-
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
-
1. Gebiet der Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen Vorrichtungen und
Verfahren zur Kommunikation unter Benutzung von Spreizspektrum-Techniken
und insbesondere für
eine Kommunikation unter Benutzung von Spreizspektrum-Techniken,
die mit IS-95-Standards konform sind.
-
2. Diskussion des Standes
der Technik
-
Spreizspektrumkommunikationssysteme
werden gegenwärtig
weitverbreitet in modernen zellenförmigen Kommunikationsgeräten verwendet.
Spreizspektrum-Systeme
ermöglichen
einem Mehr an Benutzern Kommunikationen in einer Umgebung mit immer
knapperer Bandbreite zu übertragen
und zu empfangen.
-
Eine
Technik zum Spreizen eines Basisband-Signals zum Ausfüllen einer
gesamten Bandbreite eines Kanals ist ein Mischen des Basisband-Signals
mit einem Walsh-Kode und einem komplexen Pseudo-Rausch (PN)-Spreizsignal.
Der Walsh-Kode und ein PN-Spreizsignal kodieren das Basisband-Signal
effektiv durch eine Modulation (d. h. Zerhacken) jedes Datensymbols
mit dem Basisband-Signal zu einer Anzahl von Chips mit einer Chipperiode
(d. h. Chip-Intervall)
TC, wie weiter diskutiert von Charles E.
Cook und Howard S. Marsh in „An
Introduction to Spread Spectrum",
IEEE Communications Magazine, März
1983 und von David P. Whipple in „The CDMA Standard", Applied Microwave & Wireless, Winter
1994, S. 24–39
(ursprünglich
veröffentlicht
als „North
American Cellular CDMA",
Hewlett-Packard Journal, Dez. 1993, S. 90–97). Der komplexe PN-Kode
wird durch die folgende Gleichung gegeben: PN(t) = PN1(t – δ) + jPNJ(t – δ), wobei δ ein Phasenoffset ist.
Jeder innerhalb eines CDMA-Netzwerks über das gleiche Frequenzspektrum
und innerhalb eines Bereichs eines einzigartigen Empfängers sendende
Sender ist durch seinen einmaligen Phasenoffset δ unterscheidbar. Jeder Sender
enthält
eine Anzahl von Kanälen,
die kodiert sind und sich durch unterschiedliche Walsh-Kodes auszeichnen.
-
Gegenwärtige Spreizspektrum-Empfänger erfassen
viele unterschiedliche gesendete Signale, die, während sie übereinander überlagert
erscheinen, von Korrelatoren demoduliert werden, welche abgestimmt sind,
um lediglich gesendete Kanäle
entsprechend eines besonderen PN-Kode-Phasenoffsets und eines besonderen
Walsh-Kodes zu akzeptieren. Der Empfänger verwirklicht dies durch
ein Beseitigen des Trägersignals
und Demodulieren des Spreizsprektrum-Signals mit Korrelatoren, die
einen passenden PN-Kode-Phasenoffset und Walsh-Kode aufweisen.
-
Für eine erfolgreiche
Demodulation müssen
PN-Spreizphasenoffsets des Empfängers
und des Senders synchronisiert sein. Korrelatoren enthaltende Schleifen
mit fester Verzögerung
(DLLs) werden allgemein zum Synchronisieren des PN-Kodephasenoffsets
des Empfängers
mit dem PN-Kodephasenoffset des Senders benutzt. Jedoch enthalten
gegenwärtige
DLLs mehrfache Korrelatoren, die zu den Kosten und der Komplexität der DLLs
beitragen. Solch ein Beispiel ist im Dokument
GB 2313750 A offenbart.
-
Man
benötigt
eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Vereinfachung der Schaltungsanordnungen
innerhalb von Schleifen mit fester Verzögerung, die sich zugleich nach
dem IS-95-Standard richtende Spreizspektrum-Kommunikationssysteme
unterstützten.
-
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
-
Die
vorliegende Erfindung ist ein Spreizspektrum-Kommunikationsempfänger, der
mit IS-95-Standards konform ist und eine vereinfachte Schaltungsanordnung
zur Kode-Nachführung
enthält.
Innerhalb des Empfängers
erzeugt ein Pseudo-Rausch-Generator
eine frühe
Komponente und eine späte
Komponente eines Pseudo-Rausch-Signals in Antwort auf ein Fehlersignal.
Ein Addierer subtrahiert die frühe
Komponente von der späten
Komponente zur Bildung eines Summierungssignals. Ein Multiplizierer
multipliziert die Summierung mit dem empfangenen Signal zur Erzeugung
eines Produktsignals. Ein Integrator integriert das Produkt zur
Bildung des Fehlersignals. Die Kombination dieser Elemente bildet
eine Rückkopplungsschleife,
die den Pseudo-Rausch-Generator moduliert und lediglich einen an
Stelle von zwei Korrelatoren benutzt.
-
Das
Verfahren der vorliegenden Erfindung umfasst die Schritte eines
Empfangens eines Spreiz-Spektrum-Signals, Erzeugens einer frühen Komponente
und einer späten
Komponente eines Pseudo-Rausch-Signals in Antwort auf ein Fehlersignal,
Subtrahierens der frühen
Komponente von der späten
Komponente zur Bildung eines Summierungssignals, Multiplizierens
der Summierung mit dem empfangenen Signal zur Bildung eines Produktsignals
und eines Integrierens des Produktsignals zur Bildung des Fehlersignals.
-
Diese
und andere Aspekte der Erfindung werden von den Fachleuten nach
einer Durchsicht der detaillierten Beschreibung, Zeichnungen und
nachfolgenden Ansprüchen
erkannt werden.
-
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
-
1 ist
ein Blockdiagramm eines Teils eines CDMA-Spreiz-Spektrum-Senders;
-
2 ist
ein Blockdiagramm eines Teils eines CDMA-Spreiz-Spektrum-Empfängers;
-
3 ist
ein Blockdiagramm einer Schleife mit fester Verzögerung (DLL) in dem Spreiz-Spektrum-Empfänger;
-
4 ist
eine graphische Darstellung eines S-Kurvenbereichs der DLL;
-
5 ist
ein Blockdiagramm einer alternativen DLL für den Spreiz-Spektrum-Empfänger und;
-
6 ist
ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kode-Nachführung in
einem IS-95-Speiz-Spektrum-Kommunikationssystem.
-
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORM
-
1 ist
ein Blockdiagramm eines Teils eines CDMA-Spreizsprektrum-Senders 100.
Der Sender 100 enthält
ein Pilotsignal auf Leitung 102, ein Benutzer-1 Datensignal
auf Leitung 104, ein Benutzer-L Datensignal auf Leitung 106,
wobei „L" eine ganze Zahl
ist, einen Walsh-Kode-0 auf Leitung 108, einen Mischer 109,
einen Walsh-Kode-1 auf Leitung 110, einen Mischer 111,
einen Walsh-Kode-L auf Leitung 112, einen Mischer 113, eine
Kodierungs- & Verschachtelungs-Einrichtung 114,
eine Kodierungs- & Verschachtelungs-Einrichtung 116, einen
Verstärker 119,
einen Verstärker 120,
einen Verstärker 122,
einen Addierer 124, eine I-Kanal-Pseudo-Rausch-PN-Quelle 126,
eine Q-Kanal-PN-Quelle 128, einen Mischer 130,
einen Mischer 132, einen Basisbandfilter 134,
einen Basisbandfilter 136, ein Trägersignal auf Leitung 138,
einen Phasenschieber 140, einen Mischer 142, einen
Mischer 144, einen Addierer 146, einen Analogfilter 148 und
eine Antenne 150. Das Pilotsignal ist nicht moduliert und
besteht einzig aus Quadratur-PN-Kodes.
Das Pilotsignal auf Leitung 102 wirkt als ein Referenzsignal
zur Benutzung durch einen Spreizspektrum-Empfänger (siehe 2).
Die Pilotsignalleistung ist höher
eingestellt als alle anderen Signale, um eine Empfängersynchronisation
und eine Signalnachführung
zu ermöglichen.
-
Die
Kodierungs- & Verschachtelungseinrichtungen 114 bis 116 sind
verbunden, um Datensignale auf Leitungen 104 beziehungsweise
bis 106 zu empfangen. Die Datensignale sind typischerweise
aus diskreten, binären
Datenbits gemäß IS-95-Standards erzeugt.
Die Kodierungs- & Verschachtelungseinrichtungen 114 bis 116 sind
ebenso verbunden, um verschiedene andere, von anderen (nicht gezeigten)
Schaltungsbauteilen innerhalb des Senders 100 erzeugte
Signale wie Synchronisationssignale, Rufsignale und Verkehrssignale
zu empfangen und zu verschachteln. Die Kodierungs- & Verschachtelungseinrichtungen 114 bis 116 weisen
die zu übertragenden
Datensignale entweder einem Rufsignal oder einem Verkehrssignal
zu.
-
Die
Mischer 109 bis 113 sind verbunden, um Walsh-Kodes
auf Leitungen 108 bis 112 und verschiedene Pilot-
und Datensignale auf Leitung 102 und aus den Kodierungs- & Verschachtelungseinrichtungen 114 beziehungsweise
bis 116 zu empfangen. Ein abweichender orthogonaler Walsh-Kode
(d. h. Walsh-Kode-0, Walsh-Kode-1 bis Walsh-Kode-L) wird mit jedem
dieser Signale gemischt, wobei jede ihrer Bandbreiten eineindeutig
gespreizt und ein abweichender Kanal defi niert wird. Die Walsh-Kodes
werden vorzugsweise von einem linearen Schieberegister erzeugt,
das Walsh-Kodes mit einer gewöhnlichen
Periode von 64 Chip-Intervallen
aufweist. Orthogonale Kodes werden als Kodes mit Null-Kreuzkorrelation
und einer Auto-Korrelation von eins definiert. Verstärker 118 bis 120 sind
jeweils mit Mischern 109 bis 113 verbunden und
stellen die Verstärkung
jedes Walsh-kodierten Kanals ein. Ein Addierer 124 ist
mit Verstärkern 118 bis 120 verbunden
und kombiniert jeden der Walsh-kodierten Kanäle.
-
Die
PN-Quelle 126 erzeugt eine PNI(t – δ)-Komponente
eines komplexen PN-Kodes
und PN-Quelle 128 erzeugt eine PNJ(t – δ)-Komponente
des komplexen PN-Kodes. Der komplexe PN-Kode wird durch den Ausdruck
PN(t) = PNI(t – δ) + jPNJ(t – δ), wobei δ ein Phasenoffset
ist, bezeichnet. Der Phasenoffset zeichnet den Sender 100 von
anderen Sendern (nicht gezeigt) eineindeutig aus. Der PN-Kode wird
von einem linearen Schieberegister mit einer Periode von 215 Chip-Intervallen erzeugt. Das sich ergebende,
von den PN-Quellen 126 und 128 erzeugte
PN-Signal weist eine Rate von 1,228 Mbps auf.
-
Die
Mischer 130 und 132 sind verbunden, um jeweils
die PN-Signale von den PN-Quellen 126 und 128 und
das kombinierte Signal vom Addierer 124, wie in 1 gezeigt,
zu empfangen und zu mischen. Somit kodieren die Mischer 130 und 132 die
Datensymbole weiter.
-
Die
Basisbandfilter 134 und 136 weisen gewöhnlich 1,25
MHz Bandbreite auf. Beim Durchleiten der Spreiz-Spektrum-Signale
durch die Filter 134 und 136 wird jedoch von der
Orthogonalität
des Spreiz-Spektrum-Signals etwas geopfert.
-
Der
Mischer 142 ist mit dem Basisbandfilter 134 und
der Leitung 138 verbunden. Der Mischer 142 mischt
das Trägersignal
auf der Leitung 138 mit der Ausgabe des Basisbandfilters 134.
Der Mischer 144 ist mit dem Basisbandfilter 136 verbunden,
und um ein 90 Grad phasenverschobenes Trägersignal von dem Phasenschieber 140 zu
empfangen. Der Addierer 146 empfängt und addiert Ausgangssignale
von den Mischern 142 und 144, wobei ein kombiniertes
Signal gebildet wird. Der Analogfilter 148 ist mit dem
Addierer 146 verbunden, wobei das kombinierte Signal vom
Addierer 146 gefiltert wird. Die Antenne 112 ist
mit dem Analogfilter 148 verbunden und sendet das gefilterte
Spreiz-Spektrum-Signal als Vierphasen-PN-moduliertes Signal.
-
2 ist
ein Blockdiagramm eines Abschnitts eines Spreizspektrumempfängers 200.
Der Empfänger 200 umfasst
eine Antenne 202, einen Bandpassfilter 204, einen
Mischer 206, eine Schleife mit fester Verzögerung (DLL) 208 und
eine Entschachtelungs- & Dekodierungseinrichtung 210.
Der Empfänger 200 umfasst weiter
andere herkömmliche
Schaltungsbauteile, die nicht gezeigt sind. Die Antenne 202 empfängt das
von dem Sender 100 gesendete Spreiz-Spektrum-Signal. Der Bandpassfilter 204 ist
mit der Antenne 202 verbunden und filtert das Signal. Der
Mischer 206 ist mit dem Bandpassfilter 204 verbunden
und empfängt
ein Trägersignal.
Das Trägersignal
des Empfängers 200 weist
die gleiche Frequenz wie der von dem Sender 100 auf Leitung 138 eingemischte
Träger
auf. Mischer 206 mischt das gefilterte Signal mit dem Träger und
streift somit den Träger
von dem Spreiz-Spektrum-Signal ab. Die DLL 208 und die
Entschachtelungs- & Dekodierungs-Einrichtung 210 sind
mit dem Mischer 206 über
eine Signalleitung 212 verbunden.
-
Die
DLL 208 legt sich auf das an dem Sender 100 erzeugte
PN-Kodesignal in einem „Kode-Nachführung" genannten Prozess
fest. Kode-Nachführungsschleifen
mit fester Verzögerung
können
entweder als kohärent
oder als nicht-kohärent
eingestuft werden. Die vorliegende Erfindung benutzt eine kohärente Nachführungsschleife,
welche die empfangene Trägerfrequenz
und Phaseninformation benutzt, damit sich die DLL 208 auf
das empfangene Signal festlegt. Das empfangene Signal wird mit einem
in der DLL 208 erzeugten PN-Kode synchronisiert. Vorzugsweise
wird das empfangene Signal auf eine Hälfte eines Chip-Intervalls
synchronisiert. Die DLL führt
diesen Zeitabgleich durch eine Korrelation des empfangenen Signals
mit frühen
und späten
lokal erzeugten PN-Kodes aus, um ein Fehlersignal zu erzeugen. Das
Fehlersignal wird dann in einer Rückkopplungsschleife benutzt,
um einen PN-Kode einzustellen, der intern durch den Empfänger 200 erzeugt wird.
Wenn der Empfänger-erzeugte
PN-Kode gleich dem von dem Sender 100 gesendeten PN-Kode
ist, dann ist das Fehlersignal gleich Null und die DLL wird als
auf das empfangene Signal „festgelegt" bezeichnet. Ein vollständiger Bereich
des Fehlersignals wird, wenn geplottet, allgemein als „S-Kurve" bezeichnet.
-
Die
Entschachtelungs- & Dekodierungs-Einrichtung 210 empfängt das
Spreiz-Spektrum-Signal über Leitung 212 und
das PN-Kodesignal auf Leitung 214. Unter Benutzung des
von dem Sender 100 gesendeten Pilot-Signals als eine kohärente Trägerreferenz
demoduliert die Entschachtelungs- & Dekodierungs-Einrichtung 210 weiter die
empfangenen Datensignale in Basisband-Datensignale. Dieser Demodulations-Prozess umfasst
ein Entfernen der Walsh-Kodierung
von den Datensignalen. Als ein Ergebnis sind das Pilot-Signal, die Synchronisationssignale,
die Rufsignale, die Verkehrssignale und verschiedene andere, ursprünglich von
dem Sender 100 gesendete Benutzerdaten-Signale dekodiert
und separiert.
-
Die
Fachleute werden erkennen, dass in einem gewöhnlichen Spreizspektrum-System viele andere Einrichtungen
wie eine Eingabetastatur, eine Verarbeitungseinheit, eine interne
Speichereinrichtung und eine Ausgabeanzeige in dem Sender 100 und
dem Empfänger 200 ebenfalls
enthalten sind. Die interne Speichereinrichtung speichert gewöhnlich Computerprogramm-Anweisungen
zur Steuerung, wie die Verarbeitungseinheit auf Signale, die Funktionen
des Senders 100 und des Empfängers 200 steuern,
zugreift, die Signale transformiert und ausgibt. Der interne Speicher
kann mit anderen computerbenutzbaren Speichermedien, umfassend eine
Kompakt-Disk, ein magnetisches Laufwerk oder einen dynamischen Schreiblesespeicher
ergänzt sein.
-
3 ist
ein Blockdiagramm einer DLL 208 in dem Spreizspektrum-Empfänger 200.
Die DLL 208 umfasst einen Early-Korrelator 302,
einen Late-Korrelator 204, einen ersten Addierer 306,
einen Schleifenfilter 308, einen spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) 310 und einen PN-Generator 312. Während die
Ausdrücke „Early" und „Late" zur Kennzeichnung
der Korrelatoren benutzt werden, arbeitet die vorliegende Erfindung
tatsächlich
gemäß den unten
diskutierten mathematischen Gleichungen, die Vorrang haben. Der
Early-Korrelator 302 umfasst einen ersten Mischer 314 und
einen ersten Korrelator 316. Der Late-Korrelator 304 umfasst
einen zweiten Mischer 318 und einen zweiten Korrelator 320.
Der Early-Korrelator 302 in
der DLL 208 empfängt
das PN-kodierte Spreiz-Spektrum-Signal auf Leitung 212 und
einen verzögerten
PN-Kode von dem PN-Generator 312. Der Late-Korrelator 304 empfängt das
PN-kodierte Spreiz-Spektrum-Signal auf der Leitung 212 und
einen vorgerückten
PN-Kode von dem PN-Generator 312.
-
Die
späte Signalausgabe
von dem Late-Korrelator 304 wird dann von der frühen Signalausgabe
aus dem Early-Korrelator 302 durch den Addierer 306 subtrahiert,
um ein Fehlersignal zu bilden. Der Schleifenfilter 308 empfängt das
Fehlersignal von dem Addierer 306. Das gefilterte Fehlersignal
wird dann an den VCO 310 gesendet. Der VCO 310 erzeugt
aus dem gefilterten Fehlersignal, das von dem PN-Generator 312 erhalten worden
ist, ein Signal. In Antwort auf das Fehlersignal stimmt der PN-Generator 312 ein
rechtzeitiges/punktuelles PN-Kodesignal auf der Leitung 214 und
die verzögerten
und vorgerückten,
an den Early- beziehungsweise Late-Korrelator 302 beziehungsweise 304 gesendeten
PN-Kodesignale fein ab. Somit ist die DLL 208 vollständig. Das
rechtzeitige PN-Kodesignal wird an die Entschachtelungs- & Dekodierungs-Einrichtung 210 zur Benutzung
bei einem Herausarbeiten der Basisbanddaten aus dem Spreiz-Spektrum-Signal, auf eine
gewöhnlich
bekannte Art, gesendet.
-
Eine
stärker
mathematische Diskussion des Betriebs der DLL 208 folgt
nun. Das sowohl von dem Early- als auch dem Late-Korrelator 302 und 304 auf
der Leitung 212 empfangene Spreiz-Spektrum-Signal, r(t), besteht,
wie in Gleichung (1) gezeigt, aus einem von dem Sender 100 erzeugten
PN-Kode, PN(t – τ) und während der Übertragung
des Signals von der Antenne 112 des Senders 100 zur
Antenne 202 des Empfängers 200 hinzugefügtem Weißen Gauß'schen Rauschen (WGN),
n(t), wobei τ ^ die unbekannte Übertragungsverzögerung bezeichnet. r(t) + PN(t – τ ^)
+ n(t) Gl.(1)
-
Man
kann zeigen, dass eine Abschätzung
der Übertragungsverzögerung T
nach einer größten Wahrscheinlichkeit
die Gleichung erfüllt:
wobei T die Periodendauer
des PN-Kodes ist. Die Abschätzung
mit größter Wahrscheinlichkeit
(Maximum-Likelihood-Abschätzung)
ist herkömmlich
in dem Gebiet bekannt und wird bei Jack K. Holmes, Coherent Spread Spectrum
Systems, Wiley 1982 und bei John G. Proakis, Digital Communications,
2. Auflage, McGraw-Hill 1989 diskutiert. Mit anderen Worten zeigt
Gleichung (2), dass die optimale Abschätzung der Übertragungsverzögerung durch
eine Korrelation des empfangenen Signals mit der zeitlichen Ableitung
des von dem PN-Generator
312 der DLL
208 erzeugten
PN-Kodes erhalten wird. Die Nachführschleifenschaltung mit fester
Verzögerung
der DLL
208 führt
die Korrelation auf Null.
-
Bei
praktischen Umsetzungen wird eine diskrete Näherung wie eine Differenz erster
Ordnung für
die Ableitung in Gleichung (2) benutzt. Insbesondere wird eine Schätzung der
Korrelation der Zeitdifferenz zwischen dem empfangenen Signal und
dem lokal erzeugten PN-Kode durch zuerst eine Multiplikation unter
Benutzung des ersten Multiplizierers 314 des empfangenen
Signals mit dem PN-Kode, der um einen Bruchteil eines Chip-Intervalls,
PN((t – τ ^) – Δ), verzögert worden
ist, und dann durch eine Integration des Ergebnisses mit dem Integrator 316 zur
Erzeugung eines ersten Zwischenergebnisses erhalten. Das empfangene
Signal wird auch unter Benutzung des zweiten Multiplizierers 318 mit
einem PN-Kode von dem PN-Generator 312, der um einen Bruchteil
eines Chip-Intervalls vorgerückt
worden ist, PN((t – τ ^)
+ Δ), multipliziert
und dann das Ergebnis mit dem Integrator 320 integriert,
um ein zweites Zwischenergebnis zu erzeugen. Das Symbol Δ bezieht
sich auf den Bruchteil eines Chip-Intervalls, um den der von dem
Empfänger 200 erzeugte
PN-Kode entweder verzögert
oder vorgerückt
wird. Gewöhnlich
wird Δ gleich
der Hälfte
eines Chip-Intervalls gesetzt (d. h. TC/2).
-
Das
zweite Zwischenergebnis wird dann von dem ersten Zwischenergebnis
durch den Addierer 306 subtrahiert, um das Fehlersignal
(e) zu erzeugen. Auf diesen Prozess wird als Early-Late-Korrelation
Bezug genommen. Das Fehlersignal wird mit der LaPlace-Transformation
F(s), die eine Steuerspannung v(t) für den VCO 310 erzeugt
und den lokalen PN-Generator steuert, durch den Schleifenfilter 308 geschickt.
-
Mit
dem Eingangssignal r(t) wie oben definiert, kann das Fehlersignal
e geschrieben werden als: e = [RPN(t – τ ^ – Δ) – RPN(t – τ ^ + Δ)] + ne–l(t) Gl.(3) wobei
RPN(.) die Autokorrelation der PN-Sequenz
bezeichnet und ne–l(.) das Rauschen der
Early- und Late-Korrelatoren 302 und 304 ist.
Der Ausdruck in Klammern in Gleichung (3) ist das Steuerungssignal
(auch bekannt als die S-Kurve) und wird geschrieben als: S(ε)
= [RPN(t – τ ^ – Δ) – RPN(t – τ ^ + Δ) Gl.(4)wobei ε = t – τ ^.
-
Gleichung
(3) kann auch geschrieben werden als: e
= ∫r(t)PN(t – τ ^ – Δ) – ∫r(t)PN(t – τ ^ + Δ) + ne_l(t) Gl.(5)
-
Durch Überprüfen der
obigen Gleichungen wird der Aufbau der DLL 208 klar. Insbesondere
führt der Early-Korrelator 302 den
ersten Teil von Gleichung (5) unter Benutzung des ersten Multiplizierers 314 aus,
um r(t) mit zu multiplizieren und des ersten Integrators 316,
um den multiplizierten Ausdruck über
ein Chip-Intervall zu
integrieren. Der Late-Korrelator 304 führt den zweiten Teil der Gleichung
(5) unter Benutzung des zweiten Multiplizierers 318, um
r(t) mit PN(t – τ ^ + Δ) zu multiplizieren,
und des zweiten Integrators 320 aus, um den multiplizierten
Ausdruck über
ein Chip-Intervall zu integrieren. Der Addierer 306 subtrahiert
dann das Ergebnis des Late-Korrelators 304 von dem Ergebnis
des Early-Korrelators 302, um das Fehlersignal hervorzubringen. Dies
ist auch als ein diskreter Zeitintegrations- und Ausgabevorgang
bekannt.
-
4 ist
eine graphische Darstellung eines S-Kurvenbereiches, wie in Gleichung
(4) definiert, für
die DLL 208, wobei ε =
t – τ ^ der
Kodenachführfehler
ist. Die Charakteristik der S-Kurve und die Wirksamkeit der DLL
sind eine Funktion einer Zeitdifferenz zwischen dem verzögerten und
dem vorgerückten
PN-Kode. Wie man aus 4 sieht, ist die S-Kurve eine
nicht-lineare Funktion des Nachführfehlers.
Die DLL 208 ist ausgebildet, um in dem linearen Bereich
der S-Kurve um S(∊) = 0 betrieben zu werden. Die Funktion
der DLL Schaltungsanordnung in der DLL 208 ist die Ausgabe
der S-Kurve auf Null zu steuern. Wenn S(∊) = 0 gilt die
DLL als festgelegt.
-
Im
Allgemeinen bestimmen die Dynamik des Nachführfehlers und der Rauschcharakteristik
die größte Bandbreite
der DLL. Jedoch werden die Parameter des Schleifenfilters 308 gewählt, um
eine vorbestimmte Bandbreite einer geschlossenen Schleife für die DLL
zu erbringen, die kleiner als die größte Bandbreite der DLL ist.
In IS-95-Anwendungen führen
gewöhnliche
Nachführfehler-Dynamiken
zu einer DLL-Bandbreite, die in der Größenordnung von wenigen Hertz
liegt. Allerdings bringt eine Bandbreite einer geschlossenen Schleife von
einigen Hertz eine langsamere DLL-Antwort mit sich. Zum Vergleich
erhöht
eine größere DLL-Bandbreite den Nachführfehler
der DLL. Dies weist auf einen Zielkonflikt zwischen der Antwortzeit
der DLL und dem Nachführfehler
der Vorrichtung hin. Eine Bandbreite einer geschlossenen DLL von
ungefähr
100 Hz ist als am besten geeignet für IS-95-Anwendungen gefunden
worden.
-
5 ist
ein Blockdiagramm einer alternativen DLL 502 für den Spreizspektrum-Empfänger 200.
Die alternative DLL 502 umfasst einen Early-Late-Korrelator 504,
einen Dezimierer 506, einen Schleifenfilter 508, einen
Interpolator 510, einen Verstärker 512, einen numerisch
gesteuerten Oszillator (NCO) 514, einen Pseudo-Rausch-(PN)-Generator 516 und
einen Addierer 518. Der Early-Late-Korrelator 504 enthält einen
Multiplizierer 520 und einen Integrator 522. Alle
oben bezeichneten Komponenten sind wie in 5 gezeigt,
miteinander verbunden.
-
Da
Gleichung (5) eine lineare Gleichung ist, die als e = ∫r(t)[PN(t – τ ^ – Δ) – PN(t – τ ^ + Δ)] + ne_l (t) Gl.(6)geschrieben
werden kann, zeigt 5, dass eine auf Gleichung (6)
basierende Ausführung
einer DLL 502 lediglich einen Korrelator benötigt. Im
Gegensatz dazu zeigt 3, dass eine auf Gleichung (5)
basierende Ausführung
einer DLL 208 zwei getrennte Korrelatoren 302 und 304 benötigt.
-
Der
PN-Generator 516 erzeugt sowohl ein verzögertes Signal
PN(t – τ ^ – Δ) als auch
ein vorgerücktes PN-Kodesignal
PN(t – τ ^ + Δ). Der Addierer 518 erhält diese
PN-Kodesignale und subtrahiert das späte PN-Kodesignal von dem frühen PN-Kodesignal.
Der Multiplizierer 520 erhält das einkommende Empfangssignal
r(t) und das summierte Ergebnis von dem Addierer 518, das
der Multiplizierer 520 dann multipliziert. Der Integrator 522 ist
mit dem Multiplizierer 520 verbunden und integriert das
sich ergebende Produkt über
ein Chip-Intervall. Der Dezimierer 506 erhält das Signal
von dem Early-Late-Korrelator 504 und verringert das Signal
um die Anhäufungslänge des
Early-Late-Korrelators. Diese Anhäufungslänge ist gleich einer vorbestimmten
Anzahl von Symbolen. Ein Symbol ist vorzugsweise gleich 64 Chip
und jeder Chip wird durch eine vorbestimmte Anzahl von Abtastwerten
definiert. Der Schleifenfilter 508 ist mit dem Dezimierer 506 verbunden
und weist eine als F(z) definierte Z-Übertragungsfunktion auf. Der
Schleifenfilter 508 ist in der Lage, die Ausgabe des Dezimators 506 bei
einer geringeren Rate zu bilden, als es sonst ohne den Dezimierer 506 möglich wäre. Der
Interpolator 510 empfängt
die Ausgabe des Schleifenfilters 508, die dann um die Anzahl
der Abtastwerte der Anhäufungslänge interpoliert
wird. Dezimierer und Interpolatoren sind auf diesem Gebiet herkömmlich bekannt
und werden bei John G. Proakis, Digital Communications, 2. Ausgabe
McGraw-Hill 1989 und bei J. G. Proakis & D. G. Manolakis, Digital Signal
Processing Principles, Algorithms and Applications, 2. Auflage,
Macmillan 1992 diskutiert. Der NCO 514 erhält das Signal
von dem Interpolator 510 und stellt die Zeitsteuerung des
PN-Generators 516 ein. Der PN-Generator 516 erhält das Signal
von dem NCO 514, der die Schätzung der Übertragungsverzögerung τ ^ des
PN-Generators 516 während
jeder Anhäufungsperiode
aktualisiert. Der PN-Generator 516 gibt ebenso das rechtzeitige
PN-Kodesignal zu der Zeit auf Leitung 214 aus.
-
6 ist
ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kodenachführung in IS-95-Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystemen.
Das Verfahren beginnt bei Schritt 600, wo die Antenne 202 ein
Spreiz-Spektrum-Signal empfängt.
Bei Schritt 602 filtert der Anlassfilter 204 danach
das Spreiz-Spektrum-Signal. Bei Schritt 604 mischt der
Mischer 206 das Signal mit einem Träger, um das Signal auf Basisband-Frequenzen
herunterzuwandeln. Bei Schritt 606 erzeugt der Pseudo-Rauschgenerator 516 ein
Pseudo-Rausch-Signal mit einer frühen und mit einer späten Komponente.
Danach, bei Schritt 608, subtrahiert der Addierer 518 die
frühe Komponente
von den späten
Komponenten, um ein Summierungssignal zu bilden. Bei Schritt 610 mischt
der Mischer 520 das Summierungssignal mit dem empfangenen
Signal, um ein Zwischensignal zu bilden. Bei Schritt 612 integriert der
Integrator 522 das Zwischensignal über eine vorbestimmte Anzahl
von Symbolen, um ein Fehlersignal zu bilden. Die Anzahl von Symbolen
ist abhängig
von einer Vielzahl von Faktoren wie akzeptable Rauschniveaus, Doppler-Raten
als auch anderen, auf dem Gebiet bekannten Wirksamkeitskriterien.
Bei Schritt 614 wird das Fehlersignal durch den Dezimierer 506 geführt. Bei
Schritt 616 wird das Fehlersignal durch den Schleifenfilter 508 geführt. Bei
Schritt 618 wird das Fehlersignal durch den Interpolator 510 geführt. Bei
Schritt 620 wird das Fehlersignal durch den Verstärker 512 geführt. Bei
Schritt 622 wird das Fehlersignal durch den NCO 514 geführt. Danach
bei Schritt 624 erhält
der PN-Generator 516 das Fehlersignal von dem NCO 514,
womit die Rückkopplungsschleife/Schleife
mit fester Verzögerung
vollständig
ist. Bei Schritt 626 benutzt der PN-Generator 516 das
Fehlersignal, um die frühe
und die späte
Komponente des PN-Kodesignals fein abzustimmen. Bei Schritt 628 gibt
der PN-Generator 516 ein rechtzeitiges PN-Kodesignal zur
Benutzung durch die Entschachtelungs- & Dekodierungseinrichtung 210 aus,
um Basisband-Signale aus dem empfangenen Spreiz-Spektrum-Signal zu demodulieren und
zu dekodieren. Nach Schritt 628 ist das Verfahren beendet.
-
Während die
vorliegende Erfindung mit Bezug auf eine bevorzugte Ausführungsform
beschrieben worden ist, werden Fachleute auf diesem Gebiet erkennen,
dass verschiedene Modifikationen gemacht werden können. Variationen über und
Modifikationen der bevorzugten Ausführungsform sind von der vorliegenden
Erfindung vorgesehen, die lediglich durch die nachfolgenden Ansprüche beschränkt ist.
