CN104393892B - 一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，包括以下步骤：捕获步骤：利用PN码的自相关特性，让接收信号依次比对本地PN码，并进行相关运算，将相关结果经检波和自适应门限检测后，进行本地扩频码相位调整，经检波和幅度检测后达到自适应阈值要求，转入跟踪步骤，跟踪步骤：利用比本地扩频码序列超前1/2码元相位和滞后1/2码元相位的扩频序列与接收信号相关，得出误差控制信号作为鉴相结果输入至码元时钟生成器来调整PN码相位，保持本地PN码与接收信号之间的严格同步，本发明能够消除相位误差，从而达到本地扩频序列与接收序列相位的准确一致，实现最佳的接收效果。

Description

一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法。

背景技术

在扩频通信中,伪随机噪声码(PN码)的同步是接收机正常工作的前提。同步过程一般包括两个部分：捕获和跟踪。捕获即粗调,可使本地码序列与接收到的码序列粗同步，一般相位误差在1/2个码元长度内。跟踪即细调，使收发端码元相位误差进一步缩小，达到精确的同步并在整个传输过程中保持这种同步。扩频序列相位的捕获与跟踪是扩频通信系统的关键技术，为了在接收端以较低的误码率将数字信息恢复出来,必须使本地PN码与接收信号的PN码的图案位置和码元时钟速率在时间上准确一致。

为克服伪码同步时间过长、失步或同步精度不高等因素引起系统性能的恶化，人们提出了各种解决方案，如同步头法、滑动相关法、匹配滤波同步法等。早期的并行结构扩频码捕获使用了声表面波(SAW)或电荷耦合(CCD)等模拟匹配滤波器。而这两种捕获电路体积较大、功耗较高，且与标准CMOS工艺不相兼容，因而有其应用的局限性。而随着大规模集成电路和软件无线电的发展，数字匹配滤波器(DMF)用于伪码同步逐渐成为研究的热点。对于需要高性能、低功耗的数字扩频通信系统来说，使用FPGA或ASIC来实现的数字匹配滤波器是一种必然的选择。其最大的优点是捕获速度快,同时可达到较高的定时精度。

同步的实现是直接扩频系统一个关键问题,捕获技术又是同步实现的关键技术。现有技术中大多数捕获方法都利用相干检测,他们的共同点是利用本地 信号与接收到的信号进行相关运算,获得一个相关值,利用该值与预设的判断阈值进行比较来判断是否捕获到有用信号。然而，在捕获过程中,由于接收信号的变化性，如果相关检测器的门限选择不当,可能会大大增加捕捉时间。由于受到信道的变化或对端发射功率的变化影响，不同的信噪比有不同的最佳门限。如果采用一个固定的门限,解调到自相关旁瓣时,性能就会下降,解调到互相关峰值时,就会引起错锁，甚至造成的漏捕和误捕的情形。

发明内容

解决上述技术问题，本发明提供了一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，在捕获阶段采用自适应门限检测技术，系统自动跟随输入信号强度，对判断阈值进行适当地调整，实现一个相对而非绝对值的判断，克服扩频接收机实现扩频捕获时阈值确定的棘手问题，避免由于接收信号的变化造成的漏捕和误捕的情形。本发明在跟踪阶段采用常用的1/2超前码和滞后码的鉴相跟踪环路，保持本地PN码与接收信号之间的严格同步。

为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案是，一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，包括以下步骤：

捕获步骤：采用数字匹配滤波器法捕获扩频，利用PN码的自相关特性，让接收信号依次比对本地PN码，并进行相关运算，将相关结果经检波和自适应门限检测后，对不能达到自适应门限要求的相关结果进行本地扩频码相位调整，再重新进行相关运算和自适应门限检测，直到相位基本一致输出窄带中频信号，经检波和幅度检测后达到阈值要求，转入跟踪步骤，

跟踪步骤：采用1/2码元超前滞后跟踪环法，利用扩频序列相关的S型曲线特性实现，利用比本地扩频码序列超前1/2码元相位和滞后1/2码元相位的 扩频序列与接收信号相关，得出误差电压信号作为鉴相结果输入至码元时钟生成器来调整PN码相位，保持本地PN码与接收信号之间的严格同步，同时扩频信号与本地PN码相关之后解扩输出，若连续三次失步，则重新转入捕获步骤，进行粗同步。

进一步的，所述自适应门限检测具体包括以下步骤：

对检波后的相关峰进行采样，对相关峰值的估计采用最小二乘估计。最小二乘估计的代价函数为:

式中，Q为代价函数的方程符号表示，Vr为相关峰值，W_i为A/D采样后的峰值点数据，记为V_th＝GV_r，G为门限控制系数G＜1，当相关峰值有起伏时,则门限V_th也会随之而变。

进一步的，所述捕获步骤中，PN码的自相关特性为序列的自相关函数R(τ)。

进一步的，所述跟踪步骤中，PN码的S型曲线特性为：自相关函数向右移Tc/2之后的自相关函数R(τ-Tc/2)，自相关函数向左移Tc/2之后的自相关函数R(τ+Tc/2)，R(τ-Tc/2)减去R(τ+Tc/2)之后获得S型鉴相曲线D(τ)。

更进一步的，当τ＝0时，鉴相结果为0，表明本地PN码与接收信号同步，当τ≠0时，鉴相器输出正或负的极性结果，这时调整PN码时钟提前或者滞后PN码，其中，Tc是PN码元周期。

进一步的，所述捕获步骤中，利用比本地扩频码序列超前1/2码元相位和滞后1/2码元相位的扩频序列与接收信号相关，得出误差电压信号的具体计算步骤为：

设输入信号和噪声的信号模型为：

其中p_s是输入信号功率，ω₀和是载波的角频率和相位，n_i(t)是噪声信号，τ_s是传输延时，s(t)是输入信号。

x(t)分别与本地扩频序列的超前和滞后序列作互相关运算。然后进行检波，最后相减，得到误差电压信号。误差电压信号经过环路滤波，送到压控振荡器(VCO)控制本地扩频序列输出。

相关运算后两路输出分别为：

经滤波器输出其平均值部分：

其中：P为信号功率，d(t)为信号包络，PN(t)为伪随机序列，τ₃为传输延时，

|τ_e|＜T_c/2，为本地PN序列与接收序列的相位差。

平方检波后的误差电压信号为：

V_E(t)-V_l(t)＝τ_e/T_c*P/2，其中V为电压信号，P与p同为信号功率。

本发明通过采用上述技术方案，与现有技术相比，具有如下优点：

本发明在捕获过程中，进行相关判断时应根据实际接收信号的强弱，对判断阈值进行适当地调整，实现一个相对而非绝对值的判断，避免由于接收信号的变化造成的漏捕和误捕的情形。在完成信号的捕获后，就要转入信号的同步跟踪过程。进一步调整本地扩频码的相位，使其达到与接收扩频序列相位的准确一致。因为捕获时每次对本地扩频码相移1/2码元，所以在捕获完成后，仍有可能存在最大为1/2码元的相位差。同时由于传输信道的影响，相位状态可能出现抖动，甚至是偶然的相位突变。同步跟踪的主要目的就是为了消除这些相位误差，从而达到本地扩频序列与接收序列相位的准确一致，实现最佳的接收效果。

附图说明

图1是本发明的实施例的方法流程图。

图2(a)是PN序列的自相关函数R(τ)。

图2(b)是序列的S型鉴相曲线D(τ)。

图3是本发明的实施例的相位搜索相关捕获流程图。

图4是本发明的实施例的包络相关同步跟踪流程图。

图5是本发明的实施例的仿真结果中的相关捕获输出结果。

图6是本发明的实施例的仿真结果中未捕获时相关器后输出频谱。

图7是本发明的实施例的仿真结果中捕获后相关器后输出频谱。

具体实施方式

现结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。

作为一个具体的实施例，如图1所示，示意出了本发明的一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法的系统流程图，本发明采用FPGA和软件无线电技术，针对直接序列数字扩频微波接收机，提出了一种新型数字化的PN码的同步方法。所述系统的设计选用1023位gold序列作为扩频码，码速率为10.24M，收扩频码速率由系统时钟分频产生。捕获和跟踪环路主要由数字匹配滤波器模块、PN码发生器模块、自适应门限检测模块和鉴相跟踪模块组成。本发明的一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，包括以下步骤：

捕获步骤：采用数字匹配滤波器法捕获扩频，利用PN码的自相关特性，让接收信号依次比对本地PN码，并进行相关运算，将相关结果经检波和自适应门限检测后，对不能达到自适应门限要求的相关结果进行本地扩频码相位调整，再重新进行相关运算和自适应门限检测，直到相位基本一致输出窄带中频信号，经检波和幅度检测后达到阈值要求，转入跟踪步骤，

跟踪步骤：采用1/2码元超前滞后跟踪环法，利用扩频序列相关的S型曲线特性实现，利用比本地扩频码序列超前1/2码元相位和滞后1/2码元相位的扩频序列与接收信号相关，得出误差电压信号作为鉴相结果输入至码元时钟生成器来调整PN码相位，保持本地PN码与接收信号之间的严格同步，同时扩频信号与本地PN码相关之后解扩输出，若连续三次失步，则重新转入捕获步骤，进行粗同步。

参考图2(a)和图2(b)所示，捕获主要利用了PN码的自相关特性，跟踪利 用了PN码的S型鉴相特性，如图2(a)和图2(b)所示。其中图2(a)是序列的自相关函数R(τ)，利用此特性，让接收信号依次划过本地PN码，并进行相关运算，当两者同步时，相关值达到相关峰值，大于自适应设置的阈值，表明此时完成捕获。图2(b)中虚线①是自相关函数向右移Tc/2之后的自相关函数R(τ-Tc/2)，虚线②是自相关函数向左移Tc/2之后的自相关函数R(τ+Tc/2)，而实线是R(τ-Tc/2)减去R(τ+Tc/2)之后的S型鉴相曲线D(τ)。当τ＝0时，鉴相结果为0，表明本地PN码与接收信号同步。当τ≠0时，鉴相器输出正或负的极性结果，这时调整PN码时钟提前或者滞后PN码。其中，Tc是PN码元周期。

具体地，本发明中，捕获步骤重点包括捕获过程和自适应门限检测设计，

捕获过程：码捕的主要功能是使本地参考码和接收码的相位差小于一个码元宽度，实现初始同步。捕获常用数字匹配滤波器法。数字匹配滤波器法虽然电路结构较复杂，消耗资源较多，但捕获过程很快，通常可以在一个PN码周期内完成。

参考图3所示，示意出了相位搜索相关捕获流程图。用数字匹配滤波器法捕获扩频码时，以静止的本地PN码作为滤波器的抽头，接收到的信号序列依次划过本地PN码，每一个时刻都可以产生一个相关结果。当两个序列相位对齐时，相关结果将有一个相关峰值(扩频序列在零相位时的自相关函数值)输出，然后进行求和和阈值判决。当接收信号和本地扩频码序列相位不一致时，二者相关后输出仍为一宽带伪随机噪声，经检波和门限检测后不能达到自适应的阈值要求，此时则需对本地扩频码进行相位调整，时延半个码元相位，再进行相关判断，重复此过程，直到相位基本一致输出窄带中频信号，经检波和幅度检测后 达到阈值要求，转入跟踪过程。

自适应门限检测设计：

在捕获过程中,如果相关检测器的门限选择不当,可能会大大增加捕捉时间。由于受到信道的变化或对端发射功率的变化影响，不同的信噪比有不同的最佳门限。如果采用一个固定的门限,解调到自相关旁瓣时,性能就会下降,解调到互相关峰值时,就会引起错锁。因此，在进行相关判断时应根据实际接收信号的强弱，对判断阈值进行适当地调整，实现一个相对而非绝对值的判断，避免由于接收信号的变化造成的漏捕和误捕的情形。

自适应门限技术是系统自动跟随输入信号强度的变化，采用一定的自动检测电路，设置合理的检测门限，以提高捕获性能，从而使判决器正常工作。这种技术具有较宽的动态范围以及快速的建立和跟踪速度，简便易行，同时又不影响系统的性能。

其原理是根据输入信号相关峰大小随输入信号强度的变化而变化，但主旁峰之比却基本不变(值与相关特性、频偏和带宽等因素有关)的特点。若使判决门限自动跟随输入信号强度变化，在保证判决器性能的条件下，判决器可以适应宽范围的信号变化。对检波后的相关峰进行采样，对相关峰值的估计采用最小二乘估计。最小二乘估计的代价函数为:

式中，Q为代价函数的方程符号表示，Vr为相关峰值，W_i为A/D采样后的峰值点数据，记为V_th＝GV_r，G为门限控制系数((G＜1))。当相关峰值有起伏时,则门限V_th也会随之而变。这种方法能保证采样到叠噪信号的和值,对峰值估计准 确,优于估计噪声功率的方法。

具体地，本发明中，跟踪步骤重点包括跟踪过程和误差信号的计算。

跟踪过程：在完成信号的捕获后，就要转入信号的同步跟踪过程。进一步调整本地扩频码的相位，使其达到与接收扩频序列相位的准确一致。因为捕获时每次对本地扩频码相移1/2码元，所以在捕获完成后，仍有可能存在最大为1/2码元的相位差。同时由于传输信道的影响，相位状态可能出现抖动，甚至是偶然的相位突变。同步跟踪的主要目的就是为了消除这些相位误差，从而达到本地扩频序列与接收序列相位的准确一致，实现最佳的接收效果。

跟踪采用1/2码元超前滞后跟踪环法，利用扩频序列相关的S型曲线特性实现。利用比本地扩频码序列超前1/2码元相位和滞后1/2码元相位的扩频序列与接收信号相关，得出误差电压信号作为鉴相结果输入至码时钟生成器来调整PN码相位，保持本地PN码与接收信号之间的严格同步。同时扩频信号与本地PN码相关之后解扩输出。若连续几次失步，则重新转入捕获阶段，进行粗同步。

误差信号的计算：

设输入信号和噪声的信号模型为：

其中p_s是输入信号功率，ω₀和是载波的角频率和相位，n_i(t)是噪声信号，τ_s是传输延时，s(t)是输入信号。

x(t)分别与本地扩频序列的超前和滞后序列作互相关运算。然后进行检波，最后相减，得到误差电压信号。误差电压信号经过环路滤波，送到压控振荡器(VCO)控制本地扩频序列输出。

参考图4所示，示意出了包络相关同步跟踪流程图，相关运算后两路输出分别为：

经滤波器输出其平均值部分：

其中：p为信号功率，d(t)为信号包络，PN(t)为伪随机序列，τ3为传输延时，

|τ_e|＜T_c/2，为本地PN序列与接收序列的相位差。

平方检波后的误差电压信号为：

V_E(t)-V_l(t)＝τ_e/T_c*P/2，其中V为电压信号，。

这就是送往环路低通滤波器从而控制本地扩频序列时钟信号的、实现相位同步跟踪的有效信号。

仿真和实测分析

扩频微波接收机接收的中频信号为70MHz，中频数字样点采样速率为61.44MHz，经A/D数字化后中频的位置是8.56MHz。本地扩频码序列相位调整通过本地扩频码序列样点移位的方式实现，本地扩频码码速率为10.24MHz，以61.44MHz的采样速率对每一个扩频码元进行了6次采样，两个样点间相差1/6码元相位，在进行本地码元相位调整时，对采样后的本地码时延3个样点，即相当于半个码元。仿真结果如图5所示。信息速率为2048K，信号进行扩频后，接收机相关捕获的输出值。

参考图5所示，上面一条曲线为捕获到信号时相关后经滤波、求和输出的结 果，下面曲线为未捕获到信号时的输出结果。

本系统的PN码同步设计已经应用到实际的扩频微波接收机中，同步测试的结果如下：当接收信号和本地扩频码序列相位不一致时，二者相关后输出仍为一宽带伪随机噪声。具体参考图6所示的未捕获时相关器后输出频谱，为未捕获到信号的情形，输出的是伪随机噪声。经滤波和峰值检测后达到阈值要求，转入跟踪过程，具体参考图7所示的捕获后相关器后输出频谱，可见捕获到有用信号。本文提出了一种新颖的扩频微波接收机伪码同步的数字化实现方法，捕获阶段设计了自适应门限检测的方法，给出最小二乘估计的设计算法。跟踪阶段采用1/2码元超前滞后码跟踪环的结构，并给出误差信号计算的具体方法。最后对采用这种伪码同步的设计给出了仿真和实测验证，表明采用本发明的设计的方法可以有效的捕获到信号，实现伪随机码的精确实时同步。

尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化，均为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，其特征在于：包括以下步骤：

捕获步骤：采用数字匹配滤波器法捕获扩频，利用PN码的自相关特性，让接收信号依次比对本地PN码，并进行相关运算，将相关结果经检波和自适应门限检测后，对不能达到自适应门限要求的相关结果进行本地扩频码相位调整，再重新进行相关运算和自适应门限检测，直到相位基本一致输出窄带中频信号，经检波和幅度检测后达到自适应阈值要求，转入跟踪步骤，

跟踪步骤：采用1/2码元超前滞后跟踪环法，利用扩频序列相关的S型曲线特性实现，利用比本地扩频码序列超前1/2码元相位和滞后1/2码元相位的扩频序列与接收信号相关，得出误差电压信号作为鉴相结果输入至码元时钟生成器来调整PN码相位，保持本地PN码与接收信号之间的严格同步，同时扩频信号与本地PN码相关之后解扩输出，若连续几次，则重新转入捕获步骤，进行粗同步，

所述自适应门限检测具体包括以下步骤：

对检波后的相关峰进行采样，对相关峰值的估计采用最小二乘估计，最小二乘估计的代价函数为:

求得：

式中，Q为代价函数的方程符号表示，Vr为相关峰值，W_i为A/D采样后的峰值点数据，记为V_th＝GV_r，G为门限控制系数G＜1，当相关峰值有起伏时,则门限V_th也会随之而变。

2.根据权利要求1所述的一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，其 特征在于：所述捕获步骤中，PN码的自相关特性为序列的自相关函数R(τ)。

3.根据权利要求1所述的一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，其特征在于：所述跟踪步骤中，PN码的S型曲线特性为：自相关函数向右移Tc/2之后的自相关函数R(τ-Tc/2)，自相关函数向左移Tc/2之后的自相关函数R(τ+Tc/2)，R(τ-Tc/2)减去R(τ+Tc/2)之后获得S型鉴相曲线D(τ)。

4.根据权利要求3所述的一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，其特征在于：当τ＝0时，鉴相结果为0，表明本地PN码与接收信号同步，当τ≠0时，鉴相器输出正或负的极性结果，这时调整PN码时钟提前或者滞后PN码，其中，Tc是PN码元周期。

5.根据权利要求1所述的一种新型扩频微波接收机数字化伪码同步的方法，其特征在于：所述捕获步骤中，利用比本地扩频码序列超前1/2码元相位和滞后1/2码元相位的扩频序列与接收信号相关，得出误差电压信号的具体计算步骤为：

设输入信号和噪声的信号模型为：

其中p_s是输入信号功率，ω₀和是载波的角频率和相位，n_i(t)是噪声信号，τ_s是传输延时，s(t)是输入信号，

x(t)分别与本地扩频序列的超前和滞后序列作互相关运算，然后进行检波，最后相减，得到误差电压信号，误差电压信号经过环路滤波，送到压控振荡器(VCO)控制本地扩频序列输出，

相关运算后两路输出分别为：

经滤波器输出其平均值部分：

其中：p为信号功率，d(t)为信号包络，PN(t)为伪随机序列，τ₃为传输延时，

|τ_e|＜T_c/2，为本地PN序列与接收序列的相位差，平方检波后的误差电压信号为：

V_E(t)-V_l(t)＝τ_e/T_c*P/2，其中V为电压信号，P与p同为信号功率。