CN106104301A - 用于无线电接收机的处理器 - Google Patents

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Abstract

提供了一种用于无线电接收机的处理器，其被适配成处理直接序列扩频（DS‑SS信号），处理器包括解调器、数字化器（61）、相关器（64）和码片匹配滤波器（CMF 62），其中数字化器采样速率被选择成在每个传入码片上的与相邻码片上的采样点相比不同的点处取得每个传入码片的多个样本并且以码片速率的非整数倍对码片采样，其中CMF被布置成对数字化器的输出滤波。样本选择单元（63）被布置成从CMF选择单个样本用于到相关器的每个分接头的输入，所选样本被选为相对于码片上的定时参考点在时间上最接近于期望的理想时间的那个。改进的相关函数结果导致更好的追踪性能。

Description

用于无线电接收机的处理器
本发明涉及与无线电信号的接收相关的方法和系统。更特别地，其涉及用于处理直接序列扩频信号（DS-SS）的方法和系统，诸如在全球导航卫星系统（GNSS）中普遍利用的那些。
DS-SS是用于使用与单独的信息信号的传输相比相对大的带宽来传输数字信息信号的调制方案。其具有益处，包括：具有对干扰的一些抵抗，并且允许在若干用户间共享通道，通常其中每个用户传输一个或多个已知码。通常，对于要由用户发送的信息的每个位（位酌情包括±1）而言，将位乘以码，所述码包括例如伪随机噪声，其被设计成跨较宽的频带传播能量并且被设计成具有好的自相关特性。码对发射机和接收机两者都已知。解调然后在最高级别处包括确定哪个码已被发送。
在最简单的情况下，码包括正和/或负脉冲（被称为码片）的序列，并且接收机中的相关过程用于检测所接收的信号中的码的存在。相关器具有要被接收的可能的码的知识，并且将所接收的码片序列（在任何必要的下变频之后）与它自己的内部序列副本进行比较。该技术是公知的，并且例如在由Jack K. Holmes 的Spread Spectrum Systems for GNSSand Wireless Communications（用于GNSS和无线通信的扩频系统）Artech House 2007；ISBN 978-1-59693-083-4中被描述。
一些系统，诸如生成并接收在导航系统中使用的信号的那些，使用相对长的码，用数百个码片替换要被传输的信息的每个位。这具有益处，包括：尽管具有低于热噪声的功率谱密度数量级但允许检测所接收的信号，以及还生成时间上非常窄的相关峰，并且因此提供较准确的定时（以及因此提供较准确的位置）信息。
然而，使用较长码的一个问题是需要附加的计算努力来实现系统相关过程。例如，在诸如全球定位系统（GPS）之类的典型的GNSS系统中，存在若干相关器，其每个必须每秒做数百次或数千次相关。这被每个码片的多个数字样本的普遍使用加剧，增加了数据处理需要。
关于现代GNSS接收机的进一步问题是在末端用户间的对于其利用多个GNSS系统运行的增加的期望。来自USA的GPS系统是目前使用中的最普遍的一个，但是诸如俄国制造的GLONASS系统、中国的北斗系统以及即将来临的欧洲的GALILEO系统之类的其他导航系统很可能具有时间上扩展的用户基础，并且这些系统中的每个具有略微不同的传输信号格式。每个GNSS系统将具有它自己的编码系统以及表示各种卫星车（SV）的多个码。
在针对GNSS信号的接收机内，相关被用在操作的两个不同阶段中。初始，在启动之后（或者如果信号随后丢失），接收机必须使用相关器来搜索已知信号的存在并做出它们的定时的初始估计。这被称作获取阶段。哪些信号被呈现取决于哪些卫星看得见，因此一些已知的信号可能不被呈现。根据相关过程的输出中的峰的出现的时间来确定被呈现的那些信号的定时。获取阶段是计算上要求高的，因此主要需要是在最小的计算努力的情况下最大化信号检测性能。
一旦每个信号已经被获取，然后就必须尽可能准确地连续地估计其准确定时。这被称作追踪阶段。用于做这的普遍使用的方法需要相关的定时是可调整的，使得其与所接收的信号的定时的当前最佳估计“排齐”。
因此，GNSS接收机的设计应支持如上面陈述的获取和追踪的不同需要。
许多数字接收机系统采用匹配滤波器来提供在它们所接收的信号中的信噪比提高。当前已知的GNSS接收机由于关于实现的问题而没有合并匹配滤波器。这是因为典型的接收机将由于可以接收的许多不同的可能信号而需要实现许多这样的匹配滤波器，例如以计及不同的编码方案和码片速率等。
为了解释当前使用的方法，考虑其中所传输的码片是矩形脉冲的普遍情况。
本文中讨论的类型的接收机都具有一个或多个相关器，其任务是将传入信号与预期接收的事物的副本进行比较。相关器然后提供输出，其是输入与给定的内部码多么类似的量度（measure），如上面提及的那样。
考虑与第一已知序列（参考序列）相关的任务，并且假设该序列具有N个码片的持续时间。
一个选项将仅是以码片速率对输入信号采样。在每个连续的采样时间处，相关器然后将执行最近的N个样本与所存储的参考序列的相关。因为所传输的脉冲形状上是矩形的，所以这样的方法在其产生相关峰方面而言确实起作用，不论采样时间位于靠近每个矩形脉冲的开始、靠近每个脉冲的末端还是在其之间。然而，该采样方法具有许多公知的缺点。首先，在不首先对信号滤波以限制其带宽的情况下采样的过程使得样本包括来自整个接收机带宽的噪声，这使得相关器的输出较嘈杂，降低了检测到信号的可能性。其次，过程对每个脉冲内采样的未知时间不敏感的确切事实意味着其不能够被用于利用卫星导航所需要的高准确度来估计在所接收的信号中脉冲的出现的时间。
可以考虑的另一方法将是在采样过程之前加上低通滤波器。这将降低噪声水平，但是相关输出然后将取决于每个所接收的码片内的取得样本的时间。提前不知道所接收的码片的定时，并且甚至更严重的是，来自不同卫星的所接收的码片的定时是不同的。因此该方法也是不可用的。
增加每码片的样本的数量确实提供提高性能的手段，但是如果采样速率被选成是码片速率的整倍数，则其仍然受到减损。如果采样之前不是低通滤波，则相关输出仍对采样的时间不敏感，尽管在降低程度的时间不确定性上。在采样器之前插入适当的低通滤波器降低了该问题。主要剩余的缺点是相关过程中的计算的量与采样速率成比例地增加。
更好的解决方案是现在在GNSS接收机中普遍使用的方法的基础。在该方法中，以等于K ×（M/N）倍码片速率的速率对所接收的信号采样，其中N是大整数且M是在值上非常接近N的另一大整数（通常M=N±1）。因此，（M/N）接近于一。K是小整数。如果使上面表达中的N与参考序列的长度相同，并且首先考虑K=1且M=N+1，则描述该方法的操作是最容易的。在该情况下，N个码片的参考序列持续时间等于N+1个采样时间。连续采样之间的间隔是N/（N+1）个码片，因此连续采样的时间相对于连续的所接收的码片每码片提前码片的1/（N+1）。由于N+1个采样时间，因此一个将非常接近于所接收的信号中的一个码片的末端和下一码片的开始之间的边界。所接收的信号相对于样本的时间上的非常小的移位将因此导致相关输出中的改变，并且作为结果该方法提供了相关输出对所接收的信号的定时的几乎平滑的变化，如所期望的那样。
甚至可以在K=1的情况下使用上面的方法，但是如之前解释的那样，在不首先对信号滤波以限制其带宽的情况下采样的过程使得样本包括来自整个接收机带宽的噪声，这使得相关器的输出较嘈杂。普遍使用的选项是使K大于1并使适当的滤波在采样之前。然而，使K大于1，这增加了采样速率，再次增加了相关中的计算负荷。
在实现上面的方法中的进一步复杂是M个样本与N个码片的准确对齐（这是需要接收机估计的量）影响N个参考码值到M个相关器系数值的正确分配。如果要实现最佳性能，则实际的解决方案需要大量（a multiplicity of）映射函数。
如果需要可以处理所有这些各种格式的单个接收机，则巨大压力被放到接收机的码相关器函数上。一个特定的困难是不同信号的码片速率不同，因此任何单个采样速率将与不同的码片速率有不同的关系。使用大量以不同速率运行的采样器将是非常无吸引力的，因为其将导致较大的接收机大小、重量、成本和功率。因此，上面描述的方法必须使用进一步大量的映射函数以使不同的码片速率适应于单个所选的采样速率。
本发明的目的是提供用于处理DS-SS信号的替代方法。
根据本发明的第一方面，提供了一种用于无线电接收机的处理器系统，处理器系统被适配成处理直接序列扩频信号，所述处理器系统具有解调器，解调器包括用于以预定采样速率数字化所接收的信号的数字化器，所述所接收的信号包括以已知速率到达处理器的码片的序列；以及至少一个相关器，用于将经数字化的信号与已知信号相关，相关器被布置成每码片具有一个分接头（tap）；
数字化器被布置成在每个码片上的与相邻码片上的采样点相比不同的点处取得每个码片的多个样本，以及被布置成具有不是码片速率的整数倍的采样速率；
其特征在于，处理器进一步合并码片匹配滤波器（CMF），其被布置成对数字化器的输出滤波，以及样本选择单元（SSU），其被布置成从CMF接收输出以及被布置成针对到相关器的每个分接头的输入选择相对于码片上的定时参考点在时间上最接近于期望的理想时间的CMF输出。
处理器、解调器和数字化器可以有利地被形成为单个部件，或者可以包括两个或更多部件。
优选地，数字化器被布置成每码片至少取得4、8、16或32个样本。在本发明的一些实施例中，接收机可以提供分离的同相（I）和正交（Q）通道，如公知的那样。在该情况下，每个通道可以具有分离的数字化器，其每个被布置成至少取得上面提及的样本的数量。每码片具有较大数量的样本增加了选择哪个样本用于到相关器的输入的选择，并因此降低了采样时间和期望的理想时间之间的误差。
针对要被满足的如上面讨论的对码片的采样的限制意味着平均每码片将不存在准确的整数数量的样本。例如，一些码片将一般使n 个样本被取得，而其他码片将仅使（ n- 1）个样本被取得。在给定码片上的采样点与在相邻码片上的那些相比将因此略微不同。
该移动在每个码片上的采样位置、外加使用匹配滤波器（或其近似物，如下面解释的那样）对输入滤波和选择单个样本用于到相关器的输入提供了本发明的关键益处。在没有不同的采样位置的情况下，在选择最接近于期望的理想位置的样本中，SSU将总是选择具有恒定位置误差的样本。这将导致相关函数具有阶梯特性，这理想上不适于追踪相关峰。在从码片到码片的该误差中具有变化有效地修整（round off）相关函数中的阶梯，导致提高的追踪性能。
而且，每码片具有单个相关器分接头与其中通常将码片的许多数字样本输入到相关器的现有技术相比降低了相关器的工作负荷。这提供了降低相关器的功率供应需要方面的益处。
“码片匹配滤波器”可以是与正接收的码片匹配的匹配滤波器。匹配滤波器的使用在复杂的接收机系统中是常见的，匹配滤波器是其冲激响应是已知信号的时间反转的滤波器。这样的滤波器非常难以被实现在模拟技术中，用于典型的DS-SS信号。然而，可以通过考虑到想要的信号是相同脉冲的序列的事实来简化用于这里考虑的类型的信号的匹配滤波器的实现。然后可以示出的是，理论上可以通过首先使用与单个脉冲匹配的滤波器对所接收的信号滤波并且然后对该滤波器的输出采样并将其与已知的参考序列相关来实现匹配滤波器，到相关器中的样本的间隔为每码片一个。不可能准确地实现这样的初始滤波器（因为其需要的冲激响应的矩形形状），但是可以实现接近的近似物，这就是码片匹配滤波器。注意，术语“匹配滤波器”和“码片匹配滤波器”在本文中被同义地使用。
码片匹配滤波器可以被实现为数字有限冲激响应（FIR）（也被称作前馈）滤波器。因为在GNSS中一般使用的码片形状可以通过仅取+1或-1值的波形良好地近似，所以码片匹配滤波器通常不需要通用乘法器电路，而是替代地仅需要可以将信号样本乘以+1或-1（前者实际上不需要运算，而后者为简单的负运算）的电路。这实质上比通用乘法器电路需要更少的电路。因为码片的通常简单的形状，所以进一步节省是可能的。例如，与其持续时间为近似n个采样时间的矩形码片匹配的滤波器乍一看将需要n个加法（以将n个连续采样加起来）以及包含n-1个样本的缓冲器（以保持必要的历史样本）。然而，被称作递归滚动求和算法的公知的高效方法使得使用一个减法和一个加法执行滤波连同保持n个样本的缓冲器是可能的。
码片匹配滤波器可以被布置成针对一个码片具有接近于匹配滤波器的冲激响应的冲激响应。如先前解释的那样，组合匹配滤波器、每码片在一个样本处对其输出采样以及将结果与已知参考序列相关可以提供对噪声中的想要的信号的几乎最优检测。
如果采样速率被选成等于或非常接近于码片速率的整数倍，则每个所选样本相对于每个码片的开始或末端的定时将是确切地或几乎相同。这将具有如先前提及的结果：使得相关器输出对在时移的范围内的时移不敏感，在相关器响应中给出不期望的阶梯特性。
如果替代地，采样速率被选成不等于或非常接近于码片速率的整数倍，则SSU的运算使得存在从码片到码片的该样本定时中的变化，其具有消除相关函数中的阶梯的效果，导致很大提高的追踪性能。
采样速率的选择是否可接受的确定需要知道参考序列中的码片的数量N。然后确定通过针对传入信号的多个假定延迟来仿真信号、初始采样过程、数字滤波器和SSU来进行。这产生作为信号延迟的函数的相关响应的估计。如果这包含超过某预定阈值（例如，比码片持续时间的2%更宽）的阶梯，则认为采样频率不可接受。将该过程应用于需要接收机处理的所有码片速率。当然，在各种应用中其他阈值可以是可应用的，诸如4%、6%或10%，并且本领域普通技术人员将能够针对其特定目的而确定适当阈值。
由本领域那些技术人员将知道的是，各种GNSS系统在它们所传输的信号特性上不同，以及一些当前GNSS系统不采用简单码片作为所传输的扩展符号（码片为乘以+/-1的简单的矩形脉冲，如早先解释的那样）。替代地，一些使用更复杂的符号，其被选成具有期望的带宽扩展特性，诸如利用二进制偏差载波（BOC）调制方案。当然，在该情况下，匹配滤波器将与该扩展符号匹配。然而，为了本申请的目的，在本文中将所有这样的扩展符号称为码片。
可以实现大量数字码片匹配滤波器，其全部取得相同的经采样的信号作为输入并且每个匹配所需要的信号类型（即码片形状）中的一个。本发明的优点是单个数字码片匹配滤波器可以针对使用该码片形状的所有大量所接收的卫星信号同时地执行所需要的匹配滤波功能。
这样的数字匹配滤波器以与输入采样速率相同的速率产生输出。在如早先解释的追踪阶段期间，用于追踪每个信号的相关器每个需要与信号匹配的不同的定时。使每个相关器自己的SSU在每个相关器之前，所述SSU被供应相对于该信号的参考点（诸如每个码片的开始或末端）的期望的理想采样时间。每个SSU独立地选择由数字匹配滤波器产生的最接近于期望的理想时间的样本。本发明的优点是SSU是实现简单的功能，使得利用低的计算努力满足实现大量追踪相关器的需要。
本发明的实施例当被用在BOC调制信号的解调中时具有特定优点。已知BOC调制信号具有相关函数，其具有多个峰，并且因此在尝试使用相关函数用于追踪目的时具有模糊性问题。存在用于克服这样的模糊性的方法。参见例如“A Design Technique to Removethe Correlation Ambiguity in Binary Offset Carrier （BOC） Spread SpectrumSignals（用以移除二进制偏差载波（BOC）扩频信号中的相关模糊性的设计技术）”，PhilipW. Ward，ION，NTM 2004，其使用相对复杂的布置来产生具有较小的模糊性的较平滑的自相关函数。然而，该技术与如本发明中也采用的使用不是码片速率的整数倍的采样时钟的惯例不兼容。
因此有利地，对于BOC调制信号的解调，本发明的实施例具有码片匹配滤波器，其具有以单个BOC码片的形式的冲激响应。对于给定的期望信号（例如，“早”信号），然后CMF的输出被用于产生相关信号，如先前描述的那样。这的结果为复值。然后执行使码片的四分之一的已知延迟应用于期望信号的选择的第二相关。可以利用目前提出的架构通过仅将所需要的延迟添加到期望信号的选择而非常简单地完成这一点。然后组合这两个相关的输出以产生比在Ward中的处理的第一阶段中产生的平滑得多的相关输出，并且其比Ward中的处理的第二、并行阶段显著地更不复杂。经组合的输出提供了接近于线性的鉴别器函数，其因此可以被以传统方式用于追踪目的。在一个实现中，所使用的组合过程输出两个相关输出的复数和（complex sum）的模数（modulus），并且早的和晚的门之间的延迟分离被设置成码片持续时间的19/16。这产生了期望的平滑鉴别器响应曲线。
将领会的是，使用上面描述的技术的BOC信号的解调不同于Ward引用的技术，因为现有技术使其输入信号乘以BOC子载波和BOC正交子载波两者。
如本领域普通技术人员将领会的那样，BOC信号包括乘以码片信号的子载波信号。正常地，该子载波信号被假定是方波。然而，当信号被传输时，信号穿过带限制电路，诸如发射机和天线，其具有修整子载波信号的效果。因此，在实践中，在接收机处接收的信号从未是真正的方波信号。还可以设想另外的BOC信号，其中子载波有意地不同于方波。
本发明的实施例还在处理类似于通常的BOC信号的信号但是其中有意地使用诸如正弦波等的非方波作为子载波时具有效用。因此，如本申请中使用的术语“BOC”应被理解成包括这些其他子载波波形和通常的理论上的方波子载波。
根据本发明的第二方面，提供了一种处理包括在接收机中接收的码片的序列的直接序列扩频（DS-SS）信号的方法，以已知速率接收所述码片，方法包括以下步骤：
a）以至少两倍码片速率的采样速率来数字化信号，其中采样速率是码片速率的非整数倍，使得在连续的码片上的不同点处对连续的码片采样；
b）利用码片匹配滤波器（CMF）对样本滤波，其中码片匹配滤波器基本上与期望的码片形状匹配，CMF为每个输入样本提供输出样本；
c）针对每个码片选择CMF的单个输出，用于到相关器的输入；
d）将通过选择步骤c）提供的输入与参考信号相关；
其中针对每个码片选择来自CMF的最接近于理想的期望定时点的单个输出，用于到相关器的输入。
可以以任何适当的组合将在本发明的一个方面中的特征应用于本发明的其他方面。特别地，可以将方法方面应用于装置方面，且反之亦然。
现在将仅通过示例的方式参考以下图更详细地描述本发明：
图1示出了适于实现本发明的实施例的接收机的简化框图；
图2示出了根据不同解调架构的一系列相关函数；
图3示出了在理论上理想但不可实践的匹配滤波器系统中的相关函数以帮助理解本发明；
图4示出了来自使用k（P±1）/P采样连同CMF的现有技术系统的波形；
图5用图解法图示了本发明的实施例的简化框图；
图6示出了来自本发明的实施例的波形，其中采用k（P±1）/P采样连同CMF；以及
图7示出了来自被设计解调BOC信号的本发明的实施例的相关函数和鉴别器函数。
图1示出了合并用于DS-SS信号的解调器（101）的无线电接收机前端（100）的简化框图，如发现可以被用在现有技术GNSS实现中的那样。天线（102）以常规方式被连接到低噪声放大器（103）并从其连接到下变频器（104），以在其输出端（105）处提供同相（I）和正交（Q）基带信号。然后使用模拟到数字转换器（ADC）对（106）以将取决于系统中使用的特定解调架构但很可能是每码片至少一次的速率来数字化I和Q信号并且所述I和Q信号在许多GNSS接收机中多于这许多倍。
然后将由ADC（106）生成的数字信号馈送到相关器（108）。
相关器（108）是在DS-SS接收机中普遍采用的类型的常规相关器。相关器包括一组乘法器和延迟元件，并且具有提供要被经数字化的所接收的信号乘的参考信号的输入端（未示出）。
相关器的特性是对GNSS系统的性能而言关键的元素。这是因为相关器输出不仅被用来检测想要的信号的存在，而且被用来追踪其到达时间。因此，高度期望的是，相关器输出具有允许这样的追踪发生的特性。在GNSS系统中，普遍通过使用多个相关来执行追踪，所述多个相关中的一个是其中将参考信号的定时调整成等于信号到达时间的当前估计的“立即（prompt）”相关，并且其他可以是其中将参考信号的定时调整成早于信号的到达时间的当前估计的“早”相关以及其中将参考信号的定时调整成晚于信号的到达时间的当前估计的“晚”相关。然后可以处理这些相关器的输出以提供回路反馈信号，其调整用于馈送相关器的分接头的定时，以给出对输入信号的到达的时间的更好的估计，并因此导致更好的位置准确度。
图1的系统不适于实现本发明的实施例，但是从图5将看出，本发明的实施例需要相对较少的加法，这样添加的CMF函数和SSU函数。
图2示出了提供早、立即和晚输出的相关器的经仿真的所处理的输出。图2a绘出作为信号输入延迟的函数的具有方形码片的理想化模拟系统的相关器输出的相关峰。这具有在示出的特定时间跨度上的三角形状。被叠加在图上的是来自早、立即和晚门的输出。针对三种情况，早被示为向下指的三角形，立即被示为圆形且晚被示为向上指的三角形。加下标为1的标记指示在第一情况下的输出，其中接收机对峰时间的估计是正确的。加下标2的标记指示如果接收机对峰时间的估计为早的输出，并且加下标3的标记指示如果接收机对峰时间的估计为晚的输出。
通过适当地处理早、立即和晚输出，可以产生“鉴别器”函数，在该理想情况下其为跨单个码片的持续时间的线性单调信号。这在图2b中被示出。这是如通过公式（equation）（早-晚）/（2×立即+早+晚）生成的理想化表达，其中早在参考点之前½码片，晚在参考点之后½码片，且立即在参考点处。图被绘制为码片中的到达时间估计误差的函数。如公知的那样，可以使用其他鉴别器函数，诸如公式（早-晚）/（早+晚），其更易于计算但是给出略微更嘈杂的结果。
在大多数GNSS接收机设计中的目的是处理其输入信号以产生到用于其目的的充分程度地近似于图2b中示出的函数的线性和单调性的基本性质的鉴别器函数。
在设计用于DS-SS接收机的相关器时可用的设计选择中的一个是它们每码片具有的分接头的数量。在GNSS设备中使用的相关器通常每码片使用若干分接头，并且因此每个相关通常将每个码片的若干样本相关，其中在每个相关中包括许多码片。因而由相关器完成的任务和消耗的能量被向上乘以（multiplied up）每码片的样本数。
在本发明之前由本领域那些技术人员理解的是，使采样速率等于码片速率不提供实际的鉴别器函数——函数在不呈现匹配滤波器的情况下将类似于如图3a中示出的平顶脉冲，其不能够提供追踪回路中的追踪反馈。每个码片具有样本的固定整数倍了这一点，但是导致了如在图3b中示出的是阶梯振幅脉冲的鉴别器函数，其中阶梯数等于每脉冲的样本数（例如，在图3b中图示的情况下，每码片4个样本）。再次，这不是用于大多数目的的有用追踪函数，除非每码片的样本和相关器分接头数足够高，但是这还增加了相关器的工作和功率需要。
现有技术GNSS接收机通过使用每码片具有非整数的平均样本数的有规律间隔的采样克服了该问题。在这里，相关器分接头的采样间隔被选成k（P±1）/P倍码片速率的形式，其中P是大数——诸如用于相关的参考函数中的码片数。这近似地导致每码片k个相关器分接头，但是连续的相关器分接头相对于连续的码片边界的定时逐步改变。
这产生了用于追踪函数特性的大大改进的（几乎理想的）形状，其近似于图2b中示出的以基本形式的理想。然而，因为未使用匹配滤波器，所以降低了追踪输出函数的量，导致更贫乏的性能和增加的对噪声的敏感性。因数k（即，每码片的样本以及相关器的分接头的近似数）提供了对√k的信号的量的增加，但是再次具有作为结果的附加的处理努力。已知现存系统使用该技术。
如上面示意的那样，包括码片匹配滤波器将改善上面讨论的现有技术采样和相关布置的噪声性能。然而，现有已知实现具有致使匹配滤波器的使用有问题的问题，并且因而没有已知的接收机在相关器之前实现匹配滤波器。
首先，考虑其中输入ADC采样速率是传入码片速率的准确整数倍的情况。将领会的是，匹配滤波器可以在其处被采样的时间与输入样本的时间相同。这因此量子化可以被选择的相关器延迟，其还量子化从相关器可获得的定时准确度到（在实际的采样间隔的情况下）致使相关器的定时分辨率不足以用于大多数目的的程度。例如，如果采样速率为四倍码片速率，则可以仅在与彼此分离码片的四分之一的延迟值处计算相关函数本身。增加采样速率降低了该问题的严重性，但是将其降低至足够大的程度将需要比期望的高得多的采样速率。替代地，为了在想要的中间延迟处近似相关器输出，可以考虑使用内插滤波器，但其将增加复杂度。
作为结果，用于追踪GNSS信号的实际的接收机不使用是码片速率的整数倍的采样速率。
其次，考虑其中再次存在与现有技术采样方法一起使用的CMF的情况，其中输入采样速率通常为k（P±1）/P倍码片速率，其中P等于参考信号函数中的码片数（通常1023）。
图4示出来自仿真的一组波形，其图示了关于利用所描述的现有技术采样方法实现码片匹配滤波器的问题。
参考图4，顶行示出来自所接收的输入信号的四个短提取物的仿真。在该示例中，用于相关的参考序列为1023个码片长，且为了呈现的清楚假定输入信号无噪声。
输入信号的部分（a）在1023个码片参考信号的开始处；部分（b）是通过其的路线（way）的四分之一（256个码片）且部分（c）是通过其的一半路线（512个码片）。
在图5的第二行（加标记（d））中图示了对应的ADC样本；将输入采样速率取为10×1.024MHz，其中在该仿真中码片速率1023/ms。因此，采样速率为10×1024/1023倍码片速率。因此在大多数码片期间存在10个输入样本，如可以看出的那样。因此将通过对在前10个样本求和来用数字计算方法实现码片匹配滤波器。码片匹配滤波器的输出、线（e）将再次近似锯齿形（尽管事实上被采样）。
现在考虑当我们根据现有技术方法有规律地在每第十个输入样本处（即，以1.024MHz的速率）对匹配滤波器的输出采样时发生什么。通过行（e）中的茎叶图（圆）来图示这些样本。
在行（e）的左侧（即，参考序列的开始）处，所选样本与输入信号的每个码片时间的末端良好地对齐，并且操作是近乎理想的。但是在图的中央部分中，对应于通过参考序列的路线的大约四分之一，所使用的样本（圆）的时间对齐大约是理想时间之前的码片的四分之一。因此，这些采样值的量成比例地小于理想，如可以看出的那样，因为在取得输出样本时在匹配滤波器中存在的输入样本的近似四分之一来自前一码片。
在图的右手部分中，对应于通过参考序列的路线的大约一半，所使用的样本（圆）的时间对齐大约是理想时间之前的码片的一半。这是对匹配滤波器输出采样的最坏可能时间，因为在取得输出样本时匹配滤波器中存在的输入样本的近似一半来自前一码片。在图示的示例中，前一码片具有与当前码片相反的极性，因此输出量为零。
随着波形继续到参考信号的末端，对齐将最终再一次返回至其最优值，但是其显著的部分将在显著地不同于理想的时间处被采样。
因此，性能显著地比实际的匹配滤波更贫乏。
性能损失的来源是CMF输出的样本（即，在图中加标记（e）的行中的圆）在其输入是前一码片和当前码片的混合时出现（有一个例外）。因为样本到相关器中的速率为（P±1）/P倍码片速率，所以实际采样时间和（理想）码片末端时间之间的偏移对应于1/（P±1）码片的每个可能的倍数，每个出现一次。
解释为什么存在性能损失的另一方式是重申：如果以每码片一个样本的速率从码片匹配滤波器取得样本，则后接相关器的码片匹配滤波器的组合仅理论上等于最优相关器。其他情况下不存在最优性的保证，并且其如我们已经示出的那样事实上不被实现。
上面图示的问题是CMF至今尚未被用在GNSS系统、或发明人已知的任何其他DS-SS系统中的原因。
因此，已知的现有技术系统通过使用每码片非准确数量的样本（例如，k（P±1）P（其中P是大数，且k是通常在2与8之间的整数））并每码片使用具有k个分接头的相关器将样本与参考信号函数相关以实现合理的性能。
然而，本发明的发明人已经实现了可以如何根据本发明的实施例在一般地较低的处理需要的情况下经常提高性能。
在图5中示出本发明的实施例，且其包括具有提供I和Q输出的混频器（60）的接收机，通过ADC（61）以不是码片速率的整数倍的采样速率来数字化其每个通道。注意，仅示出I通道处理，因为Q通道处理功能上相同。
来自ADC（61）的数字样本被输入到与被接收的码片的形式匹配的CMF（62）。即，其冲激响应与预期的码片输入的时间反转相同。在该实施例中在CMF的输出端处存在近似每码片10个（或更一般地k个）样本，在数量上等于ADC的样本。然后将CMF的（数字）输出馈送到样本选择器（63）中，其被布置成针对每个码片选择最紧密地匹配期望的理想采样时间的样本，并且在追踪过程期间，针对该码片仅该所选样本被提供给相关器（64）。因此，在追踪时，相关器（64）具有针对每个码片的单个输入，与每码片k个输入的许多现有技术实现相反。
注意，在本发明的大多数实施例中将复制样本选择器（63）和相关器（64）以提供例如如上面描述的早和晚处理，但是为了清楚在图6中示出单个。
参考内部时钟定义期望的采样时间，所述内部时钟是任何GNSS接收机的必要部件。作为其操作的部分，GNSS接收机最终计算在该内部时钟和如得自卫星信号的真正当日时间（time of day）之间的时间关系，但为了这里描述的目的不一定使用内部时钟知道该关系。
如果假定样本时钟被用作内部时钟，则解释样本选择的操作是最简单的；其他选项可以被选择但是导致更复杂的计算。为了解释清楚，术语时钟的“一个嘀嗒”将被用于指代每输入样本时钟时间所增加的量。为了执行与具有（参考内部时钟测量并因此以嘀嗒表达的）期望延迟值的参考波形的相关，可以计算（也参考内部时钟测量并以嘀嗒表达的）将匹配被延迟的参考波形的信号样本的准确时间。
样本选择器（63）针对每个码片选择最紧密地匹配所期望的理想采样时间的样本。在后者以时钟嘀嗒表达的情况下，这通过将每个理想采样时间凑整至最接近的整数来实现。由于时钟嘀嗒的整数值对应于输入采样时间并且因此也对应于CMF输出的采样时间，这些经凑整的时间（以嘀嗒）对应于CMF的实际样本输出，其为所选择的样本。
其中可以实现上面的功能的便利的方式是使用被称为数控振荡器的公知器件。这包含寄存器或贮存器，其初始被加载有期望的第一采样时间，以及第二寄存器或贮存器，其被加载有信号的码片持续时间（1/码片速率）的当前估计。以嘀嗒表达这两个量，包括分数部分以确保利用充分的准确度表达它们。对来自第一寄存器的值凑整以产生相关所需的第一样本的时间（以准确的嘀嗒）。当来自CMF的最新可用的样本的时间（以嘀嗒）匹配该经凑整的值时，将对应的样本传递至相关器。然后将第二寄存器中的值添加到第一寄存器中的值并重复过程。这继续直到所定义的（长度上等于参考码的）多个样本已被传递到相关器中为止。
如果相关器正试图追踪例如“准时”信号，则来自CMF的理想采样点将在每个码片的末端处。因此，最近邻采样器（65）将选择时间上最接近于码片的假定边缘的样本，但是因为凑整过程，所以所选的实际样本可能出现在码片的假定边缘的末端之前或者在其末端之后。从上面回忆，实施例（并且实际上本发明的所有实施例）具有每码片非准确数量的样本，并且因此实际样本实例和期望的理想采样实例之间的时间间隔将从码片到码片变化。
将领会的是，调整理想的采样点来提供例如早或晚的门是价值不大的，并且其可以通过将适当的恒定时间偏移添加到期望的采样时间来完成。
图6示出类似于图4的图的图，但是替代地具有如在本发明的该实施例中遇到的经修正的波形（e），并且因此示出了由本发明的这个和其他实施例所提供的益处。波形（a）到（d）与在图4中的那些相同，并且因此将不再详细描述。
图6的波形（e）是匹配滤波器的仿真输出，广泛地类似于图4的波形（e），但是替代地示出了在本发明的实施例中由SSU选择的采样时间（即，针对每个码片被选以馈送到相关器中的样本）。这里，在该示例中，“所期望的理想”采样时间在每个码片的末端处。因此，图6的最近邻采样器被编程成选择到该理想点的最近样本，并因此选择如由波形（e）上的圆所指示的采样点。在（e1）处，即，在相关周期的开始处，样本准确地匹配期望点。由于非整数倍采样，采样间隔从理想略微变化，但是因为每码片存在来自CMF的多个样本（在该情况下近似10个），所以理想和实际采样点之间的最大时间误差被从现有技术系统中的半个码片周期降低至相邻样本之间的半个间隔。因此在点（e2）处，其为通过参考信号的路线的四分之一，经降低的样本量是显而易见的，但是误差与示出现有技术系统的图4的波形（e）的误差相比被大大降低。在点（e3）处，其为通过参考波形的路线的一半，所使用的样本的时间对齐再次接近于理想。
因此，本发明的实施例允许以接近于理想采样时间的采样时间对匹配滤波器输出采样，因此为相关器提供较大的信号振幅，并因此使相关器输出相对于其噪声输出更大，从而提高系统性能。
注意，在导航信号的获取期间（与其追踪相对），搜索信号是必要的并且在该阶段期间，必须反复地执行相关。如果所接收的信号的实际时间位于为连续的实际相关选择的时间之间，则存在性能损失。如果所接收的信号的实际时间近似为针对连续的实际相关选择的时间之间的路线的一半，则该损失最严重。作为结果的时间误差导致来自相关器的较小的信号输出，以及因此导致检测到信号的降低的可能性。如果相关的连续时间由一个码片分离，则损失是显著的（通常3-4dB），因此使相关的开始时间之间的间隔为码片持续时间的一半或更小是正常的。
为了使用本发明有效地实现获取功能，样本选择器（63）用于选择由码片持续时间的一半（或者如果期望，码片持续时间的三分之一或四分之一以进一步降低最坏情况性能损失）分离的来自CMF的样本。在本发明的实施例中，这可以通过将（以嘀嗒表达的）信号的码片持续时间的初始估计的一半（或三分之一或四分之一）加载到NCO的第二寄存器中来实现。结果是样本选择器导致从CMF选择以两倍（相应地或3倍或4倍）所估计的码片速率输出的样本的流。
将这些样本馈送到贮存器（最便利地“环形缓冲器”）中，并且随着每个新样本到达，获取相关器执行已知参考码和以一个码片的间隔隔开的所存储的信号的样本之间的相关。针对其中样本已经被选择成以两倍码片速率的情况，这意味着将通过相关器使用新到达的样本（让我们称这样本1）连同样本3、5、7等。针对每个新到达的样本执行相关并计算其输出值。
然后以与在现有技术GNSS接收机中相同的方式处理这些连续的相关输出，以便检测信号的存在并提供对其出现时间的第一估计。
将领会的是，因为改变被加载到样本选择器（63）的NCO寄存器中的值是非常容易的，所以改变初始样本的定时和被假定的码片持续时间两者是非常容易的。在使用以k×（P±1）/P倍码片速率的形式的采样速率的现有技术系统中，通常需要计算块（有时被称为“码映射器”）来将参考波形的P值与对应的k×（P±1）个信号样本相关联。更进一步地，由码映射器计算的逻辑函数必须针对不同的码片速率和输入样本速率的不同选择而不同。
本发明是有利地，在于其允许其实施例简单地通过改变被传递到样本选择器NCO的两个值而支持任何码片速率和（受下面解释的某些约束的）非常宽范围的采样速率。使用本发明实现的设备可以因此容易地适应所选采样速率以满足其他接收机约束。这还因此提供了灵活性以处理具有与当前信号不同的码片速率的其他信号。
分析示出了存在本发明的实施例应满足以给出好的性能的某些标准。这些是：
1. 采样间隔TS应相对于码片时间间隔TCHIP足够小以避免输出相关函数的过度平滑。出现平滑，因为由样本选择器（63）所选的实际样本处于与理想时间不同的时间处，其中时间误差位于–0.5TS和+0.5 TS的范围中。当在“错误的”时间处选择样本时，其对全部相关结果的单独贡献等价于来自具有略微不同于期望时间的延迟时间的“理想”相关的一个。所有这样的误差的全部效果类似于平滑来自相关器的输出曲线，使得其峰变得更成圆形。由于确定峰的准确时间是接收机的目的，这导致轻微的性能损失，因此为了限制该损失，TS的值应被选成充分小。注意，输出相关函数的平滑的给定程度是否过度将根据其中要使用所述输出相关函数的应用而变化。所提出的系统的建模可以被用于探知很可能出现的平滑的程度。
2. 由样本选择器（63）所选的样本的时间和理想采样时间之间的平均误差应充分接近于零——以便避免全部相关器结果被偏差——并且应针对理想采样时间相对于连续的码片的开始的任何偏移满足该标准。这通过考虑反例来最好地解释；即，其中采样速率为码片速率的准确倍数的情况。由于在该情况下可用样本相对于每个码片的开始的延迟时间相对于每个码片开始是相同的，并且由于理想的采样时间也具有相对于连续码片的开始相等的延迟，样本选择器（63）的每个操作选择其延迟相对于对应码片的开始相同的样本。理想采样时间和所选采样时间之间的误差（即，差异）因此针对每个码片是相同的，并且可以是非零的。误差（即，偏差）的平均值因此可以是非零的。结果是用于形成相关的样本然后对应于不同于理想延迟的时间延迟。这产生了先前描述的相关器响应中的“阶梯（steppiness）”，其是不期望的误差。问题不仅针对采样频率确切地等于采样速率的倍数而且针对采样频率充分接近于采样速率的倍数而出现，如下面详细解释的那样。再次，可以使用建模来分析所提出的系统以查看其是否满足需要。
上面的标准提供了使用本发明的GNSS系统的实现的大量的灵活性。它们使分析具有特定的采样频率、码片速率和相关长度P的候选GNSS系统以检查其是否满足给定的性能规范成为可能。当然，可以使本发明的实施例不满足上面的标准，但是其仍具有对于给定目的而言充分的性能。它们因此不应被看作对本发明而言是必要的，而仅被看作优选的。
如果比率fS/fCHIP约大于2，则容易地满足了第一标准。在该值处，最坏情况性能损失大约1dB且其通过将该比率增加到大于2而被进一步降低。在任何情况下值2是被用在实际GNSS系统中的最小值，以便避免在获取阶段期间的检测性能的过度损失。
第二标准的测试基于以下分析。通过以下来定义CMF输出处的理想采样时间（以嘀嗒）：
t0 + p ×（fS/fCHIP），p = 0……P–1
其中t0是第一理想采样的时间（以嘀嗒），fS为采样频率，且fCHIP为码片速率。
样本选择器（63）的操作在以下时间处选择样本
round（t0 + p ×（fs/fchip）），p = 0……P–1。
因此采样时间误差（以嘀嗒）为
ep = round（t0 + p ×（fs/fchip））–（t0 + p ×（fs/fchip）），p = 0……P–1
并且“偏差”值b被定义为采样时间中的平均误差，即ep的平均。
可以示出的是，如果初始理想采样时间被选成在实际采样时间之前的恰好半个采样间隔，即，t0 = <整数>–0.5，则出现最坏情况偏差（这导致e0 =–0.5）。尽管初始理想采样时间的其他选择也可能导致相同的最坏情况偏差，但是因此仅测试本段落中定义的一种情况是必要的。
利用事实：
round（a） – a = 0.5 – mod（a+0.5,1）
且因此
round（a – 0.5） – （a – 0.5） = 0.5 – mod（a,1），
因此可以如下便利地计算偏差值b（以嘀嗒为单位）：
b = 0.5 – mean（ mod（ p ×（fs/fchip）,1）, p = 0……P–1）。
偏差值b应低于得自单独的相关测量的所需要的时间准确度的限制。在卫星导航系统中，其进而得自系统的所需位置准确度和遵循相关测量的处理的特性。通常，该处理具有“平滑”效果，其导致低于来自单独的相关测量的误差的输出误差。
偏差在相关测量之间变化。因此，通过一连串相关测量的偏差的均方根（rms）值小于使用上面的公式计算的最坏情况偏差。
如果例如系统的最终位置准确度需要使单独的延迟测量具有1ns的准确度（对应于无线电波传播30cm），且如果在相关之后的处理的平滑效果将rms误差降低因数4，则4ns的最坏情况偏差将充裕地实现需要。为了以嘀嗒为单位表达偏差，时间限制（4ns）必须乘以采样速率。如果例如采样速率为20MHz，则4ns限制对应于0.08个嘀嗒（采样间隔）。
因此，用于测试所提出的采样速率是否适当的过程包括（i）使用要由接收机处理的fCHIP的最大值检查该fS/fCHIP是否约大于2，以及（ii）检查如上面描述的那样计算的最坏情况偏差值b是否小于针对要由接收机处理的fCHIP和P的任何值所需的限制。
尽管在前一段落中定义的测试过程原则上是所需要的所有，但是现在提供对标准（1）和（2）的应用的进一步洞察。将比率fS/fCHIP表达为K + （Q + δ）/P，其中K和Q为正整数且δ位于0到1的范围中。在相关中使用的参考序列的长度P为大整数（在实际应用中为数百或数千）。标准（1）需要K至少为2。
可以示出的是，如果δ是零且Q大于零，则偏差非常接近于零。这是因为采样误差然后在–0.5与+0.5个嘀嗒（即，输入采样间隔）之间几乎均匀地散布。还可以示出的是，当δ接近于0.5时最坏情况偏差最大；然后其在嘀嗒中的量近似0.125/（Q + 0.5）。
依靠fS和fCHIP之间的准确比率不是期望的，因为发射机（在卫星导航的情况下的卫星）和接收平台两者的运动导致fCHIP的准确值中的改变。因此，在大多数情况下，优选策略是确保Q充分大使得最坏情况偏差可接受地小，无论δ值是什么。例如，如果对最坏情况偏差的限制为4ns，则最大码片速率为10.23Mchip/s，且我们考虑K=2（使得采样速率略微高于20.46MHz），我们首先解公式
0.125/（Q + 0.5） < { 4ns × 20.46MHz ≈ 0.082 }
假如整数Q至少为2，则其被满足。因此，与2 × 10.23 = 20.46 MHz不同至少（2/P）×fCHIP的任何采样频率产生可接受地小的最坏情况偏差。对于P的典型值，诸如1023，结果为与20.46MHz不同至少20kHz的任何采样频率产生可接受地小的最坏情况偏差。
必须避免的下一频带大约是3 ×10.23 = 30.69 MHz。现在必须满足的公式为
0.125/（Q + 0.5） < { 4ns × 30.69MHz ≈ 0.143 }
假如整数Q至少为1，则其被满足。因此，与30.69MHz不同至少10kHz的任何采样频率产生可接受地小的最坏情况偏差。
通用多星座GNSS接收机可能被需要处理具有多个不同码片速率的GNSS信号，所述多个不同码片速率例如0.5115 MHz、1.023 MHz、2.046 MHz、2.5575 MHz、5.115 MHz以及10.23 MHz。如已经解释的那样，采样速率的选择必须避免那些码片速率中的任何的整数倍，或大约那些整数倍的小带。
为了说明可实现的选项，将上面描述的标准同时地应用于上面所列的所有码片速率，以计算从20MHz到35MHz的说明性全部范围内的采样速率的所有允许带。根据标准发现该采样频率范围中的98.5%是可允许的。允许 1MHz或1.024MHz的所有整数倍。仅不允许10kHz的1500个整数倍中的15个。
因此可以看出，本发明的方法支持非常宽范围的采样速率。
本发明的所仿真的实施例工作良好。已经在通过ADC采样过程生成的量子化效果方面在仿真器中研究了相关器的输出的准确形式。这些效果在相关器可以使用其估计信号延迟的精度（以及因此导航准确度）上放置基本限制。
已发现，该固有的量子化限制对于通过仿真探究的实施例和对于在采样速率、码片速率和码片中的参考序列持续时间方面相同的条件下操作的现有技术码映射器方案几乎确切地相同，其中二者都在无噪声环境中被仿真。
随着将噪声添加到仿真，并且信噪比（SNR）被降低至现实水平，假设现有技术码映射器和其相关联的相关器处理所有输入样本，则两个方案保持等同。采用匹配滤波方法的本发明的实施例总是利用所有输入样本。如果实现了仅处理输入样本的子集的码映射器方案，则其SNR增益并因此性能下降。这可以通过注意处理少于所有样本使得噪声被混叠其中来领会。在实践中，已知现有技术码映射器方案总是以过低的速率处理样本以实现最优SNR。相比之下，如本发明的实施例中使用的匹配滤波方法总是利用所有输入样本。
本发明已被发现在计算负荷方面比类似性能的现有技术码映射器方法实现显著地较不要求高。
如上面记载的那样，本发明良好地适于BOC调制信号的处理。本发明的实施例包括接收机，其具有码片匹配滤波器以及针对早、立即和晚输出中的每个的一对相关器。CMF与被接收的BOC码片的特定形式匹配。
每个相关器具有相关联的SSU，其中所有SSU从CMF取得它们的输入。对于给定对，SSU中的一个被布置成在其期望的点（即早、立即或晚）处从CMF选择输出，而另一个被布置成选择稍晚四分之一个码片的输出。每个SSU将其选择的样本馈送到其相关联的相关器。从CMF的输出的选择被以与上面描述的实施例的方式类似的方式完成，即通过选择时间上最接近于期望时间的样本。
然后组合来自每对相关器的输出，该经组合的值酌情表示针对早、立即或晚信号的输出。
组合过程与早和晚门之间的延迟分离二者都可以被调整成产生最平滑的鉴别器曲线。发现组合过程和延迟分离二者的最佳选择取决于采样速率和码片速率之间的比率。可以使用仿真来探索该结果并选择最令人满意的组合。
针对第一情况，其中码片速率为1.023MHz并且采样速率为30.0MHz，优选的组合过程输出两个相关输出的复数和的模数，并且早的和晚的门之间的延迟分离被设置成码片持续时间的19/16。发现这产生了期望地平滑的鉴别器响应曲线。
针对第二情况，其中码片速率为10.23 MHz并且采样速率为30.0MHz，优选的组合过程输出两个相关输出的求和的模的平方根，并且早的和晚的门之间的延迟分离再次被设置成码片持续时间的19/16。针对该情况，这再次产生了期望地平滑的鉴别器响应曲线。
该方法的建模示出了相关器对的经组合的输出具有如在图7a中示出的函数，图表示出经组合的相关器输出量相对延迟。这具有略微起波纹的外观。然而，更重要的函数是鉴别器函数，其在图7b中被示出。这将（E-L）/（E+L）示出为延迟误差的函数。函数的相对平滑、线性和单调的性质致使其适于在GNSS追踪中的使用。
上面关于BOC信号的解调描述的实施例可以如本领域普通技术人员将理解的那样被适配。例如，其可以被适配成具有更多输出（例如，非常早和非常晚）或可以具有不同于如上面在每对的SSU之间使用的¼码片延迟的延迟。而且，可以调整组合过程以提供例如更线性的鉴别器函数。可以对可以被做出的各种改变建模以研究它们的效果和适配鉴别器函数或相关函数的属性。
可以以例如现场可编程门阵列（FPGA）、专用集成电路（ASIC）或以任何其他适当的形式实现本发明的实施例。FPGA或ASIC等可以合并模拟到数字采样电路，或者可以被布置成从分离的数字化单元接收数字信号。针对GNSS应用，FPGA、ASIC等可以被进一步布置成使用处理器的输出实现完整的追踪算法，并因此提供导航信号作为其输出。替代地，可以在分离的处理器中使用由本发明的实施例提供的输出来实现追踪算法。
已经具体参考GNSS系统描述了本发明。将理解的是，这不意图为限制性的，且本发明可以被更一般地用在本领域技术人员将想到的应用中。

Claims (14)

1.一种用于无线电接收机的处理器系统，处理器系统被适配成处理直接序列扩频信号，所述处理器系统具有解调器，解调器包括用于以预定采样速率数字化所接收的信号的数字化器，所述所接收的信号包括以已知速率到达处理器的码片的序列；以及至少一个相关器，用于将经数字化的信号与已知信号相关，相关器被布置成每码片具有一个分接头；
数字化器被布置成在每个码片上的与相邻码片上的采样点相比不同的点处取得每个码片的多个样本，以及被布置成具有不是码片速率的整数倍的采样速率；
其特征在于，处理器进一步合并码片匹配滤波器（CMF），其被布置成对数字化器的输出滤波，以及样本选择单元（SSU），其被布置成从CMF接收输出以及被布置成针对到相关器的每个分接头的输入选择相对于码片上的定时参考点在时间上最接近于期望的理想时间的CMF输出。
2.根据权利要求1所述的处理器，其中码片匹配滤波器与在处理器处期望的预定码片波形匹配。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的处理器，其中由数字化器取得的每码片样本的平均数量至少是2。
4.根据权利要求3所述的处理器，其中由数字化器取得的每码片样本的平均数量至少是8。
5.根据上面权利要求中的任一个所述的处理器，其中参考内部时钟系统来取得定时参考点。
6.根据上面权利要求中的任一个所述的处理器，其中处理器具有被成对布置的多个相关器，其中在给定对中的第一相关器被适配成在参考定时参考点的第一点处具有第一期望的理想时间，并且对中的第二相关器被适配成在参考定时参考点的第二点处具有第二期望的理想时间。
7.根据权利要求6所述的处理器，其中第一和第二期望的理想时间之间的时间分离被设置在码片持续时间的四分之一处。
8.根据权利要求6或权利要求7所述的处理器，其中将来自第一和第二相关器的输出组合成单个输出。
9.根据权利要求6至8中的任一个所述的处理器，其中处理器被用于处理二进制偏差载波（BOC）信号。
10.根据上面权利要求中的任一个所述的处理器，其中处理器被用在来自全球导航卫星系统（GNSS）的信号的处理中。
11.一种合并了根据上面权利要求中的任一个所述的处理器的接收机。
12.根据权利要求11所述的接收机，其中所述接收机具有被适配成向处理器提供经下变频的信号的前端。
13.一种处理包括在接收机中接收的码片的序列的直接序列扩频（DS-SS）信号的方法，以已知速率接收所述码片，方法包括以下步骤：
a）以至少两倍码片速率的采样速率来数字化信号，其中采样速率是码片速率的非整数倍，使得在连续的码片上的不同点处对连续的码片采样；
b）利用码片匹配滤波器（CMF）对样本滤波，其中码片匹配滤波器基本上与期望的码片形状匹配，CMF为每个输入样本提供输出样本；
c）针对每个码片选择CMF的单个输出，用于到相关器的输入；
d）将通过选择步骤c）提供的输入与参考信号相关；
其中针对每个码片选择来自CMF的最接近于理想的期望定时点的单个输出，用于到相关器的输入。
14.根据权利要求13所述的方法进一步包括以下步骤：
e）针对每个码片，从CMF选择时间上最接近第二期望的理想定时点的第二输出，并将输出提供给第二相关器；
f）将所选择的输出与相关器中的参考信号相关；
g）组合两个相关器的输出以产生单个输出。
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