KR100655336B1

KR100655336B1 - Ｉｓ-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드 추적을 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100655336B1
Application number: KR1019997007568A
Authority: KR
Inventors: 칸가르파르보드; 모타메드마리암; 로우프하엘안토이네요트.
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1997-12-23
Filing date: 1998-12-21
Publication date: 2006-12-08
Also published as: KR20000075509A; WO1999034529A2; WO1999034529A3; EP0960485A2; DE69837527T2; JP4053095B2; US6205167B1; CN1109415C; CN1253675A; DE69837527D1; JP2001513312A; EP0960485B1

Abstract

IS-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드 추적을 위한 장치 및 방법이 개시된다. 유사-잡음 생성기(516)는 에러 신호에 따라 유사-잡음 코드 신호의 정기 요소, 초기 요소 및 최근 요소를 생성한다. 정기 요소는 디인터리브 및 복조 장치(210)로 라우팅되는데, 상기 장치(210)는 수신된 확산 스펙트럼 신호로부터 베이스밴드 신호를 복조시키고 디코드한다. 가산기(518)는 합산 신호를 형성하기 위하여 최근 요소로부터 초기 요소를 감산한다. 곱셈기(520)는 곱 신호를 형성하기 위하여 합산 신호를 수신된 신호와 곱한다. 적분기(522)는 에러 신호를 형성하기 위하여 상기 곱해진 신호를 적분한다. 에러 신호는, 유사-잡음 코드 신호의 정기 요소, 초기 요소 및 최근 요소를 미세 동조시키기 위하여, 유사-잡음 생성기(516)로 피드백된다. 결과적으로 확산 스펙트럼 신호는 두 개가 아닌 오직 하나의 상관관련 장치(504)만을 사용하여 복조되고 디코드된다.

Description

ＩＳ-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드 추적을 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CODE TRACKING IN AN IS-95 SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 일반적으로 확산 스펙트럼 기술을 사용하여 통신하기 위한, 보다 상세하게는 IS-95 표준에 따르는 확산 스펙트럼 기술을 사용하여 통신하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

확산 스펙트럼 통신 시스템은 현대 셀룰러 통신 장치에서 널리 사용되고 있다. 확산 스펙트럼 시스템은 언제나 더욱 조밀한 대역폭 환경에서 더 많은 사용자가 통신을 송신하고 수신할 수 있도록 한다.

전체 채널 대역폭을 채우도록 베이스밴드 신호를 확산시키는 하나의 기술은, 베이스밴드 신호를 왈쉬(Walsh) 코드 및 복소 유사-잡음(PN: Pseudo-Noise) 확산 신호와 혼합하는 것이다. 왈쉬 코드와 PN 확산 신호는, 찰스 이. 쿡(Charles E. Cook)과 하워드 에스. 마쉬(Howard S. Marsh)에 의한 "확산 스펙트럼 소개"(IEEE 통신 잡지, 1983년 3월)와, 데이비드 피. 휘플(David P. Whipple)에 의한 "CDMA 표준"{응용 극초단파 및 무선, 1994년 겨울호 24-39 쪽; 원래는 "북미 셀룰러 CDMA"(휴렛 팩커드 저널, 1993년 12월, 90-97쪽)으로 출판}에서 추가로 논의되는 바와 같이, 베이스밴드 신호 내의 각 데이터 심벌을 칩 기간(즉, 칩 간격)(T_C)을 갖는 다수의 칩으로 변조(즉, 쵸핑)시킴으로써 베이스밴드 신호를 효과적으로 엔코딩한다. 복소 PN 코드는, PN(t) = PN_I(t-δ)+ jPN_J(t-δ)으로 주어지는데, 여기에서 δ는 위상 옵셋이다. 동일한 주파수 스펙트럼에 대해 방송하는 CDMA 네트워크 내에서와, 특정 수신기의 범위 내에서의 각 송신기는 고유한 위상 옵셋(δ)에 의해 구별될 수 있다. 각 송신기는 다른 왈쉬 코드에 의해 엔코드되고 구별될 수 있는 다수의 채널을 포함한다.

현재의 확산 스펙트럼 수신기는 많은 다른 송신 신호를 취득하는데, 이들 신호는 서로 겹치게 출현하면서, 특정 PN 코드 위상 옵셋과 특정 왈쉬 코드에 대응하는 송신 채널만을 받아들이도록 동조되는 상관관계 장치(correlator)에 의해 복조된다. 수신기는 반송파 신호를 분리시키고, 정합 PN 코드 위상 옵셋과 왈쉬 코드를 갖는 상관관계 장치로 확산 스펙트럼 신호를 복조시킴으로써, 이것을 달성한다.

복조가 성공적으로 일어나게 하기 위하여, 송신기와 수신기의 PN 확산 위상 옵셋은 동기가 맞춰져야만 한다. 상관관계 장치를 포함하는 지연-동기 루프(DLLs: Delay-Locked Loop)는 수신기의 PN 코드 위상 옵셋을 송신기의 PN 코드 위상 옵셋에 동기화시키기 위하여 공통적으로 사용된다. 그러나, 현재의 DLLs은 DLL의 비용과 복잡도를 가중시키는 다수의 상관관계 장치를 포함한다.

필요한 것은, IS-95 표준에 따르는 확산 스펙트럼 통신 시스템을 지원하면서 지연-동기 루프 내의 회로를 단순화시키는 장치 및 방법이다.

본 발명은 IS-95 표준에 따르고 단순화된 코드 추적 회로를 포함(incorporate)하는 확산 스펙트럼 통신 수신기에 관한 것이다. 수신기 내에서, 유사-잡음 생성기는 에러 신호에 따라 유사-잡음 신호의 초기 성분과 최근 성분을 발생시킨다. 가산기는 합산 신호를 형성하기 위하여 최근 성분으로부터 초기 성분을 감산한다. 곱셈기는 곱해진 신호를 형성하기 위하여 상기 합산 신호를 수신된 신호와 곱한다. 이후 적분기는 에러 신호를 형성하기 위하여 곱해진 신호를 적분한다. 이들 요소의 조합은 유사-잡음 생성기를 변조시키는 피드백 루프를 형성하고, 두 개가 아닌 하나의 상관관계 장치만을 사용한다.

본 발명의 방법은, 확산 스펙트럼 신호를 수신하는 단계와, 에러 신호에 따라 유사-잡음 신호의 초기 성분과 최근 성분을 생성하는 단계와, 합산 신호를 형성하기 위하여 최근 성분으로부터 초기 성분을 감산하는 단계와, 곱해진 신호를 형성하기 위하여 상기 합산 신호를 수신된 신호와 곱하는 단계와, 에러 신호를 형성하기 위하여 상기 곱해진 신호를 적분하는 단계를 포함한다.

본 발명의 이들 및 다른 특성은, 당업자에 의해 이하에 설명되는 상세한 설명, 도면 및 청구범위를 참조함으로써 인식될 것이다.

도 1은 CDMA 확산 스펙트럼 송신기의 한 부분의 블록도.

도 2는 CDMA 확산 스펙트럼 수신기의 한 부분의 블록도.

도 3은 확산 스펙트럼 수신기 내의 지연-동기 루프(DLL)의 블록도.

도 4는 DLL을 위한 S-곡선 범위의 그래프.

도 5는 확산 스펙트럼 수신기를 위한 다른 DLL의 블록도.

도 6은 IS-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드 추적을 위한 방법의 흐름도.

도 1은 CDMA 확산 스펙트럼 송신기(100)의 한 부분의 블록도이다. 송신기(100)는 라인(102) 상의 파일럿 신호, 라인(104) 상의 사용자-1 데이터 신호, 정수 (L)인 라인(106) 상의 사용자-L 데이터 신호, 라인(108) 상의 왈쉬 코드-0, 믹서(109), 라인(110) 상의 왈쉬 코드-1, 믹서(111), 라인(112) 상의 왈쉬 코드-L, 믹서(113), 엔코딩 및 인터리빙 장치(114), 엔코딩 및 인터리빙 장치(116), 증폭기(119), 증폭기(120), 증폭기(122), 가산기(124), I-채널 유사-잡음(PN) 소스(126), Q-채널 PN 소스(128), 믹서(130), 믹서(132), 베이스밴드 필터(134), 베이스밴드 필터(136), 라인(138) 상의 반송파 신호, 위상 이동기(140), 믹서(142), 믹서(144), 가산기(146), 아날로그 필터(148), 및 안테나(150)를 포함한다. 파일럿 신호는 변조되지 않고, 직교 PN 코드만으로 이루어진다. 라인(102) 상의 파일럿 신호는 확산 스펙트럼 수신기(도 2 참조)에 의해 사용하기 위한 기준 신호로 작용한다. 파일럿 신호의 출력은 수신기 동기화 및 신호 추적을 용이하게 하기 위하여 다른 모든 신호보다 더 높게 설정된다.

엔코딩 및 인터리빙 장치(114 내지 116)는 라인(104 내지 106) 상의 데이터 신호를 각각 수신하도록 접속된다. 데이터 신호는 전형적으로 IS-95 표준에 따라 이산 이진 데이터 비트로 구성된다. 엔코딩 및 인터리빙 장치(114 내지 116)는 또한, 송신기(100) 내의 다른 회로(미도시)에 의해 생성된 동기 신호, 페이징 신호 및 통화량 신호와 같은 다양한 다른 신호를 수신하고 인터리빙 시키기 위하여 접속된다. 엔코딩 및 인터리빙 장치(114 내지 116)는 페이징 신호나 통화량 신호중 하나에 송신될 데이터 신호를 지정한다.

믹서(109 내지 113)는 라인(108 내지 112) 상의 왈쉬 코드, 라인(102) 상에서 및 엔코딩 및 디코딩 장치(114 내지 116)로부터 다양한 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 수신하기 위하여 접속된다. 다른 직교 왈쉬 코드(즉, 왈쉬 코드-0, 왈쉬 코드-1 내지 왈쉬 코드-L)는 이들 신호 각각과 혼합되어, 이들 대역폭 각각을 고유하게 확산시키고, 다른 채널을 한정한다. 왈쉬 코드는, 전형적으로 64 칩 간격의 기간을 갖는 왈쉬 코드를 생성하는 선형 이동 레지스터에 의해 생성되는 것이 바람직하다. 직교 코드는 0의 교차 상호관계와 1의 자동 상호관계를 갖는 코드로서 한정된다. 증폭기(119 내지 122)는 믹서(109 내지 113)에 각각 접속되고, 왈쉬 코드화된 채널 각각의 이득을 조정한다. 가산기(124)는 증폭기(119 내지 122)에 접속되고, 왈쉬 코드화된 채널 각각을 결합시킨다.

PN 소스(126)는 복소 PN 코드의 PN_I(t-δ) 성분을 생성하고, PN 소스(128)는 복소 PN 코드의 PN_J(t-δ) 성분을 생성한다. 복소 PN 코드는, PN(t) = PN_I(t-δ)+ jPN_J(t-δ)으로 주어지는데, 여기에서 δ는 위상 옵셋이다. 위상 옵셋은 다른 송신기(미도시)로부터 송신기(100)를 고유하게 구별한다. PN 코드는 2¹⁵ 칩 간격의 기간을 갖는 선형 이동 레지스터에 의해 생성된다. PN 소스(126 및 128)에 의해 생성되는 최종 PN 신호는 1.228 Mbps 속도를 갖는다.

믹서(130 및 132)는 도 1에 도시된 바와 같이, PN 소스(126 및 128)로부터 PN 신호와 가산기(124)로부터의 결합된 신호를 각각 수신하고 혼합시키기 위하여 접속된다. 따라서 믹서(130 및 132)는 데이터 심벌을 추가로 엔코드한다.

베이스밴드 필터(134 및 136)는 믹서(130 및 132)로부터 각각 확산 스펙트럼 신호를 수신하고 성형하기 위하여 접속된다. 베이스밴드 필터(134 및 136)는 전형적으로 1.25 MHz 대역폭을 갖는다. 그러나, 확산 스펙트럼 신호를 필터(134 및 136)를 통과시킴으로써, 확산 스펙트럼 신호의 직교성의 일부가 희생된다.

믹서(142)는 베이스밴드 필터(134)와 라인(138)에 접속된다. 믹서(142)는 라인(138) 상의 캐리어 신호를 베이스밴드 필터(134)의 출력과 혼합시킨다. 믹서(144)는 베이스밴드 필터(136)에 접속되고, 위상 이동기(140)로부터 90°위상 이동된 반송파 신호를 수신한다. 가산기(146)가 믹서(142 및 144)로부터 출력 신호를 수신하여 가산하여, 결합된 신호를 형성한다. 아날로그 필터(148)는 가산기(146)에 접속되어, 가산기(146)로부터 결합된 신호를 필터링한다. 안테나(150)는 아날로그 필터(148)에 접속되고, 필터링된 확산 스펙트럼 신호를 직교위상 PN 변조된 신호로서 송신한다.

도 2는 확산 스펙트럼 수신기(200)의 한 부분의 블록도이다. 수신기(200)는 안테나(202), 대역 통과 필터(204), 믹서(206), 지연-동기 루프(DLL)(208), 및 디인터리브 및 디코드 장치(210)를 포함한다. 수신기(200)는 도시되지 않은 다른 종래의 회로를 추가로 포함한다. 안테나(202)는 송신기(100)에 의해 송신된 확산 스펙트럼 신호를 수신한다. 대역 통과 필터(204)는 안테나(202)에 접속되고, 신호를 필터링한다. 믹서(206)는 대역 통과 필터(204)에 접속되고, 반송파 신호를 수신한다. 수신기(200)의 반송파 신호는 송신기(100)에 의해 혼합된 라인(138) 상의 반송파와 동일한 주파수이다. 믹서(206)는 필터링된 신호를 반송파와 혼합시키고, 따라서 확산 스펙트럼 신호로부터 반송파를 제거한다. DLL(208)과 디인터리브 및 디코드 장치(210)는 신호 라인(212)을 통해 믹서(206)에 접속된다.

DLL(208)은 "코드 추적"이라 불리는 과정에서 송신기(100)에서 생성된 PN 코드 신호에 동기가 맞춰진다. 지연-동기 코드 추적 루프는 코히어런트 또는 비-코히어런트로 분류될 수 있다. 본 발명은 수신된 반송파 주파수와 위상 정보를 사용하여 DLL(208)이 수신된 신호에 동기가 맞춰지는 코히어런트 추적 루프를 사용한다. 수신된 신호는 DLL(208) 내에서 생성된 PN 코드와 동기가 맞춰진다. 수신된 신호는 절반의 칩 간격 내에서 동기가 맞춰지는 것이 바람직하다. DLL은 수신된 신호를, 에러 신호를 생성하기 위해 초기 및 최근에 국부적으로 생성된 PN 코드와 상호 관련시킴으로써 이러한 시간 조정을 달성한다. 그후 에러 신호는 수신기(200)에 의해 내부적으로 생성된 PN 코드를 조정하기 위하여 피드백 루프 내에서 사용된다. 수신기가 생성한 PN 코드가 송신기(100)에 의해 송신된 PN 코드와 동일할 때, 에러 신호는 0이 되고, DLL은 수신된 신호에 "동기가 맞춰졌다고" 할 수 있다. 에러 신호의 완전한 범위는, 그래프 상에 그려질 때, 공통적으로 "S-곡선"으로 불린다.

디인터리브 및 디코드 장치(210)는 라인(212)을 통한 확산 스펙트럼 신호와 라인(214) 상의 PN 코드 신호를 수신한다. 코히어런트 반송파 기준으로 송신기(100)에 의해 송신된 파일럿 신호를 사용하여, 디인터리브 및 디코드 장치(210)는 수신된 데이터 신호를 베이스밴드 데이터 신호로 추가로 복조시킨다. 이러한 복조 과정은 데이터 신호로부터 왈쉬 코드를 제거하는 것을 포함한다. 결과적으로, 송신기(100)에 의해 원래 송신된 파일럿 신호, 동기 신호, 페이징 신호, 통화량 신호, 및 다양한 다른 사용자 데이터 신호가 디코드되어 확산된다.

당업자라면, 전형적인 확산 스펙트럼 시스템 내에서 입력 키보드, 처리 유니트, 내부 메모리 장치 및 출력 디스플레이 장치와 같은 다양한 다른 장치가 송신기(100)와 수신기(200) 내에 역시 포함됨을 인식할 것이다. 내부 메모리 장치는 전형적으로 처리 유니트가, 송신기(100) 및 수신기(200)의 기능을 제어하는 신호를 어떻게 억세스하고, 변환시키며 출력할 지를 제어하기 위한 컴퓨터 프로그램 지령을 저장한다. 내부 메모리는 컴팩트 디스크, 자기 드라이브 또는 다이내믹 RAM을 포함하는 컴퓨터가 이용할 수 있는 다른 저장 매체로 보충될 수 있다.

도 3은 확산 스펙트럼 수신기(200) 내의 DLL(208)의 블록도이다. DLL(208)은 초기 상관관계 장치(302), 최근 상관관계 장치(304), 제 1 가산기(306), 루프 필터(308), 전압 제어 발진기(VCO: Voltage Controlled Oscillator)(310) 및 PN 생성기(312)를 포함한다. "초기" 및 "최근"이란 용어가 상관관계 장치를 분류하기 위하여 사용되었지만, 본 발명은 실제 이보다 우선하는 아래의 수학식 1 내지 6에 따라 동작한다. 초기 상관관계 장치(302)는 제 1 믹서(314)와 제 1 상관관계 장치(316)를 포함한다. 최근 상관관계 장치(304)는 제 2 믹서(318)와 제 2 상관관계 장치(320)를 포함한다. DLL(208) 내의 초기 상관관계 장치(302)는 라인(212) 상의 PN 엔코드된 확산 스펙트럼 신호와, PN 생성기(312)로부터의 지연된 PN 코드를 수신한다. 최근 상관관계 장치(304)는 라인(212) 상의 PN 엔코드된 확산 스펙트럼 신호와 PN 생성기(312)로부터 선행한 PN 코드를 수신한다. 최근 상관관계 장치(304)로부터 출력된 최근 신호는 그후, 에러 신호를 형성하기 위하여 가산기(306)에 의해 초기 상관관계 장치(302)로부터 출력된 초기 신호로부터 감산된다. 루프 필터(308)는 가산기(306)로부터 에러 신호를 수신한다. 그 후 필터링된 에러 신호는 VCO(310)로 전달된다. VCO(310)는 필터링된 에러 신호로부터, PN 생성기(312)에 의해 수신되는 신호를 생성한다. 에러 신호에 따라, PN 생성기(312)는 라인(214) 상의 정기(on-time/punctual) PN 코드 신호를 미세하게 동조시키고, 지연되거나 선행한 PN 코드 신호는 초기 및 최근 상관관계 장치(302 및 304)에 각각 보내진다. 이와 같이 DLL(208) 루프는 완료된다. 정기 PN 코드 신호는, 종래에 공지된 방법으로 확산 스펙트럼 신호부터 베이스밴드 데이터를 처리해 내는데 사용하기 위하여 디인터리브 및 디코드 장치(210)에 보내진다.

이제, 이하에서 DLL(208)의 동작의 보다 더 수학적인 논의가 이루어진다. 라인(212) 상의 초기 및 최근의 상관관계 장치(302 및 304) 둘다에 의해 수신된 확산 스펙트럼 신호{r(t)}는 송신기(100)에 의해 생성된 PN 코드{

}와 송신기(100)의 안테나(150)와 수신기(200)의 안테나(202)로부터 신호의 송신 도중에 가해진 백색 가우시안 잡음(WGN){n(t)}으로 이루어지는데, 여기에서

는 다음의 수학식 1에 도시된 알려지지 않은 송신 지연을 나타낸다.

송신 지연(

)의 가능한 최대값 추정치는 다음의 수학식 2를 만족하는 것으로 표시할 수 있다.

여기에서 T는 PN 코드의 주기이다. 가능한 최대값 추정은 관련 기술 분야에서 종래에 공지된 것이고, 잭 케이. 홈스(Jack K. Holmes)의 "코히어런트 확산 스펙트럼 시스템"{윌리(Wiley)사 1982}과, 죤 지. 프로아키스(John G. Proakis)의 "디지털 통신"(제 2 판, 맥그로우 힐사 1989년)에서 논의된다. 즉, 수학식 2는 송신 지연의 최적 추정이 수신된 신호를, DLL(208)의 PN 생성기(312)에 의해 생성된 PN 코드의 시간 도함수와 상호 관련시킴으로써 얻어지는 것을 도시한다. DLL(208)의 지연 동기 추적 루프 회로는 따라서 0에 대한 상호 관련성을 유도한다.

실제 구현에 있어서, 제 1차수 차이값과 같은 이산 근사값이 수학식 2에서의 도함수를 위해 사용된다. 보다 상세하게는, 수신된 신호와 국부적으로 생성된 PN 코드 사이의 시간 차이의 상관 관계의 추정은, 먼저 수신된 신호를, 제 1 곱셈기(314)를 사용하여 일부의 칩 간격{

}만큼 지연된 PN 코드와 곱하고, 그후 제 1 중간 결과를 생성하도록 그 결과를 적분기(316)로 적분함으로써 얻어진다. 수신된 신호는 또한 제 2 곱셈기(318)를 사용하여 일부의 칩 간격{

}만큼 선행한, PN 생성기(312)로부터의 PN 코드와 곱해지고, 이후 제 2 중간 결과를 생성하도록 적분기(320)로 결과값을 적분한다. 기호 Δ는 수신기(200)에 의해 생성된 PN 코드가 지연되거나 선행하는 둘중의 어느 하나가 칩 간격의 일부를 언급한다. 전형적으로 Δ는 칩 간격의 절반(즉, T_C/2)과 동일하게 설정된다.

제 2 중간 결과는 그후, 에러 신호(e)를 생성하도록 가산기(306)에 의해 제 1 중간 결과로부터 감산된다. 이러한 과정은 초기-최근 상관 관계로 언급된다. 에러 신호는, VCO(310)를 위한 제어 전압{v(t)}을 생성하고 로컬 PN 생성기를 조정하는, 라플라스 변환{F(s)}을 갖는 루프 필터(308)를 통과한다.

위에서 정의된 입력 신호{r(t)}에 대해, 에러 신호(e)는 다음과 같이 표시될 수 있다.

여기에서 R_PN(.)은 PN 시퀀스의 자동 상호관계를 언급하고, n_e-l(.)는 초기 및 최근 상관관계 장치(302 및 304)로부터의 잡음을 언급한다. 수학식 3에서 대괄호 내의 항은 제어신호(S-곡선으로 공지되기도 함)이고, 다음과 같이 표시될 수 있다.

여기에서,

이고, 수학식 3은 다음과 같이 다시 표시될 수도 있다.

상기 수학식을 시험함으로써, DLL(208)의 설계는 명확해진다. 특히, 초기 상관관계 장치(302)는 r(t)를

와 곱하기 위하여 제 1 곱셈기(314)를 사용하고, 칩 간격에 대해 곱해진 수식을 적분하기 위하여 제 1 적분기(316)를 사용함으로써, 수학식 5의 제 1 부분을 구현한다. 최근 상관관계 장치(304)는 r(t)를

와 곱하기 위해 제 2 곱셈기(318)를 사용하고, 칩 간격에 대해 곱해진 수식을 적분하기 위해 제 2 적분기(320)를 사용함으로써 수학식 5의 제 2 부분을 구현한다. 가산기(306)는 그후 에러 신호를 산출하기 위하여, 최근 상관관계 장치(304)의 결과를 초기 상관관계 장치(302)의 결과로부터 감산한다. 이것은 이산 시간 적분 및 덤프(dump) 처리로도 공지되었다.

도 4는 수학식 4에서 정의된 DLL(208)를 위한 S-곡선 범위의 그래프인데, 여기에서

는 코드 추적 에러이다. S-곡선 특성과 DLL의 성능은 지연되거나 선행한 PN 코드 사이의 시간 차이의 함수이다. 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, S-곡선은 추적 에러의 비선형 함수이다. DLL(208)은 S(ε)=0에 대해 S-곡선의 선형 영역에서 동작하도록 설계된다. DLL(208) 내의 DLL 회로의 기능은 S-곡선의 출력을 0으로 유도하는 것이다. S(ε)=0 일 때, DLL은 동기가 맞춰졌다고 말할 수 있다.

일반적으로, 추적 에러와 잡음 특성의 역학은 DLL의 가장 긴 대역폭을 결정한다. 그러나, 루프 필터(308)의 파라메터는 DLL의 가장 긴 대역폭보다 더 짧은 DLL을 위한 소정의 폐쇄 루프 대역폭을 산출하도록 선택된다. IS-95 응용에 있어서, 전형적인 추적 에러 역학은 수 Hz 정도가 되는 DLL 대역폭을 초래한다. 그러나 수 Hz의 폐쇄 루프 대역폭은 더 느린 DLL 응답을 초래한다. 비교해 보면, 더 긴 DLL 대역폭은 DLL의 추적 에러를 증가시킨다. 이것은 DLL의 응답 시간과 장치의 추적 에러 사이의 트레이드 오프(trade-off)를 지시한다. 대략 100 Hz의 폐쇄 DLL 대역폭이 IS-95 응용을 위해 가장 적합한 것으로 밝혀졌다.

도 5는 확산 스펙트럼 수신기(200)를 위한 다른 DLL(502)의 블록도이다. 다른 DLL(502)는 초기-최근 상관관계 장치(504), 데시메이터(decimator)(506), 루프 필터(508), 보간기(510), 증폭기(512), 수치 제어 발진기(NCO: Numerically Controlled Oscillator)(514), 유사-잡음(PN) 생성기(516), 및 가산기(518)를 포함한다. 초기-최근 상관관계 장치(504)는 곱셈기(520)와 적분기(522)를 포함한다. 상기 거명한 요소 각각은 도 5에 도시된 바와 같이 서로 접속된다.

수학식 5가 선형 방정식이므로 수학식 6과 같이 다시 쓰여질 수 있다.

도 5는, 수학식 6에 기초한 DLL(502) 설계가 오직 하나의 상관관계 장치만을 필요로 함을 도시한다. 이러한 설계는 단지 하나의 상과 관계 장치만을 필요로 함으로써, 지연-동기 루프(DLL)(502) 내의 회로가 단순화되는 효과가 생긴다. 이와 대조적으로, 도 3은 수학식 5에 기초한 DLL(208) 설계가 두 개의 다른 상관관계 장치(302 및 304)를 필요로 하는 것을 도시한다.

PN 생성기(516)는 지연된 PN 코드 신호{

}와 선행된 PN 코드 신호{

} 모두를 생성한다. 가산기(518)는 이들 PN 코드 신호를 수신하고, 초기 PN 코드 신호로부터 최근 PN 코드 신호를 감산한다. 곱셈기(520)는 곱셈할 입력 수신 신호{r(t)}와, 가산기(518)로부터의 합산된 결과를 수신한다. 적분기(522)는 곱셈기(520)에 접속되고, 단위 칩 간격에 대해 최종 결과를 적분한다. 데시메이터(506)는 초기-최근 상관관계 장치(504)로부터 신호를 수신하고, 초기-최근 상관관계 장치의 누적 길이에 의해 상기 신호를 데시메이트(decimate)한다. 이러한 누적 길이는 소정 수의 심벌과 동일하다. 심벌은 64 칩과 동일한 것이 바람직하고, 각 칩은 소정 수의 샘플로 한정된다. 루프 필터(508)는 데시메이터(506)에 접속되고, F(z)로 한정되는 Z 변환 함수를 갖는다. 루프 필터(508)는 그렇지 않을 경우 데시메이터(506) 없이 가능한 것보다 더 느린 속도로 데시메이터(506)의 출력을 성형할 수 있다. 보간기(510)는 루프 필터(508)의 출력을 수신하고, 상기 출력은 이후 누적 길이 샘플의 수에 의해 보간된다. 데시메이터와 보간기는 관련 기술 분야에서 공지된 것이고, 죤 지. 프로아키스(John G. Proakis)의 "디지털 통신"(제 2 판, 맥그로우 힐사 1989년)과 죤 지. 프로아키스와 디. 지. 마놀아키스(D.G. Manolakis)의 "디지털 신호 처리의 원리, 알고리즘 및 응용"(제 2 판, 맥밀란사 1992년)에서 논의되었다. NCO(514)는 보간기(510)로부터 신호를 수신하고, PN 생성기(516)의 타이밍을 조정한다. PN 생성기(516)는, 매 누적 기간마다 PN 생성기(516)의 송신 지연 추정값(

)을 갱신하는 NCO(514)로부터의 신호를 수신한다. PN 생성기(516)는 또한 라인(214) 상에서 정기 PN 코드 신호를 출력한다.

도 6은 IS-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서의 코드 추적을 위한 방법의 흐름도이다. 상기 방법은 안테나(202)가 확산 스펙트럼 신호를 수신하는 단계(600)에서 시작한다. 그 후, 단계(602)에서, 대역 통과 필터(204)는 확산 스펙트럼 신호를 필터링한다. 단계(604)에서, 믹서(206)는 신호를 베이스밴드 주파수로 다운변환 시키기 위하여 신호와 반송파를 혼합한다. 단계(606)에서, 유사-잡음 생성기(516)는 초기 요소와 최근 요소를 갖는 유사-잡음 신호를 생성한다. 그후, 단계(608)에서, 가산기(518)는 합산 신호를 형성하기 위하여 최근 요소로부터 초기 성분을 감산한다. 단계(610)에서, 믹서(520)는 중간 신호를 형성하기 위하여 합산 신호를 수신된 신호와 혼합한다. 단계(612)에서, 적분기(522)는 에러 신호를 형성하기 위하여 소정 수의 심벌에 대해 중간 신호를 적분한다. 심벌의 수는, 관련 분야에서 공지된 다른 성능 표준과 마찬가지로 허용할 수 있는 잡음 레벨, 도플러율과 같은 다수의 계수에 의존한다. 단계(614)에서, 에러 신호는 데시메이터(506)를 통과한다. 단계(616)에서 에러 신호는 루프 필터(508)를 통과한다. 단계(618)에서 에러 신호는 보간기(510)를 통과한다. 단계(620)에서, 에러 신호는 이득 증폭기(512)를 통과한다. 단계(622)에서, 에러 신호는 NCO(514)를 통과한다. 그 후, 단계(624)에서 PN 생성기(516)는 NCO(514)로부터 에러 신호를 수신하여, 피드백 루프/지연-동기 루프를 완성한다. 단계(626)에서, PN 생성기(516)는 PN 코드 신호의 초기 및 최근 요소를 미세 동조시키기 위하여 에러 신호를 사용한다. 단계(628)에서, PN 생성기(516)는 수신된 확산 스펙트럼 신호로부터의 베이스밴드 신호를 복조시키고 디코드시키기 위하여, 디인터리버 및 디코드 장치(210)에 의한 사용을 위한 정기 PN 코드 신호를 출력한다. 단계(628) 이후, 상기 방법은 종료한다.

본 발명이 양호한 실시예를 참조로 설명되었지만, 당업자라면 다양한 변형이 이루어질 수 있음을 인식할 것이다. 양호한 실시예에 대한 변화 및 변경은, 다음의 청구범위에 의해서만 제한러되는 본 발명에 의해 제공된다.

Claims

IS-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드 추적을 위한 장치에 있어서:

에러 신호에 따라 유사-잡음(pseudo-noise) 신호의 초기(early) 요소 및 최근(late) 요소를 생성하기 위한 유사-잡음 생성기와;

상기 유사-잡음 생성기에 접속된 가산기(adder)로서, 합산(summation) 신호를 형성하기 위하여 상기 초기 요소로부터 상기 최근 요소를 감산하기 위한 가산기와;

상기 가산기에 접속된 곱셈기(multiplier)로서, 곱해진 신호를 형성하기 위하여 상기 합산 신호를 수신된 신호와 곱하기 위한 곱셈기와;

상기 곱셈기에 접속된 적분기(integrator)로서, 상기 에러 신호를 형성하기 위해 곱해진 신호를 적분하기 위한 적분기와;

상기 에러 신호를 데시메이팅하기 위한, 상기 적분기에 접속된 데시메이터와,

상기 에러를 필터링하기 위한, 상기 적분기에 접속된 루프 필터와,

상기 에러 신호를 보간하기 위한, 상기 적분기에 접속된 보간기와,

상기 에러 신호를 증폭하기 위한, 상기 적분기에 접속된 증폭기와,

상기 에러 신호를 상기 유사-잡음 생성기와 인터페이스시키기 위한, 상기 적분기에 접속된 수치 제어 발진기(NCO)를

구비하는, 수신기를 포함하며,

상기 유사-잡음 생성기를 변조시키기 위하여 피드백 루프가 생성되는, 코드 추적을 위한 장치.
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IS-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드 추적을 위한 방법에 있어서,

확산 스펙트럼 신호를 수신하는 단계와,

에러 신호에 따라 유사-잡음 신호의 초기 요소 및 최근 요소를 생성하는 단계와,

합산 신호를 형성하기 위하여 상기 초기 요소로부터 상기 최근 요소를 감산하는 단계와,

곱 신호(product signal)를 형성하기 위하여 상기 합산 신호를 수신된 신호와 곱하는(multiply) 단계와,

상기 에러 신호를 형성하기 위하여 상기 곱해진 신호를 적분하는 단계,

곱해진 신호를 적분하는 단계 이후, 피드백 루프가 생성되기 전에, 상기 에러 신호를 데시메이팅하는 단계,

곱해진 신호를 적분하는 단계 이후, 피드백 루프가 생성되기 전에, 상기 에러 신호를 필터링하는 단계,

곱해진 신호를 적분하는 단계 이후, 피드백 루프가 생성되기 전에, 상기 에러 신호를 보간하는 단계,

곱해진 신호를 적분하는 단계와 피드백 루프가 생성되는 단계 사이에 상기 에러 신호를 유사-잡음 생성기와 인터페이스시키기 위한 단계를 포함하며,

상기 유사-잡음 신호의 초기 요소 및 최근 요소를 변조시키기 위하여 피드백 루프가 생성되는, 코드 추적을 위한 방법.
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IS-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드 추적을 위한 장치에 있어서,

확산 스펙트럼 신호를 수신하는 수단과,

에러 신호에 따라 유사-잡음 신호의 초기 요소와 최근 요소를 생성하는 수단과,

합산 신호를 형성하기 위하여 상기 초기 요소로부터 상기 최근 요소를 감산하는 수단과,

곱 신호를 형성하기 위하여 상기 합산 신호를 수신된 신호와 곱하는 수단과,

상기 에러 신호를 형성하기 위하여 곱해진 신호를 적분하는 수단과,

상기 에러 신호가 상기 유사-잡음 신호의 초기 요소 및 최근 요소를 변조시키기 이전에, 상기 에러 신호를 데시메이팅하는 수단과,

상기 에러 신호가 상기 유사-잡음 신호의 초기 요소 및 최근 요소를 변조시키기 이전에, 상기 에러 신호를 필터링하는 수단과,

상기 에러 신호가 상기 유사-잡음 신호의 초기 요소 및 최근 요소를 변조시키기 이전에, 상기 에러 신호를 보간하는 수단과,

상기 에러 신호를 유사-잡음 생성기의 초기 요소 및 최근 요소와 인터페이스시키는 수단을 포함하며,

상기 유사-잡음 신호의 초기 요소 및 최근 요소를 생성하는 수단을 변조시키기 위하여 피드백 루프가 생성되는, 코드 추적을 위한 장치.
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컴퓨터가 이용할 수 있는 저장 매체에 있어서,

확산 스펙트럼 신호를 수신하는 단계와,

에러 신호에 따라 유사-잡음 신호의 초기 요소와 최근 요소를 생성하는 단계와,

합산 신호를 형성하기 위하여 상기 초기 요소로부터 상기 최근 요소를 감산하는 단계와,

곱 신호를 형성하기 위하여 상기 합산 신호를 수신된 신호와 곱하는 단계와,

상기 에러 신호를 형성하기 위하여 상기 곱해진 신호를 적분하는 단계와,

상기 에러 신호가 상기 유사-잡음 신호의 초기 요소와 최근 요소를 변조시키기 이전에, 상기 에러 신호를 데시메이팅하는 단계와,

상기 에러 신호가 상기 유사-잡음 신호의 초기 요소와 최근 요소를 변조시키기 이전에, 상기 에러 신호를 필터링하는 단계와,

상기 에러 신호가 상기 유사-잡음 신호의 초기 요소와 최근 요소를 변조시키기 이전에, 상기 에러 신호를 보간하는 단계와,

상기 에러 신호가 상기 유사-잡음 신호의 초기 요소와 최근 요소를 변조시키기 이전에, 상기 에러 신호를 유사-잡음 생성기와 인터페이스시키는 단계

를 수행하여,

상기 유사-잡음 신호의 초기 요소와 최근 요소를 변조시키기 위하여 피드백 루프가 생성되게 함으로써,

컴퓨터로 하여금 IS-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드를 추적하도록 하기 위한 컴퓨터 프로그램 코드를 구현하는, 컴퓨터가 이용할 수 있는 저장 매체.
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