JP4162725B2 - Ｉｓ−９５規格のスペクトラム拡散通信システムにおける疑似雑音符号の追跡装置及び方法 - Google Patents
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Description
発明の背景
１．発明の分野
本発明は、一般的にスペクトラム拡散技術を用いて通信する装置及び方法に係わり、特に、ＩＳ−９５規格のスペクトラム拡散通信システムにおいて疑似雑音符号を追跡する装置及び方法に関する。
２．従来技術の説明
スペクトラム拡散通信システムは、従来、最近のセルラ通信装置に広範な用途が見出されている。スペクトラム拡散システムは、より多数のユーザが狭い帯域幅環境で送受信することを許容する。
チャネル帯域幅全体を埋めるようにベースバンド信号を拡散させる一つの技術は、ベースバンド信号をウォルシュ符号及び複素コンプレックス疑似雑音（ＰＮ）拡散信号と混合することである。ウォルシュ符号及びＰＮ拡散信号は、ベースバンド信号内の各データシンボルをチップ周期（すなわち、チップ間隔）Ｔｃを有する多数のチップに変調（すなわち、チョッピング）することによってベースバンド信号を効率的に符号化する。この技術については、Charles E. Cook and Howard S. Marsh,“An Introduction to Spread Spectrum”, IEEE Communications Magazine, March 1983並びにDavid P. Whipple,“The CDMA Standard”, Applied Microwave & Wireless, Winter 1994, pp.24-39（原典は、“North American Cellular CDMA”, Hewlett-Packard Journal, Dec. 1993, pp.90-97)に記載されている。複素ＰＮ符号は、以下の式：
ＰＮ（ｔ）＝ＰＮI（ｔ−δ）＋ｊＰＮJ（ｔ−δ）
但し、δは位相オフセット
によって与えられる。同一周波数スペクトラムで放送し、特定の受信器の範囲内にあるＣＤＭＡネットワーク内の各送信器は、固有の位相オフセットδによって識別可能である。各送信器は、異なるウォルシュ符号で符号化され識別される多数のチャネルを含む。
従来のスペクトラム拡散受信器は多数の異なる送信された信号を獲得する。この獲得される信号は、互いに重畳しているように見えるが、特定のＰＮ符号位相オフセット及び特定のウォルシュ符号に対応した送信されたチャネルだけを受容するように調整された相関器によって復調される。これを実現するため、受信器は、搬送波信号を取り去り、マッチングＰＮ符号位相オフセット及びウォルシュ符号を有する相関器でスペクトラム拡散信号を復調する。
復調を巧く行うため、送信器及び受信器のＰＮ拡散用位相オフセットは同期させる必要がある。相関器を含む遅延ロックドループ（ＤＬＬ）は、一般的に、受信器のＰＮ符号位相オフセットを送信器のＰＮ符号位相オフセットに同期させるため使用される。しかし、ＤＬＬ内のフィルタは、ベースバンドデータ信号を符号化するため使用されるウォルシュ符号の直交性を減少させる。その結果として、ベースバンドデータ信号は、直交チャネル雑音（ＯＣＮ）及び多重アクセス干渉（ＭＡＩ）雑音による悪影響をより一層受け易くなる。高レベルの多重アクセス干渉雑音は、ＤＬＬのロックが外れ、通信が中断される可能性を著しく増大させる。
したがって、ＩＳ−９５標準規格に準拠したスペクトラム拡散通信システムにおいて、雑音が遅延ロックドループに与える影響を低減する装置及び方法が必要である。
発明の概要
本発明は、ＩＳ−９５規格標準規格に準拠し、従来の装置よりも雑音許容範囲が拡大された改良型遅延ロックドループを具備したスペクトラム拡散通信受信器である。誤差信号に応答して、本発明の回路内の疑似雑音発生器は、定刻／遅れのない疑似雑音信号と、
チップ間隔の半分未満だけ遅延された（定刻より前の）進み疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ進められた（定刻より後の）遅れ疑似雑音信号とを発生させる。相関器は、誤差信号を発生させるため、受信された信号を進み疑似雑音信号及び遅れ疑似雑音信号と混合、統合する。この疑似雑音発生器と相関器の組合せは、定刻疑似雑音信号が受信された疑似雑音符号をより精確にトラッキングし、受信器内のデインタリーブ及び復号化器が受信された信号をより効率的に復調させるループを形成する。
本発明の方法は、誤差信号に応答して、定刻疑似雑音信号と、
チップ間隔の半分未満だけ遅延された進み疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ進められた遅れ疑似雑音信号とを発生させるステップと、上記誤差信号を発生させるため、受信された信号を進み疑似雑音信号及び遅れ疑似雑音信号と相関させるステップとを含み、これにより、遅延ロックドループ回路による受信された疑似雑音信号のトラッキングを終了させる。
本発明の上記局面並びにその他の局面は、詳細な説明、添付図面、及び、特許請求の範囲を詳しく読むことによって当業者に理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
図１は、ＣＤＭＡスペクトラム拡散送信器の一部のブロック構成図であり、
図２は、ＣＤＭＡスペクトラム拡散受信器の一部のブロック構成図であり、
図３は、スペクトラム拡散受信器内の遅延ロックドループ（ＤＬＬ）のブロック構成図であり、
図４は、スペクトラム拡散受信器用の別のＤＬＬのブロック構成図であり、
図５は、ＤＬＬ内の疑似雑音発生器によって発生された定刻疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図６は、チップ間隔の半分だけ遅延された定刻疑似雑音信号と一致する進み疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図７は、チップ間隔の半分だけ進められた定刻疑似雑音信号に一致する遅れ疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図８は、進み疑似雑音信号から遅れ疑似雑音信号を差し引いた（進み−遅れ）疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図９は、Δ＝Ｔc／２のとき、制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲のグラフであり、
図１０は、ＤＬＬ内の疑似雑音発生器によって発生された第２の定刻疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図１１は、チップ間隔の半分未満だけ遅延された第２の定刻疑似雑音信号と一致する第２の進み疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図１２は、チップ間隔の半分未満だけ進められた第２の定刻疑似雑音信号に一致する第２の遅れ疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図１３は、第２の進み疑似雑音信号から第２の遅れ疑似雑音信号を差し引いた第２の（進み−遅れ）疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図１４は、Δ＝Ｔc／２のとき、制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲と、Δ＜Ｔc／２のとき、制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲とのグラフであり、
図１５は、ＩＳ−９５規格スペクトラム拡散通信システムにおいて疑似雑音符号を追跡する方法のフローチャートであり、
図１６は、ＩＳ−９５規格スペクトラム拡散通信システムにおいて符号トラッキングを行う別の方法のフローチャートである。
好ましい実施例の詳細な説明
図１は、ＣＤＭＡスペクトラム拡散送信器１００の一部のブロック図である。送信器１００は、ライン１０２上のパイロット信号、ライン１０４上のユーザ−１データ、ライン１０６上のユーザ−Ｌデータ（但し、Ｌは整数）、ライン１０８上のウォルシュ符号−０、ミキサ１０９、ライン１１０上のウォルシュ符号−１、ミキサ１１１、ライン１１２上のウォルシュ符号−Ｌ、ミキサ１１３、符号化及びインタリーブ器１１４、符号化及びインタリーブ器１１６、増幅器１１９、増幅器１２０、増幅器１２２、加算器１２４、Ｉ−チャネル疑似雑音（ＰＮ）源１２６、Ｑ−チャネルＰＮ源１２８、ミキサ１３０、ミキサ１３２、ベースバンドフィルタ１３４、ベースバンドフィルタ１３６、ライン１３８上の搬送波信号、移相器１４０、ミキサ１４２、ミキサ１４４、加算器１４６、アナログフィルタ１４８、及び、アンテナ１５０を含む。パイロット信号は、変調されず、直交ＰＮ符号だけにより構成される。ライン１０２上のパイロット信号は、スペクトラム拡散受信器（図２を参照のこと）によって使用するための基準信号として作用する。パイロット信号のパワーは、受信器の同期及び信号トラッキングが容易に行えるように他のすべての信号よりも高くなるように設定される。
符号化及びインタリーブ器１１４乃至１１６は、それぞれ、ライン１０４乃至１０６上のデータ信号を受信する。データ信号は、典型的に、ＩＳ−９５規格に準拠した離散バイナリデータビットにより構成される。符号化及びインタリーブ器１１４乃至１１６は、送信器１００内の他の回路（図示せず）によって発生された同期信号、ページング信号、トラヒック信号のような種々の他の信号を受信し、インタリーブする。これらの信号は、すべて、当業者に公知である。符号化及びインタリーブ器１１４乃至１１６は、送信されるべきデータ信号をページング信号又はトラヒック信号に割り当てる。
ミキサ１０９乃至１１３は、ライン１０８乃至１１２上のウォルシュ符号と、ライン１０２上のパイロット信号、並びに、符号化及びインタリーブ器１１４乃至１１６からの種々のデータ信号を受信するため接続される。異なる直交ウォルシュ符号（すなわち、ウォルシュ符号−０、ウォルシュ符号−１、．．．、ウォルシュ符号−Ｌ）は、上記信号の中の何れかの信号と混合され、固有の帯域幅を拡散し、別々のチャネルを定義する。ウォルシュ符号は、好ましくは、６４チップ間隔の典型的な周期を有するウォルシュ符号を生成する線形シフトレジスタによって発生される。直交符号は、零クロス相関及び自己相関を含む符号として定義される。増幅器１１８乃至１２０は、それぞれにミキサ１０９乃至１１３に接続され、ウォルシュ符号化された各チャネルの利得を調節する。加算器１２４は増幅器１１８乃至１２０に接続され、ウォルシュ符号化された各チャネルを合成する。
ＰＮ源１２６は複素ＰＮ符号のＰＮI（ｔ−δ）成分を発生し、ＰＮ源１２８は、複素ＰＮ符号のＰＮJ（ｔ−δ）成分を発生する。複素ＰＮ符号は、以下の式、
ＰＮ（ｔ）＝ＰＮI（ｔ−δ）＋ｊＰＮJ（ｔ−δ）
但し、δは位相オフセット
によって表される。移相オフセットは、送信器１００を他の送信器（図示せず）から個別に識別する。ＰＮ符号は、２15チップ間隔の周期の線形シフトレジスタによって発生される。ＰＮ源１２６及び１２８によって発生された結果のＰＮ信号は、１．２２８Ｍｂｐｓのレートを有する。
ミキサ１３０及び１３２は、図１に示されるように、それぞれ、ＰＮ源１２６及び１２８からのＰＮ信号と、加算器１２４からの合成信号とを受信し混合する。ミキサ１３０及び１３２はデータシンボルを符号化する。
ベースバンドフィルタ１３４及び１３６は、それぞれ、ミキサ１３０及び１３２からスペクトラム拡散信号を受信し、成形する。ベースバンドフィルタ１３４及び１３６は、典型的に、１．２５ＭＨｚの帯域幅を有する。しかし、スペクトラム拡散信号をフィルタ１３４及び１３６に通すことにより、スペクトラム拡散信号の一部分の直交性が損なわれる。
ミキサ１４２は、ベースバンドフィルタ１３４及びライン１３８に接続され、ライン１３８上の搬送波信号をベースバンドフィルタ１３４の出力と混合する。ミキサ１４４は、ベースバンドフィルタ１３６に接続され、移相器１４０から９０°移相された搬送波信号を受信する。加算器１４６は、ミキサ１４２及び１４４からの出力信号を加算し、合成信号を形成し、アナログフィルタ１４８は加算器１４６からの合成信号をフィルタ処理する。アンテナ１５０は、フィルタ処理されたスペクトラム拡散信号を直角位相ＰＮ変調信号として送信する。
図２は、スペクトラム拡散受信器２００の一部分のブロック構成図である。受信器２００は、アンテナ２０２、バンドパスフィルタ２０４、ミキサ２０６、遅延ロックドループ（ＤＬＬ）２０８、及び、デインタリーブ及び復号化器２１０を含む。受信器２００は、図示されない他の通常の回路を更に有する。アンテナ２０２は送信器１００によって送信されたスペクトラム拡散信号を受信する。バンドパスフィルタ２０４はアンテナ２０２からの信号をフィルタ処理する。ミキサ２０６は、バンドパスフィルタ２０４から出力された信号と、通常の回路（図示せず）によって発生された搬送波信号とを受信する。受信器２００の搬送波信号は、送信器１００によって混合されたライン１３８上の搬送波と同じ周波数である。ミキサ２０６は、フィルタ処理された信号を搬送波と混合し、スペクトラム拡散信号から搬送波を取り除く。ＤＬＬ２０８並びにデインタリーブ及び復号化器２１０は、信号ライン２１２を介してミキサ２０６に接続される。
ＤＬＬ２０８は、所謂「符号トラッキング」処理において、送信器１００で発生されたＰＮ符号信号を追跡する。遅延ロックされた符号トラッキングループは、コヒーレント又は非コヒーレントの何れかに分類され得る。本発明は、受信された搬送波周波数及び位相情報を利用するコヒーレントトラッキングループを利用するので、ＤＬＬ２０８は受信された信号を追跡する。受信された信号は、ＤＬＬ２０８内で発生されたＰＮ符号と同期させられる。好ましくは、受信された信号はチップ間隔の半分以内の範囲で同期させられる。ＤＬＬは、誤差信号を作成するため、受信された信号を定刻より早く局部的に発生されたＰＮ符号並びに定刻より遅く局部的に発生されたＰＮ符号と相関させることによりこの時間調整を実現する。誤差信号は、次に、受信器２００によって内部的に発生されたＰＮ符号を調節するためフィードバックループで使用される。受信器側で発生されたＰＮ符号が送信器１００によって送信されたＰＮ符号と一致する場合、誤差信号は零と一致し、ＤＬＬは受信された信号に「追従（ロックオン）」している。誤差信号の完全なトラッキング範囲は、グラフ化されたとき、一般的に「Ｓ曲線」と呼ばれる。
デインタリーブ及び復号化器２１０は、ライン２１２を介してスペクトラム拡散信号を受信し、ライン２１４上のＰＮ符号信号を受信する。送信器１００から送信されたパイロット信号をコヒーレント搬送波基準として使用することにより、デインタリーブ及び復号化器２１０は、受信されたデータ信号をベースバンドデータ信号に復調する。この復調処理は、データ信号からウォルシュ符号を除去することを含む。その結果として、送信器１００によって最初に送信されたパイロット信号、同期信号、ページング信号、トラヒック信号及び種々の他のユーザデータ信号は、復号化され、取り出される。
当業者は、典型的なスペクトラム拡散システムにおいて、入力キーボード、処理ユニット、内部メモリ装置、出力ディスプレイなどの種々の他の装置が送信器１００及び受信器２００内に設けられることを理解するであろう。内部メモリ装置は、典型的に、処理ユニットが、送信器１００及び受信器２００の機能を制御する信号にアクセスし、信号を変換し出力する方法を制御するコンピュータプログラム命令を格納する。内部メモリは、コンパクトディスク、磁気ドライブ装置或いは動的ランダムアクセスメモリのような他のコンピュータで使用可能な記憶媒体で補助してもよい。
図３は、スペクトラム拡散受信器２００内のＤＬＬ２０８のブロック構成図である。ＤＬＬ２０８は、進み相関器３０２、遅れ相関器３０４、加算器３０６、ループフィルタ３０８、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）３１０、及び、ＰＮ発生器３１２を含む。ここで、用語「定刻より前の（進み）」及び「定刻より後の（遅れ）」は、相関器に名前を付けるため使用され、本発明は、実際上、以下に一例として説明する数学的な式に従って動作する。進み相関器３０２はミキサ３１４及び相関器３１６を含む。遅れ相関器３０４はミキサ３１及び相関器３２０を含む。ＤＬＬ２０８内の進み相関器３０２は、ライン２１２上のＰＮ符号化スペクトラム拡散信号と、ＰＮ発生器３１２からの遅れＰＮ符号とを受信する。遅れ相関器３０４は、ライン２１２上のＰＮ符号化スペクトラム拡散信号と、ＰＮ発生器３１２からの進みＰＮ符号とを受信する。遅れ信号出力は、誤差信号を生成するため加算器３０６において進み信号から減算される。ループフィルタ３０８は加算器３０６から誤差信号を受信する。フィルタ処理された誤算信号は、ＶＣＯ ３１０に送られる。ＶＣＯ ３１０は、フィルタ処理された誤差信号から信号を信号を発生させ、この信号はＰＮ発生器３１２により受信される。ＶＣＯ ３１０はＰＮ発生器３１２のタイミングを調節する。誤差信号に応答して、ＰＮ発生器３１２は、ライン２１４上の定刻通りのＰＮ符号を精緻に調整し、遅れＰＮ符号信号及び進みＰＮ符号信号は、それぞれ、進み相関器３０２及び遅れ相関器３０４に供給される。ライン２１４の定刻ＰＮ符号は、従来より知られている方法で、スペクトラム拡散信号からベースバンドデータを取り除く処理に使用するデインタリーブ及び復号化器２１０に送信される。
次に、ＤＬＬ２０８のより数学的な説明を行う。ライン２１２上で進み相関器３０２及び遅れ相関器３０４から受信されたスペクトラム拡散信号ｒ（ｔ）は、送信器１００によって発生されたＰＮ符号
と、送信器１００のアンテナ１１２から受信器のアンテナ２０２までの信号の伝送に加えられたチャネル雑音ｎ（ｔ）とにより構成され、
が未知の伝送遅延を示すとき、スペクトラム拡散信号ｒ（ｔ）は、以下の式（１）のように表される。
チャネル雑音成分には、直交チャネル雑音（ＯＣＮ）、多重アクセス干渉（ＭＡＩ）雑音、及び、白色ガウス性雑音（ＷＧＮ）が含まれる。
伝送遅延
の最尤推定は以下の式を満たす。
式中、ＴはＰＮ符号の周期である。最尤推定は、一般的に従来技術において公知であり、文献：Jack K. Holmes, Coherent Spread Spectrum Systems, Wiley 1982及びJohn G. Proakis, Digital Communications, 2nd edition, McGraw-Hill 1989に記載されている。換言すると、式（２）は、伝送遅延の最適推定量が、受信信号をＤＬＬ２０８のＰＮ発生器３１２によって発生されたＰＮ符号の時間微分と相関させることにより得られることを示している。ＤＬＬ２０８の遅延ロックトラッキングループ回路は、相関が零になるように制御する。
実際的な実現例では、式（２）の微分のため１次差分のような離散的近似法が使用される。より詳細には、受信信号と局部的に発生されたＰＮ符号との間の時間的差分の相関の推定量は、最初に、乗算器３１４を用いて受信信号を、チップ間隔の分画ずつ遅延したＰＮ符号
と乗算し、次に、その結果を積分器３１６を用いて積分して、第１の中間結果を作成することにより得られる。また、受信信号は、乗算器３１９を用いて受信信号を、ＰＮ発生器からのチップ間隔の分画ずつ進めたＰＮ符号
と乗算され、次に、その結果は積分器３２０を用いて積分され、第２の中間結果が作成される。記号Δは、受信器２００によって発生されたＰＮ符号が遅れ、若しくは、進められる量であるチップ間隔の分画を表す。典型的に、Δはチップ間隔の半分、すなわち、Ｔｃ／２と一致するように設定されるが、以下に説明するように、本発明では、Δをチップ間隔の半分未満に設定することが教示される。
次に、第２の中間結果は、加算器３０６を用いて誤差信号（ｅ）を発生するように第１の中間結果から減算される。この処理は、進み−遅れ相関と呼ばれる。誤差信号は、ＶＣＯ ３１０用の制御電圧ｖ（ｔ）を発生させ、ＰＮ発生器を精密に調整するラプラス変換Ｆ（ｓ）を備えたループフィルタ３０８に通される。
上記の入力信号ｒ（ｔ）が与えられた場合、誤差信号ｅは次式のように表される。
式中、ＲPN（・）はＰＮ系列の自己相関を表し、ｎe-1（・）は進み相関器３０２及び遅れ相関器３０４からの雑音を表す。式（３）の括弧内の項は制御信号（並びに、グラフ化されたときにはＳ曲線）として知られている。制御信号は次式のように表される。
Ｓ（ε）＝［ＲPN（ε−Δ）−ＲPN（ε＋Δ）］ 式（４）
式中、
は、符号トラッキング誤差と呼ばれる。
また、式（３）は次のように表される。
上記の式を調べることにより、上記の数学的機能を実施する際のＤＬＬ２０８の動作は以下の通りである。
進み相関器３０２は、第１の乗算器３１４を用いてｒ（ｔ）に
を乗算し、積分器３１６でこの乗算された式をチップ間隔に関して積分することにより、式（５）の第１の部分を実現する。遅れ相関器３０４は、乗算器３１８を用いてｒ（ｔ）に
を乗算し、積分器３２０を用いてこの乗算結果を同じチップ間隔に亘って積分することにより、式（５）の第２の部分を計算する。加算器３０６は、次に、遅れ相関器３０４の結果を進み相関器３０２の結果から減算して、誤差信号を発生させる。これは、離散時間積分及びダンプ処理として公知である。
図４は、スペクトラム拡散受信器２００用の別のＤＬＬ４０２のブロック構成図である。別のＤＬＬ４０２は、進み−遅れ相関器４０４と、デシメータ４０６と、ループフィルタ４０８と、補間器４１０と、増幅器４１２と、数値制御型発振器（ＮＣＯ）４１４と、疑似雑音（ＰＮ）発生器４１６と、加算器４１８とを含む。進み−遅れ相関器４０４は乗算器４２０及び積分器４２２を含む。
式（５）は線形式であるため、以下の通り書き直せる。
図４を参照するに、式（６）に基づくＤＬＬ４０２の設計は、一つの相関器しか必要としないことがわかる。これに対し、図３によれば、式（５）に基づくＤＬＬ２０８の設計は、２台の相関器３０２及び３０４を必要とすることがわかる。
ＰＮ発生器４１６は、遅れＰＮ符号信号
と進み
の両方を発生させる。加算器４１８は、これらのＰＮ符号信号を受信し、遅れＰＮ符号信号を進みＰＮ符号信号から減算する。乗算器４２０は、到着したスペクトラム拡散信号ｒ（ｔ）と、加算器４１８からの加算された結果とを受信し、それらの積を生成するため乗算する。積分器４２２は、得られた積を１チップ間隔に亘って積分する。デシメータ４０６は、進み−遅れ相関器４０４からの信号を受信し、進み−遅れ相関器の累積計算の長さによってその信号の桁数を減らす。この累積計算の長さは、所定のシンボル数と一致する。シンボルは、好ましくは、６４チップの間隔であり、各チップは、所定のサンプル数によって決まる。ループフィルタ４０８はデシメータ４０６に接続され、Ｆ（ｚ）によって定義されるＺ変換関数を有する。また、ループフィルタ４０８は、デシメータ４０６の出力を、デシメータ４０６を用いない場合に実現できるような低レートに成形することが可能である。補間器４１０は、ループフィルタ４０８の出力を受信し、累積計算の長さのサンプル数で補間する。デシメータ及び補間器は慣用技術であり、例えば、文献：John G. Proakis, Digital Communications, 2nd edition, McGraw-Hill 1989並びにJ. G. Proakis & D. G. Manolakis, Digital Signal Processing Principles, Algorithms, and Applications, 2nd edition, Macmillan 1992に記載されている。
数値制御型発振器（ＮＣＯ）４１４は補間器４１０から信号を受信し、ＰＮ発生器４１６のタイミングを調節する。ＰＮ発生器４１６は、累積計算周期毎にＰＮ発生器４１６の伝送遅延推定量
を更新するＮＣＯ ４１４から信号を受信する。ＰＮ発生器４１６は、定刻通りのＰＮ符号信号をライン２１４に出力する。ＤＬＬ ４０２は、累積計算の長さが数チップ間隔のオーダーに収まるとき、最小限のジッタしか受けない（すなわち、非常に安定している）。デシメーション処理と補間処理のレートを増加させることは可能であるが、それに伴って、ＤＬＬ４０２のジッタが増加する。
図５乃至８は、ΔがＴｃ／２に一致するときに、進み相関器３０２及び遅れ相関器３０４から送信された信号のグラフである。図５は、ＤＬＬ４０２の疑似雑音発生器４１６によって発生された定刻通りのＰＮ信号５０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は定刻通りのＰＮ信号５０２、すなわち、
の振幅を表す。定刻通りのＰＮ信号５０２は、遅れも進みもない。定刻通りのＰＮ信号５０２は１チップ間隔（Ｔｃ）と一致する周期を有し、略ｔ＝０に中心が置かれる。
図６は、チップ間隔の半分だけ遅れた定刻ＰＮ信号５０２と一致する進みＰＮ信号６０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＝Ｔｃ／２のときの進みＰＮ信号６０２、すなわち、
の振幅を表す。進みＰＮ信号６０２は加算器４１８に送られる。
図７は、チップ間隔の半分だけ進んだ定刻ＰＮ信号５０２と一致する遅れＰＮ信号７０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＝Ｔｃ／２のときの遅れＰＮ信号７０２、すなわち、
の振幅を表す。遅れＰＮ信号７０２は加算器４１８に送られる。
図８は、進みＰＮ信号６０２から遅れＰＮ信号７０２を差し引いた信号に一致する進み−遅れＰＮ信号８０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＝Ｔｃ／２のときの進み−遅れＰＮ信号８０２、すなわち、
の振幅を表す。加算器４１８は遅れＰＮ信号７０２を進みＰＮ信号６０２から減算し、進み−遅れＰＮ信号８０２を生成する。
図９は、Δ＝Ｔｃ／２のときの制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲９０２のグラフである。Ｓ曲線は式（４）によって定義され、
は符号トラッキング誤差を表す。Ｓ曲線特性及びＤＬＬ性能は、遅れＰＮ符号と進みＰＮ符号の間の時間的差分の関数である。図９からわかるように、Ｓ曲線はトラッキング誤差の非線形関数である。ＤＬＬ２０８及び４０２は、Ｓ（ε）＝０の周辺のＳ曲線の直線的な領域９０４で動作するように設計される。ＤＬＬ２０８及び２０３のＤＬＬ回路の機能は、Ｓ曲線の出力を零に制御することである。Ｓ（ε）＝０の場合に、ＤＬＬはロック状態であると呼ばれる。
一般的に、トラッキング誤差及び雑音特性のダイナミクスは、ＤＬＬの最大帯域幅を決める。しかし、ループフィルタ３０８及び４０８のパラメータは、ＤＬＬのためにＤＬＬの最大帯域幅よりも小さい所定の閉ループ帯域幅を生ずる。ＩＳ−９５規格のアプリケーションの場合に、典型的なトラッキング誤差ダイナミクスは、数ヘルツのオーダーのＤＬＬ帯域幅を結果として生ずる。しかし、数ヘルツの閉ループ帯域幅はＤＬＬの応答を低下させる。これに対し、大きいＤＬＬの帯域幅はＤＬＬのトラッキング誤差を増大する。このため、ＤＬＬの応答時間と装置のトラッキング誤差との間にはトレードオフが存在することが示される。約１００Ｈｚの閉じたＤＬＬ帯域幅はＩＳ−９５規格のアプリケーションに最も好適であることが分かった。
図１０乃至８は、ΔがΔ＜Ｔｃ／２であるときに、進み−遅れ相関器４０２から送信された信号のグラフである。図１０は、ＤＬＬ４０２の疑似雑音発生器４１６によって発生された定刻疑似雑音信号１００２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は第２の定刻ＰＮ信号１００２、すなわち、
の振幅を表す。第２の定刻ＰＮ信号１００２は、遅れも進みもなく、一部だけが示されている。第２の定刻ＰＮ信号１００２は１チップ間隔（Ｔｃ）と一致する周期を有し、略ｔ＝０に中心が置かれる。
図１１は、チップ間隔の半分未満の量だけ遅れた第２の定刻疑似雑音信号１００２と一致する第２の進みＰＮ信号１１０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＜Ｔｃ／２のときの第２の進みＰＮ信号１１０２、すなわち、
の振幅を表す。第２の進みＰＮ信号１１０２は加算器４１８に送られる。
図１２は、チップ間隔の半分未満の量だけ進んだ第２の定刻疑似雑音信号１００２と一致する第２の遅れ疑似雑音信号１００２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＜Ｔｃ／２のときの第２の遅れＰＮ信号１２０２、すなわち、
の振幅を表す。第２の遅れＰＮ信号１２０２は加算器４１８に送られる。
図１３は、第２の進み疑似雑音信号１１０２から第２の遅れ疑似雑音信号１２０２を差し引いた信号に一致する第２の進み−遅れＰＮ信号１３０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＜Ｔｃ／２のときの第２の進み−遅れＰＮ信号１３０２、すなわち、
の振幅を表す。加算器４１８は第２の遅れＰＮ信号１２０２を第２の進みＰＮ信号１１０２から減算し、第２の進み−遅れＰＮ信号１３０２を生成する。
図１４は、Δ＝Ｔｃ／２のときの制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲９０２のグラフ（図中、破線で示される）と、Δ＜Ｔｃ／２のときの制御信号Ｓ（ε）＝０に対応したＳ曲線トラッキング範囲１４０２のグラフ（図中、実線で示される）とを表すグラフである。Ｓ曲線１４０２は式（４）によって定義され、
はトラッキング誤差を表す。Ｓ曲線特性及びＤＬＬ性能は、遅れＰＮ符号と進みＰＮ符号の間の時間的差分の関数である。図１４からわかるように、Ｓ曲線１４０２はトラッキング誤差の非線形関数であり、一方、ＤＬＬ２０８及び４０２は、Ｓ曲線１４０２の直線的な領域１４０４の周辺で動作するように設計される。ＤＬＬ２０８及び２０３のＤＬＬ回路は、Ｓ曲線の出力を零に制御しようとする。Ｓ（ε）＝０の場合に、ＤＬＬ２０８及び４０２はロック状態であると呼ばれる。
Δ＝Ｔｃ／２のときのＳ曲線９０２を、Δ＜Ｔｃ／２のときのＳ曲線１４０２と比較すると、以下の相違点が見つけられる。Δ＜Ｔｃ／２の場合には、制御信号Ｓ（ε）は、Δ＝Ｔｃ／２の場合よりも狭い範囲で変化する。これは、式（４）の制御信号Ｓ（ε）の振幅を減少させる実際的な影響があるので、より高感度のＶＣＯ ３１０又はＮＣＯ ４１４が必要とされる。また、Ｓ曲線１４０２に対する制御信号Ｓ（ε）の直線的な領域１４０４は、Ｓ曲線９０２に対する直線的な領域９０４よりも狭い。このため、ＤＬＬ２０８及び４０２の安定性がよくなり（すなわち、ジッタが低減され）、より信頼性が高く、連続的なＤＬＬ追跡（ロックオン）が得られる。Δが小さくなると共に、ＯＣＮ及びＭＡＩ雑音の影響が著しく減少するので、ジッタは低減される。実際上、すべての相関された雑音の影響が低減される。このノイズ除去は、特に、相関雑音が支配的であるＩＳ−９５標準規格の通信システムの場合に重要である。しかし、誤差信号のトラッキング範囲は、従来技術において知られている許容可能な雑音レベル、ドップラーレート及び他のＣＤＭＡ性能規準のような要因によって指定される最小範囲よりも減少させ得ない。
図１５は、ＩＳ−９５規格スペクトラム拡散通信システムにおける疑似雑音符号の追跡方法のフローチャートである。この方法は、アンテナ２０２がスペクトラム拡散信号を受信するステップ１５００から始まる。次に、ステップ１５０２において、バンドパスフィルタ２０４はスペクトラム拡散信号をフィルタ処理する。ステップ１５０４において、ミキサ２０６は、信号をベースバンド周波数にダウンコンバートするため、この信号を搬送波と混合する。ステップ１５０６において、ＰＮ発生器３１２は、チップ間隔の半分未満の量だけ遅れた進み成分を有するＰＮ信号を発生させる。次に、ステップ１５０８において、ＰＮ発生器３１２は、チップ間隔の半分未満の量だけ進んだ遅れ成分を有するＰＮ信号を発生させる。ステップ１５１０において、ミキサ３１４は、進み成分を受信信号と混合し、積分器３１６は、第１の信号を形成するためその混合結果を所定の数のシンボルに亘って積分する。シンボルの数は、許容可能雑音レベル、ドップラーレート、並びに、他の性能規準のような従来技術において公知である種々の要因に依存する。ステップ１５１２において、ミキサ３１８は遅れ成分を受信信号と混合し、積分器３２０は、第２の信号を形成するため、得られた結果を所定の数のシンボルに亘って積分する。次に、ステップ１５１４において、加算器３０６は、誤差信号を形成するため、第２の信号を第１の信号から減算する。ステップ１５１６において、ループフィルタ３０８は誤差信号を除波する。ステップ１５１８で、ＶＣＯ ３１８の発振器周波数は誤差信号によって変調される。次にステップ１５２０で、ＰＮ発生器３１２は、変調された発振器周波数に応じて、進みＰＮ信号及び遅れＰＮ信号を反復的に精細に調整する。ステップ１５２２において、ＰＮ発生器３１２は、デインタリーブ及び復号化器２１０により使用される定刻ＰＮ信号を発生させる。
図１６は、ＩＳ−９５規格スペクトラム拡散通信システムにおける別の符号トラッキング方法のフローチャートである。この別の方法は、アンテナ２０２がスペクトラム拡散信号を受信するステップ１６００から始まる。次に、ステップ１６０２において、バンドパスフィルタ２０４はスペクトラム拡散信号を除波する。ステップ１６０４において、ミキサ２０６は、信号をベースバンド周波数にダウンコンバートするためこの信号を搬送波と混合する。ステップ１６０６で、疑似雑音発生器４１６は進み成分及び遅れ成分を有する疑似雑音信号を発生する。次に、ステップ１６０８において、加算器４１８は、加算された信号を形成するため、進み成分を遅れ成分から減算する。ステップ１６１０で、ミキサ４２０は、中間信号を形成するため、加算された信号を受信信号と混合する。ステップ１６１２において、積分器４２２は、誤差信号を形成するため、所定の数のシンボルに亘って中間信号を積分する。ステップ１６１４において、誤差信号はデシメータ４０６を通される。ステップ１６１６において、誤差信号はループフィルタ４０８を通される。ステップ１６１８において、誤差信号は補間器４１０を通される。ステップ１６２０において、誤差信号は増幅器４１２を通される。ステップ１６２２において、誤差信号はＮＣＯ ４１４を通される。次のステップ１６２４において、ＰＮ発生器４１６は、ＮＣＯ ４１４から誤差信号を受信し、これにより、フィードバックループ／遅延ロックドループが終了する。ステップ１６２６において、ＰＮ発生器４１６は、ＰＮ符号信号の進み成分及び遅れ成分を精細に調整するため、誤差信号を使用する。ステップ１６２８において、ＰＮ発生器４１６は、デインタリーブ及び復号化器２１０が受信されたスペクトラム拡散信号からベースバンド信号を復調、復号するため使用する定刻ＰＮ符号信号を発生させる。
上記の通り、好ましい実施例を参照して本発明を説明しているが、当業者は種々の変形が可能であることを認めるであろう。上記の好ましい実施例に対する変更及び変形は本発明の範囲を逸脱することはなく、本発明は特許請求の範囲に記載された事項だけによって制限される。
１．発明の分野
本発明は、一般的にスペクトラム拡散技術を用いて通信する装置及び方法に係わり、特に、ＩＳ−９５規格のスペクトラム拡散通信システムにおいて疑似雑音符号を追跡する装置及び方法に関する。
２．従来技術の説明
スペクトラム拡散通信システムは、従来、最近のセルラ通信装置に広範な用途が見出されている。スペクトラム拡散システムは、より多数のユーザが狭い帯域幅環境で送受信することを許容する。
チャネル帯域幅全体を埋めるようにベースバンド信号を拡散させる一つの技術は、ベースバンド信号をウォルシュ符号及び複素コンプレックス疑似雑音（ＰＮ）拡散信号と混合することである。ウォルシュ符号及びＰＮ拡散信号は、ベースバンド信号内の各データシンボルをチップ周期（すなわち、チップ間隔）Ｔｃを有する多数のチップに変調（すなわち、チョッピング）することによってベースバンド信号を効率的に符号化する。この技術については、Charles E. Cook and Howard S. Marsh,“An Introduction to Spread Spectrum”, IEEE Communications Magazine, March 1983並びにDavid P. Whipple,“The CDMA Standard”, Applied Microwave & Wireless, Winter 1994, pp.24-39（原典は、“North American Cellular CDMA”, Hewlett-Packard Journal, Dec. 1993, pp.90-97)に記載されている。複素ＰＮ符号は、以下の式：
ＰＮ（ｔ）＝ＰＮI（ｔ−δ）＋ｊＰＮJ（ｔ−δ）
但し、δは位相オフセット
によって与えられる。同一周波数スペクトラムで放送し、特定の受信器の範囲内にあるＣＤＭＡネットワーク内の各送信器は、固有の位相オフセットδによって識別可能である。各送信器は、異なるウォルシュ符号で符号化され識別される多数のチャネルを含む。
従来のスペクトラム拡散受信器は多数の異なる送信された信号を獲得する。この獲得される信号は、互いに重畳しているように見えるが、特定のＰＮ符号位相オフセット及び特定のウォルシュ符号に対応した送信されたチャネルだけを受容するように調整された相関器によって復調される。これを実現するため、受信器は、搬送波信号を取り去り、マッチングＰＮ符号位相オフセット及びウォルシュ符号を有する相関器でスペクトラム拡散信号を復調する。
復調を巧く行うため、送信器及び受信器のＰＮ拡散用位相オフセットは同期させる必要がある。相関器を含む遅延ロックドループ（ＤＬＬ）は、一般的に、受信器のＰＮ符号位相オフセットを送信器のＰＮ符号位相オフセットに同期させるため使用される。しかし、ＤＬＬ内のフィルタは、ベースバンドデータ信号を符号化するため使用されるウォルシュ符号の直交性を減少させる。その結果として、ベースバンドデータ信号は、直交チャネル雑音（ＯＣＮ）及び多重アクセス干渉（ＭＡＩ）雑音による悪影響をより一層受け易くなる。高レベルの多重アクセス干渉雑音は、ＤＬＬのロックが外れ、通信が中断される可能性を著しく増大させる。
したがって、ＩＳ−９５標準規格に準拠したスペクトラム拡散通信システムにおいて、雑音が遅延ロックドループに与える影響を低減する装置及び方法が必要である。
発明の概要
本発明は、ＩＳ−９５規格標準規格に準拠し、従来の装置よりも雑音許容範囲が拡大された改良型遅延ロックドループを具備したスペクトラム拡散通信受信器である。誤差信号に応答して、本発明の回路内の疑似雑音発生器は、定刻／遅れのない疑似雑音信号と、
チップ間隔の半分未満だけ遅延された（定刻より前の）進み疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ進められた（定刻より後の）遅れ疑似雑音信号とを発生させる。相関器は、誤差信号を発生させるため、受信された信号を進み疑似雑音信号及び遅れ疑似雑音信号と混合、統合する。この疑似雑音発生器と相関器の組合せは、定刻疑似雑音信号が受信された疑似雑音符号をより精確にトラッキングし、受信器内のデインタリーブ及び復号化器が受信された信号をより効率的に復調させるループを形成する。
本発明の方法は、誤差信号に応答して、定刻疑似雑音信号と、
チップ間隔の半分未満だけ遅延された進み疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ進められた遅れ疑似雑音信号とを発生させるステップと、上記誤差信号を発生させるため、受信された信号を進み疑似雑音信号及び遅れ疑似雑音信号と相関させるステップとを含み、これにより、遅延ロックドループ回路による受信された疑似雑音信号のトラッキングを終了させる。
本発明の上記局面並びにその他の局面は、詳細な説明、添付図面、及び、特許請求の範囲を詳しく読むことによって当業者に理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
図１は、ＣＤＭＡスペクトラム拡散送信器の一部のブロック構成図であり、
図２は、ＣＤＭＡスペクトラム拡散受信器の一部のブロック構成図であり、
図３は、スペクトラム拡散受信器内の遅延ロックドループ（ＤＬＬ）のブロック構成図であり、
図４は、スペクトラム拡散受信器用の別のＤＬＬのブロック構成図であり、
図５は、ＤＬＬ内の疑似雑音発生器によって発生された定刻疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図６は、チップ間隔の半分だけ遅延された定刻疑似雑音信号と一致する進み疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図７は、チップ間隔の半分だけ進められた定刻疑似雑音信号に一致する遅れ疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図８は、進み疑似雑音信号から遅れ疑似雑音信号を差し引いた（進み−遅れ）疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図９は、Δ＝Ｔc／２のとき、制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲のグラフであり、
図１０は、ＤＬＬ内の疑似雑音発生器によって発生された第２の定刻疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図１１は、チップ間隔の半分未満だけ遅延された第２の定刻疑似雑音信号と一致する第２の進み疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図１２は、チップ間隔の半分未満だけ進められた第２の定刻疑似雑音信号に一致する第２の遅れ疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図１３は、第２の進み疑似雑音信号から第２の遅れ疑似雑音信号を差し引いた第２の（進み−遅れ）疑似雑音信号の一部を表すグラフであり、
図１４は、Δ＝Ｔc／２のとき、制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲と、Δ＜Ｔc／２のとき、制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲とのグラフであり、
図１５は、ＩＳ−９５規格スペクトラム拡散通信システムにおいて疑似雑音符号を追跡する方法のフローチャートであり、
図１６は、ＩＳ−９５規格スペクトラム拡散通信システムにおいて符号トラッキングを行う別の方法のフローチャートである。
好ましい実施例の詳細な説明
図１は、ＣＤＭＡスペクトラム拡散送信器１００の一部のブロック図である。送信器１００は、ライン１０２上のパイロット信号、ライン１０４上のユーザ−１データ、ライン１０６上のユーザ−Ｌデータ（但し、Ｌは整数）、ライン１０８上のウォルシュ符号−０、ミキサ１０９、ライン１１０上のウォルシュ符号−１、ミキサ１１１、ライン１１２上のウォルシュ符号−Ｌ、ミキサ１１３、符号化及びインタリーブ器１１４、符号化及びインタリーブ器１１６、増幅器１１９、増幅器１２０、増幅器１２２、加算器１２４、Ｉ−チャネル疑似雑音（ＰＮ）源１２６、Ｑ−チャネルＰＮ源１２８、ミキサ１３０、ミキサ１３２、ベースバンドフィルタ１３４、ベースバンドフィルタ１３６、ライン１３８上の搬送波信号、移相器１４０、ミキサ１４２、ミキサ１４４、加算器１４６、アナログフィルタ１４８、及び、アンテナ１５０を含む。パイロット信号は、変調されず、直交ＰＮ符号だけにより構成される。ライン１０２上のパイロット信号は、スペクトラム拡散受信器（図２を参照のこと）によって使用するための基準信号として作用する。パイロット信号のパワーは、受信器の同期及び信号トラッキングが容易に行えるように他のすべての信号よりも高くなるように設定される。
符号化及びインタリーブ器１１４乃至１１６は、それぞれ、ライン１０４乃至１０６上のデータ信号を受信する。データ信号は、典型的に、ＩＳ−９５規格に準拠した離散バイナリデータビットにより構成される。符号化及びインタリーブ器１１４乃至１１６は、送信器１００内の他の回路（図示せず）によって発生された同期信号、ページング信号、トラヒック信号のような種々の他の信号を受信し、インタリーブする。これらの信号は、すべて、当業者に公知である。符号化及びインタリーブ器１１４乃至１１６は、送信されるべきデータ信号をページング信号又はトラヒック信号に割り当てる。
ミキサ１０９乃至１１３は、ライン１０８乃至１１２上のウォルシュ符号と、ライン１０２上のパイロット信号、並びに、符号化及びインタリーブ器１１４乃至１１６からの種々のデータ信号を受信するため接続される。異なる直交ウォルシュ符号（すなわち、ウォルシュ符号−０、ウォルシュ符号−１、．．．、ウォルシュ符号−Ｌ）は、上記信号の中の何れかの信号と混合され、固有の帯域幅を拡散し、別々のチャネルを定義する。ウォルシュ符号は、好ましくは、６４チップ間隔の典型的な周期を有するウォルシュ符号を生成する線形シフトレジスタによって発生される。直交符号は、零クロス相関及び自己相関を含む符号として定義される。増幅器１１８乃至１２０は、それぞれにミキサ１０９乃至１１３に接続され、ウォルシュ符号化された各チャネルの利得を調節する。加算器１２４は増幅器１１８乃至１２０に接続され、ウォルシュ符号化された各チャネルを合成する。
ＰＮ源１２６は複素ＰＮ符号のＰＮI（ｔ−δ）成分を発生し、ＰＮ源１２８は、複素ＰＮ符号のＰＮJ（ｔ−δ）成分を発生する。複素ＰＮ符号は、以下の式、
ＰＮ（ｔ）＝ＰＮI（ｔ−δ）＋ｊＰＮJ（ｔ−δ）
但し、δは位相オフセット
によって表される。移相オフセットは、送信器１００を他の送信器（図示せず）から個別に識別する。ＰＮ符号は、２15チップ間隔の周期の線形シフトレジスタによって発生される。ＰＮ源１２６及び１２８によって発生された結果のＰＮ信号は、１．２２８Ｍｂｐｓのレートを有する。
ミキサ１３０及び１３２は、図１に示されるように、それぞれ、ＰＮ源１２６及び１２８からのＰＮ信号と、加算器１２４からの合成信号とを受信し混合する。ミキサ１３０及び１３２はデータシンボルを符号化する。
ベースバンドフィルタ１３４及び１３６は、それぞれ、ミキサ１３０及び１３２からスペクトラム拡散信号を受信し、成形する。ベースバンドフィルタ１３４及び１３６は、典型的に、１．２５ＭＨｚの帯域幅を有する。しかし、スペクトラム拡散信号をフィルタ１３４及び１３６に通すことにより、スペクトラム拡散信号の一部分の直交性が損なわれる。
ミキサ１４２は、ベースバンドフィルタ１３４及びライン１３８に接続され、ライン１３８上の搬送波信号をベースバンドフィルタ１３４の出力と混合する。ミキサ１４４は、ベースバンドフィルタ１３６に接続され、移相器１４０から９０°移相された搬送波信号を受信する。加算器１４６は、ミキサ１４２及び１４４からの出力信号を加算し、合成信号を形成し、アナログフィルタ１４８は加算器１４６からの合成信号をフィルタ処理する。アンテナ１５０は、フィルタ処理されたスペクトラム拡散信号を直角位相ＰＮ変調信号として送信する。
図２は、スペクトラム拡散受信器２００の一部分のブロック構成図である。受信器２００は、アンテナ２０２、バンドパスフィルタ２０４、ミキサ２０６、遅延ロックドループ（ＤＬＬ）２０８、及び、デインタリーブ及び復号化器２１０を含む。受信器２００は、図示されない他の通常の回路を更に有する。アンテナ２０２は送信器１００によって送信されたスペクトラム拡散信号を受信する。バンドパスフィルタ２０４はアンテナ２０２からの信号をフィルタ処理する。ミキサ２０６は、バンドパスフィルタ２０４から出力された信号と、通常の回路（図示せず）によって発生された搬送波信号とを受信する。受信器２００の搬送波信号は、送信器１００によって混合されたライン１３８上の搬送波と同じ周波数である。ミキサ２０６は、フィルタ処理された信号を搬送波と混合し、スペクトラム拡散信号から搬送波を取り除く。ＤＬＬ２０８並びにデインタリーブ及び復号化器２１０は、信号ライン２１２を介してミキサ２０６に接続される。
ＤＬＬ２０８は、所謂「符号トラッキング」処理において、送信器１００で発生されたＰＮ符号信号を追跡する。遅延ロックされた符号トラッキングループは、コヒーレント又は非コヒーレントの何れかに分類され得る。本発明は、受信された搬送波周波数及び位相情報を利用するコヒーレントトラッキングループを利用するので、ＤＬＬ２０８は受信された信号を追跡する。受信された信号は、ＤＬＬ２０８内で発生されたＰＮ符号と同期させられる。好ましくは、受信された信号はチップ間隔の半分以内の範囲で同期させられる。ＤＬＬは、誤差信号を作成するため、受信された信号を定刻より早く局部的に発生されたＰＮ符号並びに定刻より遅く局部的に発生されたＰＮ符号と相関させることによりこの時間調整を実現する。誤差信号は、次に、受信器２００によって内部的に発生されたＰＮ符号を調節するためフィードバックループで使用される。受信器側で発生されたＰＮ符号が送信器１００によって送信されたＰＮ符号と一致する場合、誤差信号は零と一致し、ＤＬＬは受信された信号に「追従（ロックオン）」している。誤差信号の完全なトラッキング範囲は、グラフ化されたとき、一般的に「Ｓ曲線」と呼ばれる。
デインタリーブ及び復号化器２１０は、ライン２１２を介してスペクトラム拡散信号を受信し、ライン２１４上のＰＮ符号信号を受信する。送信器１００から送信されたパイロット信号をコヒーレント搬送波基準として使用することにより、デインタリーブ及び復号化器２１０は、受信されたデータ信号をベースバンドデータ信号に復調する。この復調処理は、データ信号からウォルシュ符号を除去することを含む。その結果として、送信器１００によって最初に送信されたパイロット信号、同期信号、ページング信号、トラヒック信号及び種々の他のユーザデータ信号は、復号化され、取り出される。
当業者は、典型的なスペクトラム拡散システムにおいて、入力キーボード、処理ユニット、内部メモリ装置、出力ディスプレイなどの種々の他の装置が送信器１００及び受信器２００内に設けられることを理解するであろう。内部メモリ装置は、典型的に、処理ユニットが、送信器１００及び受信器２００の機能を制御する信号にアクセスし、信号を変換し出力する方法を制御するコンピュータプログラム命令を格納する。内部メモリは、コンパクトディスク、磁気ドライブ装置或いは動的ランダムアクセスメモリのような他のコンピュータで使用可能な記憶媒体で補助してもよい。
図３は、スペクトラム拡散受信器２００内のＤＬＬ２０８のブロック構成図である。ＤＬＬ２０８は、進み相関器３０２、遅れ相関器３０４、加算器３０６、ループフィルタ３０８、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）３１０、及び、ＰＮ発生器３１２を含む。ここで、用語「定刻より前の（進み）」及び「定刻より後の（遅れ）」は、相関器に名前を付けるため使用され、本発明は、実際上、以下に一例として説明する数学的な式に従って動作する。進み相関器３０２はミキサ３１４及び相関器３１６を含む。遅れ相関器３０４はミキサ３１及び相関器３２０を含む。ＤＬＬ２０８内の進み相関器３０２は、ライン２１２上のＰＮ符号化スペクトラム拡散信号と、ＰＮ発生器３１２からの遅れＰＮ符号とを受信する。遅れ相関器３０４は、ライン２１２上のＰＮ符号化スペクトラム拡散信号と、ＰＮ発生器３１２からの進みＰＮ符号とを受信する。遅れ信号出力は、誤差信号を生成するため加算器３０６において進み信号から減算される。ループフィルタ３０８は加算器３０６から誤差信号を受信する。フィルタ処理された誤算信号は、ＶＣＯ ３１０に送られる。ＶＣＯ ３１０は、フィルタ処理された誤差信号から信号を信号を発生させ、この信号はＰＮ発生器３１２により受信される。ＶＣＯ ３１０はＰＮ発生器３１２のタイミングを調節する。誤差信号に応答して、ＰＮ発生器３１２は、ライン２１４上の定刻通りのＰＮ符号を精緻に調整し、遅れＰＮ符号信号及び進みＰＮ符号信号は、それぞれ、進み相関器３０２及び遅れ相関器３０４に供給される。ライン２１４の定刻ＰＮ符号は、従来より知られている方法で、スペクトラム拡散信号からベースバンドデータを取り除く処理に使用するデインタリーブ及び復号化器２１０に送信される。
次に、ＤＬＬ２０８のより数学的な説明を行う。ライン２１２上で進み相関器３０２及び遅れ相関器３０４から受信されたスペクトラム拡散信号ｒ（ｔ）は、送信器１００によって発生されたＰＮ符号
伝送遅延
実際的な実現例では、式（２）の微分のため１次差分のような離散的近似法が使用される。より詳細には、受信信号と局部的に発生されたＰＮ符号との間の時間的差分の相関の推定量は、最初に、乗算器３１４を用いて受信信号を、チップ間隔の分画ずつ遅延したＰＮ符号
次に、第２の中間結果は、加算器３０６を用いて誤差信号（ｅ）を発生するように第１の中間結果から減算される。この処理は、進み−遅れ相関と呼ばれる。誤差信号は、ＶＣＯ ３１０用の制御電圧ｖ（ｔ）を発生させ、ＰＮ発生器を精密に調整するラプラス変換Ｆ（ｓ）を備えたループフィルタ３０８に通される。
上記の入力信号ｒ（ｔ）が与えられた場合、誤差信号ｅは次式のように表される。
Ｓ（ε）＝［ＲPN（ε−Δ）−ＲPN（ε＋Δ）］ 式（４）
式中、
また、式（３）は次のように表される。
進み相関器３０２は、第１の乗算器３１４を用いてｒ（ｔ）に
図４は、スペクトラム拡散受信器２００用の別のＤＬＬ４０２のブロック構成図である。別のＤＬＬ４０２は、進み−遅れ相関器４０４と、デシメータ４０６と、ループフィルタ４０８と、補間器４１０と、増幅器４１２と、数値制御型発振器（ＮＣＯ）４１４と、疑似雑音（ＰＮ）発生器４１６と、加算器４１８とを含む。進み−遅れ相関器４０４は乗算器４２０及び積分器４２２を含む。
式（５）は線形式であるため、以下の通り書き直せる。
ＰＮ発生器４１６は、遅れＰＮ符号信号
数値制御型発振器（ＮＣＯ）４１４は補間器４１０から信号を受信し、ＰＮ発生器４１６のタイミングを調節する。ＰＮ発生器４１６は、累積計算周期毎にＰＮ発生器４１６の伝送遅延推定量
図５乃至８は、ΔがＴｃ／２に一致するときに、進み相関器３０２及び遅れ相関器３０４から送信された信号のグラフである。図５は、ＤＬＬ４０２の疑似雑音発生器４１６によって発生された定刻通りのＰＮ信号５０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は定刻通りのＰＮ信号５０２、すなわち、
図６は、チップ間隔の半分だけ遅れた定刻ＰＮ信号５０２と一致する進みＰＮ信号６０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＝Ｔｃ／２のときの進みＰＮ信号６０２、すなわち、
図７は、チップ間隔の半分だけ進んだ定刻ＰＮ信号５０２と一致する遅れＰＮ信号７０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＝Ｔｃ／２のときの遅れＰＮ信号７０２、すなわち、
図８は、進みＰＮ信号６０２から遅れＰＮ信号７０２を差し引いた信号に一致する進み−遅れＰＮ信号８０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＝Ｔｃ／２のときの進み−遅れＰＮ信号８０２、すなわち、
図９は、Δ＝Ｔｃ／２のときの制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲９０２のグラフである。Ｓ曲線は式（４）によって定義され、
一般的に、トラッキング誤差及び雑音特性のダイナミクスは、ＤＬＬの最大帯域幅を決める。しかし、ループフィルタ３０８及び４０８のパラメータは、ＤＬＬのためにＤＬＬの最大帯域幅よりも小さい所定の閉ループ帯域幅を生ずる。ＩＳ−９５規格のアプリケーションの場合に、典型的なトラッキング誤差ダイナミクスは、数ヘルツのオーダーのＤＬＬ帯域幅を結果として生ずる。しかし、数ヘルツの閉ループ帯域幅はＤＬＬの応答を低下させる。これに対し、大きいＤＬＬの帯域幅はＤＬＬのトラッキング誤差を増大する。このため、ＤＬＬの応答時間と装置のトラッキング誤差との間にはトレードオフが存在することが示される。約１００Ｈｚの閉じたＤＬＬ帯域幅はＩＳ−９５規格のアプリケーションに最も好適であることが分かった。
図１０乃至８は、ΔがΔ＜Ｔｃ／２であるときに、進み−遅れ相関器４０２から送信された信号のグラフである。図１０は、ＤＬＬ４０２の疑似雑音発生器４１６によって発生された定刻疑似雑音信号１００２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は第２の定刻ＰＮ信号１００２、すなわち、
図１１は、チップ間隔の半分未満の量だけ遅れた第２の定刻疑似雑音信号１００２と一致する第２の進みＰＮ信号１１０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＜Ｔｃ／２のときの第２の進みＰＮ信号１１０２、すなわち、
図１２は、チップ間隔の半分未満の量だけ進んだ第２の定刻疑似雑音信号１００２と一致する第２の遅れ疑似雑音信号１００２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＜Ｔｃ／２のときの第２の遅れＰＮ信号１２０２、すなわち、
図１３は、第２の進み疑似雑音信号１１０２から第２の遅れ疑似雑音信号１２０２を差し引いた信号に一致する第２の進み−遅れＰＮ信号１３０２の一部のグラフである。水平軸は時間ｔを表し、垂直軸は、Δ＜Ｔｃ／２のときの第２の進み−遅れＰＮ信号１３０２、すなわち、
図１４は、Δ＝Ｔｃ／２のときの制御信号Ｓ（ε）に対応したＳ曲線トラッキング範囲９０２のグラフ（図中、破線で示される）と、Δ＜Ｔｃ／２のときの制御信号Ｓ（ε）＝０に対応したＳ曲線トラッキング範囲１４０２のグラフ（図中、実線で示される）とを表すグラフである。Ｓ曲線１４０２は式（４）によって定義され、
Δ＝Ｔｃ／２のときのＳ曲線９０２を、Δ＜Ｔｃ／２のときのＳ曲線１４０２と比較すると、以下の相違点が見つけられる。Δ＜Ｔｃ／２の場合には、制御信号Ｓ（ε）は、Δ＝Ｔｃ／２の場合よりも狭い範囲で変化する。これは、式（４）の制御信号Ｓ（ε）の振幅を減少させる実際的な影響があるので、より高感度のＶＣＯ ３１０又はＮＣＯ ４１４が必要とされる。また、Ｓ曲線１４０２に対する制御信号Ｓ（ε）の直線的な領域１４０４は、Ｓ曲線９０２に対する直線的な領域９０４よりも狭い。このため、ＤＬＬ２０８及び４０２の安定性がよくなり（すなわち、ジッタが低減され）、より信頼性が高く、連続的なＤＬＬ追跡（ロックオン）が得られる。Δが小さくなると共に、ＯＣＮ及びＭＡＩ雑音の影響が著しく減少するので、ジッタは低減される。実際上、すべての相関された雑音の影響が低減される。このノイズ除去は、特に、相関雑音が支配的であるＩＳ−９５標準規格の通信システムの場合に重要である。しかし、誤差信号のトラッキング範囲は、従来技術において知られている許容可能な雑音レベル、ドップラーレート及び他のＣＤＭＡ性能規準のような要因によって指定される最小範囲よりも減少させ得ない。
図１５は、ＩＳ−９５規格スペクトラム拡散通信システムにおける疑似雑音符号の追跡方法のフローチャートである。この方法は、アンテナ２０２がスペクトラム拡散信号を受信するステップ１５００から始まる。次に、ステップ１５０２において、バンドパスフィルタ２０４はスペクトラム拡散信号をフィルタ処理する。ステップ１５０４において、ミキサ２０６は、信号をベースバンド周波数にダウンコンバートするため、この信号を搬送波と混合する。ステップ１５０６において、ＰＮ発生器３１２は、チップ間隔の半分未満の量だけ遅れた進み成分を有するＰＮ信号を発生させる。次に、ステップ１５０８において、ＰＮ発生器３１２は、チップ間隔の半分未満の量だけ進んだ遅れ成分を有するＰＮ信号を発生させる。ステップ１５１０において、ミキサ３１４は、進み成分を受信信号と混合し、積分器３１６は、第１の信号を形成するためその混合結果を所定の数のシンボルに亘って積分する。シンボルの数は、許容可能雑音レベル、ドップラーレート、並びに、他の性能規準のような従来技術において公知である種々の要因に依存する。ステップ１５１２において、ミキサ３１８は遅れ成分を受信信号と混合し、積分器３２０は、第２の信号を形成するため、得られた結果を所定の数のシンボルに亘って積分する。次に、ステップ１５１４において、加算器３０６は、誤差信号を形成するため、第２の信号を第１の信号から減算する。ステップ１５１６において、ループフィルタ３０８は誤差信号を除波する。ステップ１５１８で、ＶＣＯ ３１８の発振器周波数は誤差信号によって変調される。次にステップ１５２０で、ＰＮ発生器３１２は、変調された発振器周波数に応じて、進みＰＮ信号及び遅れＰＮ信号を反復的に精細に調整する。ステップ１５２２において、ＰＮ発生器３１２は、デインタリーブ及び復号化器２１０により使用される定刻ＰＮ信号を発生させる。
図１６は、ＩＳ−９５規格スペクトラム拡散通信システムにおける別の符号トラッキング方法のフローチャートである。この別の方法は、アンテナ２０２がスペクトラム拡散信号を受信するステップ１６００から始まる。次に、ステップ１６０２において、バンドパスフィルタ２０４はスペクトラム拡散信号を除波する。ステップ１６０４において、ミキサ２０６は、信号をベースバンド周波数にダウンコンバートするためこの信号を搬送波と混合する。ステップ１６０６で、疑似雑音発生器４１６は進み成分及び遅れ成分を有する疑似雑音信号を発生する。次に、ステップ１６０８において、加算器４１８は、加算された信号を形成するため、進み成分を遅れ成分から減算する。ステップ１６１０で、ミキサ４２０は、中間信号を形成するため、加算された信号を受信信号と混合する。ステップ１６１２において、積分器４２２は、誤差信号を形成するため、所定の数のシンボルに亘って中間信号を積分する。ステップ１６１４において、誤差信号はデシメータ４０６を通される。ステップ１６１６において、誤差信号はループフィルタ４０８を通される。ステップ１６１８において、誤差信号は補間器４１０を通される。ステップ１６２０において、誤差信号は増幅器４１２を通される。ステップ１６２２において、誤差信号はＮＣＯ ４１４を通される。次のステップ１６２４において、ＰＮ発生器４１６は、ＮＣＯ ４１４から誤差信号を受信し、これにより、フィードバックループ／遅延ロックドループが終了する。ステップ１６２６において、ＰＮ発生器４１６は、ＰＮ符号信号の進み成分及び遅れ成分を精細に調整するため、誤差信号を使用する。ステップ１６２８において、ＰＮ発生器４１６は、デインタリーブ及び復号化器２１０が受信されたスペクトラム拡散信号からベースバンド信号を復調、復号するため使用する定刻ＰＮ符号信号を発生させる。
上記の通り、好ましい実施例を参照して本発明を説明しているが、当業者は種々の変形が可能であることを認めるであろう。上記の好ましい実施例に対する変更及び変形は本発明の範囲を逸脱することはなく、本発明は特許請求の範囲に記載された事項だけによって制限される。
Claims (9)
- 受信された疑似雑音符号を追跡する方法であって、
誤差信号に応じて、定刻の疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ遅延した定刻前の疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ進んだ定刻後の疑似雑音信号とを発生させる段階と、
合成された疑似雑音信号を発生させるため、上記定刻後の疑似雑音信号を上記定刻前の疑似雑音信号から減算する段階と、
上記受信された信号を上記合成された疑以雑音信号と混合し、上記誤差信号を発生させるため積分する段階とを有し、
これにより、上記定刻の疑似雑音信号が疑似雑音符号に追従するループが形成される方法。 - 上記発生させる段階は上記定刻前の疑似雑音信号をチップ間隔の４分の１だけ遅延させる段階を含む請求項１記載の方法。
- 上記発生させる段階は上記定刻後の疑似雑音信号をチップ間隔の４分の１だけ遅延させる段階を含む請求項１又は２記載の方法。
- 受信された疑似雑音信号を追跡する装置であって、
誤差信号に応じて、定刻の疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ遅延した定刻前の疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ進んだ定刻後の疑似雑音信号とを発生させる手段と、
合成された疑似雑音信号を発生させるため、上記定刻後の疑似雑音信号を上記定刻前の疑似雑音信号から減算する手段と、
上記受信された信号を上記合成された疑似雑音信号と混合し、上記誤差信号を発生させるため積分する手段とを有し、
これにより、上記定刻通りの疑似雑音信号が疑似雑音符号に追従するループが形成される装置。 - 上記発生させる手段は上記定刻前の疑似雑音信号をチップ間隔の４分の１だけ遅延させる手段を含む請求項４記載の装置。
- 上記発生させる手段は上記定刻後の疑似雑音信号をチップ間隔の４分の１だけ遅延させる手段を含む請求項４又は５記載の装置。
- コンピュータに受信された疑似雑音信号を追跡させるコンピュータプログラムコードを記録したコンピュータが使用可能な記録媒体であって、上記コンピュータプログラムコードは、
誤差信号に応じて、定刻の疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ遅延した定刻前の疑似雑音信号と、チップ間隔の半分未満だけ進んだ定刻後の疑似雑音信号とを発生させるコードと、
合成された疑似雑音信号を発生させるため、上記定刻後の疑似雑音信号を上記定刻前の疑似雑音信号から減算させるコードと、
上記受信された信号を上記合成された疑似雑音信号と混合し、上記誤差信号を発生させるため積分させるコードとを有し、
これにより、上記定刻の疑似雑音信号が疑似雑音符号に追従するループが形成される、コンピュータが使用可能な記録媒体。 - 上記発生させるコードは上記定刻前の疑似雑音信号をチップ間隔の４分の１だけ遅延させるコードを含む請求項７記載のコンピュータが使用可能な記録媒体。
- 上記発生させるコードは上記定刻後の疑似雑音信号をチップ間隔の４分の１だけ遅延させるコードを含む請求項７又は８記載のコンピュータが使用可能な記録媒体。
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| GB2352368A (en) * | 1999-07-19 | 2001-01-24 | Oak Technology Inc | Receiver circuit |
| KR20010028099A (ko) * | 1999-09-17 | 2001-04-06 | 박종섭 | 코드 분할 다중 접속방식을 이용한 수신기에서의 동기 추적장치 및 그 방법 |
| DE19953350A1 (de) * | 1999-11-05 | 2001-05-23 | Infineon Technologies Ag | Vorrichtung zur Feinsynchronisation von Codesignalen |
| US7433391B2 (en) * | 2000-02-28 | 2008-10-07 | Aeroastro, Inc. | Spread-spectrum receiver with fast M-sequence transform |
| US7227884B2 (en) * | 2000-02-28 | 2007-06-05 | Aeroastro, Inc. | Spread-spectrum receiver with progressive fourier transform |
| US6985512B1 (en) * | 2000-02-28 | 2006-01-10 | Aeroastro, Inc. | Asynchronous spread-spectrum communications |
| US6901105B1 (en) * | 2000-08-28 | 2005-05-31 | Koninklijke Philips Electroncs N.V. | Tracking of a multi-path resolved signal in a rake receiver |
| GB0021166D0 (en) * | 2000-08-30 | 2000-10-11 | Roke Manor Research | Communication system with adjustable control signal |
| US7010073B2 (en) * | 2001-01-19 | 2006-03-07 | Qualcomm, Incorporated | Delay lock loops for wireless communication systems |
| JP3462477B2 (ja) * | 2001-04-05 | 2003-11-05 | 松下電器産業株式会社 | 相関検出装置および相関検出方法 |
| DE10143154A1 (de) * | 2001-09-03 | 2003-03-27 | Infineon Technologies Ag | Vorrichtung und Verfahren zur Feinsynchronisation bei der Abtastung von spreizkodierten Empfangssignalen |
| US20030053578A1 (en) * | 2001-09-18 | 2003-03-20 | Sun Microsystems, Inc. | Synchronous receiver |
| US6456648B1 (en) * | 2001-10-01 | 2002-09-24 | Interdigital Technology Corporation | Code tracking loop with automatic power normalization |
| US7272167B2 (en) * | 2002-02-06 | 2007-09-18 | Neoreach, Inc. | PN code chip time tracking with smart antenna |
| US7372892B2 (en) | 2002-04-29 | 2008-05-13 | Interdigital Technology Corporation | Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems |
| DE10251322B4 (de) * | 2002-11-04 | 2006-10-26 | Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale | Early-Late-Korrelation zur Timingfehlerkorrektur in Datenkommunikationsempfängern |
| US7346094B2 (en) * | 2002-12-13 | 2008-03-18 | International Business Machines Corporation | System and method for transmitting data and additional information simultaneously within a wire based communication system |
| US7197086B2 (en) * | 2003-05-29 | 2007-03-27 | Lucent Technologies Inc. | Wide-bandwidth, high-dynamic-range linear amplifier for a CDMA transmitter in a wireless base station |
| BR0302553A (pt) * | 2003-07-01 | 2005-03-29 | Intelbras S A Ind De Telecomun | Equipamento telefônico sem fio com espalhamento espectral em voz amostrada |
| WO2005048480A1 (en) * | 2003-11-04 | 2005-05-26 | Thomson Licensing | Intelligent code tracking for spread spectrum systems |
| KR100823129B1 (ko) * | 2004-08-18 | 2008-04-21 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템의 트랙킹 장치 및 방법 |
| US8552835B2 (en) * | 2005-10-28 | 2013-10-08 | Mojix, Inc. | RFID system with low complexity implementation and pallet coding error correction |
| WO2007094868A2 (en) | 2005-10-28 | 2007-08-23 | Mojix, Inc. | Rfid receiver |
| WO2007136415A2 (en) * | 2005-12-30 | 2007-11-29 | Comtech Mobile Datacom Corporation | Mobile satellite communications |
| US8275080B2 (en) * | 2006-11-17 | 2012-09-25 | Comtech Mobile Datacom Corporation | Self-supporting simplex packets |
| US8170087B2 (en) * | 2007-05-10 | 2012-05-01 | Texas Instruments Incorporated | Correlation coprocessor |
| JP4470978B2 (ja) | 2007-08-30 | 2010-06-02 | トヨタ自動車株式会社 | 受信装置及び無線通信システム |
| KR101369360B1 (ko) * | 2007-09-05 | 2014-03-04 | 삼성전자주식회사 | Ｏｆｄｍ 수신기의 ｃｆｏ 동기화 방법 및 장치 |
| US8379625B2 (en) | 2007-12-18 | 2013-02-19 | Airvana Llc | Obtaining time information in a cellular network |
| US8520659B2 (en) * | 2007-12-18 | 2013-08-27 | Airvana Llc | Absolute time recovery |
| US8284749B2 (en) * | 2008-03-10 | 2012-10-09 | Comtech Mobile Datacom Corporation | Time slot synchronized, flexible bandwidth communication system |
| EP2283474B1 (en) | 2008-04-14 | 2016-12-14 | Mojix, Inc. | Radio frequency identification tag location estimation and tracking system and method |
| US8548107B1 (en) | 2009-01-26 | 2013-10-01 | Comtech Mobile Datacom Corporation | Advanced multi-user detector |
| US9106364B1 (en) | 2009-01-26 | 2015-08-11 | Comtech Mobile Datacom Corporation | Signal processing of a high capacity waveform |
| US8675711B1 (en) | 2009-09-25 | 2014-03-18 | Comtech Mobile Datacom Corporation | System and methods for dynamic spread spectrum usage |
| US9602316B2 (en) | 2011-03-07 | 2017-03-21 | Mojix, Inc. | Multiple symbol noncoherent soft output detector |
| US9008239B2 (en) | 2011-03-07 | 2015-04-14 | Mojix, Inc. | Collision detection using a multiple symbol noncoherent soft output detector |
| US9244117B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-01-26 | Livewire Innovation, Inc. | Systems and methods for implementing S/SSTDR measurements |
| CN103601059B (zh) * | 2013-11-15 | 2016-09-07 | 深圳职业技术学院 | 爬梯机保护装置及爬梯机 |
| CN104393892B (zh) * | 2014-11-20 | 2016-11-30 | 福建省物联网科学研究院 | 一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法 |
| US9883337B2 (en) | 2015-04-24 | 2018-01-30 | Mijix, Inc. | Location based services for RFID and sensor networks |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5390207A (en) * | 1990-11-28 | 1995-02-14 | Novatel Communications Ltd. | Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath distortion by dynamically adjusting the time delay spacing between early and late correlators |
| US5199050A (en) * | 1991-04-05 | 1993-03-30 | Trw Inc. | Pseudorandom (PN) signal synchronization circuit and related method |
| KR950007434B1 (ko) * | 1991-11-28 | 1995-07-10 | 삼성전자주식회사 | 디지탈 얼리-레이트 트래킹 루프회로 |
| US5347536A (en) * | 1993-03-17 | 1994-09-13 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Multipath noise reduction for spread spectrum signals |
| KR970005598B1 (ko) * | 1994-06-29 | 1997-04-18 | 삼성전자 주식회사 | 대역확산통신방식의 비동기 디지탈 수신장치 |
| US6023489A (en) * | 1995-05-24 | 2000-02-08 | Leica Geosystems Inc. | Method and apparatus for code synchronization in a global positioning system receiver |
| US5640416A (en) * | 1995-06-07 | 1997-06-17 | Comsat Corporation | Digital downconverter/despreader for direct sequence spread spectrum communications system |
| US5953367A (en) * | 1995-08-09 | 1999-09-14 | Magellan Corporation | Spread spectrum receiver using a pseudo-random noise code for ranging applications in a way that reduces errors when a multipath signal is present |
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| US5966403A (en) * | 1996-07-19 | 1999-10-12 | Trimble Navigation Limited | Code multipath error estimation using weighted correlations |
| US5852630A (en) * | 1997-07-17 | 1998-12-22 | Globespan Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for a RADSL transceiver warm start activation procedure with precoding |
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