KR20000075522A - Ｉｓ-95 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치 및 방법 - Google Patents

Ｉｓ-95 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

ＩＳ-95 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치와 방법에 대하여 개시하고 있다. 오차 신호에 대한 응답으로서, 의사 잡음 생성기(312 또는 416)는 정각 의사 잡음 신호와, 한 개의 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 지연된 앞서의 의사 잡음 신호, 및 한 개의 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 빠른 늦은 의사 잡음 신호을 생성한다. 상관기(302와 304, 또는 404)는 오차 신호를 생성하기 위하여 수신한 신호를 상기 앞서의 의사 잡음 신호 및 늦은 의사 잡음 신호와 상관화한다. 의사 잡음 생성기(312 또는 416)와 상관기(302와 304, 또는 404)의 조합은 상기 정각 의사 잡음 신호가 종래 장치에서보다 수신한 의사 잡음 부호를 더욱 근접하게 추적하는 루프를 형성하고, 또한 수신기내의 디인터리브 및 복호화 수단(210)으로 하여금 상기 수신한 신호를 더욱 효율적으로 복조하게 하는 것을 가능하게 한다.

Description

ＩＳ-95 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR LOCKING ONTO A PSEUDO-NOISE CODE IN AN IS-95 SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM}
스펙트럼 확산 통신 시스템은 현대적인 셀룰러 통신 장치에서 최근에 널리 사용되고 있다. 스펙트럼 확산 시스템은 사용자로 하여금 이제까지 불가능했던 높은 대역폭 효율로서 정보를 송신 및 수신할 수 있게 했다.
기저 대역 신호를 확산하여 전체 채널 대역폭을 채우는 한가지 기술은 월시 부호로서의 기저 대역 신호를 복소 의사 잡음 확산 신호와 혼합하는 것이다. 월시 부호 및 의사 잡음 확산 신호는, Tc 칩 주기(즉, 칩 시간간격)를 갖는 다수개의 칩들로 기저 대역 신호에서의 각 데이터 심볼(data symbol)을 변조(초핑)함으로써 기저 대역 신호를 효과적으로 부호화하는데, 이러한 것은 IEEE 통신 잡지 1983년 3월호에서 챨즈 E. 쿡 및 하워드 S. 마쉬의 "스펙트럼 확산의 도입"과, "마이크로웨이브 & 무선 응용" 책(1994년 겨울호, 24-39쪽)에서 데이비드 P. 휘플의 "부호 분할 다중 접속(CDMA) 방식 표준"(원래는 휼렛 패커드 저널지 1993년 12월호 90-97쪽의 "북미 셀룰러 CDMA"로서 출판되었었음)에서 자세하게 설명되어 있다. 복소 PN 부호는 다음의 등식에 의하여 주어지는데, 거기서 δ는 위상 격차이다: PN(t)=PNI(t-δ)+jPNJ(t-δ). CDMA 네트워크에서의 동일한 주파수 스펙트럼을 통해 특정 수신기의 거리 내로 방송하는 각 송신기는 고유한 위상 격차(δ)에 의하여 구별가능하다. 각 송신기는 다수개의 채널을 갖고 있는데, 그 채널들은 서로 다른 월시 부호를 이용하여 부호화되고 구별된다.
현재 통용되는 확산 스펙트럼 수신기는 서로 중첩될 것처럼 보이지만 상관기(correlator)들에 의하여 복조되는 다수개의 서로 다른 전송 신호들을 수신하는데, 그 상관기 각각은 특정 PN 부호 위상 격차 및 특정 월시 부호에 해당되는 단 한 개의 송신 채널만을 수신하도록 동조되어 있다. 수신기는 반송 신호를 제거하고 또한 매칭하는 PN 부호 위상 격차 및 월시 부호에 해당하는 상관기들을 이용하여 스펙트럼 확산 신호들을 복조함으로써 위에서 언급한 다수개의 서로 다른 전송 신호들을 수신해서 해당하는 한 개의 채널만을 수신하는 일을 달성한다.
복조를 성공적으로 하기 위하여, 송신기 및 수신기의 PN 확산 부호 위상 격차가 동기화되어야 한다. 상관기를 구비하는 지연 동기 루프(DLL)는 수신기의 PN 부호 위상 격차를 송신기의 PN 부호 위상 격차로 동기화시키기 위하여 일반적으로 사용된다. 그러나, DLL의 필터들은 기저 대역 데이터 신호를 부호화하기 위해 사용되는 월시 부호의 직교성을 감소시킨다. 그 결과로서, 기저 대역 데이터 신호는 직교 채널 잡음(OCN) 및 다중 억세스 간섭(MAI) 잡음에 의해 잘못될 가능성이 더욱 높아진다. 높은 레벨의 MAI 잡음은 또한 DLL이 지연 동기를 못하게 될 가능성을 상당히 증가시키는데, 그렇게 되면 통신이 두절된다.
ＩＳ-95 표준에 따른 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 지연 동기 루프상의 잡음 효과를 감소시키는 장치 및 방법이 필요하게 된다.
본 발명은 대체적으로 스펙트럼 확산 기술을 이용하여 통신하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 ＩＳ-95 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 의사 잡음 부호를 동기화시키는 장치 및 방법에 관한 것이다.
도 1은 CDMA 스펙트럼 확산 송신기 일부에 대한 블록도.
도 2는 CDMA 스펙트럼 확산 수신기 일부에 대한 블록도.
도 3은 스펙트럼 확산 수신기의 한 지연 동기 루프의 블록도.
도 4는 스펙트럼 확산 수신기의 다른 지연 동기 루프의 블록도.
도 5는 DLL의 의사 잡음 생성기에 의하여 생성된 정각 의사 잡음 신호의 일부에 대한 그래프.
도 6은 칩 시간간격의 1/2 시간 미만만큼 지연되어 정각 의사 잡음 신호에 필적하는 앞선것 의사 잡음 신호의 일부에 대한 그래프.
도 7은 칩 시간간격의 1/2 시간 미만만큼 앞서서 정각 의사 잡음 신호에 필적하는 늦어짐 의사 잡음 신호의 일부에 대한 그래프.
도 8은 앞선것 의사 잡음 신호에서 늦어짐 의사 잡음 신호를 뺀 것에 필적하는 앞선것-늦어짐 PN 신호 일부에 대한 그래프.
도 9는 △=Tc/2일 때에 제어 신호(S(ε))에 해당하는 S-곡선 추적 범위 그래프.
도 10은 DLL의 의사 잡음 생성기에 의하여 생성된 제 2 정각 의사 잡음 신호 일부에 대한 그래프.
도 11은 칩 시간간격의 1/2 시간 미만만큼 지연되어 제 2 정각 의사 잡음 신호에 필적하는 제 2 앞선것 의사 잡음 신호의 일부에 대한 그래프.
도 12는 칩 시간간격의 1/2 시간 미만만큼 앞서서 제 2 정각 의사 잡음 신호에 필적하는 제 2 늦어짐 의사 잡음 신호의 일부에 대한 그래프.
도 13은 제 2 정각 의사 잡음 신호에서 제 2 늦어짐 의사 잡음 신호를 뺀 것에 필적하는 제 2 앞선것-늦어짐 PN 신호 일부에 대한 그래프.
도 14는 △=Tc/2일 때에 제어 신호(S(ε))에 해당하는 S-곡선 추적 범위 그래프, 및 △<Tc/2일 때에 제어 신호(S(ε))에 해당하는 S-곡선 추적 범위 그래프.
도 15는 ＩＳ-95 스펙트럼 확산 통신 시스템의 부호 추적을 하는 한 방법의 순서도.
도 16은 ＩＳ-95 스펙트럼 확산 통신 시스템의 부호 추적을 하는 다른 방법의 순서도.
본 발명은 ＩＳ-95 표준에 따른 스펙트럼 확산 통신 수신기로서, 종래 장치보다 잡음 내구성이 더욱 크게 개조된 지연 동기 루프를 사용한다. 본 발명 회로내의 의사 잡음 생성기는 오차 신호에 대한 응답으로서 정각 의사 잡음 신호와, 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 지연된 앞선것(early) 의사 잡음 신호, 및 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 빠른 늦어짐(late) 의사 잡음 신호를 생성한다. 상관기는 오차 신호를 생성하기 위하여 수신된 신호를 앞선것 및 늦어짐 의사 잡음 신호와 혼합하고 적분한다. 의사 잡음 생성기와 상관기 조합은 루프를 생성하는데, 그 루프를 통해서 정각 의사 잡음 신호가 수신된 의사 잡음 부호를 더욱 정밀하게 추적하여 수신기내의 디인터리브 및 복호화 장치가 수신된 신호를 더욱 효과적으로 복조할 수 있게 된다.
본 발명의 방법은 오차 신호에 대한 응답으로서 정각 의사 잡음 신호와, 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 지연된 앞선것 의사 잡음 신호, 및 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 빠른 늦어짐 의사 잡음 신호를 생성하는 단계와, 생성한 다음에 수신된 의사 잡음 부호를 추적하는 지연 동기 루프를 완료하게 되도록 오차 신호를 생성할 목적으로 수신된 신호를 앞선것 및 늦어짐 의사 잡음 신호들과 상관하는 단계를 포함한다.
당업자들은 이하에 나오는 상세한 설명부와, 도면과, 청구범위를 검토함으로써 본 발명의 상기 및 다른 양상들에 대하여 알 수 있게 된다.
도 1은 CDMA 스펙트럼 확산 송신기(100) 일부에 대한 블록도이다. 송신기(100)는 파일럿 신호 선로(102)와, 사용자-1 데이터 신호 선로(104)와, 사용자-L 데이터 신호 선로(106)와, 월시 코드-0 선로(108)와, 혼합기(109)와, 월시 코드-1 선로(110)와, 혼합기(111)와, 월시 코드-L 선로(112)와, 혼합기(113)와, 부호화 & 인터리빙 수단(114)과, 부호화 & 인터리빙 수단(116)과, 증폭기(119)와, 증폭기(120)와, 증폭기(122)와, 가산기(124)와, I-채널 의사 잡음 소스(126)와, Q-채널 의사 잡음 소스(128)와, 혼합기(130, 132)와, 베이스밴드 필터(134, 136)와, 반송 신호 선로(138)와, 이상기(140)와, 혼합기(142, 144)와, 가산기(146)와, 아날로그 필터(148), 및 안테나(150)을 포함하는데, 여기서 'L'은 정수이다. 파일럿 신호는 변조되지 않은 상태로서, 직교 PN 부호들을 포함하여 구성되어 있다. 파일럿 신호 선로(102)는 스펙트럼 확산 수신기(도 2 확인)에 의하여 사용될 참조 신호로서 작용한다. 파일럿 신호의 전력은 수신기의 동기화 및 신호 추적을 용이하게 하기 위하여 모든 다른 신호들보다 높게 책정된다.
인코딩 & 인터리빙 수단들(114 내지 116)은 데이터 신호를 데이터 신호 선로들(104 내지 106)을 통해서 각각 수신한다. 데이터 신호는 전형적으로 ＩＳ-95 표준에 따라 이산적 이진 데이터 비트로 구성되어 있다. 또한 인코딩 & 인터리빙 수단들(114 내지 116)은 송신기(100)내의 다른 회로들(도시되어 있지 않음)에 의하여 생성된, 동기 신호와, 호출 신호, 및 통화 신호와 같은 여러 가지의 다른 신호들을 수신하고 인터리빙한다. 동기 신호와 호출 신호와 통화 신호들 모두는 당업자들에게 공지되어 있는 것이다. 부호화 & 인터리빙 수단들(114 내지 116)은 전송될 데이터 신호들을 호출 신호나 또는 통화 신호에 할당한다.
혼합기들(109 내지 113)은 월시 부호 선로(108 내지 112)와, 다양한 파일럿 및 데이터 선로(102), 및 부호화 및 인터리빙 수단(114 내지 116)에 각각 접속되어 있다. 서로 다른 직교성 월시 부호(즉, 월시 부호-0, 월시 부호-1, 내지 월시 부호-L)는 고유하게끔 자신의 각 대역폭을 확산하고 서로 다른 채널을 만들면서, 상기의 신호들 각각과 혼합된다. 월시 부호들은 64개의 칩 시간간격 합계에 달하는 전형적인 주기의 월시 부호를 생성하는 선형 시프트 리지스터에 의하여 바람직하게 생성된다. 직교성 부호들은 상호 상관 결과가 제로가 되고 도한 자기 상관의 결과는 1이 되는 부호로서 정의된다. 증폭기들(118 내지 120)은 혼합기들(109 내지 113)에 각각 접속되며, 월시 부호화 채널 각각의 이득을 조정한다. 가산기(124)는 증폭기들(118 내지 120)에 접속되며, 월시 부호화 채널 각각을 결합한다.
PN 소스(126)는 복소 PN 부호의성분을 생성하며, PN 소스(128)는 복소 PN 부호의성분을 생성한다. 복소 PN 부호는 다음과 같이 표시할 수 있다:, 여기서 δ는 위상 격차이다. 위상 격차는 송신기(100)를 다른 송신기들(도시되어 있지 않음)과 훌륭하게 구별되게 하는 것이다. PN 부호는 215개의 칩 시간간격의 합에 달하는 주기의 선형 시프트 리지스터에 의하여 생성된다. PN 소스들(126, 128)에 의하여 결과적으로 생성된 PN 신호는 1.228 Mbps의 비트율을 갖는다.
혼합기들(130, 132)은 도 1에 도시된 바와 같이 PN 소스들(126, 128)의 PN 신호들 및 가산기(124)의 결합 신호를 각각 수신하여 혼합한다. 따라서, 혼합기들(130, 132)은 데이터 심볼들에 대해서도 부호화한다.
베이스밴드 필터(134, 136)는 혼합기(130, 132)의 스펙트럼 확산 신호를 각각 수신하고 정형화시킨다. 베이스밴드 필터(134, 136)는 대체적으로 1.25 Mhz의 대역폭을 갖는다. 그러나, 필터(134, 136)를 통해서 스펙트럼 확산 신호를 통과시킴으로써, 몇몇 스펙트럼 확산 신호의 직교성이 없어진다.
혼합기(142)는 베이스밴드 필터(134, 138)에 접속되어 있고, 선로(138)의 반송 신호를 베이스밴드 필터(134)의 출력과 함께 혼합한다. 혼합기(144)는 베이스밴드 필터(136)에 접속되어 있으며, 이상기(140)로부터 90도 이상된 반송 신호를 수신한다. 가산기(146)는 혼합기(142, 144)의 출력 신호를 가산하여, 결합 신호를 형성하고, 아날로그 필터(148)는 가산기(146)의 결합 신호를 필터링한다. 안테나(112)는 필터링된 스펙트럼 확산 신호를 직교 위상 PN 변조 신호로서 전송한다.
도 2는 스펙트럼 확산 수신기(200) 일부에 대한 블록도이다. 수신기(200)는 안테나(202)와, 대역 통과 필터(204)와, 혼합기(206)와, DLL(208), 및 디인터리브 & 복호화 수단(210)을 포함한다. 수신기(200)는 도시되지 않은 종래의 다른 회로를 더 포함한다. 안테나(202)는 송신기(100)로부터 송신된 스펙트럼 확산 신호를 수신한다. 대역 통과 필터(204)는 안테나(202)의 신호를 필터링한다. 혼합기(206)는 대역 통과 필터(204)의 신호 출력 및 종래 회로(도시되어 있지 않음)에 의하여 생성된 반송 신호를 수신한다. 수신기(200)의 반송 신호는 송신기(100)에 의하여 혼합된, 선로(138)의 반송 신호와 동일한 주파수값을 갖는다. 혼합기(206)는 상기 필터링된 신호를 반송 신호와 혼합하고, 그리고 나서 스펙트럼 확산 신호로부터 반송 신호를 제거한다. DLL(208)과 디인터리브 & 복호화 수단(210)은 신호 선로(212)를 통하여 혼합기(206)에 접속되어 있다.
DLL(208)은 "부호 추적"이라고 불리는 방법을 이용하여 송신기(100)에서 생성된 PN 부호 신호에 동기화한다. 지연 동기 부호 추적 루프는 가간섭성 루프나 비간섭성 루프로 분류된다. 본 발명은 수신된 반송신호의 주파수 및 위상 정보를 사용하는 가간섭성 추적 루프를 사용하여, 결과적으로 DLL(208)이 수신한 신호로 동기화한다. 수신한 신호는 DLL(208) 내에서 생성된 PN 부호와 동기화된다. 수신한 신호는 한 개의 칩 시간간격의 1/2 내로 바람직하게 동기화된다. 이제 DLL은 오차 신호를 생성하기 위하여 국부적으로 발생된 앞서의 PN 부호 및 늦은 PN 부호에 대하여 수신한 신호를 상관함으로서 동기를 수행한다. 그리고 나서, 오차 신호는 수신기(200)에 의하여 내부적으로 생성된 PN 부호를 조정하기 위한 피드백 루프에서 사용된다. 수신기가 생성한 PN 부호가 송신기(100)이 송신한 PN 부호에 필적한다면, 오차 신호는 0이 되고, DLL은 수신한 신호에 "동기"되었다고 말할 수 있다. 도면으로 표시하자면, 오차 신호의 전체 추적 범위는 소위 "S-곡선"이라고 일반적으로 불리는 그 것이다.
디인터리브 및 복호화 수단(210)은 선로(212)의 스펙트럼 확산 신호와 선로(214)의 PN 부호 신호를 수신한다. 더욱이, 가간섭성 반송 신호 기준으로서 송신기(100)에 의하여 송신된 파일럿 신호를 사용해서, 디인터리브 및 복호화 수단(210)은 수신한 데이터 신호들을 기저 대역 데이터 신호들로 복조한다. 복조 과정은 데이터 신호로부터 월시 부호를 제거하는 단계를 포함한다. 그 결과로서, 파일럿 신호와, 동기 신호와, 호출 신호와, 통화 신호 및 다양한 다른 송신기(100)가 원래 송신한 사용자 데이터 신호들이 복호화되고 확산된다.
당업자들은 일반적인 스펙트럼 확산 시스템에서 입력 키보드와, 프로세싱 유니트와, 내부 메모리 장치, 및 출력 디스플레이 장치와 같은 다양한 다른 장치들이 또한 송신기(100) 및 수신기(200)에 포함되어 있다는 것을 알고 있다. 내부 메모리 장치는 대체적으로 프로세싱 유니트가 억세스하는 것에 대한 제어를 하기 위한 컴퓨터 프로그램 명령을 저장하고, 송신기(100) 및 수신기(200)의 기능을 제어하는 신호들을 변환시키고 출력한다. 내부 메모리는 콤팩트 디스크나 자기 드라이브나 디램과 같은 다른 컴퓨터가 사용가능한 저장 매체와 함께 추가될 수 있다.
도 3은 스펙트럼 확산 수신기(200)에 있는 DLL(208)의 블록도이다. DLL(208)은 앞서의 상관기(302)와, 늦은 상관기(304)와, 가산기(306)와, 루프 필터(308)와, VCO(310), 및 PN 생성기(312)를 포함한다. "이른" 및 "늦은"이라는 용어는 상관기를 분류하기 위한 용어로서, 본 발명은 실제적으로 이하에서 언급하는 수학적 등식에 따라 동작하며, 상기 등식이 우위를 차지한다. 앞선 상관기(302)는 혼합기(3140와 상관기(316)를 포함한다. 늦은 상관기(304)는 혼합기(318)와, 상관기(320)를 포함한다. DLL(208)의 앞서의 상관기(302)는 선로(212)로부터의 PN 부호화 스펙트럼 확산 신호 및 PN 생성기(312)로부터의 지연된 PN 부호를 수신한다. 늦은 상관기(304)는 선로(212)로부터 PN 부호화 스펙트럼 확산 신호 및 PN 생성기(312)로부터의 빠른 PN 부호를 수신한다. 그리고 나서 늦은 신호 출력은 가산기(306)에 의하여 앞서의 신호 출력에서 뺄셈되어 오차 신호를 생성한다. 루프 필터(308)는 가산기(306)로부터 오차 신호를 수신한다. 그 다음에 필터링된 오차 신호는 VCO(310)에 송신된다. VCO(310)는 PN 생성기(312)에 의하여 수신된 필터링된 오차 신호로부터 신호를 생성한다. VCO(310)는 PN 생성기(312)의 타이밍을 조절한다. 오차 신호에 대하여 응답을 하기 위하여, PN 생성기(312)는 선로(214)의 정각 PN 부호 신호를 정밀 동조하고, 지연된 및 빠른 PN 부호 신호는 앞서의 및 늦은 상관기(302, 304)에 송신된다. 선로(214)의 정각 PN 부호 신호는 종래에 공지된 방식으로 스펙트럼 확산 신호로부터의 대저 기역 데이터를 처리하기 위하여 사용할 목적으로 디인터리브 & 복호화 수단(210)에 송신된다.
DLL(208)의 동작에 대하여 수학적인 설명을 이제부터 다음과 같이 더욱 하기로 한다. 앞서의 및 늦은 상관기(302, 304)에 의하여 선로(22)에서 수신된 스펙트럼 확산 신호(r(t))는 송신기(100)에 의하여 생성된 PN 부호(PN및 송신기(100)의 안테나(112)로부터 신호가 전송되는 동안과 수신기(200)의 안테나(202)로부터 신호가 전송되는 동안에 부가되는 채널 잡음(n(t))으로 구성되어 있는데, 여기서는 다음의 등식(1)에서 표시한 바와 같이 미지의 전송 지연을 표시하는 것이다.
등식(1) 채널 잡음 성분에는 OCN 잡음과, MAI 잡음, 및 백색 가우시안 잡음(WGN)이 포함되어 있다.
전송 지연의 최대발생가능 추정이 다음 등식의 조건을 만족시키는 것을 알 수 있다:
등식(2) 여기서, T는 PN 부호의 주기이다. 최대발생가능 추정은 당업계에서 종래 공지되어 있는 것이며 맥그로-힐 출판사의 1989년도 판 제 2판인 존 G. 프로아키스의 "디지털 통신" 및 와일리 출판사의 1982년도 판인 잭 K. 홈즈의 "가간섭성 스펙트럼 확산 시스템"에 설명되어 있다. 다시 말하자면, 등식(2)은 전송 지연의 최적 추정이 DLL(208)에서의 PN 생성기(312)에 의하여 생성된 PN 부호의 시간 도함수를 이용하여 수신한 신호를 상관함으로써 얻어짐을 보여준다. 그리고 DLL(208)의 지연 동기 추적 루프 회로는 상관 결과가 0이 되게 한다.
실제 구현에 있어서, 일차 차분과 같은 이산적 근사화가 등식(2)의 도함수에서 사용된다. 더욱 상세하게 말하자면, 수신한 신호 시간과 국부적으로 생성된 PN 부호 시간과의 차분에 대한 상관의 추정값은 곱셈기(314)를 사용하여 우선 수신한 신호를 한 개의 칩 시간간격()의 단편만큼 지연된 PN 부호와 곱셈을 하고, 그런 다음에 제 1 중간 결과값을 만들기 위하여 적분기(316)가 적분을 함으로써 얻어진다. 또한 수신한 신호도 곱셈기(318)를 통해서 한 개의 칩 시간간격()의 단편만큼 빠른 PN 생성기(312)의 PN 부호와 곱셈되며, 그런 다음에는 그 곱한 결과값을 적분기(320)가 적분하여 제 2 중간 결과값을 생성한다. 부호(Δ)는 한 개의 칩 시간간격의 단편을 언급하는 것으로서, 수신기(200)에 의하여 생성된 PN 부호가 그 단편(Δ)만큼 지연되거나 빠른다. 대체적으로, 그 단편(Δ)은 한 개의 칩 시간간격의 1/2(즉 Tc/2)에 필적하도록 정해지지만, 그러나 이하에서 설명되는 바와 같이 본 발명에서는 그 단편(Δ)을 한 개의 칩 시간간격의 1/2(즉 Tc/2) 미만으로 정할 것을 가르쳐 주고 있다.
그리고 나서, 제 2 중간 결과값은 가산기(306)에 의한 제 1 중간 결과로부터 뺄셈되어 오차 신호(e)를 생성한다. 그러한 과정은 앞선것-늦어짐 상관이라고 언급된다. 오차 신호는 라플라스 변환(F(s))을 이용하여 루프 필터(308)로 공급되고, 상기 필터는 PN 생성기를 정밀 동조하고 VCO(310)의 제어 전압(v(t))을 생성한다. 위에서 설명한 바와 같이 입력 신호(r(t))가 있을 때에, 오차 신호(e)는 다음과 같이 나타낼 수 있다:
등식(3)
여기서, { R}_{PN }(.) 은 PN 시퀀스의 자기 상관을 표시하며, { n}_{e-I }(.) 은 앞선것 상관기 및 늦어짐 상관기(302, 304)의 잡음이다. 등식(3)에서 대괄호내의 항은 제어 신호로서 공지되어 있다(그리고 점으로 표시해보면 S-곡선이 될 것이다). 제어 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다:
(등식 4)
여기서,은 부호 추적 오차라고 불리운다.
등식(3)은 또한 다음과 같이 나타낼 수 있다:
등식(5)
위에 나온 등식들을 검토함으로써, 그 수식들의 특성을 실행하는 DLL(208)의 동작은 다음과 같다: 앞선것 상관기(302)는 제 1 곱셈기를 사용하여 r(t)를로 곱함으로써 등식(5)의 첫 번째 부분을 구현하고, 적분기(316)는 한 개의 칩 시간간격에 걸쳐서 상기 곱셈된 결과를 적분한다. 늦어짐 상관기(304)는 곱셈기(318)로 하여금 r(t)를로 곱함으로써 등식(5)의 두 번째 부분을 구현하고, 적분기(320)는 동일하게 한 개의 칩 시간간격에 걸쳐서 상기 곱셈된 결과를 적분한다. 그리고 나서, 가산기(306)는 앞선것 상관기(302)의 결과값으로부터 늦어짐 상관기(304)의 결과값을 뺄셈하여 오차 신호를 산출한다. 그러한 것은 이산적 시간 적분 및 덤프 처리로서 공지된 것이다.
도 4는 스펙트럼 확산 수신기(200)에서 다른 DLL(402)의 블록도이다. 상기 다른 DLL(402)은 앞선것-늦어짐 상관기(404)와, 10진수기(406)와, 루프 필터(408)와, 보간기(410)와, 증폭기(412)와, NCO(514)와, PN 생성기(416), 및 가산기(418)를 포함한다. 앞선것-늦어짐 상관기(404)는 곱셈기(420)와 적분기(422)를 포함한다.
등식(5)가 선형 등식이므로, 다음과 같이 다시 나타낼 수 있다:
(등식 6)
도 4는 등식(6)에 기초하여 제작된 DLL(402)이 단지 한 개의 상관기만을 필요로 한다는 것을 도시하고 있다. 대조적으로, 도 3은 등식(5)에 기초하여 제작된 DLL(208)이 두 개의 상관기(302, 304)를 필요로 한다는 것을 도시하고 있다.
PN 생성기(416)는 지연된 PN 부호 신호와 빠른 PN 부호 신호를 모두 생성한다. 가산기(418)는 PN 부호 신호를 수신하고 앞선것 PN 부호 신호로부터 늦어짐 PN 부호 신호를 뺀다. 곱셈기(420)는 입력되는 스펙트럼 확산 신호(r(t))와 가산기(418)의 합계 결과를 수신하여, 그것들을 함께 곱셈하여 결과적으로 곱한 값을 생성한다. 적분기(422)는 한 개의 칩 시간간격에 걸쳐져 있는 결과적으로 생성된 상기 곱한 값을 적분한다. 10진수기(406)는 앞선것-늦어짐 상관기(404)의 신호를 수신하여, 앞선것-늦어짐 상관기의 누적 길이로 상기 신호를 10진수화한다. 그 누적 길이는 사전에 결정된 개수의 심볼들에 필적한다. 한 개의 심볼은 64개의 칩에 필적하는 것이 바람직하고, 각 칩은 사전에 결정된 개수의 샘플에 의하여 규정된다. 루프 필터(408)는 10진수기(406)에 연결되어 있으며, Z 변환 함수(F(Z))의 특성을 갖고 있다. 루프 필터(408)는 10진수기(406)없을 때 가능한 속도보다 낮아진 속도로 10진수기(406)의 출력을 정형화시킬 수 있다. 보간기(410)는 다수개의 누적 길이 샘플들로 나중에 보간되는 루프 필터(408) 출력을 수신한다. 10진수기 및 보간기들은 당업계에서 미리부터 공지된 것들이며, 1989년도 맥그로-힐 출판사 존 G. 프로아키스의 제 2판 "디지털 통신" 및 맥밀란사 1992년도 존 G. 프로아키스와 D.G.마노라키스의 제 2판 "디지털 신호 처리 원리"에 설명되어 있다. NCO(414)는 보간기(410)로부터 신호를 수신하고, PN 생성기(416)의 타이밍을 조절한다. PN 생성기(416)는 각 누적 주기마다, PN 생성기(416)의 전송 지연 추정값()을 갱신하는 NCO(414)로부터의 신호를 수신한다. PN 생성기(416)는 또한 선로(214)에 정각 PN 부호 신호를 출력한다. DLL(402)은 누적 길이가 몇 개의 칩 시간간격 정도일 때에 최소 지터를 갖게 된다(가장 안정됨). 10진수화 속도 및 보간 속도를 증가시키는 것은 가능하지만 DLL(402)에 존재하는 지터의 양이 증가하게 되는 것을 감수해야 한다.
도 5 내지 도 8은 Δ가 Tc/2가 되도록 셋팅되었을 때에 앞선것 및 늦어짐 상관기(302, 304)에 송신된 신호들에 대한 그래프이다. 도 5는 DLL(402)에서의 의사 잡음 생성기(416)에 의하여 생성된 정각 PN 신호(502) 일부에 대한 그래프이다. 수평축은 시간(t)을 나타내고, 수직축은 정각 PN 신호(502)를 나타낸다. 정각 PN 신호(502)는 지연되지도 않았고 앞당겨지지도 않았다. 정각 PN 신호(502)는 한 개의 칩 시간간격(Tc)에 필적하는 주기를 가지며, 그 시간 중앙은 대략 0이다(t=0).
도 6은 칩 시간간격의 1/2 시간만큼 지연된 정각 PN 신호(502)에 필적하는 앞선것 PN 신호(602) 일부의 그래프이다. 수평축은 시간(t)을 나타내고, 수직축은 앞선 PN 신호(502)의 크기를 나타내는데, 여기서 Δ=Tc/2이다. 앞선것 PN 신호(502)는 가산기(418)에 송신된다
도 7은 칩 시간간격의 1/2 미만 시간만큼 빠른 정각 PN 신호(502)에 필적하는 늦어짐 PN 신호(702) 일부의 그래프이다. 수평축은 시간(t)을 나타내고, 수직축은 앞선것-늦어짐 PN 신호(702)의 크기를 나타내는데, 여기서 Δ=Tc/2이다. 늦어짐 PN 신호(702)는 가산기(418)에 송신된다.
도 8은 앞선것 PN 신호(602)에서 늦어짐 PN 신호(702)를 뺀 것에 필적하는 앞선것-늦어짐 PN 신호(802) 일부의 그래프이다. 수평축은 시간(t)을 나타내고, 수직축은 앞선것-늦어짐 PN 신호(802)의 크기를 나타내는데, 여기서 Δ=Tc/2이다. 가산기(418)는 앞선것-늦어짐 PN 신호(802)를 생성하기 위하여 늦어짐 PN 신호(702)에서 앞선것 PN 신호(602)를 뺀다.
도 9는 Δ=Tc/2일 때의 제어신호(S(ε))에 따른 S-곡선 추적 범위(902) 그래프이다. S-곡선은 등식(4)로서 규정되는데, 여기서 코드 추적 오차(ε)는 ε=t-이다. S-곡선 특성 및 DLL의 성능은 지연된 PN 부호와 빠른 PN 부호간의 시간 오차와 상관관계를 갖는다. 도 9에 도시된 바와 같이, S-곡선은 추적 오차와 비선형 상관관계를 갖는다. DLL(208, 402)은 대략 S(ε)=0일 때의 S-곡선의 선형 영역(904)에서 동작하도록 제작되어 있다. DLL(208, 203)에 있는 DLL 회로의 기능은 S-곡선의 출력이 0이 되게 하는 것이다. S(ε)=0일 때 DLL은 동기되어 있는 상태라고 말할 수 있다.
일반적으로, 추적 오차의 변천 형태 및 잡음 특성은 DLL의 가장 큰 대역폭을 결정한다. 그러나, 루프 필터(308, 408)의 파라미터는 DLL에 대하여 상기 DLL의 가장 큰 대역폭보다 작은 사전에 결정된 폐쇄 루프 대역폭을 갖게 할 수 있도록 선택된다. ＩＳ-95 장치에서, 전형적인 추적 오차 변동은 DLL 대역폭이 몇 Hz 정도가 되게 하는 결과를 초래한다. 그러나, 몇 Hz에 해당하는 폐쇄 루프 대역폭은 DLL 응답 특성이 더욱 느려지게 한다. 대조적으로, DLL의 대역폭이 증가하면 할수록 DLL의 추적 오차도 증가하게 된다. 그러한 것은 DLL의 응답 시간과 장치의 추적 오차간에서 균형을 취해야 하는 것을 지적한다. 약 100 Hz의 폐쇄 DLL 대역폭은 ＩＳ-95 장치를 위하여 가장 적합한 것으로 알려졌다.
도 10은 앞선것-늦어짐 상관기(402)에 송신된 신호의 그래프로서, 여기서 Δ<Tc/2이다. 도 10은 DLL(402)의 의사 잡음 생성기(416)가 생성한 제 2 정각 의사 잡음 신호(1002) 일부의 그래프이다. 수평축은 시간(t)을 나타내고, 수직축은 제 2 정각 PN 신호(1102)를 나타낸다. 제 2 정각 PN 신호(1002)는 지연되지 않았고 시간적으로 앞당겨지지도 않았으며, 단지 일부가 도시되어 있다. 제 2 정각 PN 신호(1002)는 한 개의 칩 시간간격(Tc)에 필적하는 주기를 가지며, 그 주기의 중앙은 시간(t=0)이다.
도 11은 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 지연된 제 2 정각 의사 잡음 신호(1002)에 필적하는 제 2 앞선것 의사 잡음 신호(1102) 일부의 그래프이다. 수평축은 시간(t)을 나타내고, 수직축은 제 2 앞선것 PN 신호(1102)의 크기를 나타내는데, 여기서 Δ<Tc/2이다. 제 2 앞선것 PN 신호(1202)는 가산기(418)에 송신된다.
도 12는 칩 시간간격의 1/2 시간 미만만큼 앞서서 제 2 정각 의사 잡음 신호(1002)에 필적하는 제 2 늦어짐 의사 잡음 신호의 일부에 대한 그래프이다. 수평축은 시간(t)을 나타내고, 수직축은 제 2 늦어짐 PN 신호(1202)의 크기를 나타내는데, 여기서 Δ<Tc/2이다. 제 2 늦어짐 PN 신호(1202)는 가산기(418)에 송신된다.
도 13은 제 2 앞선것 의사 잡음 신호(1102)에서 제 2 늦어짐 의사 잡음 신호(1202)를 뺀 값에 필적하는 제 2 앞선것-늦어짐 PN 신호(1302) 일부의 그래프이다. 수평축은 시간(t)을 나타내고, 수직축은 제 2 앞선것-늦어짐 PN 신호(702)를 나타내는데, 여기서 Δ<Tc/2이다. 가산기(418)는 제 2 앞선것-늦어짐 PN 신호(1302)를 공급하기 위하여 제 2 앞선것 PN 신호(1102)로부터 제 2 늦어짐 PN 신호(1202)를 뺄셈한다.
도 14는 Δ=Tc/2일 때에 제어 신호(S(ε))에 해당하는 S-곡선 추적 범위(902) 그래프(점선), 및 Δ<Tc/2일 때에 제어 신호(S(ε))에 해당하는 S-곡선 추적 범위(1402) 그래프(직선)이다. S-곡선(1402)은 등식(4)으로서 규정되며 여기서 ε은 추적 오차이다. S-곡선 특성 및 DLL의 성능은 지연된 PN 부호와 빠른 PN 부호간의 시간 오차와 상관관계를 갖는다. 도 14에 도시된 바와 같이, S-곡선(1402)은 또한 추적 오차에 대해서도 비선형 상관관계를 갖는다; 그러나 DLL(208, 402)은 S-곡선(1402)의 선형 영역(1404)에서 동작하도록 제작되었다. DLL(208, 402)내의 DLL 회로는 S-곡선의 출력을 제로로 만들기 위한 시도를 계속 한다. S(ε)=0일 때에, DLL(208, 402)은 동기되었다고 할 수 있다.
Δ=Tc/2일 때의 S-곡선(902)을 Δ<Tc/2일 때의 S-곡선(1402)에 비교하면, 다음과 같은 차이가 있음을 볼 수 있다. Δ<Tc/2일 때에, 제어 신호(s(ε))가 Δ=Tc/2일 때보다 더욱 좁은 범위에서 변화한다. 그러한 것은 등식(4)의 제어 신호(s(ε))의 크기를 실제로 감소시키는 효과를 가져오는데, 그러한 효과는 결국 더욱 민감한 VCO(310)나 NCO(414)가 필요하게 된다. 또한 S-곡선(1402)의 제어 신호(S(ε))의 선형 영역(1404)은 S-곡선(902)의 선형 영역(904)보다 더욱 폭이 좁다. 그러한 것은 DLL(208, 402)을 더욱 안정하게 하고(즉, "지터"가 감소됨), DLL의 동기(lock-on)가 더욱 신뢰할만하고 지속적인 것이 되는 결과를 초래한다. 지터는 감소하게 되는데, 그 이유는 Δ가 더욱 작아질 때에 OCN 및 MAI 잡음 영향은 상당히 감소하게 되기 때문이다. 실제적으로, 모든 상관된-잡음 영향이 감소한다. 그러한 잡음 감소는 상관된-잡음이 두드러진 ＩＳ-95 표준 통신 시스템에서 특히 중요한 의미를 갖는다. 그러나, 오차 신호의 추적 범위는 내구가능 잡음 레벨과, 도플러 비율뿐만 아니라 업계에서 공지된 다른 성능 특징과 같은 다양한 요소들에 의하여 규정되는 최소 범위 미만으로 감소할 수 없다.
도 15는 ＩＳ-95 스펙트럼 확산 통신 시스템의 의사 잡음 부호를 동기시키는 방법의 순서도이다. 본 방법은 단계(1500)에서 시작하는데, 상기 단계에서 안테나(202)가 스펙트럼 확산 신호를 수신한다. 그 다음으로 단계(1502)에서, 대역 통과 필터(204)는 스펙트럼 확산 신호를 필터링한다. 단계(1504)에서, 혼합기(206)는 신호를 기저 대역 주파수로 다운변환하기 위하여 신호를 반송파와 혼합한다. 단계(1506)에서, PN 생성기(312)는 칩 시간간격의 1/2 미만 시간만큼 연기된 앞선것 성분을 갖는 PN 신호를 생성한다. 그 다음으로, 단계(1508)에서 PN 생성기(312)는 칩 시간간격의 1/2 미만 시간만큼 빠른 늦어짐 성분을 갖는 PN 신호를 생성한다. 단계(1510)에서, 혼합기(314)는 앞선것 성분을 수신된 신호와 혼합하고, 적분기(316)는 제 1 신호를 형성하기 위하여 사전에 결정한 개수의 심볼에 걸쳐서 상기 혼합 결과를 적분한다. 다수개의 심볼은 내구가능 잡음 레벨과, 도플러 비율뿐만 아니라 다른 업계에서 공지된 다른 성능 특징과 같은 다양한 요소들에 의지한다. 단계(1512)에서, 혼합기(318)는 늦어짐 성분을 수신된 신호와 혼합하고, 적분기(320)는 제 2 신호를 만들기 위하여 사전에 결정한 개수의 심볼들에 걸쳐서 그 결과를 적분한다. 그 다음으로, 단계(1514)에서, 가산기(306)는 오차 신호를 만들기 위하여 제 1 신호로부터 제 2 신호를 뺄셈한다. 단계(1516)에서, 루프 필터(308)는 오차 신호를 필터링한다. 단계(1518)에서, VCO(310)의 발진 주파수는 오차 신호에 의하여 변조된다. 그 다음으로 단계(1520)에서, PN 생성기(312)는 VCO 변조 주파수에 대하여 응답하는 것으로서 앞선것 PN 신호 및 늦어짐 PN 신호에 반복적으로 정밀 동조한다. 단계(1522)에서, PN 생성기(312)는 디인터리브 및 복호화 장치(210)에 의한 사용을 위한 정각 PN 신호를 생성한다.
도 16은 ＩＳ-95 스펙트럼 확산 통신 시스템의 부호 추적을 하기 위한 다른 대안으로서의 방법에 대한 순서도이다. 교체된 본 방법은 단계(1600)에서 시작하는데, 상기 단계에서 안테나(202)는 스펙트럼 확산 신호를 수신한다. 그 다음으로는 단계(1602)에서 대역 통과 필터(204)는 스펙트럼 확산 신호를 필터링한다. 단계(1604)에서, 혼합기(206)는 신호를 기저대역 주파수로 다운변환하기 위하여 신호를 반송파와 혼합한다. 단계(1606)에서, 의사 잡음 생성기(416)는 앞선것 성분과 늦어짐 성분을 포함하는 의사 잡음 신호를 생성한다. 그 다음으로 단계(1608)에서 가산기(418)는 합계 신호를 만들기 위하여 늦은 성분에서 앞서의 성분을 뺄셈한다. 단계(1610)에서, 혼합기(420)는 중간 신호를 만들기 위하여 합계 신호를 수신된 신호와 혼합한다. 단계(1612)에서, 적분기(422)는 오차 신호를 만들기 위하여 사전에 결정한 개수의 심볼 간에 걸쳐 있는 중간 신호를 적분한다. 단계(1614)에서, 오차 신호는 10진수기(406)에 공급된다. 단계(1616)에서, 오차 신호는 루프 필터(408)에 공급된다. 단계(1618)에서, 오차 신호는 보간기(410)에 공급된다. 단계(1620)에서, 오차 신호는 이득 증폭기(412)에 공급된다. 단계(1622)에서, 오차 신호는 NCO(414)에 공급된다. 그 다음에는 단계(1624)에서, PN 생성기(416)는 NCO(414)로부터 오차 신호를 수신하게 되는데, 그래서 피드백 루프/지연 동기 루프를 완료하게 된다. 단계(1626)에서, PN 생성기(416)는 PN 부호 신호의 앞선것 성분 및 늦어짐 성분을 정밀 동조하기 위하여 오차 신호를 사용한다. 단계(1628)에서, PN 생성기(416)는 수신된 스펙트럼 확산 신호로부터 기저 대역 신호를 복조 및 복호화하기 위하여 디인터리브 & 복호화 수단(210)이 사용하게 되는 정각 PN 부호 신호를 출력한다.
본 발명이 바람직한 실시예에 참조하여 설명되고 있다 하더라도, 당업자들은 다양한 수정이 가능함을 알 수 있다. 바람직한 실시예에 대한 변형 및 수정들은 본 발명의 범위를 벗어나지 않으며, 이하에 나오는 청구항들에 의해서만 제한을 받는다.

Claims (15)

  1. 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 방법에 있어서,
    오차 신호에 대하여 응답하는 것으로서, 정각 의사 잡음 신호와, 한 개의 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 지연된 앞서의 의사 잡음 신호, 및 한 개의 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 빠른 늦은 의사 잡음 신호을 생성하는 단계; 및
    상기 오차 신호를 생성하기 위하여 수신한 신호를 상기 앞서의 및 늦은 의사 잡음 신호와 상관하는 단계를 포함하며,
    상기 정각 의사 잡음 신호가 상기 의사 잡음 부호를 추적하는 루프가 형성되는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 생성 단계는 한 개의 칩 시간간격의 1/4만큼 상기 앞서의 의사 잡음 신호를 지연시키는 단계를 더 포함하는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 방법.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 생성 단계는 한 개의 칩 시간간격의 1/4만큼 상기 늦은 의사 잡음 신호를 지연시키는 단계를 더 포함하는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 방법.
  4. 제 1항, 제 2항 또는 제 3항에 있어서, 상기 상관 단계는,
    - 앞서의 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 의사 잡음 신호로서 상기 수신한 신호를 상관하는 단계와;
    - 늦은 신호를 생성하기 위하여 상기 늦은 의사 잡음 신호로서 상기 수신한 신호를 상관하는 단계; 및
    - 상기 오차 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 신호로부터 상기 늦은 신호를 뺄셈하는 단계를 더 포함하는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 방법.
  5. 제 1항 또는 제 2항 또는 제 3항에 있어서, 상기 상관 단계는,
    - 결합된 의사 잡음 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 의사 잡음 신호로부터 상기 늦은 의사 잡음 신로를 뺄셈하는 단계; 및
    - 상기 오차 신호를 생성하기 위하여 상기 결합된 의사 잡음 신호와 상기 수신한 신로를 혼합하고 그리고 나서 적분하는 단계를 더 포함하는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 방법.
  6. 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치에 있어서,
    오차 신호에 대하여 응답하는 것으로서, 정각 의사 잡음 신호와, 한 개의 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 지연된 앞서의 의사 잡음 신호, 및 한 개의 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 빠른 늦은 의사 잡음 신호을 생성하는 수단; 및
    상기 오차 신호를 생성하기 위하여 수신한 신호를 상기 앞서의 및 늦은 의사 잡음 신호와 상관하는 수단을 포함하며,
    상기 정각 의사 잡음 신호가 상기 의사 잡음 부호를 추적하는 루프가 형성되는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 생성 수단은 한 개의 칩 시간간격의 1/4만큼 상기 앞서의 의사 잡음 신호를 지연시키는 수단을 더 포함하는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치.
  8. 제 6항 또는 제 7항에 있어서, 상기 생성 수단은 한 개의 칩 시간간격의 1/4만큼 상기 늦은 의사 잡음 신호를 지연시키는 수단을 더 포함하는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치.
  9. 제 6항 또는 제 7항 또는 제 8항에 있어서, 상기 상관 수단은,
    - 앞서의 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 의사 잡음 신호로서 상기 수신한 신호를 상관하는 수단과;
    - 늦은 신호를 생성하기 위하여 상기 늦은 의사 잡음 신호로서 상기 수신한 신호를 상관하는 수단; 및
    - 상기 오차 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 신호로부터 상기 늦은 신호를 뺄셈하는 수단을 더 포함하는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치.
  10. 제 6항 또는 제 7항 또는 제 8항 또는 제 9항에 있어서, 상기 상관 수단은,
    - 결합된 의사 잡음 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 의사 잡음 신호로부터 상기 늦은 의사 잡음 신로를 뺄셈하는 수단; 및
    - 상기 오차 신호를 생성하기 위하여 상기 결합된 의사 잡음 신호와 상기 수신한 신로를 혼합하고 그리고 나서 적분하는 수단을 더 포함하는, 수신한 의사 잡음 부호에 동기화하는 장치.
  11. 오차 신호에 대하여 응답하는 것으로서, 정각 의사 잡음 신호와, 한 개의 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 지연된 앞서의 의사 잡음 신호, 및 한 개의 칩 시간간격의 1/2 미만의 시간만큼 빠른 늦은 의사 잡음 신호을 생성하는 단계; 및 상기 오차 신호를 생성하기 위하여 수신한 신호를 상기 앞서의 및 늦은 의사 잡음 신호와 상관하는 단계를 수행하며, 상기 정각 의사 잡음 신호가 상기 의사 잡음 부호를 추적하는 루프가 형성되어 있는, 컴퓨터가 수신한 의사 잡음 부호로 동기화하는 컴퓨터 프로그램 부호를 포함하는 컴퓨터 사용가능 매체.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 생성 단계는 한 개의 칩 시간간격의 1/4만큼 상기 앞서의 의사 잡음 신호를 지연시키는 단계를 더 포함하는, 컴퓨터 사용가능 매체.
  13. 제 11항 또는 제 12항에 있어서, 상기 생성 단계는 한 개의 칩 시간간격의 1/4만큼 상기 늦은 의사 잡음 신호를 지연시키는 단계를 더 포함하는, 컴퓨터 사용가능 매체.
  14. 제 11항 또는 제 12항 또는 제 13항에 있어서, 상기 상관 단계는,
    - 앞서의 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 의사 잡음 신호로서 상기 수신한 신호를 상관하는 단계와;
    - 늦은 신호를 생성하기 위하여 상기 늦은 의사 잡음 신호로서 상기 수신한 신호를 상관하는 단계; 및
    - 상기 오차 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 신호로부터 상기 늦은 신호를 뺄셈하는 단계를 더 포함하는, 컴퓨터 사용가능 매체.
  15. 제 11항 또는 제 12항 또는 제 13항 또는 제 14항에 있어서, 상기 상관 단계는,
    - 결합된 의사 잡음 신호를 생성하기 위하여 상기 앞서의 의사 잡음 신호로부터 상기 늦은 의사 잡음 신호를 뺄셈하는 단계; 및
    - 상기 오차 신호를 생성하기 위하여 상기 결합된 의사 잡음 신호와 상기 수신한 신로를 혼합하고 그리고 나서 적분하는 단계를 더 포함하는, 컴퓨터 사용가능 매체.
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