JPH06197091A - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式Info
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- JPH06197091A JPH06197091A JP43A JP35703792A JPH06197091A JP H06197091 A JPH06197091 A JP H06197091A JP 43 A JP43 A JP 43A JP 35703792 A JP35703792 A JP 35703792A JP H06197091 A JPH06197091 A JP H06197091A
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- signal
- noise signal
- correlation
- synchronization
- pseudo noise
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 初期同期獲得に掛かる時間の短縮を図る。
【構成】 図１（ａ）の自己相関関数はその１周期ＬΔ
の間に１つピークがでるのに対し、図１（ａ）と図１
（ｂ），図１（ａ）と図１（ｃ）の相互相関関数は、図
１（ａ）で示したＰＮ信号の１周期ＬΔの間にクロック
速度比ｎ＝２の時は２個、ｎ＝３の時は３個のピーク値
が存在することがわかる。一般にクロック速度比がｎの
時に両者の相互相関関数は、受信ＰＮ信号の１周期ＬΔ
内ｎ個のピークを持つ。この相関方式を用いると受信Ｐ
Ｎ信号の１周期ＬΔ内にｎ個の相関ピークがでるため、
従来の方法（クロック速度が送信側と受信側で同じ場
合）に比べ、パターン依存を確認するのに有する時間の
短縮が図れる。
の間に１つピークがでるのに対し、図１（ａ）と図１
（ｂ），図１（ａ）と図１（ｃ）の相互相関関数は、図
１（ａ）で示したＰＮ信号の１周期ＬΔの間にクロック
速度比ｎ＝２の時は２個、ｎ＝３の時は３個のピーク値
が存在することがわかる。一般にクロック速度比がｎの
時に両者の相互相関関数は、受信ＰＮ信号の１周期ＬΔ
内ｎ個のピークを持つ。この相関方式を用いると受信Ｐ
Ｎ信号の１周期ＬΔ内にｎ個の相関ピークがでるため、
従来の方法（クロック速度が送信側と受信側で同じ場
合）に比べ、パターン依存を確認するのに有する時間の
短縮が図れる。
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は、スペクトル拡散通信方式に関
し、例えば、スペクトル拡散通信方式における同期回
路、無線通信に適用されるものである。
し、例えば、スペクトル拡散通信方式における同期回
路、無線通信に適用されるものである。
【０００２】
【従来技術】本発明に係る従来技術を記載した公知文献
としては、「スペクトル拡散通信におけるマンチェスタ
符号化ＰＮ信号のための遅延ロックループの追従特性」
（長谷川孝明外２名，信学技法SSTA８９−１４，Augus
t,4,5.1989-08）がある。この文献のものは、拡散信号
にマンチェスタ化ＰＮ（擬似雑音）信号を用いた場合の
遅延ロックループの追従特性についての報告がなされて
いる。
としては、「スペクトル拡散通信におけるマンチェスタ
符号化ＰＮ信号のための遅延ロックループの追従特性」
（長谷川孝明外２名，信学技法SSTA８９−１４，Augus
t,4,5.1989-08）がある。この文献のものは、拡散信号
にマンチェスタ化ＰＮ（擬似雑音）信号を用いた場合の
遅延ロックループの追従特性についての報告がなされて
いる。
【０００３】通常スペクトル拡散通信方式の受信機で
は、受信したＰＮ信号と参照ＰＮ信号の位相を同期させ
るために遅延ロックループ（ＤＬＬ）と呼ばれる同期回
路を用いる。しかし、その位相比較特性の位相比較出力
を出す範囲が狭いため、まず、初期同期獲得が必要とな
る。初期同期獲得には、受信機の電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）の自走波数にわずかなオフセットを持たせ、参照Ｐ
Ｎ信号と受信ＰＮ信号との相関を計算し、その相関値を
あらかじめ定められたスレッショルド・レベルと比較
し、該スレッショルド・レベルを越えた時に同期が獲得
されたとみなして遅延ロックループによる追跡動作に移
る。相関値がスレッショルド・レベルよりも小さけれ
ば、参照ＰＮ信号のクロックを進めて、その都度レベル
比較を行なう。この操作はＰＮ信号の相関関数特性がＰ
Ｎ符号系列の１周期内において位相差が零近傍である時
にのみ出力を持つことを利用しているため、初期同期獲
得までに最大でＰＮ系列の１周期に相当する時間が掛か
る。
は、受信したＰＮ信号と参照ＰＮ信号の位相を同期させ
るために遅延ロックループ（ＤＬＬ）と呼ばれる同期回
路を用いる。しかし、その位相比較特性の位相比較出力
を出す範囲が狭いため、まず、初期同期獲得が必要とな
る。初期同期獲得には、受信機の電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）の自走波数にわずかなオフセットを持たせ、参照Ｐ
Ｎ信号と受信ＰＮ信号との相関を計算し、その相関値を
あらかじめ定められたスレッショルド・レベルと比較
し、該スレッショルド・レベルを越えた時に同期が獲得
されたとみなして遅延ロックループによる追跡動作に移
る。相関値がスレッショルド・レベルよりも小さけれ
ば、参照ＰＮ信号のクロックを進めて、その都度レベル
比較を行なう。この操作はＰＮ信号の相関関数特性がＰ
Ｎ符号系列の１周期内において位相差が零近傍である時
にのみ出力を持つことを利用しているため、初期同期獲
得までに最大でＰＮ系列の１周期に相当する時間が掛か
る。
【０００４】通常の直接型スペクトル拡散通信方式で
は、受信側において受信信号に含まれるＰＮ信号の時間
遅れを正しく推定して同期を確立し、受信信号に含まれ
るＰＮ信号と全く同じパターンの参照ＰＮ信号を生成
し、両者を掛け合わせて逆拡散を行なう必要があるた
め、位相比較特性には１周期内にピーク出力を一つ持つ
相関関数を用いる。しかし、情報信号により電圧制御発
振器を制御して、ＰＮ符号のクロックを周波数変調させ
るクロック変調スペクトル拡散通信方式のように逆拡散
を必要としないようなスペクトル拡散通信方式において
も同期獲得にＰＮ系列の１周期に相当する時間が掛かっ
てしまう。
は、受信側において受信信号に含まれるＰＮ信号の時間
遅れを正しく推定して同期を確立し、受信信号に含まれ
るＰＮ信号と全く同じパターンの参照ＰＮ信号を生成
し、両者を掛け合わせて逆拡散を行なう必要があるた
め、位相比較特性には１周期内にピーク出力を一つ持つ
相関関数を用いる。しかし、情報信号により電圧制御発
振器を制御して、ＰＮ符号のクロックを周波数変調させ
るクロック変調スペクトル拡散通信方式のように逆拡散
を必要としないようなスペクトル拡散通信方式において
も同期獲得にＰＮ系列の１周期に相当する時間が掛かっ
てしまう。
【０００５】
【目的】本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされた
もので、受信側で用いる参照ＰＮ信号に送信側で用いる
ＰＮ信号と同一のパターン系列を持ちクロック速度がｎ
倍であるＰＮ信号を用いて、両者の相互相関関数が周期
ＬΔ内にｎ個の相関ピークを出すことを利用して初期同
期獲得に掛かる時間の短縮を図るようにしたスペクトル
拡散通信方式を提供することを目的としてなされたもの
である。
もので、受信側で用いる参照ＰＮ信号に送信側で用いる
ＰＮ信号と同一のパターン系列を持ちクロック速度がｎ
倍であるＰＮ信号を用いて、両者の相互相関関数が周期
ＬΔ内にｎ個の相関ピークを出すことを利用して初期同
期獲得に掛かる時間の短縮を図るようにしたスペクトル
拡散通信方式を提供することを目的としてなされたもの
である。
【０００６】
【構成】本発明は、上記目的を達成するために、（１）
直接拡散型のスペクトル拡散通信方式において、送信側
に擬似雑音信号を用い、受信側に送信側と同一の擬似雑
音信号でクロック速度がｎ倍である擬似雑音信号を用
い、両擬似雑音信号の相互相関特性を用いること、更に
は、（２）前記擬似雑音信号として、クロック速度比ｎ
を２のｍ乗倍（ｍ：正の整数）とした擬似雑音信号を受
信側に用いたこと、更には、（３）前記擬似雑音信号と
してノンリターントウゼロ（ＮＲＺ）型の擬似雑音信号
を用い、受信側の相関器にて両信号の相互相関演算を行
い得られた相関関数の基準時間点からの進みと遅れの時
間のシフト量δを（ｎ−１）Δ′／２≦δ≦（ｎ＋１）
Δ′／２（Δ′：ｎ倍のクロック速度を持つ擬似雑音信
号のチップ幅）とし、これらを引算することにより得ら
れた位相比較特性を同期捕捉に用いた同期方式を備えた
こと、更には、（４）前記擬似雑音信号としてマンチェ
スタ化擬似雑音信号を用い、受信側の相関器にて両信号
の相互相関演算を行い得られた相関関数の基準時間点か
らの進みと遅れの時間のシフト量δをδ≦Δ′／２
（Δ′：ｎ倍のクロック速度を持つ擬似雑音信号のチッ
プ幅）とし、これらを引算することにより得られた位相
比較特性を同期捕捉に用いた同期方式を備えたこと、更
には、（５）前記（４）において、送信側では擬似雑音
信号のクロックを情報信号で周波数変調し、受信側では
同期回路中の同期制御信号を取り出して情報信号の復調
を行なうことを特徴としたものである。以下、本発明の
実施例に基づいて説明する。
直接拡散型のスペクトル拡散通信方式において、送信側
に擬似雑音信号を用い、受信側に送信側と同一の擬似雑
音信号でクロック速度がｎ倍である擬似雑音信号を用
い、両擬似雑音信号の相互相関特性を用いること、更に
は、（２）前記擬似雑音信号として、クロック速度比ｎ
を２のｍ乗倍（ｍ：正の整数）とした擬似雑音信号を受
信側に用いたこと、更には、（３）前記擬似雑音信号と
してノンリターントウゼロ（ＮＲＺ）型の擬似雑音信号
を用い、受信側の相関器にて両信号の相互相関演算を行
い得られた相関関数の基準時間点からの進みと遅れの時
間のシフト量δを（ｎ−１）Δ′／２≦δ≦（ｎ＋１）
Δ′／２（Δ′：ｎ倍のクロック速度を持つ擬似雑音信
号のチップ幅）とし、これらを引算することにより得ら
れた位相比較特性を同期捕捉に用いた同期方式を備えた
こと、更には、（４）前記擬似雑音信号としてマンチェ
スタ化擬似雑音信号を用い、受信側の相関器にて両信号
の相互相関演算を行い得られた相関関数の基準時間点か
らの進みと遅れの時間のシフト量δをδ≦Δ′／２
（Δ′：ｎ倍のクロック速度を持つ擬似雑音信号のチッ
プ幅）とし、これらを引算することにより得られた位相
比較特性を同期捕捉に用いた同期方式を備えたこと、更
には、（５）前記（４）において、送信側では擬似雑音
信号のクロックを情報信号で周波数変調し、受信側では
同期回路中の同期制御信号を取り出して情報信号の復調
を行なうことを特徴としたものである。以下、本発明の
実施例に基づいて説明する。
【０００７】通常の直接型スペクトル拡散通信方式で
は、受信機において受信信号に含まれるＰＮ信号の時間
遅れを正しく推定して同期を確立し、受信信号に含まれ
るＰＮ信号と全く同じパターンの参照ＰＮ信号を掛け合
わせることで逆拡散を行なうため、図２（ａ）に示すよ
うに、ＰＮ信号の１周期ＬΔ内にピーク値が一つである
相関関数を用いて構成された位相比較特性を用いる。こ
の位相比較特性は、図２（ａ）の自己相関関数を基準時
間点から進めたものから、同じ時間だけ遅らせたものを
引き算して得られる。図３（ａ）に通常良く用いられる
基準時間点からの時間のシフト量δをδ＝Δ（Δ：ＰＮ
信号のチップ幅）とした時の位相比較特性を示す。しか
し、情報信号により電圧制御発振器を制御して、ＰＮ符
号のクロックを駆動させるスペクトル拡散通信方式のよ
うに、受信側で逆拡散を必要としないようなスペクトル
拡散通信方式では、参照ＰＮ信号のパターンは受信信号
に含まれるＰＮ信号のパターンと同じでなくて良いの
で、同期点が１周期内に一点である必要はない。
は、受信機において受信信号に含まれるＰＮ信号の時間
遅れを正しく推定して同期を確立し、受信信号に含まれ
るＰＮ信号と全く同じパターンの参照ＰＮ信号を掛け合
わせることで逆拡散を行なうため、図２（ａ）に示すよ
うに、ＰＮ信号の１周期ＬΔ内にピーク値が一つである
相関関数を用いて構成された位相比較特性を用いる。こ
の位相比較特性は、図２（ａ）の自己相関関数を基準時
間点から進めたものから、同じ時間だけ遅らせたものを
引き算して得られる。図３（ａ）に通常良く用いられる
基準時間点からの時間のシフト量δをδ＝Δ（Δ：ＰＮ
信号のチップ幅）とした時の位相比較特性を示す。しか
し、情報信号により電圧制御発振器を制御して、ＰＮ符
号のクロックを駆動させるスペクトル拡散通信方式のよ
うに、受信側で逆拡散を必要としないようなスペクトル
拡散通信方式では、参照ＰＮ信号のパターンは受信信号
に含まれるＰＮ信号のパターンと同じでなくて良いの
で、同期点が１周期内に一点である必要はない。
【０００８】まず、請求項１について説明する。図１
（ａ）〜（ｃ）は、従来のＰＮ信号と、これと同一のパ
ターンを持ちクロック速度比ｎがｎ＝２，３のＰＮ信号
の例を示す図である。図１ではＰＮ周期Ｌ＝７の場合を
示した。図１（ａ）で示した符号の自己相関関数を図２
（ａ）に、図１（ａ）で示したＰＮ信号と図１（ｂ）に
示したＰＮ信号との相互相関を図２（ｂ）に、図１
（ａ）で示したＰＮ信号と図１（ｃ）に示したＰＮ信号
との相互相関を図２（ｃ）に各々示す。本発明では受信
側では送信側で用いたＰＮ信号（受信ＰＮ信号）と同一
のパターンを持ち、クロック速度がｎ倍の参照ＰＮ信号
を生成する。参照ＰＮ信号のチップ幅Δ′は受信ＰＮ信
号のチップ幅ΔとΔ′＝Δ／ｎの関係がある。
（ａ）〜（ｃ）は、従来のＰＮ信号と、これと同一のパ
ターンを持ちクロック速度比ｎがｎ＝２，３のＰＮ信号
の例を示す図である。図１ではＰＮ周期Ｌ＝７の場合を
示した。図１（ａ）で示した符号の自己相関関数を図２
（ａ）に、図１（ａ）で示したＰＮ信号と図１（ｂ）に
示したＰＮ信号との相互相関を図２（ｂ）に、図１
（ａ）で示したＰＮ信号と図１（ｃ）に示したＰＮ信号
との相互相関を図２（ｃ）に各々示す。本発明では受信
側では送信側で用いたＰＮ信号（受信ＰＮ信号）と同一
のパターンを持ち、クロック速度がｎ倍の参照ＰＮ信号
を生成する。参照ＰＮ信号のチップ幅Δ′は受信ＰＮ信
号のチップ幅ΔとΔ′＝Δ／ｎの関係がある。
【０００９】図２（ａ）〜（ｃ）の相関関数を見ると、
図１（ａ）の自己相関関数は、その１周期ＬΔの間に１
つピークがでるのに対し（図２（ａ））、図１（ａ）と
図１（ｂ），図１（ａ）と図１（ｃ）の相互相関関数
は、図１（ａ）で示したＰＮ信号の１周期ＬΔの間にク
ロック速度比ｎ＝２の時に２個（図２（ｂ））、ｎ＝３
の時に３個のピーク値（図２（ｃ））が存在することが
わかる。一般にクロック速度比がｎの時に両者の相互相
関関数は受信ＰＮ信号の１周期ＬΔ内にｎ個のピークを
持つことを確認した。この相関方式を用いると受信ＰＮ
信号の１周期ＬΔ内ｎ個の相関ピークがでるため、従来
の方法（クロック速度が送信側と受信側で同じ場合）に
比べ、パターン依存を確認するのに有する時間の短縮が
図れる。
図１（ａ）の自己相関関数は、その１周期ＬΔの間に１
つピークがでるのに対し（図２（ａ））、図１（ａ）と
図１（ｂ），図１（ａ）と図１（ｃ）の相互相関関数
は、図１（ａ）で示したＰＮ信号の１周期ＬΔの間にク
ロック速度比ｎ＝２の時に２個（図２（ｂ））、ｎ＝３
の時に３個のピーク値（図２（ｃ））が存在することが
わかる。一般にクロック速度比がｎの時に両者の相互相
関関数は受信ＰＮ信号の１周期ＬΔ内にｎ個のピークを
持つことを確認した。この相関方式を用いると受信ＰＮ
信号の１周期ＬΔ内ｎ個の相関ピークがでるため、従来
の方法（クロック速度が送信側と受信側で同じ場合）に
比べ、パターン依存を確認するのに有する時間の短縮が
図れる。
【００１０】次に、請求項２について説明する。前述し
たように、図２（ｂ）及び図２（ｃ）は、クロック速度
比ｎをｎ＝２，３とした場合の相互相関関数の例を示す
図である。図２（ｃ）を見ると、参照ＰＮ信号の１周期
ＬΔ′内（Ｌ＝７）に正の相関ピーク出力の大きさとほ
ぼ等しい相関ピークが負にも存在することがわかる。通
常スペクトル拡散通信方式において、相関出力のピーク
が１周期内に複数存在すると、マルチパス除去機能の劣
化を招く原因となる。請求項２で述べたものは、参照Ｐ
Ｎ信号の１周期ＬΔ′内に相関ピークが複数個出現しな
いようなクロック速度比ｎの値を示したものである。一
般にクロック速度比ｎが２のｍ乗の時、参照ＰＮ信号の
１周期ＬΔ′内に相関ピークが一つであることを確認し
た。
たように、図２（ｂ）及び図２（ｃ）は、クロック速度
比ｎをｎ＝２，３とした場合の相互相関関数の例を示す
図である。図２（ｃ）を見ると、参照ＰＮ信号の１周期
ＬΔ′内（Ｌ＝７）に正の相関ピーク出力の大きさとほ
ぼ等しい相関ピークが負にも存在することがわかる。通
常スペクトル拡散通信方式において、相関出力のピーク
が１周期内に複数存在すると、マルチパス除去機能の劣
化を招く原因となる。請求項２で述べたものは、参照Ｐ
Ｎ信号の１周期ＬΔ′内に相関ピークが複数個出現しな
いようなクロック速度比ｎの値を示したものである。一
般にクロック速度比ｎが２のｍ乗の時、参照ＰＮ信号の
１周期ＬΔ′内に相関ピークが一つであることを確認し
た。
【００１１】次に、請求項３について説明する。情報信
号により電圧制御発振器を制御して、ＰＮ信号のクロッ
クを周波数変調させるスペクトル拡散通信方式のよう
に、復調信号が遅延ロックループのループフィルタ出力
となって逆拡散を行なう必要がないような場合には、同
期回路では受信信号に含まれるＰＮ信号の時間遅れを正
しく推定できさえすればよく、参照ＰＮ信号のパターン
は一致している必要はない。そのため、図３（ｂ）に示
すような１周期ＬΔ内にｎ個のピーク値を持つ相関関数
を同期捕捉に用いることが可能となる。ここで、図３
（ｂ）はＰＮ信号（図２（ｂ））の相互相関関数（Ｌ＝
７，ｎ＝２）を基準時間点からの進みと遅れの時間のシ
フト量δを（ｎ＋１）Δ′として得られた例である。通
常、受信側では始め同期獲得を行なうが、本発明で提案
した相関方式では周期ＬΔの間にｎ個ピークが存在する
ため初期同期を獲得するまでの時間が１／ｎに短縮でき
ると考えられる。
号により電圧制御発振器を制御して、ＰＮ信号のクロッ
クを周波数変調させるスペクトル拡散通信方式のよう
に、復調信号が遅延ロックループのループフィルタ出力
となって逆拡散を行なう必要がないような場合には、同
期回路では受信信号に含まれるＰＮ信号の時間遅れを正
しく推定できさえすればよく、参照ＰＮ信号のパターン
は一致している必要はない。そのため、図３（ｂ）に示
すような１周期ＬΔ内にｎ個のピーク値を持つ相関関数
を同期捕捉に用いることが可能となる。ここで、図３
（ｂ）はＰＮ信号（図２（ｂ））の相互相関関数（Ｌ＝
７，ｎ＝２）を基準時間点からの進みと遅れの時間のシ
フト量δを（ｎ＋１）Δ′として得られた例である。通
常、受信側では始め同期獲得を行なうが、本発明で提案
した相関方式では周期ＬΔの間にｎ個ピークが存在する
ため初期同期を獲得するまでの時間が１／ｎに短縮でき
ると考えられる。
【００１２】ところで、同期確立に必要とされる位相比
較特性とは、同期点を原点としてその近傍では原点を通
る一次式で表される特性を言う。よって、位相比較特性
を構成するのに用いられる相関関数は、図２（ａ），図
２（ｂ）のように最小出力と最大出力までが一次式で表
されていなければならない。そこで、請求項３ではＰＮ
信号としてＮＲＺ（ノンリターントウゼロ）型ＰＮ信号
を用い、その相互相関関数より位相比較特性を構成する
際、位相比較特性が同期追従に必要な特性を有するよう
基準時間点からの進みと遅れの時間のシフト量δを（ｎ
−１）Δ′／２≦δ≦（ｎ＋１）Δ′／２（Δ′：ｎ倍
のクロック速度を持つＰＮ信号のチップ幅）と定めた。
較特性とは、同期点を原点としてその近傍では原点を通
る一次式で表される特性を言う。よって、位相比較特性
を構成するのに用いられる相関関数は、図２（ａ），図
２（ｂ）のように最小出力と最大出力までが一次式で表
されていなければならない。そこで、請求項３ではＰＮ
信号としてＮＲＺ（ノンリターントウゼロ）型ＰＮ信号
を用い、その相互相関関数より位相比較特性を構成する
際、位相比較特性が同期追従に必要な特性を有するよう
基準時間点からの進みと遅れの時間のシフト量δを（ｎ
−１）Δ′／２≦δ≦（ｎ＋１）Δ′／２（Δ′：ｎ倍
のクロック速度を持つＰＮ信号のチップ幅）と定めた。
【００１３】次に、請求項４について説明する。請求項
４は、請求項１のＰＮ信号としてマンチェスタ化ＰＮ信
号を用いた場合である。図４（ａ）は、図１（ａ）（Ｌ
＝７）をマンチェスタ化したＰＮ信号の例を、図４
（ｂ）は、図４（ａ）と同一のパターンを持ちクロック
速度比ｎがｎ＝２の時のマンチェスタ化ＰＮ信号の例を
示す図である。また、図５（ｂ）に両者の相互相関関数
を示す。これより受信ＰＮ信号の１周期ＬΔ内に２個の
相関ピークが出現することがわかる。ＰＮ信号にマンチ
ェスタ化ＰＮ信号を用いた場合にも、一般に受信ＰＮ信
号の１周期ＬΔ内にｎ個の相関出力が現れる。この相互
相関関数から図６（ｂ）のような位相比較特性が得られ
る。この時、相互相関の基準時間点からの進みと遅れの
時間のシフト量δがΔ′／２以下の時、位相比較特性に
適した特性が得られる。請求項３で述べたＮＲＺ型ＰＮ
信号を送受信に用いた時の位相比較特性の同期点付近に
おける直線の傾きは基準時間からの時間のシフト量δが
δ＝（ｎ−１）の時最も大きく、図２（ｂ）に示したＰ
Ｎ信号を（Ｌ＝７，ｎ＝２）用いた場合傾きＫNRZは以
下の数１のようになる。
４は、請求項１のＰＮ信号としてマンチェスタ化ＰＮ信
号を用いた場合である。図４（ａ）は、図１（ａ）（Ｌ
＝７）をマンチェスタ化したＰＮ信号の例を、図４
（ｂ）は、図４（ａ）と同一のパターンを持ちクロック
速度比ｎがｎ＝２の時のマンチェスタ化ＰＮ信号の例を
示す図である。また、図５（ｂ）に両者の相互相関関数
を示す。これより受信ＰＮ信号の１周期ＬΔ内に２個の
相関ピークが出現することがわかる。ＰＮ信号にマンチ
ェスタ化ＰＮ信号を用いた場合にも、一般に受信ＰＮ信
号の１周期ＬΔ内にｎ個の相関出力が現れる。この相互
相関関数から図６（ｂ）のような位相比較特性が得られ
る。この時、相互相関の基準時間点からの進みと遅れの
時間のシフト量δがΔ′／２以下の時、位相比較特性に
適した特性が得られる。請求項３で述べたＮＲＺ型ＰＮ
信号を送受信に用いた時の位相比較特性の同期点付近に
おける直線の傾きは基準時間からの時間のシフト量δが
δ＝（ｎ−１）の時最も大きく、図２（ｂ）に示したＰ
Ｎ信号を（Ｌ＝７，ｎ＝２）用いた場合傾きＫNRZは以
下の数１のようになる。
【００１４】
【数１】
【００１５】これに対して、２ＰＮ符号長Ｌ（Ｌ＝７）
とクロック速度比ｎ（ｎ＝２）が同じであるマンチェス
タ化ＰＮ信号（図４（ｂ））を送受信に用いた場合は、
相互相関の基準時間からの時間のシフト量δがδ＝Δ／
２の時位相比較特性の同期点付近における直線の傾きが
Ｋｍが最も小さく、以下の数２のようになる。
とクロック速度比ｎ（ｎ＝２）が同じであるマンチェス
タ化ＰＮ信号（図４（ｂ））を送受信に用いた場合は、
相互相関の基準時間からの時間のシフト量δがδ＝Δ／
２の時位相比較特性の同期点付近における直線の傾きが
Ｋｍが最も小さく、以下の数２のようになる。
【００１６】
【数２】
【００１７】式（１）、式（２）より Ｋｍ＞ＫNRZ …（３） が成り立ち、請求項３で述べたＮＲＺ型ＰＮ信号を用い
る場合に比べ、請求項４で述べたマンチェスタ化ＰＮ信
号を用いた時は、常に位相比較特性の同期点付近の直線
の傾きが急峻で、追従性能が良いことがわかる。
る場合に比べ、請求項４で述べたマンチェスタ化ＰＮ信
号を用いた時は、常に位相比較特性の同期点付近の直線
の傾きが急峻で、追従性能が良いことがわかる。
【００１８】次に、請求項５について説明する。情報信
号により電圧制御発振器を制御して、ＰＮ信号のクロッ
クを周波数変調させるクロック変調スペクトル拡散通信
方式は逆拡散を必要としない。したがって、クロック変
調スペクトル拡散通信方式では請求項３，請求項４で述
べた同期方式を用いることができる。請求項５は、請求
項３の相関方式をクロック変調スペクトル拡散通信方式
に用いた例である。
号により電圧制御発振器を制御して、ＰＮ信号のクロッ
クを周波数変調させるクロック変調スペクトル拡散通信
方式は逆拡散を必要としない。したがって、クロック変
調スペクトル拡散通信方式では請求項３，請求項４で述
べた同期方式を用いることができる。請求項５は、請求
項３の相関方式をクロック変調スペクトル拡散通信方式
に用いた例である。
【００１９】図７（ａ）,（ｂ）にブロック図を示す。
図中、１は加算器、２はＶＣＯ（電圧制御発振器）、３
はＰＮ信号発生器、４はＲＦ部、５はフロントエンド
部、６は相関ネットワーク、７はループフィルタ、８は
加算器、９はＶＣＯ、１０はＰＮ信号発生器である。ま
ず、送信機では自走周波数ｆｃの電圧制御発振器２のク
ロックを情報信号で制御してクロック変調されたＰＮ信
号を送信する。受信機では、受信ＰＮ信号とクロック速
度比がｎの参照ＰＮ信号を発生するＰＮ信号発生器１０
から出力された受信信号に対してδ時間だけ進んだＰＮ
信号と遅れたＰＮ信号とを乗算し、バンドパスフィルタ
を通して積分することにより相互相関演算を行う。得ら
れた２つの相互相関値の差（誤差信号）をループフィル
タ７で平滑化し、該ループフィルタ７の出力を電圧制御
発振器９の制御信号として用いて同期制御を行なう。
図中、１は加算器、２はＶＣＯ（電圧制御発振器）、３
はＰＮ信号発生器、４はＲＦ部、５はフロントエンド
部、６は相関ネットワーク、７はループフィルタ、８は
加算器、９はＶＣＯ、１０はＰＮ信号発生器である。ま
ず、送信機では自走周波数ｆｃの電圧制御発振器２のク
ロックを情報信号で制御してクロック変調されたＰＮ信
号を送信する。受信機では、受信ＰＮ信号とクロック速
度比がｎの参照ＰＮ信号を発生するＰＮ信号発生器１０
から出力された受信信号に対してδ時間だけ進んだＰＮ
信号と遅れたＰＮ信号とを乗算し、バンドパスフィルタ
を通して積分することにより相互相関演算を行う。得ら
れた２つの相互相関値の差（誤差信号）をループフィル
タ７で平滑化し、該ループフィルタ７の出力を電圧制御
発振器９の制御信号として用いて同期制御を行なう。
【００２０】図７の中の参照ＰＮ信号を駆動する電圧制
御発振器９の自走周波数は、送信器の電圧制御発振器２
の自走周波数のｎ倍で、ＰＮ信号発生器１０からは受信
信号に対してδ時間進んだＰＮ信号とδ時間遅れたＰＮ
信号が出力される。この時、基準時間からの時間のシフ
ト量δは、位相比較特性が同期点付近で直線となるよう
（ｎ−１）Δ′／２≦δ≦（ｎ＋１）Δ′／２（Δ′：
ｎ倍のクロック速度を持つＰＮ信号のチップ幅）を満た
すとする。また相互相関演算の際に積分は受信ＰＮ信号
の１周期にわたって充分な時間だけ行なう。ＰＮ信号の
クロック周波数を情報信号で周波数変調しているため復
調信号はループフィルタ７の出力となる。請求項５で
は、請求項３で述べた同期方式、つまり受信ＰＮ信号の
１周期ＬΔ内にｎ個の相関ピークを持つ位相比較特性を
用いたため初期同期獲得に掛かる時間の短縮が図れる。
御発振器９の自走周波数は、送信器の電圧制御発振器２
の自走周波数のｎ倍で、ＰＮ信号発生器１０からは受信
信号に対してδ時間進んだＰＮ信号とδ時間遅れたＰＮ
信号が出力される。この時、基準時間からの時間のシフ
ト量δは、位相比較特性が同期点付近で直線となるよう
（ｎ−１）Δ′／２≦δ≦（ｎ＋１）Δ′／２（Δ′：
ｎ倍のクロック速度を持つＰＮ信号のチップ幅）を満た
すとする。また相互相関演算の際に積分は受信ＰＮ信号
の１周期にわたって充分な時間だけ行なう。ＰＮ信号の
クロック周波数を情報信号で周波数変調しているため復
調信号はループフィルタ７の出力となる。請求項５で
は、請求項３で述べた同期方式、つまり受信ＰＮ信号の
１周期ＬΔ内にｎ個の相関ピークを持つ位相比較特性を
用いたため初期同期獲得に掛かる時間の短縮が図れる。
【００２１】次に、請求項６について説明する。請求項
６は、請求項４の相関方式をクロック変調スペクトル拡
散通信方式に用いた例である。図８（ａ）,（ｂ）にブ
ロック図を示す。図中、１１，１２はマンチェスタ化Ｐ
Ｎ信号発生器で、その他、図７と同じ作用をする部分は
同一の符号を付してある。まず、送信機では自走周波数
ｆｃの電圧制御発振器２のクロックを情報信号で制御し
てクロック変調されたマンチェスタ化ＰＮ信号を送信す
る。マンチェスタ化ＰＮ信号の生成例を図９に示す。図
中、１３はＥＸＯＲ（排他的論理和）である。受信機で
は、受信ＰＮ信号とクロック速度比がｎのマンチェスタ
化を施した参照ＰＮ信号を発生するマンチェスタ化ＰＮ
信号発生器１２から出力された受信信号に対して、δ時
間だけ進んだマンチェスタ化ＰＮ信号と６時間だけ遅れ
たマンチェスタ化ＰＮ信号とを乗算し、バンドパスフィ
ルタを通し積分することにより相互相関演算を行う。得
られた２つの相互相関値の差（誤差信号）をループフィ
ルタ７で平滑化し、該ループフィルタ７の出力を電圧制
御発振器９の制御信号として用い同期制御を行なう。
６は、請求項４の相関方式をクロック変調スペクトル拡
散通信方式に用いた例である。図８（ａ）,（ｂ）にブ
ロック図を示す。図中、１１，１２はマンチェスタ化Ｐ
Ｎ信号発生器で、その他、図７と同じ作用をする部分は
同一の符号を付してある。まず、送信機では自走周波数
ｆｃの電圧制御発振器２のクロックを情報信号で制御し
てクロック変調されたマンチェスタ化ＰＮ信号を送信す
る。マンチェスタ化ＰＮ信号の生成例を図９に示す。図
中、１３はＥＸＯＲ（排他的論理和）である。受信機で
は、受信ＰＮ信号とクロック速度比がｎのマンチェスタ
化を施した参照ＰＮ信号を発生するマンチェスタ化ＰＮ
信号発生器１２から出力された受信信号に対して、δ時
間だけ進んだマンチェスタ化ＰＮ信号と６時間だけ遅れ
たマンチェスタ化ＰＮ信号とを乗算し、バンドパスフィ
ルタを通し積分することにより相互相関演算を行う。得
られた２つの相互相関値の差（誤差信号）をループフィ
ルタ７で平滑化し、該ループフィルタ７の出力を電圧制
御発振器９の制御信号として用い同期制御を行なう。
【００２２】図８の中のマンチェスタ化参照ＰＮ信号を
駆動する電圧制御発振器９の自走周波数は送信機の電圧
制御発振器２の自走周波数のｎ倍で、マンチェスタ化Ｐ
Ｎ信号発生器１２からは受信信号に対してδ時間進んだ
ＰＮ信号とδ時間遅れたマンチェスタ化ＰＮ信号が出力
される。この時、基準時間からの時間のシフト量δは、
位相比較特性が同期点付近で直線となるように、δ≦
Δ′／２（Δ′：ｎ倍のクロック速度を持つマンチェス
タ化ＰＮ信号のチップ幅）を満たすとする。また、相互
相関演算の際に積分は受信ＰＮ信号の１周期にわたって
充分な時間だけ行なう。マンチェスタ化ＰＮ信号のクロ
ック周波数を情報信号で周波数変調しているため復調信
号はループフィルタ７の出力となる。請求項６では、請
求項４で述べた同期方式、つまり受信ＰＮ信号の１周期
ＬΔ内にｎ個の相関ピークを持つ位相比較特性を用いた
ため初期同期獲得に掛かる時間の短縮が図れる。
駆動する電圧制御発振器９の自走周波数は送信機の電圧
制御発振器２の自走周波数のｎ倍で、マンチェスタ化Ｐ
Ｎ信号発生器１２からは受信信号に対してδ時間進んだ
ＰＮ信号とδ時間遅れたマンチェスタ化ＰＮ信号が出力
される。この時、基準時間からの時間のシフト量δは、
位相比較特性が同期点付近で直線となるように、δ≦
Δ′／２（Δ′：ｎ倍のクロック速度を持つマンチェス
タ化ＰＮ信号のチップ幅）を満たすとする。また、相互
相関演算の際に積分は受信ＰＮ信号の１周期にわたって
充分な時間だけ行なう。マンチェスタ化ＰＮ信号のクロ
ック周波数を情報信号で周波数変調しているため復調信
号はループフィルタ７の出力となる。請求項６では、請
求項４で述べた同期方式、つまり受信ＰＮ信号の１周期
ＬΔ内にｎ個の相関ピークを持つ位相比較特性を用いた
ため初期同期獲得に掛かる時間の短縮が図れる。
【００２３】
【効果】以上の説明から明らかなように、本発明による
と、以下のような効果がある。 （１）請求項１に対応する効果：受信側で用いる参照Ｐ
Ｎ信号に送信側で用いるＰＮ信号と同一のパターン系列
を持ちクロック速度がｎ倍であるＰＮ信号を用いるた
め、相関特性の１周期内にｎ個の同期点が存在し、逆拡
散を必要としないようなスペクトル拡散通信方式におい
てパターン依存の確認時間の短縮が図れる。 （２）請求項２に対応する効果：請求項１の受信側の参
照ＰＮ信号のクロック速度と送信側で用いたＰＮ信号の
クロック速度比ｎをその相関特性が受信側の参照ＰＮ信
号の１周期ＬΔ′内に１つの相関ピークを持つようｎ＝
２のｍ乗倍（ｍ：正の整数）としたため、相互相関特性
がマルチパス除去に適した特性を示す。 （３）請求項３に対応する効果：ＮＲＺ型のＰＮ信号を
用い、両者の相互相関関数の基準時間点からの時間のシ
フト量δを進み、遅くとも（ｎ−１）Δ′／２≦δ≦
（ｎ＋１）Δ′／２としたことにより、ｎ個の同期点か
らの位相差がδ以下では線形な位相比較特性を得ること
ができる。 （４）請求項４に対応する効果：マンチェスタ化を施し
たＰＮ信号を用い、両者の相互相関関数の基準時間点か
らの時間のシフト量δを進み、遅れともδ／２としたこ
とにより、ｎ個の同期点からの位相差がδ以下では線形
で、かつ急峻な特性を得ることができる。 （５）請求項５に対応する効果：送信側のＰＮ信号のク
ロックを情報信号で周波数変調し、受信側では同期回路
の同期信号制御を取り出して情報信号の復調を行なうス
ペクトル拡散通信方式において、請求項３で述べた同期
方式を用いたため、初期同期獲得時間を短縮することが
可能となった。 （６）請求項６に対応する効果：送信側のＰＮ信号のク
ロックを情報信号で周波数変調し、受信側では同期回路
の同期信号制御を取り出して情報信号の復調を行なうス
ペクトル拡散通信方式において、請求項４で述べた同期
方式を用いたため、初期同期獲得時間を短縮することが
可能となった。位相比較特性において、同期点付近の直
線の傾きが急峻なため、追従性能が良い。
と、以下のような効果がある。 （１）請求項１に対応する効果：受信側で用いる参照Ｐ
Ｎ信号に送信側で用いるＰＮ信号と同一のパターン系列
を持ちクロック速度がｎ倍であるＰＮ信号を用いるた
め、相関特性の１周期内にｎ個の同期点が存在し、逆拡
散を必要としないようなスペクトル拡散通信方式におい
てパターン依存の確認時間の短縮が図れる。 （２）請求項２に対応する効果：請求項１の受信側の参
照ＰＮ信号のクロック速度と送信側で用いたＰＮ信号の
クロック速度比ｎをその相関特性が受信側の参照ＰＮ信
号の１周期ＬΔ′内に１つの相関ピークを持つようｎ＝
２のｍ乗倍（ｍ：正の整数）としたため、相互相関特性
がマルチパス除去に適した特性を示す。 （３）請求項３に対応する効果：ＮＲＺ型のＰＮ信号を
用い、両者の相互相関関数の基準時間点からの時間のシ
フト量δを進み、遅くとも（ｎ−１）Δ′／２≦δ≦
（ｎ＋１）Δ′／２としたことにより、ｎ個の同期点か
らの位相差がδ以下では線形な位相比較特性を得ること
ができる。 （４）請求項４に対応する効果：マンチェスタ化を施し
たＰＮ信号を用い、両者の相互相関関数の基準時間点か
らの時間のシフト量δを進み、遅れともδ／２としたこ
とにより、ｎ個の同期点からの位相差がδ以下では線形
で、かつ急峻な特性を得ることができる。 （５）請求項５に対応する効果：送信側のＰＮ信号のク
ロックを情報信号で周波数変調し、受信側では同期回路
の同期信号制御を取り出して情報信号の復調を行なうス
ペクトル拡散通信方式において、請求項３で述べた同期
方式を用いたため、初期同期獲得時間を短縮することが
可能となった。 （６）請求項６に対応する効果：送信側のＰＮ信号のク
ロックを情報信号で周波数変調し、受信側では同期回路
の同期信号制御を取り出して情報信号の復調を行なうス
ペクトル拡散通信方式において、請求項４で述べた同期
方式を用いたため、初期同期獲得時間を短縮することが
可能となった。位相比較特性において、同期点付近の直
線の傾きが急峻なため、追従性能が良い。
【図１】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
るＰＮ信号の一実施例を説明するための図である。
るＰＮ信号の一実施例を説明するための図である。
【図２】 図１におけるＰＮ信号の相関関数を示す図で
ある。
ある。
【図３】 本発明によるＰＮ信号の他の相関関数を示す
図である。
図である。
【図４】 図１におけるＰＮ信号のマンチェスタ化した
ＰＮ信号を示す図である。
ＰＮ信号を示す図である。
【図５】 図４におけるマンチェスタ化ＰＮ信号の相関
関数を示す図である。
関数を示す図である。
【図６】 図５における位相比較特性を示す図である。
【図７】 本発明によるスペクトル拡散通信方式のブロ
ック図を示す図である。
ック図を示す図である。
【図８】 本発明によるスペクトル拡散通信方式の他の
ブロック図を示す図である。
ブロック図を示す図である。
【図９】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
るマンチェスタ化ＰＮ信号の生成例を示す図である。
るマンチェスタ化ＰＮ信号の生成例を示す図である。
１…加算器、２…ＶＣＯ（電圧制御発振器）、３…ＰＮ
信号発生器、４…ＲＦ部、５…フロントエンド部、６…
相関ネットワーク、７…ループフィルタ、８…加算器、
９…ＶＣＯ、１０…ＰＮ信号発生器。
信号発生器、４…ＲＦ部、５…フロントエンド部、６…
相関ネットワーク、７…ループフィルタ、８…加算器、
９…ＶＣＯ、１０…ＰＮ信号発生器。
Claims (5)
- 【請求項１】 直接拡散型のスペクトル拡散通信方式に
おいて、送信側に擬似雑音信号を用い、受信側に送信側
と同一の擬似雑音信号でクロック速度がｎ倍である擬似
雑音信号を用い、両擬似雑音信号の相互相関特性を用い
ることを特徴とするスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項２】 前記擬似雑音信号として、クロック速度
比ｎを２のｍ乗倍（ｍ：正の整数）とした擬似雑音信号
を受信側に用いたことを特徴とする請求項１記載のスペ
クトル拡散通信方式。 - 【請求項３】 前記擬似雑音信号としてノンリターント
ウゼロ（ＮＲＺ）型の擬似雑音信号を用い、受信側の相
関器にて両信号の相互相関演算を行い得られた相関関数
の基準時間点からの進みと遅れの時間のシフト量δを
（ｎ−１）Δ′／２≦δ≦（ｎ＋１）Δ′／２（Δ′：
ｎ倍のクロック速度を持つ擬似雑音信号のチップ幅）と
し、これらを引算することにより得られた位相比較特性
を同期捕捉に用いた同期方式を備えたことを特徴とする
請求項１記載のスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項４】 前記擬似雑音信号としてマンチェスタ化
擬似雑音信号を用い、受信側の相関器にて両信号の相互
相関演算を行い得られた相関関数の基準時間点からの進
みと遅れの時間のシフト量δをδ≦Δ′／２（Δ′：ｎ
倍のクロック速度を持つ擬似雑音信号のチップ幅）と
し、これらを引算することにより得られた位相比較特性
を同期捕捉に用いた同期方式を備えたことを特徴とする
請求項１記載のスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項５】 送信側では擬似雑音信号のクロックを情
報信号で周波数変調し、受信側では同期回路中の同期制
御信号を取り出して情報信号の復調を行なうことを特徴
とする請求項３又は４記載のスペクトル拡散通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06197091A (ja) | 1992-12-23 | 1992-12-23 | スペクトル拡散通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06197091A (ja) | 1992-12-23 | 1992-12-23 | スペクトル拡散通信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06197091A true JPH06197091A (ja) | 1994-07-15 |
Family
ID=18452060
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP43A Pending JPH06197091A (ja) | 1992-12-23 | 1992-12-23 | スペクトル拡散通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06197091A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5995536A (en) * | 1998-01-23 | 1999-11-30 | Bsd Broadband, N.V. | System for discrete data transmission with noise-like, broadband signals |
| JP2009200751A (ja) * | 2008-02-20 | 2009-09-03 | Nippon Soken Inc | スペクトラム拡散通信用の受信装置 |
-
1992
- 1992-12-23 JP JP43A patent/JPH06197091A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5995536A (en) * | 1998-01-23 | 1999-11-30 | Bsd Broadband, N.V. | System for discrete data transmission with noise-like, broadband signals |
| JP2009200751A (ja) * | 2008-02-20 | 2009-09-03 | Nippon Soken Inc | スペクトラム拡散通信用の受信装置 |
| JP4635060B2 (ja) * | 2008-02-20 | 2011-02-16 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | スペクトラム拡散通信用の受信装置 |
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