strobe-Impuls- Generator 315 und ein ODER-Gatter 316 einem Ausgang zuge führt.

Das hier dargestellte Übertragungsverfahren ist auf allen Gebieten der Nachrichtentechnik einsetzbar. Es kann zur Übertragung analoger Signale und digitalisierter Signale eingesetzt werden. Die Erfindung beschränkt sich daher in ihrer Ausführung nicht auf die vorstehend angegebenen be vorzugten Ausführungsbeispiele. Vielmehr ist eine Anzahl von Varianten denkbar, welche von der dargestellten Lösung auch bei grundsätzlich anders gearteten Ausführungen Ge brauch macht.

Claims

1. Verfahren zur Übertragung einer einem Signal als Nutzsignal aufgeprägten Nachricht von einem Sender (1 bis 14) zu einem Empfänger (15 bis 21), insbesondere für die mobile Kommunikation, bei dem das in analoger oder digita ler Form zeitlich veränderliche Nutzsignal mehreren unter schiedlichen Modulationsverfahren, insbesondere unter Spek trumspreizung, unterworfen wird und diese unterschiedlich modulierten Signalanteile mit dem Ausgangssignal des Sen ders über einen Übertragungskanal zum Empfänger (15 bis 21) gelangen, dadurch gekennzeichnet,
daß die mehrfache Modulation desselben Signals durch in der Senderschaltung in nach unterschiedlichen Modulationsver fahren arbeitende Modulatorelemente zur Erzeugung der un terschiedlich modulierten Signalanteile als einander minde stens teilweise überlagerte Signalkomponenten des auf den Übertragungskanal ausgesendeten Signals erfolgt,
daß empfangsseitig eine Demodulation des aus dem Übertra gungskanal aufgenommenen, die mehreren unterschiedlich mo dulierten Signalkomponenten aufweisenden Signals durch min destens zwei unterschiedliche Demodulatorelemente vorgenom men wird, wobei in einer Korrelationsanordnung erster Art im Zusammenwirken mit einem mindestens in der Korrelati onsanordnung vorgesehenen korrelativen Element eine relati ve Überhöhung des Nutzsignals durch Unterdrückung von inso weit unkorrelierten Störsignalen erfolgt,
daß die relative Überhöhung durch Überlagerung der Aus gangssignale der mindestens zwei unterschiedlichen Demodu latorelemente im Korrelationselement erfolgt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in mindestens einer nachgeschalteten Verarbeitungsstufe der Empfängerschaltung eine weitere relative Überhöhung des Nutzsignals durch Unterdrückung von unkorrelierten Störsi gnalen erfolgt.

3. verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das so gewonnene Signal einer Detektorstufe zugeführt wird, an deren Ausgang das korre lierte Signal gelangt, wenn es mindestens einen vorgegebe nen, den der verbleibenden Störsignale übertreffenden, Schwellen- oder Energiepegel erreicht.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellen- oder Energiepe gel so gewählt ist, daß ein Nutzsignal nicht ausgegeben wird, wenn ohne vorhandenes Nutzsignal lediglich unkorre lierte Störsignale anliegen.

5. Verfahren nach Anspruch 17 dadurch gekennzeichnet, daß die Modulatorelemente in parallelen Zweigen der Sender schaltung vorgesehen sind, denen eingangsseitig das Nutzsi gnal zugeführt wird und die ausgangsseitig die unterschied lich modulierten Signalkomponenten über einen Signalkonzen trator bildende Summierungs- oder Überlagerungsschaltung auf den Übertragungskanal bzw. eine nachgeschaltete Verar beitungsstufe abgeben.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulatorelemente in pa rallelen Längszweigen der Empfängerschaltung angeordnet sind, wobei mindestens ein korrelatives Element ein zwei Längszweige in Querrichtung überbrückendes Schaltungsglied bildet, dem die Ausgangssignale der Demodulatorelemente als Eingangssignale zugeführt werden und welches seinerseits ein Ausgangssignal an eine nachgeschaltete Verarbeitungs stufe der Empfängerschaltung abgibt.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulatorelemente der Sen derschaltung invers zu den Demodulatorelementen der Empfän gerschaltung angeordnet sind, wobei in im wesentlichen spiegelbildlicher Anordnung jeweils in ihrer Funktion ent gegengesetzte Modulatorelemente einerseits und Demodulato relemente andererseits an einander entsprechenden Positio nen der Sender- bzw. Empfängerschaltung vorgesehen sind.

8. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß die unterschiedlichen Modulati onsverfahren in einer jeweils unterschiedlichen funktiona len Zuweisung von Amplituden-, Frequenz-, Zeitverzögerungs- Spektrumspreiz- und/oder Polaritätszuständen bzw. zeitab hängigen Verläufen der vorgenannten Zustände an ein das Mo dulatorelement passierendes Signal besteht, wobei ein ent sprechendes Demodulationsverfahren die jeweilige Zuweisung rückgängig macht bzw. aufhebt.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulation und Demodulation mittels unterschiedlicher, jeweils mindestens einem komple mentären Modulator-/Demodulatorelementpaar zugeführter Trä gersignale erfolgt, welche unterschiedliche Frequenzen oder bei übereinstimmender Frequenz eine unterschiedliche Pha senlage, welche insbesondere um 90° abweicht, aufweisen.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in einer Korrelationsanordnung zweiter Art nach Art eines Autokorrelators ein korrelatives Element in einem Längszweig der Empfängerschaltung vorgese hen ist, wobei den Eingängen des Korrelatorelements das Si gnal am Eingang des Zweigs sowohl unverzögert als auch durch ein Verzögerungsglied verzögert zugeführt wird, so das eine Überhöhung des Nutzsignals durch Unterdrückung von insoweit unkorrelierten Störsignalen erfolgt.

11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Korrelationsanord nung zweiter Art eine Überhöhung einer im ausgesendeten Si gnal enthaltenen repetitiven Signalkomponente gegenüber un korrelierten Störsignalanteilen durch multiplikative Ver knüpfung hervorgerufen wird.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Korrelationsanordnung zweiter Art ein Taktsi gnal oder ein zum Erzeugen einer Vorzeicheninformation die nender Torimpuls generiert wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß ein durch einzelne Taktimpulse unmittelbar nachsteilba rer Taktoszillator vorgesehen ist, welcher eine Taktrate auch bei Ausfall von Taktimpulsen aufrechterhält.

14. Verfahren nach einem der Anspruch 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß Korrelationsanordnungen erster und/oder zweiter Art derart kaskadiert sind, daß ein Ausgangssignal einer vorangehenden Korrelationsanordnung das Eingangs signal oder eines der Eingangssignale einer nachfolgenden Korrelationsanordnung bildet.

15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Korrelationsanordnungen Demodu latorelemente nachgeschaltet sind, wobei Elemente zusammen mit Demodulatorelementen und gegebenenfalls weiteren Schal telementen ein vermaschtes Netzwerk bilden, bei dem nach Verzweigungen jeweils die Eingänge eines korrelativen Ele ments mit ein Demodulatorelement aufweisendsen Schaltungs zweigen verbunden ist.

16. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß die Eingänge verschiedener Kor relationsanordnungen einen Eingang aufweisen, welche ge meinsam mit einem Eingang einer anderen Korrelationsanord nung mit dem Ausgang eines Demodulatorelements oder einer anderen Korrelationsanordnung verbunden sind, wobei ein an derer Eingang derselben Korrelationsanordnung nicht mit ei nem anderen Ausgang desselben Demodulatorelements oder der selben Korrelationsanordnung verbunden ist.

17. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal, einer Korre lationsanordnung zweiter Art, deren Eingänge an jeweils ei nen Ausgang von aufeinanderfolgender Verarbeitungsstufen in unterschiedlichen Zweigen der Empfängerschaltung ange schlossen ist, mit dem Ausgangssignal einer weiteren Korre lationsanordnung zusammengeführt wird, deren Eingänge an Ausgänge an jeweils einen Ausgang der aufeinanderfolgender Verarbeitungsstufen den unterschiedlichen Zweigen der Emp fängerschaltung in vertauschter Zuordnung zu den aufeinan derfolgenden Verarbeitungsstufen angeschlossen sind.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei mindestens einer der Verarbeitungsstufen um eine Korrelationsanordnung zweiter Art handelt.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß ein korrelatives Element eine Summierungs-, Differenz bildungs-, Multiplikations oder Quadrierungsschaltung auf weist.

20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplikationsschaltung als Vierquadrantenmulti plizierer ausgestaltet ist.

21. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulator- und/oder Auto korrelatorelemente aufweisenden Längszweige mit den korre lative Elemente aufweisenden Querzweigen der Empfänger schaltung ein mehrstufig kaskadiertes und/oder vermaschtes Netzwerk bilden.

22. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Modulatorelemente in der Senderschaltung n mal zwei komplementäre Dispersionsfilter und in der Empfängerschaltung an entsprechend inverser Po sition n mal zwei entsprechende komplementäre Dispersions filter vorgesehen sind.

23. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die mehrdimensionale Dekodierung einer Nachricht durch zwei Dispersionsfilter, kohärente Produkt demodulation und durch nachfolgende autokorrelative Taktge neration eines Gateimpulses zur Multiplikation mit der Vor zeicheninformation.

24. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die mehrfache Dekodierung einer Nach richt durch zwei Dispersionsfilter und kohärente vorzei chengerechte Produktdemodulation und Quadrierung oder Gleichrichtung zur Bildung der Periodizität für die auto korrelative Taktgeneration eines Gateimpulses zur Multipli kation mit der Vorzeicheninformation.

25. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die mehrdimensionale Dekodierung einer Nachricht durch zwei Dispersionsfilter mit um 90° versetz ten Ausgängen zur filterlosen kohärenten vorzeichengerech ten Produktdemodulation und Quadrierung zur Korrelation.

26. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die mehrfache Dekodierung einer Nach richt durch zwei Dispersionsfilter mit um 90° versetzten Ausgängen zur Quadrierung mittels einer Korrelationsanord nung erster und/oder zweiter Art.

27. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch zwei Dispersionsfilter und vorzeichen gerechte Produktdemodulation und Quadrierung und nachge schalteten Autokorrelatorelementen zwecks Taktgeneration eines Gateimpulses zur Multiplikation mit einem eine Vor zeicheninformation aufweisenden Signal.

28. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß in der Senderschaltung (Fig. 1a) winkelmodulierte Impulse (Fig. 2e, 2f) mit während der Im pulsdauer zeitlich entgegengesetzt erfolgender Winkelmodu lation erzeugt werden, die mittels eines ersten Korrelati onselements (8, 9) jeweils paarweise zu einem Teilsignal (Fig. 2g, 2h) überlagert werden.

29. Verfahren nach einem der vorangehehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zu dem Empfänger (Fig. 3a, 3b, 3c, 3d) übertragenen Teilsignale (Fig. 2g, 2h) eine diesen durch ein Modulatorelement aufgeprägte Information tragen, daß die Teilsignale (Fig. 2g, 2h) im Empfänger (Fig. 3a, 3b, 3c, 3d) durch zwei oder mehrere, paarweise parallel geschaltete Dispersionsfilter (34, 35, 41, 42, 49, 50) mit frequenzabhängiger Gruppenlaufzeitcharakteristik gefiltert werden, wobei die frequenzabhängige Gruppenlauf zeitcharakteristik der beiden Dispersionsfilter (34, 35, 41, 42, 49, 50) an die Winkelmodulation jeweils eines der beiden in ihrer Überlagerung das Teilsignal (Fig. 2g, 2h) bildenden Impuls (Fig. 2e, 2f) derart angepaßt ist, daß am Ausgang der beiden Dispersionsfilter eines Paares (34, 35, 41, 42, 49, 50) jeweils ein kombiniertes Signal (Fig. 2k, 2l) erscheint, das aus einem zeitlich komprimierten Impuls mit entsprechend erhöhter Amplitude und einem zeitlich ex pandierten Impuls mit entsprechend verringerter Amplitude besteht.

30. Verfahren nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die an den Ausgängen der beiden empfängerseitig vorge sehenen Dispersionsfilter (34, 35, 41, 42, 49, 50) erschei nenden kombinierten Signale (Fig. 2k, 21) mittels eines zweiten Korrelationselements (36, 43, 46, 51, 52, 61) zu sammengeführt und einer Kreuzkorrelation unterzogen werden.

31. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß die Faltsignale als Teilsignale (Fig. 2g, 2h) senderseitig von dem ersten Korrelationsele ment (8, 9) durch Addition oder Subtraktion von Paaren win kelmodulierter Impulse (Fig. 2e, 2f) mit zeitlich entge gengesetztem Verlauf erzeugt werden.

32. verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß bei einer zu übertragenden binä ren Impulsfolge die Teilsignale (Fig. 2g, 2h) senderseitig jeweils in Abhängigkeit von dem binären Wert der aufzuprä genden Nachricht entweder durch Addition oder durch Sub traktion zweier zeitlich entgegengesetzt winkelmodulierter Impulse (Fig. 2e, 2f) erzeugt werden.

33. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das empfangene Signal in zwei parallele Zweige aufgeteilt und in beiden Zweigen durch je weils zwei in Reihe geschaltete Dispersionsfilter (20, 24 bzw. 21, 25) gefiltert wird, wobei die in Reihe geschalte ten Dispersionsfilter (20, 24 bzw. 21, 25) ein zueinander inverses frequenzabhängiges Laufzeitverhalten aufweisen.

34. Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalfluß in den beiden Zweigen mittels jeweils eines zwischen den beiden Dispersionsfiltern (20, 24 bzw. 21, 25) angeordneten steuerbaren Schaltelements (22, 23) oder einen Multiplizierer (28, 29) jeweils im wesentlichen in der Mitte jedes Impulses unterbrochen oder freigeschal tet wird.