JP3229393B2 - スペクトル拡散通信システム - Google Patents

スペクトル拡散通信システム

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    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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    • H04B1/7085—Synchronisation aspects using a code tracking loop, e.g. a delay-locked loop
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    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】本発明は、スペクトル拡散通信システムに
関する。より詳細には、スペクトル拡散通信における疑
似乱数信号（ＰＮ信号）同期方式、利得制御方式、同期
判定方式に関する。例えば、光通信や無線通信や電力線
搬送に適用されるものである。
【０００２】
【従来技術】本発明に係る従来技術を記載した公知文献
としては、「スペクトル拡散通信システム」（横山光
雄、科学技術出版社 1988.p.300〜304）がある。従来
のスペクトル拡散通信システムにおいては、受信側で逆
拡散符号と受信信号との位相同期をとることが必要であ
る。位相同期をとるには、通常、ノンコヒーレント遅延
ロックドループ（以下、ＤＬＬ；Delay Locked Loop）
による同期回路が用いられている。該同期回路は、ＤＬ
Ｌ内のＰＮ発生器から、数チップ時間早いＰＮ（Pseudo
Noise）信号と受信信号の相関および数チップ時間遅い
ＰＮ信号と受信信号の相関の２つによって同期制御用の
位相差信号を得るものである。しかし、前記ＤＬＬは、
この２つの相関器の利得のバランスが崩れると追跡特性
に悪影響をおよぼすという問題点がある。
【０００３】図２８は、ノンコヒーレント遅延ロックド
ループ（ＤＬＬ）の構成図で、同期ループ中から互いに
１チップだけずれたＰＮ符号を使用する１△−ＤＬＬの
場合について説明する。図中、６１はＰＮ発生器（疑似
乱数発生装置）、６２はＶＣＣ（電圧制御クロック）、
６３はＯＳＣ（局部発振器）、６４〜６７は乗算器、６
８，６９はＢＰＦ（Band Pass Filter）、７０，７１は
相関器、７２，７３は包絡線検波器、７４は加算器であ
る。疑似乱数発生装置６１は、制御クロック６２のクロ
ックタイミングによって駆動され、疑似乱数信号を発生
する。このとき、疑似乱数信号発生装置６１からは１／
２チップだけ早いＰＮ信号（以下、この信号をアーリー
（early）信号という）と１／２チップだけ遅いＰＮ信
号（以下、この信号をレイト（late）信号という）とが
取りだされる。図中、（イ）をアーリー信号、（ロ）を
レイト信号とする。
【０００４】アーリー信号（イ）とレイト信号（ロ）は
乗算器６４，６５で、それぞれ局部発振器６３で作られ
る局部発振信号と掛け合わされ、キャリアバンドに乗せ
られる。キャリアバンドに乗せられたアーリー信号は、
乗算器６７によって受信信号と掛け合わされバンドパス
フィルタ６９によって、中間周波数成分のみが残され
る。このとき同時に受信信号中のＰＮ信号との相互相関
が取られる。同様にレイト信号も、乗算器６６とバンド
パスフィルタ６８によって中間周波数に落とされ、相互
相関が取られる。さらに、それぞれの信号は包絡線検波
器７３と包絡線検波器７２でその振幅のみが取りだされ
る。そして加算器７４によってこれらの信号の差が取ら
れ、この差信号が制御クロック６２の制御信号として帰
還される。
【０００５】また、先に提案されている特願平４−５７
１７４号の「スペクトル拡散通信方式」は、マンチェス
タ符号の疑似乱数信号とＮＲＺ（ノンリターントウゼ
ロ）符号の疑似乱数信号との相互相関値がＳ字特性を持
つことを利用し、これを制御クロックの制御として用い
ている。このとき、情報信号によって相互相関値が正負
逆になるので、前記相互相関値に、ＮＲＺ符号同士の相
互相関値を掛け合わせ、常に疑似乱数信号の位相差を縮
小するようにしている。なお、ＮＲＺ符号とは、図２４
（ａ）に示すように、“０”を電圧を負の電圧、“１”
を正の電圧に対応させた符号である。また、マンチェス
タ符号とは、図２４（ｂ）に示すように“０”を正から
負の状態変化を対応させ、“１”に負から正への状態変
化を対応させた符号である。
【０００６】また、特開平３−２３５５４１号公報に
は、「スペクトル拡散受信機」が提案されている。この
公報のものは、スペクトル拡散通信における利得制御方
式に関するものである。スペクトル拡散通信において
は、しばしばＣ／Ｎ比が１より小さい、すなわちキャリ
アレベルがノイズレベルよりも小さい状態で通信が行な
われる。そのため、通常の無線通信のように受信信号の
レベルによってＡＧＣ（自動利得制御）をかけるだけで
なく、受信信号を逆拡散した信号のレベルによってもＡ
ＧＣをかける必要がある。
【０００７】また、特開平４−３５２３９号公報に「同
期確立判定回路」が提案されている。この公報のもの
は、疑似乱数信号同期における同期判定方式に関するも
のである。スペクトル拡散通信に用いられる疑似乱数信
号の同期回路では、ＰＮ信号の±１／２チップ、または
±数チップ分の位相誤差に対してしか追従特性を示さ
ず、それ以上の位相誤差に対しては同期の確立ができな
い。そのため初期同期を行なう場合、または同期がはず
れた場合には同期がはずれていることを検出し、同期回
路が追従できるまでＰＮ信号をスライディングさせる必
要がある。このために用いるのが同期判定回路である。
【０００８】従来、直接拡散（Direct Sequence；Ｄ
Ｓ）方式によるスペクトル拡散通信方式では、疑似乱数
信号（以下ＰＮ信号と記す）の同期を得るために、前述
した図２８に示すような主にノンコヒーレント遅延ロッ
クドループ（ＤＬＬ）を用いてきた。ところが、該遅延
ロックドループでは２つの相関器の出力の差を取るため
に、これらの相関器の利得のバランスが崩れると、同期
追従特性が悪くなるという欠点があった。また、ＤＬＬ
は、１／２チップだけＰＮ信号の位相がずれている状態
で同期がかかるため、逆拡散するためには、別に受信信
号と位相のあったＰＮ信号を同期ループから取りだし、
あらためて受信信号を逆拡散していた。そして、この逆
拡散された信号のレベルを検出することによってＡＧＣ
の制御を行い、また、同期判定を行なっていた。さら
に、従来の逆拡散信号のレベルを参照することによって
ＡＧＣ、同期判定を行なう方法は、ＰＮ信号の相関特性
が２２（ａ）に見られるように非常に鋭いため、ＰＮ信
号の位相のぶれ（ジッタ）によって大きく逆拡散信号の
レベルが変動してしまい、ＡＧＣ、同期判定の特性を劣
化させる欠点があった。
【０００９】さらに、「A MODIFIED PN CODE TRACKING
LOOP」（R.A.Yost,R.W.Boyd,IEEE Transactions on Aer
ospace and Electronic Systems,1980）には、ＰＮ信号
の同期ループが、位相が同じＰＮ信号（以下、オンタイ
ム信号）と受信信号の相関値と、もう１つの他の相関値
を掛け合わせる点が開示されている。しかし、この「も
う１つの他の相関値」が、アーリー（Early）信号とレ
イト（Late）信号の差と受信信号の相関値を使用してい
るものの受信信号とＰＮ信号とクロック信号の相関値を
用いる点については何ら開示されていない。さらに、「N
oncoherent pseudonoise code tracking loop of Sprea
d Spectrumreceivers」（M.K.Simon，IEEE Trans. Commu
n. vol.COM-25, No.3，pp.327-345，Mar.1977.）及び
「A Modified PN Code Tracking Loop：Its performanc
e analysis and comparative evaluation」(R.A.Yost a
nd R.W.Boyd, IEEE Trans. Commun. vol.COM-30, No.
5，pp.1027-1036，May.1982.) には、ＰＮ信号の同期ル
ープであるＤＬＬ，タウディザループ（Tau dither Loo
p），そしてＭＣＴＬ（Modified Code Tracking Loop）
などの相関器のバンドパスフィルタの最適バンド幅は、
上記文献で求められている。ところが、これらの文献で
求められている値は、上記３つの同期ループに関する最
適値であり、本発明のＰＮ同期ループのバンドパスフィ
ルタの最適幅に関して言及するものではなかった。
【００１０】
【目的】本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされた
もので、２つの相関器出力の積を取ることにより、構成
が簡単で、相関器同士のバランスを取る必要がなく、追
従特性のよい同期方式の実現すること、また、疑似乱数
信号の同期ループ中の相関出力を逆拡散信号として取り
出し、同期追従に悪影響を及ぼさない自動利得制御（Ａ
ＧＣ）方式を実現すること、さらに、同期ループ中の２
つの相関出力を加算することにより、信号レベルの変動
をほぼ一定とし、ＰＮ信号のジッタに対して強い自動利
得制御方式及び同期判定方式を実現するようにしたスペ
クトル拡散通信システムを提供することを目的としてな
されたものである。
【００１１】
【構成】本発明は、上記目的を達成するために、（１）
キャリアバンドにおけるスペクトル拡散通信システムの
受信系において、送信系と乱数系列が同じである疑似乱
数信号と受信信号とを掛け合わせて第１の信号を得る第
１の相関器と、送信系と乱数系列が同じである疑似乱数
信号と、受信信号と、電圧制御クロック信号とを掛け合
わせて第２の信号を得る第２の相関器と、前記第１の信
号と前記第２の信号とを掛け合わせる乗算器と、前記疑
似乱数信号の制御クロックを発生する電圧制御クロック
発生器とから疑似乱数信号同期回路を有すること、或い
は、（２）キャリアバンドにおけるスペクトル拡散通信
システムの受信系において、送信系と乱数系列が同じで
あるＮＲＺ符号の疑似乱数信号と受信信号とを掛け合わ
せ、キャリア周波数成分を取りだした第１の信号と、送
信系と乱数系列が同じであるマンチェスタ符号の疑似乱
数信号と前記受信信号とを掛け合わせ、キャリア周波数
成分を取りだした第２の信号とを得、前記第１の信号と
前記第２の信号を掛け合わせ、低周波成分を取りだし、
疑似乱数信号の制御クロックの制御信号源とすること
で、疑似乱数信号の同期を取るようにした疑似乱数信号
同期回路を有すること、或いは、（３）キャリアバンド
におけるスペクトル拡散通信システムの受信系におい
て、送信系と乱数系列が同じである疑似乱数信号と受信
信号とを掛け合わせた信号を分離し、分離された一方の
信号はそのキャリア周波数成分を取りだし、他方の信号
は疑似乱数信号を駆動する制御クロックと掛け合わせ、
キャリア周波数成分を取りだし、前記２つの信号をそれ
ぞれ掛け合わせ、低周波成分を取りだし、疑似乱数信号
の制御クロックの制御信号源とすることで、疑似乱数信
号の同期を取るようにした疑似乱数信号同期回路を有す
ること、或いは、（４）キャリアバンドにおけるスペク
トル拡散通信システムの受信系において、送信系と乱数
系列が同じである疑似乱数信号をキャリア周波数から中
間周波数分ずらした信号と掛け合わせた信号を分離し、
分離された一方の信号は受信信号と掛け合わせ、中間周
波数成分を取りだし、他方の信号は疑似乱数信号を駆動
する制御クロックと掛け合わせてから、受信信号と掛け
合わせ、中間周波数成分を取りだし、前記２つの信号を
それぞれ掛け合わせ、低周波成分を取りだし、疑似乱数
信号の制御クロックの制御信号源とすることで、疑似乱
数信号の同期を取るようにした疑似乱数信号同期回路を
有すること、或いは、（５）キャリアバンドにおけるス
ペクトル拡散通信システムの受信系において、送信系と
乱数系列が同じである疑似乱数信号をキャリア周波数か
ら中間周波数分ずらした信号と掛け合わせ、さらに受信
信号と掛け合わせた信号を分離し、分離された一方の信
号は、中間周波数成分を取りだし、他方の信号は疑似乱
数信号を駆動する制御クロックと掛け合わせてから、中
間周波数成分を取りだし、前記２つの信号をそれぞれ掛
け合わせ、低周波成分を取りだし、疑似乱数信号の制御
クロックの制御信号源とすることで、疑似乱数信号の同
期を取るようにした疑似乱数信号同期回路を有するこ
と、或いは、（６）キャリアバンドにおけるスペクトル
拡散通信システムの受信系において、キャリアバンドの
周波数から中間周波数分ずらした周波数に乗せたＮＲＺ
符号の疑似乱数信号と受信信号とを掛け合わせ、中間周
波数成分を取りだした第１の信号と、キャリアバンドの
周波数から中間周波数分ずらした周波数に乗せたマンチ
ェスタ符号の疑似乱数信号と前記受信信号とを掛け合わ
せ、中間周波数成分を取りだした第２の信号とを得、前
記第１の信号と前記第２の信号とを掛け合わせ、低周波
成分のみを取りだし、疑似乱数信号の制御クロックの制
御信号源とすることで、疑似乱数信号の同期を取るよう
にした疑似乱数信号同期回路を有すること、更には、
（７）前記（６）に記載の疑似乱数信号同期回路によっ
て得られた疑似乱数信号を、受信信号に掛け合わせるこ
とによって、逆拡散したこと、更には、（８）前記
（６）に記載の疑似乱数信号同期回路中の第１の相関信
号を取りだすことによって、逆拡散したこと、或いは、
（９）受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号との相関
値、及び受信信号とマンチェスタ符号の疑似乱数信号と
の相関値を掛け合わせ、その低周波成分を疑似乱数信号
の位相誤差信号として用いる疑似乱数信号同期回路にお
いて、前記受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号との相
関値を該同期回路の前段に設けられた利得制御回路の制
御信号として用いること、或いは、（１０）疑似乱数信
号発生器を駆動するクロック信号と受信信号と疑似乱数
信号とを掛け合わせ、フィルタに通すことによって得ら
れる相関値及び、受信信号と疑似乱数信号との相関値を
掛け合わせ、その低周波成分を疑似乱数信号の位相誤差
信号として用いる疑似乱数信号同期回路において、前記
受信信号と疑似乱数信号との相関値を該同期回路の前段
に設けられた利得制御回路の制御信号として用いるこ
と、或いは、（１１）受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数
信号との相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の疑
似乱数信号との相関値を掛け合わせ、その低周波成分を
残した信号を疑似乱数信号の位相誤差信号として用いる
疑似乱数信号同期回路において、前記２つの相関値の出
力レベルの和を該同期回路の前段に設けられた乱得制御
回路の制御信号として用いること、或いは、（１２）疑
似乱数信号発生器を駆動するクロック信号と受信信号と
疑似乱数信号とを掛け合わせ、フィルタに通すことによ
って得られる相関値及び、受信信号と疑似乱数信号との
相関値を掛け合わせ、その低周波成分を疑似乱数信号の
位相誤差信号として用いる疑似乱数信号同期回路におい
て、前記２つの相関値の出力レベルの和を該同期回路の
前段に設けられた利得制御回路の制御信号として用いる
こと、或いは、（１３）受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱
数信号との相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の
疑似乱数信号との相関値を掛け合わせ、その低周波成分
を疑似乱数信号の位相誤差信号として用いる疑似乱数信
号同期回路において、前記受信信号とＮＲＺ符号の疑似
乱数信号との相関値を同期判定信号として用いること、
或いは、（１４）疑似乱数信号発生器を駆動するクロッ
ク信号と受信信号と疑似乱数信号とを掛け合わせ、フィ
ルタに通すことによって得られる相関値と、受信信号と
疑似乱数信号との相関値を掛け合わせ、その低周波成分
を疑似乱数信号の位相誤差信号として用いる疑似乱数信
号同期回路において、前記受信信号と疑似乱数信号との
相関値を同期判定信号として用いること、或いは、（１
５）受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号との相関値、
及び受信信号とマンチェスタ符号の疑似乱数信号との相
関値を掛け合わせ、その低周波成分を疑似乱数信号の位
相誤差信号として用いる疑似乱数信号同期回路におい
て、前記２つの相関値の出力レベルの和を同期判定信号
として用いること、或いは、（１６）疑似乱数信号発生
器を駆動するクロック信号と受信信号と疑似乱数信号と
を掛け合わせ、フィルタに通すことによって得られる相
関値及び、受信信号と疑似乱数信号との相関値を掛け合
わせ、その低周波成分を疑似乱数信号の位相誤差信号と
して用いる疑似乱数信号同期回路において、前記２つの
相関値の出力レベルの和を同期判定信号として用いるこ
と、或いは、（１７）受信信号と疑似乱数信号との相関
を取った第１の信号と、受信信号に疑似乱数信号発生器
を駆動するクロック信号を掛け合わせて、疑似乱数信号
との相関を取った第２の信号とを得、前記第１の相関値
と前記第２の相関値を掛け合わせた信号の低周波成分を
疑似乱数信号の位相誤差信号として用いるようにした疑
似乱数信号同期回路を有すること、更には、（１８）前
記（１７）において、受信信号とクロック信号を掛け合
わせた受信信号の相を関取る疑似乱数信号に局部発振信
号をかけ合わせたこと、或いは、（１９）キャリアバン
ドにおけるスペクトル拡散通信システムの送受信系にお
いて、送信側ではキャリアバンドに乗せられた情報信号
をマンチェスタ符号の疑似乱数信号で拡散してから送信
し、受信側では、受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号
との相関値と、受信信号とマンチェスタ符号の疑似乱数
信号との相関値を掛け合わせ、その低周波成を残した信
号を疑似乱数信号の位相誤差信号として用いる同期回路
によって疑似乱数信号の同期を取り、該同期回路中の受
信信号とマンチェスタ符号の疑似乱数信号との相関値を
逆拡散信号として用いること、或いは、（２０）キャリ
アバンドにおけるスペクトル拡散通信システムの送受信
系において、送信側ではキャリアバンドに乗せられた情
報信号をマンチェスタ符号の疑似乱数信号で拡散してか
ら送信し、受信側では、疑似乱数信号発生器を駆動する
クロック信号と受信信号と疑似乱数信号とを掛け合わ
せ、フィルタに通すことによって得られる相関値と、受
信信号と疑似乱数信号との相関値を掛け合わせ、その低
周波成分を疑似乱数信号の位相誤差信号として用いる同
期回路によって疑似乱数信号の同期を取り、該同期回路
中のクロック信号と受信信号と疑似乱数信号との相関値
を逆拡散信号として用いること、或いは、（２１）受信
信号と参照疑似乱数信号と該参照疑似乱数信号を作りだ
すクロック信号との相関値、及び受信信号と参照疑似乱
数信号との相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑
似乱数信号の同期ループにおいて、データ信号がＮＲＺ
符号で表わされている場合に、これら２つの相関値を求
める相関器のバンドパスフィルタの帯域幅をデータ信号
レートの０.８倍から２倍であること、或いは、（２
２）受信信号とＮＲＺ符号の参照疑似乱数信号との相関
値、及び受信信号とマンチェスタ符号の参照疑似乱数信
号との相関値の積を誤差信号として用いる疑似乱数信号
の同期ループにおいて、データ信号がＮＲＺ符号で表わ
されている場合に、これら２つの相関値を求める相関器
のバンドパスフィルタの帯域幅をデータ信号レートの
０.８倍から２倍であること、或いは、（２３）受信信
号と参照疑似乱数信号と該参照疑似乱数信号を作りだす
クロック信号との相関値、及び受信信号と参照疑似乱数
信号との相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑似
乱数信号の同期ループにおいて、データ信号がマンチェ
スタ符号で表わされている場合に、これら２つの相関値
を求める相関器のバンドパスフィルタの帯域幅をデータ
信号レートの２倍から５倍であること、或いは、（２
４）受信信号とＮＲＺ符号の参照疑似乱数信号との相関
値、及び受信信号とマンチェスタ符号の参照疑似乱数信
号との相関値の積を誤差信号として用いる疑似乱数信号
の同期ループにおいて、データ信号がマンチェスタ符号
で表わされている場合に、これら２つの相関値を求める
相関器のバンドパスフィルタの帯域幅をデータ信号レー
トの２倍から５倍であることを特徴としたものである。
以下、本発明の実施例に基づいて説明する。なお、先に
提案された特願平４−５７１７４号においては、ベース
バンドにおける疑似乱数信号の同期方式であったが、以
下に説明する本発明においては、キャリアバンドにおけ
る疑似乱数信号の同期方式を実現したものである。
【００１２】図１は、本発明によるスペクトル拡散通信
システムの疑似乱数信号（ＰＮ信号）同期方式の一実施
例を説明するための構成図で、図中、１，２は相関器、
３は乗算器、４はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、５はＶ
ＣＣ（Voltage Controlled Clock；電圧制御クロッ
ク）、６はＰＮ発生器である。キャリアバンドにおける
スペクトル拡散通信システムの受信系において、相関器
１により受信信号とＰＮ発生器６からのＰＮ信号との相
関をとる。また、相関器２により、受信信号とＰＮ発生
器６からのＰＮ信号とＶＣＣ５からのクロック信号との
相関をとる。前記相関器１の信号と前記相関器２の信号
を乗算器３により掛け合わせ、ＬＰＦ４を介して、ＰＮ
信号の制御クロックの制御信号を得る。
【００１３】なお、本発明によるスペクトル拡散通信シ
ステムにおける疑似乱数信号同期方式は、受信信号
（Ｙ），疑似乱数信号（Ｐ），制御クロック信号（Ｃ）
を掛け合わせる順序によって、３つの型に分けることが
できる。まず、番目は、図２に示すもので、受信信号
（Ｙ）と疑似乱数信号（Ｐ）を掛け合わせたものを第１
の信号とし、クロック信号（Ｃ）と疑似乱数信号（Ｐ）
を掛け合わせてから受信信号（Ｙ）を掛け合わせたもの
を第２の信号とし、第１信号と第２信号を掛け合わせて
いる。この実施例では、クロック信号（Ｃ）と疑似乱数
信号（Ｐ）をベースバンドで掛け合わせているため、図
２のようにＥＸ−ＯＲ（Exclusive-OR）によって乗算を
おこなうことができる。もちろん、これを図４に示すよ
うに中間周波数のキャリアバンドに乗せた疑似乱数信号
（Ｐ）にクロック信号（Ｃ）を掛け合わせる、または、
中間周波数のキャリアバンドに乗せたクロック信号
（Ｃ）に疑似乱数信号（Ｐ）を掛け合わせるなどの実施
方法もある。また、クロック信号とＮＲＺ符号の信号を
掛け合わせたものは、マンチェスタ符号の信号であるた
め、第１の信号に受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号
を掛け合わせたものを使用し、第２の信号に受信信号と
マンチェスタ符号の疑似乱数信号を掛け合わせたものを
使用する本発明の実現方法もこの番目の型の範疇に含
めることができる。番目は、図３に示すもので、受信
信号（Ｙ）と疑似乱数信号（Ｐ）を掛け合わせたものを
第１の信号とし、受信信号（Ｙ）と疑似乱数信号（Ｐ）
を掛け合わせてからクロック信号（Ｃ）を掛け合わせた
ものを第２の信号とし、第１の信号と第２の信号を掛け
合わせている。図３では、受信信号（Ｙ）と疑似乱数信
号（Ｐ）の乗算を第１の信号用と第２の信号用に１つで
済ませているが、当然これを別々に乗算器を設けても良
いことは明らかである。番目は、図１７に示すもの
で、受信信号（Ｙ）と疑似乱数信号（Ｐ）を掛け合わせ
たものを第１の信号とし、受信信号（Ｙ）とクロック信
号（Ｃ）を掛け合わせてから疑似乱数信号（Ｐ）を掛け
合わせたものを第２の信号とし、第１の信号と第２の信
号を掛け合わせている。これらをまとめたものが、以下
の表１に示してある。受信信号…Ｙ，疑似乱数信号…
Ｐ，制御クロック…Ｃ
【００１４】
【表１】
【００１５】以下、前述したＰＮ信号同期方式の具体例
につき順次説明する。図２は、本発明によるスペクトル
拡散通信システムの疑似乱数同期方式（その１）の実施
例を説明するための構成図で、図中、１ａ，２ａは乗算
器、１ｂ，２ｂはフィルタ、７はＮＲＺ符号のＰＮ信号
発生器、８はマンチェスタ符号のＰＮ信号発生器、９は
ＥＸ−ＯＲ（Exclusive-OR）回路で、その他、図１と同
じ作用をする部分は同一の符号を付してある。この実施
例では、論理値‘０’，‘１’をＮＲＺ符号とマンチェ
スタ符号の２つを使用している。ＮＲＺ符号とは図２４
（ａ）に示すように論理値‘０’に対し負の電圧を割当
て、論理値‘１’に対し正の電圧を割当てる符号であ
る。一方、マンチェスタ符号は図２４（ｂ）に示すよう
に論理値‘０’に対し正の電圧から負の電圧への状態変
化を割当て、論理値‘１’に対し負の電圧から正の電圧
への状態変化を割当てたものである。
【００１６】通常、ＰＮ発生器が発生するＰＮ信号はＮ
ＲＺ符号の疑似乱数符号である。また、通常、ＰＮ発生
器は制御クロックからの１周期のクロックによって１チ
ップのＰＮ信号を発生させるので、ＮＲＺ符号からマン
チェスタ符号に変換するにはＮＲＺ符号の信号と制御ク
ロックのクロックの排他的論理ＯＲを取ることによって
変換することができる。
【００１７】この実施例ではスペクトルを拡散するため
に用いられる信号として、Ｍ系列のＰＮ信号を用いてい
る。Ｍ系列の疑似乱数では、その符号がＮＲＺ符号で表
わされた場合、自己相関関数が図２２（ａ）で表わされ
ることが知られている。したがって、送信系においてＮ
ＲＺ符号のＭ系列のＰＮ信号で拡散された信号を、受信
系で同じＮＲＺ符号のＭ系列のＰＮ信号で逆拡散する
と、位相差に対して図２２（ａ）で表わされる出力値を
取ることになる。一方、同じＭ系列の乱数信号で、一方
をＮＲＺ符号、もう一方をマンチェスタ符号で表わした
ときの相互相関関数は図２２（ｃ）で表わされる。した
がって、送信系においてＮＲＺ符号のＭ系列のＰＮ信号
で拡散された信号を、受信系で同じＭ系列ではあるがマ
ンチェスタ符号で表わされたＰＮ信号で逆拡散すると、
位相差に対して図２２（ｃ）で表わされる出力値を取る
ことになる。
【００１８】ＰＮ信号発生器６は、電圧制御クロック
（Voltage Controlled Clock；ＶＣＣ）５からのクロッ
ク信号によって、送信系と同じ系列のＮＲＺ符号のＰＮ
信号を発生する。ＰＮ信号発生器６によって生成された
ＰＮ信号は、電圧制御クロック５のクロック信号と、Ｅ
Ｘ−ＯＲ回路９によって、排他的論理ＯＲがとられる。
これによって、ＰＮ信号はＮＲＺ符号がマンチェスタ符
号に変換される。また、ここでＥＸ−ＯＲ回路９の代り
にマンチェスタ符号のＰＮ信号発生器を別に用意し、こ
れによってマンチェスタ符号のＰＮ信号を生成してもよ
い。
【００１９】上記ＮＲＺ符号のＰＮ信号と、マンチェス
タ符号化されたＰＮ信号は、乗算器１ａ，２ａによっ
て、受信信号ｙ(ｔ）と掛け合わされる。乗算器１ａ，
２ａの出力はそれぞれ、フィルタ１ｂ，２ｂに入力さ
れ、キャリア周波数成分が抽出される。フィルタ１ｂ，
２ｂはローパスフィルタ（ＬＰＦ）またはバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）である。これらの信号は乗算器３によ
って掛け合わされ、ローパスフィルタ４によって低周波
成分のみが取りだされる。この低周波成分の信号が電圧
制御クロック５の制御信号として供給されることによ
り、同期ループが構成される。
【００２０】以下に動作について説明する。受信信号を
ｙ(ｔ)とし、これに含まれる情報信号をＤ(ｔ)、拡散信
号をＰ′N(ｔ）とする。ここで、Ｄ(ｔ)、Ｐ′N(ｔ）は
それぞれ、−１または１によって表されるデジタル値で
ある。また、キャリアの角速度（中間周波数に落とされ
ている場合には中間周波数の角速度）をωc、任意のキ
ャリアの位相差をφとすると受信信号は以下の（１）式
で表すことができる。 ｙ(ｔ)＝Ｄ(ｔ）Ｐ′N(ｔ）cos(ωcｔ＋φ） （１）
【００２１】受信系において、ＰＮ信号発生器６によっ
て作られるＮＲＺのＰＮ信号をＰN(ｔ）とする。このと
き作られるＰＮ信号ＰN(ｔ）は送信系で作られるＰＮ信
号ＰN(ｔ）と同じ系列である。また、このＰＮ信号とク
ロック信号とでＥＸ−ＯＲ回路９によって作りだされる
マンチェスタ符号のＰＮ信号をＰM(ｔ）とする。受信系
で作りだされたＮＲＺ符号のＰＮ信号ＰN(ｔ）は受信信
号ｙ(ｔ)と、乗算器１ａ及びフィルタ１ｂで相互相関が
取られる。受信信号中のＰＮ信号Ｐ′N(ｔ）はＮＲＺ符
号であるので、相互相関値は上述のように図２２（ａ）
で表わされる。この相互相関値をＲNN(△ｔ）、フィル
タ１ｂからの出力をＣNN(ｔ）とすると、ＣNN(ｔ）は以
下の（２）式で表わされる。 ＣNN(ｔ）＝Ｄ(ｔ）ＲNN(△ｔ）cos(ωcｔ＋φ） （２） ここで△ｔは、Ｐ′N(ｔ）とＰN(ｔ）との時間的なずれ
である。
【００２２】同様に、マンチェスタ符号のＰＮ信号Ｐ
M(ｔ）は受信信号と、乗算器２ａ及びフィルタ２ｂによ
って相互相関が取られる。マンチェスタ符号のＰＮ信号
とＮＲＺ符号のＰＮ信号の相関であるので相互相関値は
図２２（ｃ）で表わされる。この相互相関値をＲNM(△
ｔ）、フィルタ２ｂからの出力をＣNM(ｔ）とすると、
ＣNM(ｔ）は以下の（３）式で表わされる。 ＣNM(ｔ）＝Ｄ(ｔ）ＲNM(△ｔ）cos(ωcｔ＋φ） （３） これらの信号は乗算器３によって掛け合わされる。これ
は以下の（４）式で表わされる。 ＣNN(ｔ)×ＣNM(ｔ)＝Ｄ2(ｔ)ＲNN(△ｔ)ＲNM(△ｔ)cos2(ωcｔ＋φ) （４） そしてさらにローパスフィルタ４によってその低周波成
分のみが取りだされる。ここでのローパスフィルタ４は
前記（４）式のcos2(ωcｔ＋φ)によってできる２ωcｔ
成分を取除くだけの阻止域を持てばその機能を満足す
る。この低周波成分のみを取りだした信号をＡと表わす
とＡは以下の（５）式で表される。
【００２３】
【数１】
【００２４】前記（５）式で、Ｄ(ｔ）は１または−１
の値であるので、その二乗は常に１である。そのため、
Ａは△ｔのみに依存することになる。そして、ＲNN(△
ｔ)と、ＲNM(△ｔ)は上述のように図２２で表わされる
ため、その積は図２１（ａ）の特性となる。したがっ
て、これは位相差に応じた信号となるため、電圧制御ク
ロック５に帰還してやることによりＰＮ信号の位相同期
ループを構成することができる。
【００２５】図３は、本発明によるスペクトル拡散通信
システムの疑似乱数信号同期方式（その２）の実施例を
示す構成図で、図中の参照番号は図２と同様である。以
下に、動作について説明する。ＰＮ信号発生器６は電圧
制御クロック５からのクロック信号によってＮＲＺ符号
のＰＮ信号ＰN(ｔ）を発生する。発生したＰＮ信号は乗
算器１ａによって受信信号ｙ(ｔ）との積が取られる。
積が取られた信号は２つに分かれ、一方はフィルタ１ｂ
に入力され、受信信号ｙ(ｔ）とＮＲＺ符号のＰＮ信号
ＰN(ｔ）との相互相関が取られる。このときフィルタ１
ｂからの出力は前記（２）式で表わされる。
【００２６】乗算器１ａからのもう一方の信号は、さら
に乗算器１０によってクロック信号と掛け合わされる。
前述した図２の実施例ではマンチェスタ符号を作るさい
に、ＮＲＺ符号のＰＮ信号とクロック信号の排他的論理
ＯＲを取っていた。ところが、ＮＲＺ符号のＰＮ信号と
クロック信号の排他的論理ＯＲを取ることは、ＮＲＺ符
号のＰＮ信号に対してクロック信号を掛け合わさせるこ
とに等しい。このため、受信信号とＮＲＺ符号のＰＮ信
号ＰN(ｔ）との積を取ってからクロック信号を掛け合わ
せても、マンチェスタ符号のＰＮ信号と受信信号との積
を取った場合と同じ出力信号になる。したがって、図２
の乗算器２ａの出力と図３の乗算器１０の出力は同じに
なる。以上の理由により、フィルタ１ｂの出力はＣ
NN(ｔ）となり、またフィルタ２ｂの出力はＣNM(ｔ）と
なるので、これらＣNN(ｔ）とＣNM(ｔ）を掛け合わせ、
低周波数成分を取ることにより、制御クロックの制御信
号を作りだすことが可能となる。
【００２７】図４は、本発明の疑似乱数信号同期方式の
更に他の実施例を示す構成図で、図中、１１，１３は乗
算器、１２はＯＳＣ（局部発振器）で、その他、図３と
同じ作用をする部分は同一の符号を付してある。局部発
振器１２は、キャリアの周波数ωcを中間周波数ωoだけ
ずらした周波数の発振信号を作っている。ただし、フィ
ルタ１ｂとフィルタ２ｂは中間周波数ωo附近を通すロ
ーパスフィルタないしはバンドパスフィルタである。
【００２８】以下に、動作について説明する。ＰＮ信号
発生器６は電圧制御クロック５からのクロック信号によ
ってＮＲＺ符号のＰＮ信号ＰN(ｔ）を発生する。発生し
たＰＮ信号は乗算器１１によって局部発振信号と掛け合
わされ２つに分かれる。１つの信号はそのまま乗算器１
ａによって受信信号ｙ(ｔ）と掛け合わされ、フィルタ
１ｂによって中間周波数成分が抽出される。ここで局部
発振周波数をωc±ωoで表わすと、フィルタ１ｂからの
出力Ｃ′NN(ｔ）は以下の（６）式で表わされる。 Ｃ′NN(ｔ）＝Ｄ(ｔ）ＲNN(△ｔ）cos(ωoｔ＋φ） （６）
【００２９】２つに分かれたもう一方の信号は乗算器１
３によって電圧制御クロック５のクロック信号と掛け合
わされてから、乗算器２ａとフィルタ２ｂによって受信
信号と相互相関が取られる。前述の図３の実施例で説明
したように、ＮＲＺ符号のＰＮ信号とクロック信号の排
他的論理ＯＲを取ることは、ＮＲＺ符号のＰＮ信号に対
してクロック信号を掛け合わせることに等しい。したが
って、ＮＲＺ符号のＰＮ信号ＰN(ｔ）を局部発振信号で
アップコンバートしてからクロック信号を掛け合わせて
もマンチェスタ符号のＰＮ信号と受信信号との積を取っ
た場合と同じ出力信号になる。したがって、乗算器１３
からの出力信号と受信信号ｙ(ｔ）との相関を乗算器２
ａフィルタ２ｂで取ったときの出力Ｃ′NM(ｔ）は以下
の（７）式で表わされる。 Ｃ′NM(ｔ）＝Ｄ(ｔ）ＲNM(△ｔ）cos(ωoｔ＋φ） （７） したがって、前記（６）式及び（７）式を乗算器３で掛
け合わせ、その低域成分のみをローパスフィルタ４で取
りだした信号Ａ′は以下の（８）式で与えられる。
【００３０】
【数２】
【００３１】したがって、前記（８）式の右辺は（５）
式と同じであるため、これを電圧制御クロック５に帰還
してやることによりＰＮ信号の位相同期ループを構成す
ることができる。
【００３２】図５は、本発明の疑似乱数信号同期方式の
更に他の実施例を示す構成図である。図中の参照番号は
図３及び図４と同様である。以下に動作について説明す
る。これは図３の実施例で説明した動作と同じである
が、ＰＮ信号発生器６からのＰＮ信号を局部発振器１２
の局部発振信号でアップコンバートする部分のみ異な
る。
【００３３】図３及び図４の実施例で説明したように、
ＮＲＺ符号のＰＮ信号とクロック信号の排他的論理ＯＲ
を取ることは、ＮＲＺ符号のＰＮ信号に対してクロック
信号を掛け合わせることに等しい。したがって、ＮＲＺ
符号のＰＮ信号ＰN(ｔ）を局部発振信号でアップコンバ
ートし、さらに受信信号と掛け合わせてからクロック信
号を掛け合わせても、マンチェスタ符号のＰＮ信号と受
信信号との積を取った場合と同じ出力信号になる。した
がって、フィルタ１ｂの出力は前記（６）式、フィルタ
２ｂの出力は前記（７）式で表わされるため、図４の実
施例と同様、Ｃ′NN(ｔ）とＣ′NM(ｔ）の積を取り、低
域成分を取りだし、電圧制御クロック５に帰還してやる
ことによりＰＮ信号の位相同期ループを構成することが
できる。
【００３４】図６は、本発明の疑似乱数信号同期方式の
更に他の実施例を示す構成図で、図中、１４は乗算器
で、その他、図２〜図５と同じ作用をする部分は同一の
符号を付してある。ＰＮ信号発生器６は、電圧制御クロ
ック（ＶＣＣ）５からのクロック信号によって、送信系
と同じＮＲＺ符号のＰＮ信号を発生する。ＰＮ信号は通
常、Ｍ系列のＰＮ符号信号が用いられる。ＰＮ信号発生
器６によって生成されたＰＮ信号は、電圧制御クロック
５のクロック信号と、ＥＸ−ＯＲ回路９によって、排他
的論理ＯＲがとられる。これによって、ＰＮ信号はＮＲ
Ｚ符号がマンチェスタ符号に変換される。局部発振器１
２は、キャリア周波数を中間周波数だけずらした局部発
振信号を作りだす。
【００３５】前記ＮＲＺ符号のＰＮ信号と、マンチェス
タ符号化されたＰＮ信号は、それぞれ乗算器１１，１４
でそれぞれ局部発振信号と掛け合わされ、アップコンバ
ートされる。そしてさらに、それぞれ乗算器１ａ，２ａ
によって、受信信号ｙ（ｔ）とかけ合わされる。乗算器
１ａ，２ａの出力はそれぞれ、バンドパスフィルタ１
ｂ，２ｂに入力され、中間周波数成分のみが抽出され
る。そして、これらの信号は乗算器３によって掛け合わ
され、ローパスフィルタ４によって低周波成分のみが取
りだされる。この低周波成分の信号が電圧制御クロック
５の制御信号源として供給されることにより、同期ルー
プが構成される。
【００３６】以下に、動作について説明する。受信信号
をｙ(ｔ）とし、これに含まれる情報信号をＤ(ｔ）、拡
散信号をＰ′N(ｔ）とする。ここで、Ｄ(ｔ）、Ｐ′
N(ｔ）はそれぞれ−１または１によって表されるデジタ
ル値である。また、キャリアの角速度をωcとすると、
受信信号は以下の（９）式で表すことができる。 ｙ(ｔ）＝Ｄ(ｔ）Ｐ′N(ｔ）cosωcｔ （９） 受信系において、ＰＮ信号発生器６によって作られるＮ
ＲＺのＰＮ信号をＰN(ｔ）とする。このとき作られるＰ
Ｎ信号ＰN(ｔ）は送信系で作られるＰＮ信号ＰN(ｔ）と
同じ系列である。また、このＰＮ信号とクロック信号と
でＥＸ−ＯＲ回路９によって作りだされるマンチェスタ
符号のＰＮ信号をＰM(ｔ）とする。さらに、中間周波数
の角速度をωoとすると、局部発振器１２によって作り
だされる局部発振信号は、キャリアの角速度ωcをωoだ
けずらしたものであるので、ωc＋ωoで表すことができ
る。また任意の位相差をφとする。すると、ａ点での信
号ａ(ｔ）とｂ点での信号ｂ(ｔ）はそれぞれ以下の（１
０）式、（１１）式で表される。 ａ(ｔ）＝ＰN(ｔ）cos((ωc＋ωo）ｔ＋φ） （１０） ｂ(ｔ）＝ＰM(ｔ）cos((ωc＋ωo）ｔ＋φ） （１１）
【００３７】これら、ａ(ｔ），ｂ(ｔ）は乗算器１ａ，
２ａによってそれぞれと受信信号の積がとられ、バンド
パスフィルタ１ｂとバンドパスフィルタ２ｂによって、
中間周波成分のみが取りだされる。このとき同時に受信
信号ｙ(ｔ）中のＰＮ信号と、受信系でのＰＮ信号Ｐ
N(ｔ）、ＰM(ｔ）との相互相関値が取られる。ここで、
ＰＮ信号Ｐ′N(ｔ）とＰＮ信号ＰN(ｔ）との相互相関値
をＲNN(△ｔ）とする。また、ＰＮ信号Ｐ′N(ｔ）とＰ
Ｎ信号ＰM(ｔ）との相互相関値をＲNM(△ｔ）とする。
ここで、△ｔは、Ｐ′N(ｔ）とＰN(ｔ）との時間的なず
れである。すると、ＲNN(△ｔ）はＭ系列のＮＲＺ符号
のＰＮ信号同士の相互相関値であるためその特性が図２
２（ａ）で与えられることが知られている。また、ＲNM
(ｔ）はＮＲＺ符号のＰＮ信号とマンチェスタ符号のＰ
Ｎ信号との相互相関値であるため、その特性は図２２
（ｃ）で与えられることが知られている。
【００３８】以上の理由により、ｃ点及びｄ点での信号
は（１２）式及び（１３）式で与えられる。 ｃ(ｔ)＝１／２Ｄ(ｔ)ＲNN(△ｔ)cos(ωo＋φ) （１２） ｄ(ｔ)＝１／２Ｄ(ｔ)ＲNM(△ｔ)cos(ωo＋φ) （１３） これらの信号は乗算器３によって掛け合わされる。これ
は以下の（１４）式で表される。 ｃ(ｔ)×ｄ(ｔ)＝１／４Ｄ2(ｔ)ＲNN(△ｔ)ＲNM(△ｔ)cos2(ωo＋φ) (１４) そしてさらにローパスフィルタ４によってその低周波成
分のみが取りだされる。この信号をｅ(ｔ）とすると、
ｅ(ｔ）は以下の（１５）式で表される。 ｅ(ｔ)＝１／８Ｄ2(ｔ)ＲNN(△ｔ)ＲNM(△ｔ) （１５） 該（１５）式で、Ｄ(ｔ)は１または−１の値であるの
で、その二乗は常に１である。そのため、電圧制御クロ
ック５の制御信号であるｅ(ｔ）は△ｔのみに依存する
ことになる。そして、ＲNN(△ｔ)と、ＲNM(△ｔ)は上述
のように図２２で表わされるため、その積は図２１
（ａ）の特性となる。したがって、これは位相差に応じ
た信号となるため、電圧制御クロック５の制御信号とし
て使用することが可能となる。
【００３９】図７は、本発明の疑似乱数信号同期方式の
更に他の実施例を示す構成図で、図中、１５は図６の疑
似乱数同期回路、１６は乗算器、１７は復調部で、その
他、図６と同じ作用をする部分は同一の符号を付してあ
る。以下に、動作について説明する。受信信号ｙ(ｔ）
はその一部が疑似乱数信号同期回路１５に送られ、受信
信号中のＰＮ信号と同期の取れたＰＮ信号が作られる。
この疑似乱数信号同期回路１５によって作られたＰＮ信
号は乗算器１６によって受信信号と掛け合わされ、逆拡
散が行なわれる。これをさらに、復調部１７によってべ
ースバンドに落とすことにより、情報を復元することが
できる。
【００４０】図８は、本発明の疑似乱数信号同期回路の
更に他の構成図で、図中、１８は復調部で、その他、図
６と同じ作用をする部分は同一の符号を付してある。以
下に、動作について説明する。受信信号ｙ（ｔ）は疑似
乱数信号同期回路１５に送られ、受信信号中のＰＮ信号
と同期が取られる。同期ループ中、バンドパスフィルタ
１ｂからの出力がデータ復調部１８に送られ、データの
復調が行われる。ここで、バンドパスフィルタ１ｂの出
力は前記（１２）式で与えられる。同期が取れている場
合、△ｔは０であり、相関値ＲNN(△ｔ）は図２２に示
す特性から明らかなように、ある一定の値をとる。した
がって前記（１２）式は中間周波数に落とされた２値Ｐ
ＳＫ信号と同じであり、データ復調部１８によってデー
タを復調することができる。このように、データ復調部
に送られる信号は、情報が逆拡散され、なおかつ中間周
波数におとされている信号であるので、復調が容易にな
る利点がある。
【００４１】以上のように、このマンチェスタ符号の疑
似乱数信号と受信信号との相関、及びＮＲＺ符号の疑似
乱数信号と受信信号との相関を、ＤＬＬと同様に中間周
波数域で取り、これら２つの信号を掛け合わせることに
よって、情報信号による相互相関値の反転を防ぎ、同時
に中間周波数成分同士を打消すものである。以下に説明
する図９〜図１６に基づく更に他の実施例は、前述した
図２〜図５の実施例と図６〜図８の実施例の疑似乱数信
号同期方式の相関出力をＡＧＣ（Automatic Gain Contr
ol；自動利得制御）方式と同期判定方式に利用したもの
である。
【００４２】図９は、本発明によるスペクトル拡散通信
システムの利得制御方式の構成例を示す図で、前述した
図２の同期回路にＡＧＣを付加したものである。図中、
２１は利得制御回路（ＡＧＣ）、２２はＡＧＣフィル
タ、２３は絶対値回路、２４は一次復調部、２５は同期
ループで、その他、図２と同じ作用をする部分は同一の
符号を付してある。利得制御回路２１がａの端子から入
力される受信信号の利得を制御する。ＡＧＣフィルタ２
２が利得制御回路２１のためのフィルタである。絶対値
回路２３は同期ループからの逆拡散信号の出力の絶対値
（振幅）を得るためのものである。逆拡散された信号
は、一次復調回路２４で一次復調してベースバンドの情
報信号に戻し、ｂの端子へ復調データを出力する。同期
ループ２５でＰＮ信号の同期が取られるとともに、受信
信号が逆拡散される。同期ループ２５の中で、電圧制御
クロック５は、ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生器７とマンチ
ェスタ符号のＰＮ信号発生器８とを駆動するクロック信
号を供給している。相関器１は、利得制御回路２１で適
当なレベルにされた受信信号とＮＲＺ符号のＰＮ信号と
の相関を取る。同様に相関器２は、受信信号とマンチェ
スタ符号のＰＮ信号との相関を取る。乗算器３は、相関
器１と相関器２の出力信号の積を取る。この出力の低周
波成分をローパスフィルタ４で取りだし、電圧制御クロ
ック５へ帰還している。ここで、ＮＲＺ符号のＰＮ信号
発生器７からの出力とマンチェスタ符号のＰＮ信号発生
器８からの出力のそれぞれに中間周波数に落とすための
局部発振信号を掛け合わせても良い。
【００４３】以下に、動作について説明する。まず同期
ループの動作を簡単に説明する。電圧制御クロック５に
よってＮＲＺ符号のＰＮ信号発生器７及びマンチェスタ
符号発生器８はクロックスピードの応じたそれぞれのＰ
Ｎ信号を発生する。ここで発生するＰＮ信号は送信系で
用いられるＰＮ信号と同じ系列のものである。また、こ
こで用いられる疑似乱数はＭ系列の疑似乱数列を仮定す
る。発生したＮＲＺ符号のＰＮ信号とマンチェスタ符号
のＰＮ信号はそれぞれ相関器１と相関器２で受信信号と
相関が取られる。ここでＭ系列のＰＮ信号を用いた場
合、ＮＲＺ符号の自己相関関数は図２２（ａ）で表わさ
れることが知られている。また、ＮＲＺ符号のＰＮ信号
とマンチェスタ符号のＰＮ信号は図２２（ｃ）で与えら
れることが知られている。そのため、相関器１は図２２
（ａ）の特性で表される、ＰＮ信号の位相差に応じた振
幅の信号を出力する。同様に相関器２からは図２２
（ｃ）で表される、ＰＮ信号の位相差に応じた振幅の信
号を出力する。
【００４４】これら２つの相関器の出力信号は乗算器３
によって掛け合わされ、ローパスフィルタ４で低周波成
分のみが取りだされる。これによって、受信信号の情報
信号成分とキャリア成分が打消され、２つの相関値の積
の成分のみの信号が残る。この２つの相関値の積の信号
は図２１（ａ）に示すように、ＰＮ信号の位相差に応じ
た出力を得ることができるので、これを電圧制御クロッ
ク５に帰還することにより、ＰＮ信号の同期追従を行な
うことができる。
【００４５】以上の説明により同期ループ２５はＰＮ信
号の同期追従を行なうが、この同期ループ２５が同期を
保持している場合、相関器１の出力はまた受信信号を逆
拡散した信号になっている。そのため、この相関器１の
出力を取りだすことができ、同期ループの外に受信信号
の逆拡散を行なう回路を設ける必要がない。したがっ
て、この逆拡散された信号を一次復調部２４で一次復調
することにより情報信号を復元することができる。ま
た、それとともにこの逆拡散された信号の振幅レベルを
絶対値回路２３によって取りだし、さらにＡＧＣフィル
タ２２によった振幅の変動を平滑化することによって、
この信号を利得制御回路２１の制御信号として用いるこ
とができる。
【００４６】これと同じことは、前述した図３実施例の
同期ループについても適用することができる。この同期
ループについては受信信号とＰＮ信号とクロック信号と
を掛け合わせる順番や位置を変えたいくつかの構成法が
あるが、ここではその中に一例となる構成法を図１０に
示す。図９と異なるのは同期ループ２６の構成である。
通常使われているＰＮ信号発生器で発生するＰＮはＮＲ
Ｚ符号のものであるので、ここでは単に符号形式を省略
し、ＰＮ信号、ＰＮ信号発生器６と言うことにする。乗
算器１ａとフィルタ１ｂの組合せによって相関器が構成
され、ＰＮ信号と受信信号との相関が取られる。さら
に、乗算器１ａ，１０とフィルタ２ｂで相関器が構成さ
れ、受信信号とＰＮ信号とクロック信号との相関が取ら
れる。ここで、ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生器６からの出
力に中間周波数に落とすための局部発振信号を掛け合わ
せても良い。
【００４７】以下に、動作について説明する。同期ルー
プ２６の内部において、ＰＮ信号発生器６で発生したＮ
ＲＺ符号のＰＮ信号は乗算器１ａとフィルタ１ｂの組に
よってなる相関器によって相関が取られる。したがって
このフィルタ１ｂの出力は図９の相関器１の出力と同じ
出力となる。もう一方の相関値は、図９ではマンチェス
タ符号のＰＮ信号と受信信号との相関を取っていた。と
ころで、ＮＲＺ符号のＰＮ信号とクロック信号とを掛け
合わせた信号はマンチェスタ符号のＰＮ信号と等しい。
そのため、ＮＲＺ符号のＰＮ信号と受信信号を掛け合わ
せてからクロック信号を掛け合わせ相関を取ったもの
と、マンチェスタ符号のＰＮ信号と受信信号との相関を
取ったものは等価になる。したがって、乗算器１ａ，１
０とフィルタ２ｂによって、受信信号とＰＮ信号とクロ
ック信号との相関値が取られ、その位相差に対する出力
は、図９の相関器２の出力と同じになる。したがって、
以下の動作は図９の動作と同じになり、ＰＮ信号の同期
が保持される。
【００４８】ここでも、フィルタ１ｂの出力はまた逆拡
散された信号になっている。したがって、このフィルタ
１ｂの出力信号を一次復調部２４で情報信号を復調する
ことができる。さらに、この出力信号の振幅レベルを絶
対値回路２３によって取りだし、ＡＧＣフィルタ２２に
よって振幅の変動を平滑化することによって、この信号
を利得制御回路２１の制御信号として用いることができ
る。
【００４９】図１１は、本発明の利得制御方式の更に他
の実施例を示す構成図で、図９の利得制御方式におい
て、絶対値回路２７と加算器２８を付加えることでＰＮ
信号のジッタに対して強くしたものである。従来のよう
に逆拡散した信号をそのまま利得制御に用いた場合で
は、制御信号の位相差に対する特性が図２２（ａ）から
わかるように極めて鋭い特性を持つ。したがって、ＰＮ
信号の小さなずれに対して出力が極端に小さくなる。こ
れによって、利得制御回路の出力が大きく変動してしま
い、同期追従に悪影響を及ぼしてしまう。
【００５０】２つの相関器の出力は、１つは図２２
（ａ）の特性であり、１つは図２２（ｃ）の特性であっ
た。したがって、２つの相関器の絶対値の和は図２３に
示すように−１／２チップから＋１／２チップの位相ず
れに対してほぼ平坦な特性を示す。もちろんここで、ど
ちらか一方の相関値を増幅するか、または減衰すること
などによって、いっそう平坦な特性を得ることができ
る。したがって、ＰＮ信号のぶれが±１／２チップ内で
あれば、制御信号は大きな変動をしないため利得制御回
路が同期追従に悪影響を及ぼすことがなくなる。
【００５１】図１２は、本発明の利得制御方式の更に他
の実施例を示す構成図で、図１０の利得制御方式におい
て、絶対値回路２７と加算器２８とを付加したものであ
る。
【００５２】図１３は、本発明によるスペクトル拡散通
信システムの同期判定方式の実施例を示す構成図で、図
９の同期ループにおいて、相関出力を同期判定に用いた
構成を示す。絶対値回路３３は、逆拡散信号の振幅レベ
ルを取りだす。識別判定回路３２は、一定のレベル以下
の信号に対して制御信号を発生する。スイッチ回路３４
は、識別判定回路３２からの制御信号によってローパス
フィルタ４からの位相差の信号とオフセット電圧発生器
３１からのオフセット電圧を切換える。
【００５３】以下に、動作について説明する。ＰＮ信号
の初期同期を行なう場合、または、同期がはずれた場
合、同期ループ２５では±１チップの範囲以上のＰＮ信
号の位相差に対しては同期追従が行なえない。したがっ
て、ＰＮ信号をスライディングさせ同期点を探さなくて
はならない。同期ループが同期状態にない場合、相関器
１からの出力は無くなる。したがって、絶対値回路３３
によって振幅レベルを取りだし、そのレベルがある一定
以下の場合に識別判定回路３２によって同期はずれと判
断され、制御信号が発生する。この制御信号によってス
イッチ３４が切換えられ、電圧制御クロック５のクロッ
ク速度を制御する信号がローパスフィルタ４の出力から
オフセット電圧発生器３１に切換えられる。このオフセ
ット電圧発生器３１からのオフセット電圧によって、電
圧制御クロック５はある一定のクロック信号を出力し、
これによって、ＰＮ信号のスライディングが図られる。
【００５４】ＰＮ信号をスライディングさせて同期点が
見つかった場合、相関出力１は出力信号がだされる。こ
れによって、識別判定回路３２からは制御信号が停止さ
れるため、スイッチ３４は再びローパスフィルタ４側へ
切換えられ、以後同期追従が行なわれる。なお、識別判
定回路３２によって、同期はずれと判断された場合に
は、図９〜図１２に示すような利得制御もある一定の値
に保たれるようにする等の操作も考えられる。
【００５５】図１４は、本発明の同期判定方式の他の実
施例を示す構成図で、図１０に示す同期ループにおい
て、相関出力を同期判定に用いた構成例を示す図であ
る。
【００５６】図１５は、本発明の同期判定方式の更に他
の実施例を示す構成図で、図１３の同期判定方式におい
て、絶対値回路３５と加算器３６を付加したものであ
る。利得制御の場合と同じように、相関特性が鋭いため
ＰＮ信号のジッタにより相関出力が０に近くなり、誤っ
て同期がはずれたと判断されてしまう場合がある。した
がって、この場合も図１１及び図１２の実施例と同様
に、２つの相関出力の絶対値の和によって同期状態を判
定することにより、よりＰＮ信号のジッタに対して強い
同期判定を行なうことができる。
【００５７】図１６は、本発明の同期判定方式の更に他
の実施例を示す構成図で、図１４に示した実施例の構成
に適用した例を示す図である。
【００５８】以下に説明する本発明の実施例において
は、前述した図２〜図５の実施例の変更例を提案すると
ともに、前述した図２〜図５の実施例及び図６〜図８の
実施例が送信側でＮＲＺ符号のＰＮ信号で拡散していた
のに対して、以下説明する図１７〜図２０に示す実施例
では、送信側においてマンチェスタ符号で拡散し、受信
側ではＰＮ信号の同期ループでマンチェスタ符号のＰＮ
信号と受信信号の相関出力を逆拡散信号として取りだし
たものである。
【００５９】図１７は、本発明のスペクトル拡散通信シ
ステムの疑似乱数信号同期方式（その３）の実施例を示
す構成図で、図中、４１は乗算器で、その他、図１と同
じ作用をする部分は同一の符号を付してある。電圧制御
クロック５は、制御信号によって、そのクロック周期が
変化する。ＰＮ信号発生器６は、ＮＲＺ符号のＰＮ信号
を発生する。通常発生させるＰＮ信号はＭ系列の疑似乱
数が使われる。乗算器４１は、受信信号ｙ(ｔ）と電圧
制御クロック５のクロック信号とを掛け合わせる働きを
する。相関器１は受信信号ｙ(ｔ）とクロック信号とＰ
Ｎ信号との相関を出力し、相関器２は受信信号とクロッ
ク信号とＰＮ信号の相関を出力する。乗算器３は、２つ
の相関器の出力の積を取る。ローパスフィルタ３は、乗
算器３の出力の低周波成分のみを通し、電圧制御クロッ
ク５に制御信号として出力する。
【００６０】以下に、動作について説明する。受信信号
ｙ(ｔ）を ｙ(ｔ）＝ｄ(ｔ）ＰN′(ｔ）cos(ωcｔ＋θ） （１６） で表わす。ただし、ここで、ｄ(ｔ）はデータ信号であ
り、１と−１によって２つの論理値を表わす。また、Ｐ
N′(ｔ）は受信信号中に含まれるＰＮ信号であり、ＰＮ
発生器６の発生するＰＮ信号と同じ系列のＮＲＺ符号の
ＰＮ信号である。ωcはキャリアの各速度、θはキャリ
アの任意の位相である。ＰＮ信号発生器の発生するＰＮ
信号をＰN(ｔ＋△ｔ）で表わす。ここで△ｔは受信信号
中のＰＮ信号ＰＮN′(ｔ）との位相差である。
【００６１】受信信号ｙ(ｔ）は２つに分かれ、一方は
相関器１によってＰＮ信号ＰＮ(ｔ＋△ｔ）と掛け合わ
されてからＰＮ信号ＰN(ｔ＋△ｔ）と相関が取られる。
これらの相関器は通常、２つの信号を掛け合わせる乗算
器と、キャリアバンドにおけるデータ信号ｄ(ｔ）を通
すだけのバンド幅を持つバンドパスフィルタによって構
成される。ここで相関器２９の出力をｙc1(ｔ，△ｔ）
とするとｙc1(ｔ，△ｔ）は以下の（１７）式で表わさ
れる。 ｙc1(ｔ，△ｔ）＝ｄ(ｔ）ＲNN(△ｔ）cos(ωcｔ＋θ） （１７） ただし、ＲNN(△ｔ）は、以下の（１８）式で表わされ
る。
【００６２】
【数３】
【００６３】該（１８）式中の上線は低周波成分を取る
ことを表わす。同様に相関器２の出力をｙc2(ｔ，△
ｔ）とするとｙc2(ｔ，△ｔ）は以下の（１９）式で表
わされる。 ｙc2(ｔ，△ｔ）＝ｄ(ｔ）ＲNM(△ｔ）cos(ωcｔ＋θ） （１９） ただし、ＲNM(△ｔ）は、以下の（２０）式で表わされ
る。
【００６４】
【数４】
【００６５】該（２０）式で表わされる相関値ＲNN(△
ｔ）は同じ系列のＮＲＺ符号のＰＮ信号であるため、図
２２（ａ）で表わされる特性を持つ。一方、前記（２
０）式でクロック信号ｃ(ｔ＋△ｔ）とＮＲＺ符号のＰ
Ｎ信号ＰN(ｔ＋△ｔ）とが掛け合わされているが、クロ
ック信号とＮＲＺ符号のＰＮ信号をかけ合わせた場合、
マンチェスタ符号のＰＮ信号になる。したがって、相関
値ＲNM(△ｔ）はＮＲＺ符号のＰＮ信号とマンチェスタ
符号のＰＮ信号との相関であるため図２２（ｃ）で表わ
される特性を持つ。これら２つの相関器の出力ｙ
c1(ｔ，△ｔ）とｙc2(ｔ，△ｔ）は乗算器３によって掛
け合わされ、ローパスフィルタ４によってその低周波成
分のみが残される。この信号をε(△ｔ）とすると、ε
(△ｔ）は、以下の（２１）式となる。
【００６６】
【数５】
【００６７】ε(△ｔ）はＰＮ信号の位相差△ｔのみの
関数となる。この特性を図２２に示す。したがって、こ
れを電圧制御クロックの制御信号として帰還してやるこ
とによりＰＮ信号の同期を実現することができる。ま
た、この同期ループで、ＰＮ信号の位相の同期が取れて
いるとき、△ｔ＝０であるので、ＲNN(△ｔ）は図２２
（ａ）の△ｔ＝０におけるピーク値ＡNNを取る。したが
って、相関器１の出力は ｙc1(ｔ，０）＝ＡNNｄ(ｔ）cos(ωcｔ＋θ） （１７）′ となり、これを、逆拡散信号として扱うことができる。
【００６８】図１８は、本発明の疑似乱数信号同期方式
の更に他の実施例を示す構成図で、図１７の疑似乱数信
号同期方式において、乗算器１１と局部発振器１２を付
加したものである。また、相関器１と相関器２の中で用
いられるバンドパスフィルタは、キャリアの周波数と局
部発振器１２の発振信号の周波数との差の周波数帯を通
すフィルタとする。
【００６９】以下に、動作について説明する。図１７の
実施例ではキャリアの周波数を変えずに処理を行なって
いたが、キャリアの周波数を中間周波数に落とすことに
よって以後の処理が楽になることがある。したがって、
ＰＮ信号発生器６から発生したＰＮ信号を局部発振器１
２の局部発振信号にのせた信号を相関器に入力すること
により、ＰＮ信号の相関を取るとともに、中間周波数に
落とすことができる。
【００７０】図１９（ａ）,（ｂ）は、本発明によるス
ペクトル拡散通信システムの実施例を示す構成図で、図
（ａ）は送信系であり、図（ｂ）が受信系である。図
中、５１はデータ、５２はＯＳＣ、５３はマンチェスタ
符号のＰＮ信号発生器、５４，５５は乗算器、５６は送
信アンテナ、５７は受信アンテナ、５８は一次復調部
で、その他、図２と同じ作用をする部分は同一の符号を
付してある。図（ｂ）の受信系の同期ループは、図２の
実施例と同様である。
【００７１】以下に、動作について説明する。前述した
図２の実施例と異なる点は、送信系において、拡散信号
にＮＲＺ符号のＰＮ信号を用いるのではなく、マンチェ
スタ符号のＰＮ信号を用いる点にある。受信系の同期ル
ープにおいて、受信系の発生するＮＲＺ符号のＰＮ信号
との相関は、図２２（ｃ）で表わされる特性を持つこと
になり、その一方、受信系の発生するマンチェスタ符号
のＰＮ信号との相関はマンチェスタ符号同士の相関であ
るので、図２２（ｂ）で表わされる特性を持つことにな
る。このマンチェスタ符号同士の相関をＲMM(△ｔ）で
表わすと、位相誤差信号ε(△ｔ）は以下の（２２）式
で表わされることになる。 ε′(△ｔ）＝１／２ＲMM(△ｔ）ＲNM(△ｔ） （２２） このマンチェスタ符号同士の相関値ＲMM(△ｔ）と、Ｎ
ＲＺとマンチェスタ符号の相関値ＲNM(△ｔ）をかけ合
わせたＰＮ信号の位相差△ｔに対する特性を図２１
（ｂ）に示す。このグラフから分かるように原点の中心
附近で位相差に応じたＳ字特性を示している。また、こ
のグラフは原点附近における傾きが図２１（ａ）のグラ
フの原点附近の傾きより大きいため、位相差△ｔに対し
てより敏感な特性を示す。したがって、電圧制御クロッ
クの制御信号として帰還してやることによりＰＮ信号の
同期を実現することができる。また、本発明の場合は、
同期が取れている場合、マンチェスタ符号同士の相関値
の方がある値ＡMMを取る。したがって相関器１の出力信
号をｙc3(ｔ，△ｔ）とすれば、 ｙc3(ｔ，０）＝ＡMMｄ(ｔ）cos(ωct＋θ） （２３） となり、逆拡散信号として使用することができる。
【００７２】図２０は、本発明の疑似乱数信号同期方式
の更に他の実施例を示す構成図である。送信系は、図１
９（ａ）の実施例と同じであるので受信系のみを示す。
図１９に示す実施例と同じことが、前述した図３の実施
例に対してあてはめることができる。受信信号とクロッ
ク信号とＮＲＺ符号のＰＮ信号の相関はマンチェスタ符
号同士の相関出力ＲMM(△t)と同じになるため、結局、
ＰＮ信号の位相差△tに対する位相誤差信号は図２１
(ｂ)で表わされる特性となり、また、受信信号とクロッ
ク信号とＮＲＺ符号のＰＮ信号との相関を逆拡散信号と
して扱うことができる。
【００７３】以上、同期ループの動作について説明し
た。次に、同期ループのバンドパスフィルタの最適値を
示す実施例（請求項１０〜１３）について説明する。直
接拡散（Direct Sequence；ＤＳ）方式によるスペクト
ル拡散通信方式では、同期獲得のために受信信号と参照
ＰＮ信号との相関をとることによって、受信ＰＮ信号と
参照ＰＮ信号の位相誤差を検出している。２つの信号の
相関をとる回路を実現する場合、通常は乗算器とバンド
パスフィルタによって相関器が構成される。この相関器
のバンドパスフィルタにおいて、その通過帯域幅が広す
ぎると、受信信号中のノイズを多く通過させてしまい、
ＰＮ信号の同期追従に悪影響を及ぼす結果となる。ま
た、逆にバンドパスフィルタの通過帯域幅が狭すぎる
と、受信信号はデータ変調がかかっているため、通過す
る相関出力が小さくなり、これもＰＮ信号の同期追従に
悪影響を及ぼすことになる。請求項１０及び請求項１１
では、データ信号のベースバンドにおける波形がＮＲＺ
符号である場合の相関器のバンドパスフィルタの最適バ
ンド幅を与える。また、請求項１２及び請求項１３で
は、データ信号のベースバンドにおける波形がマンチェ
スタ符号である場合の相関器のバンドパスフィルタの最
適バンド幅を与える。これによって、追従特性のよいＰ
Ｎ信号の同期ループを構成することができる。
【００７４】請求項１０と請求項１２の実施例を図１に
基づいて説明する。相関器２で受信信号とＰＮ信号とク
ロック信号の３つの信号の相関を取る方法により、構成
方法が大きく３つにわかれる。これを、それぞれ図２，
図３，図１７に示す。図２では、図１の相関器１に相当
するのが乗算器１ａとフィルタ１ｂであり、相関器２に
相当する部分はＥＸ−ＯＲ（Exclusive-OR）回路９と乗
算器２ａとフィルタ２ｂである。図３では、相関器１に
相当するのが乗算器１ａとフィルタ１ｂであり、相関器
２に相当するのは乗算器１ａと乗算器１０とフィルタ２
ｂである。図１７では、図１の相関器２に相当するのが
乗算器４１と図１７の相関器２である。また、請求項１
１と請求項１３のＰＮ同期ループの構成を図２５に示
す。これは、図２において、ＰＮ発生器６をＮＲＺ符号
のＰＮ発生器７として、ＥＸ−ＯＲ回路９とＰＮ発生器
６をマンチェスタ符号のＰＮ発生器８として見ることに
より、図２５と図２は等価なものとして扱うことができ
る。ここで、ＮＲＺ符号とは、図２４（ａ）に示すよう
に、論理値１に対して正の電圧を割当て、論理値０に対
して負の電圧を割当てる符号形式であり、マンチェスタ
符号とは、図２４（ｂ）に示すように、論理値１に対し
て負の電圧から正の電圧への状態変化を割当て、論理値
０に対して正の電圧から負の電圧への状態変化を割当て
るものである。
【００７５】以上の同期ループは、すべて同じ特性を示
すので、ここでは図２を用いてその動作を説明する。ま
ず、受信信号をｙ(t)とし、（２４）式で表す。
【００７６】
【数６】
【００７７】ただし、 Ｋ ：受信電力 Ｄ(t)：データ信号波形 Ｐ(t)：ＰＮ信号波形 ω0 ：キャリアの角周波数 φ ：未知のキャリア位相 ｎC,ｎS：ガウス雑音（電力密度Ｎ0） である。ＰＮ信号発生器６によって発生したＰＮ信号
（参照ＰＮ信号）をＰ(t＋Δt)と表し、ΔtをＰＮ信号
の位相誤差であるとする。受信信号ｙ(t)は、乗算器１
ａで参照ＰＮ信号と掛け合わされ、バンドパスフィルタ
１ｂを通される。このとき、受信信号中のＰＮ信号と参
照ＰＮ信号の相関がとられ、位相誤差Δtに対して図２
２（ａ）で表される出力値を取る。この出力値をＲ
NN(Δt)で表す。よって、バンドパスフィルタ１ｂから
の相関出力ｙ1(t,Δt)は、以下の（２５）式で表わされ
る。
【００７８】
【数７】
【００７９】もう一方の相関出力は、次のように出力さ
れる。ＥＸ−ＯＲ回路９で参照ＰＮ信号Ｐ(t＋Δt)とク
ロック信号Ｃ(t＋Δt)の積が取られ、その上で乗算器２
ａにおいて受信信号ｙ(t)と掛け合わされ、バンドパス
フィルタ２ｂに通される。ただし、ここでクロック信号
Ｃ(t)が１サイクルに対し、１チップのＰＮ信号が発生
するものとする。ＮＲＺ符号のＰＮ信号とクロック信号
を掛け合わせたものは、マンチェスタ符号のＰＮ信号で
あり、ＮＲＺ符号のＰＮ信号とマンチェスタ符号のＰＮ
信号の相互相関は、図２２（ｃ）で表される値を取るこ
とが知られている。そのため、受信信号中のＰＮ信号と
参照ＰＮ信号とクロック信号の相関値は、位相誤差Δt
に対して、図２２（ｃ）で表される出力値を取る。この
出力値をＲNM(Δt)で表す。よって、バンドパスフィル
タ２ｂからの相関出力ｙ2(t,Δt)は、以下の（２６）式
で表わされる。
【００８０】
【数８】
【００８１】以上、２つの相関出力ｙ1(t,Δt)とy2(t,
Δt)は乗算器３によって掛け合わされる。この信号の低
周波成分が位相誤差信号Ｅ(t,Δt)として用いられる。
したがって、位相誤差信号Ｅ（t,Δt）は、以下の（２
７）式で表わされる。
【００８２】
【数９】
【００８３】上線は、低周波成分を取ることをあらわ
す。また、
【００８４】
【数１０】
【００８５】であり、これは、帯域制限を受けたデータ
信号の電力を表す。このとき、Ｄ(t)が±１の値である
ので、その２乗であるＤmは時間依存しない。また、
【００８６】
【数１１】
【００８７】である。したがって、（２７）式におい
て、Ｅ(t,Δt)の第１項は位相誤差Δtのみに依存し、第
２項は雑音を表わす項であるので、Ｅ(t,Δt)はループ
の制御信号として扱うことができる。一方、同期ループ
の追従特性の良さは、位相誤差Δtの分散σ2によって表
され、特に、この位相誤差の分散σ2をループ帯域幅で
のＳ／Ｎ比で割ったものの、逆数が同期ループの追従特
性の良さの指標として用いられる。これを二乗損ＳLと
いい、式で表わすと、（３０）式で表わされる。
【００８８】
【数１２】
【００８９】二乗損ＳLが大きいほど特性が良いことを
表わす。例えば、バンドパスフィルタの等価低域系に２
次のバターワースフィルタを仮定し、また、データ波形
にＮＲＺ符号を考えたときのＤmと（３０）式の分母を
計算し、（３０）式に代入して二乗損を計算した結果を
図２６に示す。図２６では、バンドパスフィルタの帯域
幅とデータレートの比Ｂi／ＲSを変化させたときの二乗
損ＳLの値を示してある。また、データレートの帯域幅
でのＳ／Ｎ比Ｒdを変化させてプロットしてある。図よ
り、データの形式にＮＲＺ符号を用いた場合、Ｂi／ＲS
を０.８から２倍程度にした値が実用になることがわか
る。同様に、データの符号形式をマンチェスタ符号にし
た場合の二乗損ＳL結果を図２７に示した。図２７よ
り、２から５倍程度が実用になることがわかる。又、こ
こでは、バンドパスフィルタの等価低域系として２次の
バターワースフィルタを仮定したが、これは他の伝達特
性を持つフィルタでも、およそこの数値の範囲で良い特
性を示す。
【００９０】
【効果】以上の説明から明らかなように、本発明による
と、以下のような効果がある。 （１）受信信号とＮＲＺ符号のＰＮ信号との相互相関出
力、及び、受信信号とマンチェスタ符号のＰＮ信号との
相関出力をかけ合わせた信号を、電圧制御クロックの制
御信号としたため、情報信号とキャリア成分を打消すこ
とができる。したがって、ＰＮ信号の位相差に応じた出
力値を得ることができ、これを制御クロックに帰還して
やることで同期追従を行なうことができる。また、これ
によって従来のＤＬＬに必要であった２つの相関器のバ
ランスを必要としなくなったため、位相ロックループの
調整が不用になる。このため、製造コストの点で有利に
なる。 （２）また、ＤＬＬでは同期状態にある場合でも同期ル
ープからは±１／２チップずれた同期ＰＮ信号しか取り
だすことができなかったが、本発明ではＰＮ信号の時間
的なずれを必要としない同期ループで構成したため、Ｐ
Ｎ信号を完全に同期させることができるようになった。
これによって、１／２チップの補正回路などを必要とし
なくなる。 （３）さらに、本発明においては同期ループ中から逆拡
散信号を取りだすことができるようになったため、同期
ループの外に逆拡散回路を必要としなくなる。 （４）さらに、本発明では、位相差が０附近で位相追従
特性が急峻になっているため、追従特性のよい同期ルー
プを作ることができる。 （５）受信信号とＮＲＺ符号のＰＮ信号との相互相関出
力、及び、受信信号とマンチェスタ符号のＰＮ信号との
相関出力をかけ合わせた信号を、電圧制御クロックの制
御信号としたため、情報信号にかかわらず、同期追従を
行なうことができる。また、従来の遅延ロックループに
必要であった２つの相関器のバランスを必要としなくな
ったため、位相ロックループの調整が不用になる。この
ため、製造コストの点で有利になる。 （６）前記（５）における位相同期ループの、受信信号
とＮＲＺ符号のＰＮ信号をとる相関器からの出力を取り
だしたため、中間周波数に落ちた逆拡散信号を得ること
ができるため、後段のデータ復調部での復調が容易にな
る。また、位相同期ループ中から逆拡散信号を取りだし
ているため、新たに逆拡散用のミキサ、積分器を用意す
る必要がなく、したがって部品点数の少ない、低コスト
のスペクトル拡散受信機を構成することができる。 （７）疑似乱数信号同期ループ中の相関出力を逆拡散信
号として取りだし、この信号レベルを参照するようにし
たため、別に逆拡散回路を用意する必要がなく、簡易な
構成でＡＧＣと同期判定を行なうことができるようにな
った。これによって、回路規模やコストなどの点で有利
になる。 （８）同期ループ中の２つの相関出力を足し合わせた信
号を参照することによって、微小な位相差に対する信号
レベルの変動をほぼ一定にし、ＰＮ信号のジッタに対し
て強いＡＧＣ回路、同期判定回路を構成することができ
るようになった。 （９）受信信号とＰＮ信号との相互相関出力、及び、受
信信号とクロック信号とＰＮ信号の相関出力をかけ合わ
せた信号を、電圧制御クロックの制御信号としたため、
情報信号とキャリア成分を打消すことができる。したが
って、ＰＮ信号の位相差に応じた出力値を得ることがで
き、これを制御クロックに帰還してやることで同期追従
を行なうことができる。 （１０）拡散符号にマンチェスタ符号のＰＮ信号を使用
することができるようになった。また、位相差が０附近
で位相追従特性が急峻になっているため、追従特性のよ
い同期ループを作ることができるようになった。 （１１）データ信号の符号形式にＮＲＺ符号を用いた場
合の最適なバンドパスフィルタの帯域幅を決定し（請求
項１０,１１）、データ信号の符号形式にマンチェスタ
符号を用いた場合の最適なバンドパスフィルタの帯域幅
を決定した（請求項１２,１３）。これによって、追従
特性のよいＰＮ信号の同期ループを実現することができ
た。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるスペクトル拡散通信システムの
疑似乱数信号同期方式の一実施例を説明するための構成
図である。
【図２】 本発明によるスペクトル拡散通信システムの
疑似乱数信号同期方式（その１）の実施例を示す図であ
る。
【図３】 本発明によるスペクトル拡散通信システムの
疑似乱数信号同期方式（その２）の実施例を示す図であ
る。
【図４】 本発明による疑似乱数信号同期方式の他の実
施例を示す図である。
【図５】 本発明による疑似乱数信号同期方式の更に他
の実施例を示す図である。
【図６】 本発明による疑似乱数信号同期方式の更に他
の実施例を示す図である。
【図７】 本発明による疑似乱数信号同期方式の更に他
の実施例を示す図である。
【図８】 本発明による疑似乱数信号同期方式の更に他
の実施例を示す図である。
【図９】 本発明によるスペクトル拡散通信システムの
自動利得制御方式の一実施例を説明するための構成図で
ある。
【図１０】 本発明の自動利得制御方式の他の実施例を
示す図である。
【図１１】 本発明の自動利得制御方式の更に他の実施
例を示す図である。
【図１２】 本発明の自動利得制御方式の更に他の実施
例を示す図である。
【図１３】 本発明によるスペクトル拡散通信システム
の同期判定方式の一実施例を説明するための構成図であ
る。
【図１４】 本発明の同期判定方式の他の実施例を示す
図である。
【図１５】 本発明の同期判定方式の更に他の実施例を
示す図である。
【図１６】 本発明の同期判定方式の更に他の実施例を
示す図である。
【図１７】 本発明によるスペクトル拡散通信システム
の疑似乱数信号同期方式（その３）の実施例を示す図で
ある。
【図１８】 本発明の疑似乱数信号同期方式の更に他の
実施例を示す図である。
【図１９】 本発明によるスペクトル拡散通信システム
の実施例を示す図である。
【図２０】 本発明の疑似乱数信号同期方式の更に他の
実施例を示す図である。
【図２１】 本発明による相関器の積の出力を示す図で
ある。
【図２２】 本発明による相関関数を示す図である。
【図２３】 本発明による相関器の和の出力を示す図で
ある。
【図２４】 本発明によるＮＲＺ符号とマンチェスタ符
号を示す図である。
【図２５】 本発明による疑似乱数周期方式の更に他の
実施例（請求項１１,１３）を示す図である。
【図２６】 本発明による二乗損を計算した結果を示す
図である。
【図２７】 本発明による二乗損を計算した他の結果を
示す図である。
【図２８】 従来の遅延ロックループを示す図である。
【符号の説明】
１，２…相関器、３…乗算器、４…ＬＰＦ（ローパスフ
ィルタ）、５…ＶＣＣ（Voltage Controlled Clock；電
圧制御クロック）、６…ＰＮ信号発生器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−47819（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−235541（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−35239（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−191379（ＪＰ，Ａ) ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ Ｓ，ＶＯＬ．ＣＯＭ−30，ＮＯ．５ （1982−５），Ｒ．Ａ．ＹＯＳＴ Ｒ, Ｗ．ＢＯＴＤ，”Ａ Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＰＮ Ｃｏｄｅ Ｔｒａｃｉｎｇ Ｌ ｏｏｐ：Ｉｔｓ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃ ｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｃｏｍ ｐａｒａｔｉｖｅ Ｅｖａｌｕａｔｉｏ ｎ”，ｐ1027−1036 ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ Ｓ，ＶＯＬ．ＣＯＭ−25，ＮＯ．３ （1977−３），Ｍ．Ｋ．ＳＩＭＯＮ，Ｎ ｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｐｓｅｕｄｏｎ ｉｓｅ Ｃｏｄｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｓｐｒ ｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｒｅｃｅｉ ｖｅｒｓ”，ｐ．327−345 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713

Claims (13)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 キャリアバンドにおけるスペクトル拡散
    通信システムの受信系において、送信系と乱数系列が同
    じである疑似乱数信号と受信信号とを掛け合わせて第１
    の信号を得る第１の相関器と、送信系と乱数系列が同じ
    である疑似乱数信号と、受信信号と、電圧制御クロック
    信号とを掛け合わせて第２の信号を得る第２の相関器
    と、前記第１の信号と前記第２の信号とを掛け合わせる
    乗算器と、前記疑似乱数信号の制御クロックを発生する
    電圧制御クロック発生器とから疑似乱数信号同期回路を
    有することを特徴とするスペクトル拡散通信システム。
  2. 【請求項２】 キャリアバンドにおけるスペクトル拡散
    通信システムの受信系において、送信系と乱数系列が同
    じであるＮＲＺ符号の疑似乱数信号と受信信号とを掛け
    合わせ、キャリア周波数成分を取りだした第１の信号
    と、送信系と乱数系列が同じであるマンチェスタ符号の
    疑似乱数信号と前記受信信号とを掛け合わせ、キャリア
    周波数成分を取りだした第２の信号とを得、前記第１の
    信号と前記第２の信号を掛け合わせ、低周波成分を取り
    だし、疑似乱数信号の制御クロックの制御信号源とする
    ことで、疑似乱数信号の同期を取るようにした疑似乱数
    信号同期回路を有することを特徴とするスペクトル拡散
    通信システム。
  3. 【請求項３】 キャリアバンドにおけるスペクトル拡散
    通信システムの受信系において、送信系と乱数系列が同
    じである疑似乱数信号と受信信号とを掛け合わせた信号
    を分離し、分離された一方の信号はそのキャリア周波数
    成分を取りだし、他方の信号は疑似乱数信号を駆動する
    制御クロックと掛け合わせ、キャリア周波数成分を取り
    だし、前記２つの信号をそれぞれ掛け合わせ、低周波成
    分を取りだし、疑似乱数信号の制御クロックの制御信号
    源とすることで、疑似乱数信号の同期を取るようにした
    疑似乱数信号同期回路を有することを特徴とするスペク
    トル拡散通信システム。
  4. 【請求項４】 キャリアバンドにおけるスペクトル拡散
    通信システムの受信系において、キャリアバンドの周波
    数から中間周波数分ずらした周波数に乗せたＮＲＺ符号
    の疑似乱数信号と受信信号とを掛け合わせ、中間周波数
    成分を取りだした第１の信号と、キャリアバンドの周波
    数から中間周波数分ずらした周波数に乗せたマンチェス
    タ符号の疑似乱数信号と前記受信信号とを掛け合わせ、
    中間周波数成分を取りだした第２の信号とを得、前記第
    １の信号と前記第２の信号とを掛け合わせ、低周波成分
    のみを取りだし、疑似乱数信号の制御クロックの制御信
    号源とすることで、疑似乱数信号の同期を取るようにし
    た疑似乱数信号同期回路を有することを特徴とするスペ
    クトル拡散通信システム。
  5. 【請求項５】 受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号と
    の相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の疑似乱数
    信号との相関値を掛け合わせ、その低周波成分を疑似乱
    数信号の位相誤差信号として用いる疑似乱数信号同期回
    路において、前記受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号
    との相関値を該同期回路の前段に設けられた利得制御回
    路の制御信号として用いることを特徴とするスペクトル
    拡散通信システム。
  6. 【請求項６】 疑似乱数信号発生器を駆動するクロック
    信号と受信信号と疑似乱数信号とを掛け合わせ、フィル
    タに通すことによって得られる相関値及び、受信信号と
    疑似乱数信号との相関値を掛け合わせ、その低周波成分
    を疑似乱数信号の位相誤差信号として用いる疑似乱数信
    号同期回路において、前記受信信号と疑似乱数信号との
    相関値を該同期回路の前段に設けられた利得制御回路の
    制御信号として用いることを特徴とするスペクトル拡散
    通信システム。
  7. 【請求項７】 受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号と
    の相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の疑似乱数
    信号との相関値を掛け合わせ、その低周波成分を疑似乱
    数信号の位相誤差信号として用いる疑似乱数信号同期回
    路において、前記受信信号とＮＲＺ符号の疑似乱数信号
    との相関値を同期判定信号として用いることを特徴とす
    るスペクトル拡散通信システム。
  8. 【請求項８】 疑似乱数信号発生器を駆動するクロック
    信号と受信信号と疑似乱数信号とを掛け合わせ、フィル
    タに通すことによって得られる相関値と、受信信号と疑
    似乱数信号との相関値を掛け合わせ、その低周波成分を
    疑似乱数信号の位相誤差信号として用いる疑似乱数信号
    同期回路において、前記受信信号と疑似乱数信号との相
    関値を同期判定信号として用いることを特徴とするスペ
    クトル拡散通信システム。
  9. 【請求項９】 受信信号と疑似乱数信号との相関を取っ
    た第１の信号と、受信信号に疑似乱数信号発生器を駆動
    するクロック信号を掛け合わせて、疑似乱数信号との相
    関を取った第２の信号とを得、前記第１の相関値と前記
    第２の相関値を掛け合わせた信号の低周波成分を疑似乱
    数信号の位相誤差信号として用いるようにした疑似乱数
    信号同期回路を有することを特徴とするスペクトル拡散
    通信システム。
  10. 【請求項１０】 受信信号と参照疑似乱数信号と該参照
    疑似乱数信号を作りだすクロック信号との相関値、及び
    受信信号と参照疑似乱数信号との相関値の積の信号を誤
    差信号として用いる疑似乱数信号の同期ループにおい
    て、データ信号がＮＲＺ符号で表わされている場合に、
    これら２つの相関値を求める相関器のバンドパスフィル
    タの帯域幅をデータ信号レートの０.８倍から２倍であ
    ることを特徴とするスペクトル拡散通信システム。
  11. 【請求項１１】 受信信号とＮＲＺ符号の参照疑似乱数
    信号との相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の参
    照疑似乱数信号との相関値の積を誤差信号として用いる
    疑似乱数信号の同期ループにおいて、データ信号がＮＲ
    Ｚ符号で表わされている場合に、これら２つの相関値を
    求める相関器のバンドパスフィルタの帯域幅をデータ信
    号レートの０.８倍から２倍であることを特徴とするス
    ペクトル拡散通信システム。
  12. 【請求項１２】 受信信号と参照疑似乱数信号と該参照
    疑似乱数信号を作りだすクロック信号との相関値、及び
    受信信号と参照疑似乱数信号との相関値の積の信号を誤
    差信号として用いる疑似乱数信号の同期ループにおい
    て、データ信号がマンチェスタ符号で表わされている場
    合に、これら２つの相関値を求める相関器のバンドパス
    フィルタの帯域幅をデータ信号レートの２倍から５倍で
    あることを特徴とするスペクトル拡散通信システム。
  13. 【請求項１３】 受信信号とＮＲＺ符号の参照疑似乱数
    信号との相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の参
    照疑似乱数信号との相関値の積を誤差信号として用いる
    疑似乱数信号の同期ループにおいて、データ信号がマン
    チェスタ符号で表わされている場合に、これら２つの相
    関値を求める相関器のバンドパスフィルタの帯域幅をデ
    ータ信号レートの２倍から５倍であることを特徴とする
    スペクトル拡散通信システム。
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