JP5310333B2 - 受信装置、信号処理方法、およびプログラム - Google Patents

Description

本発明は、受信装置、信号処理方法、およびプログラムに関する。

近年、カーナビゲーション機器や携帯電話、デジタルスチルカメラなどの様々な電子機器に、ＧＰＳ（Global Positioning System：全地球測位システム）を利用した測位機能が搭載されている。典型的には、電子機器においてＧＰＳを利用する場合、ＧＰＳモジュールにおいて４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信し、受信信号に基づいて機器の位置を測定し、測定結果が表示装置の画面などを介してユーザに通知される。より具体的には、ＧＰＳモジュールは、受信信号を復調して各ＧＰＳ衛星の軌道データを獲得し、当該軌道データ、時間情報及び受信信号の遅延時間から機器の３次元位置を連立方程式により導き出す。受信の対象とするＧＰＳ衛星が４個以上必要となるのは、モジュール内部の時間と衛星の時間との間の誤差の影響を除去するためである。

ここで、ＧＰＳ衛星から送信される信号（Ｌ１帯、Ｃ／Ａコード）は、５０ｂｐｓのデータをＧｏｌｄ符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号をさらにＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調した信号である。なお、Ｇｏｌｄ符号とは、符号長１０２３、チップレート１．０２３ＭＨｚの擬似ランダム符号の一種である。また、ＢＰＳＫ変調では、１５７５．４２ＭＨｚのキャリアを用いる。従って、ＧＰＳモジュールがＧＰＳ衛星から上記信号を受信するには、拡散符号、キャリア及びデータの同期をとる必要がある。

一般的に、電子機器に搭載されるＧＰＳモジュールは、受信信号のキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）に周波数変換した後、上述した同期処理等を行う（例えば、特許文献１参照。）。典型的な中間周波数は、例えば、４．０９２ＭＨｚ又は１．０２３ＭＨｚ、０Ｈｚなどである。通常、受信信号の信号強度は熱雑音の信号強度よりも小さく、Ｓ／Ｎは０ｄＢを下回るものの、スペクトラム拡散方式の処理利得により信号を復調することが可能である。ＧＰＳ信号の場合、データ長１ｂｉｔに対する処理利得は、例えば１０Ｌｏｇ（１．０２３ＭＨｚ／５０）≒４３ｄＢである。

特開２００３−２３２８４４号公報

ところで、ＧＰＳモジュールを搭載した電子機器の市場は広がる傾向にある。性能面においては、受信感度の高度化が進み、受信感度−１５０〜−１６０ｄＢｍのＧＰＳモジュールが普及してきている。

しかし、ＧＰＳモジュールの普及が進む一方で、ＧＰＳモジュールが搭載される電子機器の高性能化も進んでいる。また、ＧＰＳモジュールが搭載される電子機器の小型化も進んでいるため、ＧＰＳモジュールの回路規模を縮小したいという要求がある。

上述したように、ＧＰＳモジュールはＧＰＳ衛星からの信号を受信するには、拡散符号、キャリア及びデータの同期をとる必要があるため、これらの同期をとるための回路を備える。この回路は、ＧＰＳ衛星毎に用意する必要があるため、ＧＰＳモジュールの回路規模は増大するという問題がある。

そこで、本発明の目的は、ＧＰＳモジュールの回路規模を縮小することが可能な、新規かつ改良された受信装置、信号処理方法、およびプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、衛星からの信号を受信する受信部と、上記受信部が受信した受信信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の中間周波数信号に変換し、周波数変換後の中間周波数信号を所定のサンプリング周波数で離散化する周波数変換−離散化部と、上記周波数変換−離散化部から出力される離散化信号を所定のフィルタでフィルタリングするフィルタ部と、上記フィルタ部によりフィルタリングされた離散化信号における拡散符号の同期を捕捉する同期捕捉部と、上記同期捕捉部により同期捕捉された拡散符号の同期を保持する同期保持部とを備える受信装置が提供される。

かかる構成により、ＧＰＳモジュールの回路規模を縮小することができる。

また、上記周波数変換−離散化部は、上記受信部が受信した受信信号を所定の中間周波数信号に変換する第１の周波数変換部と、上記第１の周波数変換部による周波数変換後の中間周波数信号を上記所定のサンプリング周波数で離散化する離散化部と、上記離散化部から出力される離散化信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の中間周波数信号としての離散化信号に変換する第２の周波数変換部とを備えてもよい。

また、上記同期捕捉部は、上記フィルタ部によりフィルタリングされた離散化信号を上記所定のサンプリング周波数よりも低い周波数でダウンサンプリングすることにより、上記拡散符号の同期の捕捉を行い、上記同期保持部は、上記フィルタ部によりフィルタリングされた離散化信号を上記所定のサンプリング周波数よりも低い周波数でダウンサンプリングすることにより、上記同期捕捉部により同期捕捉された拡散符号の同期の保持を行ってもよい。

また、上記同期捕捉部および上記同期保持部は、多相クロックを選択的に使用して上記ダウンサンプリングを行ってもよい。

また、上記フィルタ部から出力された離散化信号のビット数を削減する削減部を備えてもよい。

また、上記所定のフィルタは、上記拡散符号の１チップ分で移動平均を行う移動平均フィルタであってもよい。

また、上記所定のフィルタは、ＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタであってもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、衛星からの信号を受信するステップと、上記受信した受信信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の中間周波数信号に変換し、周波数変換後の中間周波数信号を所定のサンプリング周波数で離散化するステップと、上記離散化信号を所定のフィルタでフィルタリングするステップと、上記フィルタリングされた離散化信号における拡散符号の同期を捕捉するステップと、上記同期捕捉された拡散符号の同期を保持するステップとを有する信号処理方法が提供される。

かかる方法を用いることにより、ＧＰＳモジュールの回路規模を縮小することができる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、衛星からの信号を受信するステップと、上記受信した受信信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の中間周波数信号に変換し、周波数変換後の中間周波数信号を所定のサンプリング周波数で離散化するステップと、上記離散化信号を所定のフィルタでフィルタリングするステップと、上記フィルタリングされた離散化信号における拡散符号の同期を捕捉するステップと、上記同期捕捉された拡散符号の同期を保持するステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムが提供される。

かかるプログラムを用いることにより、ＧＰＳモジュールの回路規模を縮小することができる。

以上説明したように本発明によれば、ＧＰＳモジュールの回路規模を縮小することができる。

本発明の実施の形態に関連するＧＰＳモジュールのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。 図１における同期捕捉部のより詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図１における同期捕捉部のより詳細な構成の一例を示すブロック図である。 デジタルマッチドフィルタから出力される相関信号のピークの一例を示す説明図である。 図４の相関信号におけるピーク近傍の拡大図である。 図１における同期保持部のより詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図６におけるチャンネル回路のより詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図７における拡散符号発生器が生成する拡散符号の一例を示す説明図である。 本発明の実施の形態に係るＧＰＳモジュールのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。 図９における周波数変換部が備える信号処理部の概略構成の一例を示すブロック図である。 図９における周波数変換部が備える信号処理部の概略構成の一例を示すブロック図である。 逆拡散の手法を説明するための説明図である。 移動平均フィルタの周波数特性の一例を示すグラフである。 チップインテグレータの概略構成の一例を示すブロック図である。 信号処理部が備える周波数変換部から出力される信号の周波数特性の一例を示すグラフである。 本実施の形態における同期捕捉部および同期保持部が用いるクロック信号の一例を示す説明図である。 ＧＰＳのＣ／ＡコードおよびＧａｌｉｌｅｏのＢＯＣ（１，１）信号を説明するための説明図である。 ＧＰＳのＣ／ＡコードおよびＧａｌｉｌｅｏのＢＯＣ（１，１）信号の周波数特性の一例を示すグラフである。 図９における同期保持部のより詳細な構成の一例を示すブロック図である。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

なお、説明は以下の順序で行うものとする。

１．本発明の実施の形態に関連するＧＰＳモジュール
２．本発明の実施の形態に係るＧＰＳモジュール

［本発明の実施の形態に関連するＧＰＳモジュール］
まず、本発明の実施の形態に関連するＧＰＳモジュールについて説明する。図１は、本発明の実施の形態に関連するＧＰＳモジュールのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。

図１において、ＧＰＳモジュール１０は、アンテナ１２、周波数変換部２０、同期捕捉部４０、同期保持部５０、ＣＰＵ（Central Processing Unit）６０、ＲＴＣ（Real Time Clock）６４、タイマ６８、メモリ７０を備える。また、ＧＰＳモジュール１０は、ＸＯ（水晶発振器、X’tal Oscillator）７２、ＴＣＸＯ（Temperature Compensated X’tal Oscillator）７４、及び逓倍／分周器７６を備える。

ＸＯ７２は、所定の周波数（例えば、３２．７６８ｋＨｚ程度）を有する信号Ｄ１を発振させ、発振した信号Ｄ１をＲＴＣ６４へ供給する。ＴＣＸＯ７４は、信号Ｄ１と異なる周波数（例えば、１６．３６８ＭＨｚ程度）を有する信号Ｄ２を発振し、発振した信号Ｄ２を逓倍／分周器７６及び後述する周波数シンセサイザ２８へ供給する。

逓倍／分周器７６は、ＴＣＸＯ７４から供給された信号Ｄ２を、ＣＰＵ６０からの指示に基づいて、逓倍若しくは分周、又はそれら双方を行なう。そして、逓倍／分周器７６は、逓倍、分周又はその双方を行った信号Ｄ４を、周波数変換部２０の後述する周波数シンセサイザ２８やＡＤＣ３６、ＣＰＵ６０、タイマ６８、メモリ７０、同期捕捉部４０、及び同期保持部５０へ供給する。

アンテナ１２は、全地球測位システムの衛星であるＧＰＳ衛星から送信された航法メッセージなどを含む無線信号（例えば、１５７５．４２ＭＨｚのキャリアが拡散されたＲＦ信号）を受信し、当該無線信号を電気信号Ｄ５に変換して周波数変換部２０へ供給する。

周波数変換部２０は、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）２２、ＢＰＦ（Band Pass Filter）２４、増幅器２６、周波数シンセサイザ２８、乗算器３０、増幅器３２、ＬＰＦ（Low Pass Filter）３４、及びＡＤＣ（Analog Digital Converter）３６を備える。この周波数変換部２０は、以下に示すように、アンテナ１２により受信された１５７５．４２ＭＨｚの高い周波数を有する信号Ｄ５を、デジタル信号処理の容易化のために、例えば４．０９２ＭＨｚ程度の周波数を有する信号Ｄ１４にダウンコンバージョンする。

ＬＮＡ２２は、アンテナ１２から供給された信号Ｄ５を増幅し、ＢＰＦ２４へ供給する。ＢＰＦ２４は、ＳＡＷフィルタ（Surface Acoustic Wave Filter）から構成され、ＬＮＡ２２により増幅された信号Ｄ６の周波数成分のうちで、特定の周波数成分のみを抽出して増幅器２６へ供給する。増幅器２６は、ＢＰＦ２４により抽出された周波数成分を有する信号Ｄ７（周波数Ｆ_ＲＦ）を増幅し、乗算器３０へ供給する。

周波数シンセサイザ２８は、ＴＣＸＯ７４から供給される信号Ｄ２を利用し、ＣＰＵ６０からの指示Ｄ９に基づいて周波数Ｆ_ＬＯを有する信号Ｄ１０を生成する。そして、周波数シンセサイザ２８は、生成した周波数Ｆ_ＬＯを有する信号Ｄ１０を乗算器３０へ供給する。

乗算器３０は、増幅器２６から供給される周波数Ｆ_ＲＦを有する信号Ｄ８と、周波数シンセサイザ２８から供給される周波数Ｆ_ＬＯを有する信号Ｄ１０を乗算する。即ち、乗算器３０は、高周波信号をＩＦ（Intermediate Frequency）信号Ｄ１１（例えば、４．０９２ＭＨｚ程度の周波数を有する中間周波数信号）にダウンコンバージョンする。

増幅器３２は、乗算器３０によりダウンコンバージョンされたＩＦ信号Ｄ１１を増幅し、ＬＰＦ３４へ供給する。

ＬＰＦ３４は、増幅器３２により増幅されたＩＦ信号Ｄ１２の周波数成分のうちの低周波成分を抽出し、抽出した低周波成分を有する信号Ｄ１３をＡＤＣ３６へ供給する。なお、図１においては増幅器３２とＡＤＣ３６の間にＬＰＦ３４が配置される例を示しているが、増幅器３２とＡＤＣ３６の間にはＢＰＦ（図示せず）が配置されてもよい。

ＡＤＣ３６は、ＬＰＦ３４から供給されたアナログ形式のＩＦ信号Ｄ１３をサンプリングすることによりデジタル形式に変換し、デジタル形式に変換したＩＦ信号Ｄ１４を、１ビットずつ同期捕捉部４０及び同期保持部５０へ供給する。

同期捕捉部４０は、ＣＰＵ６０による制御に基づき、逓倍／分周器７６から供給される信号Ｄ４を利用して、ＡＤＣ３６から供給されるＩＦ信号Ｄ１４の疑似ランダム（ＰＲＮ：Pseudo-Random Noise）符号での同期捕捉を行う。また、同期捕捉部４０は、ＩＦ信号Ｄ１４のキャリア周波数を検出する。そして、同期捕捉部４０は、ＰＲＮ符号の位相やＩＦ信号Ｄ１４のキャリア周波数などを同期保持部５０及びＣＰＵ６０へ供給する。

同期保持部５０は、ＣＰＵ６０による制御に基づき、逓倍／分周器７６から供給される信号Ｄ４を利用して、ＡＤＣ３６から供給されるＩＦ信号Ｄ１４のＰＲＮ符号とキャリアの同期を保持する。より詳細には、同期保持部５０は、同期捕捉部４０から供給されるＰＲＮ符号の位相やＩＦ信号Ｄ１４のキャリア周波数を初期値として動作する。そして、同期保持部５０は、ＡＤＣ３６から供給されるＩＦ信号Ｄ１４に含まれる航法メッセージを復調し、復調された航法メッセージ、精度の高いＰＲＮ符号の位相及びキャリア周波数をＣＰＵ６０へ供給する。

ＣＰＵ６０は、同期保持部５０から供給される航法メッセージ、ＰＲＮ符号の位相及びキャリア周波数に基づいて、各ＧＰＳ衛星の位置や速度を算出し、ＧＰＳモジュール１０の位置を計算する。また、ＣＰＵ６０は、航法メッセージに基づいてＲＴＣ６４の時間情報を補正してもよい。また、ＣＰＵ６０は、Ｉ／Ｏ端子、制御端子、及び付加機能端子などに接続され、その他の各種制御処理を実行してもよい。

ＲＴＣ６４は、ＸＯ７２から供給される所定の周波数を有する信号Ｄ１を利用して時間を計測する。ＲＴＣ６４が計測する時間は、ＣＰＵ６０により適宜補正される。

タイマ６８は、逓倍／分周器７６から供給される信号Ｄ４を利用して計時する。かかるタイマ６８は、ＣＰＵ６０による各種制御の開始タイミングを決定する際などに参照される。例えば、ＣＰＵ６０は、同期捕捉部４０により捕捉されたＰＲＮ符号の位相に基づいて同期保持部５０のＰＲＮ符号発生器の動作を開始させるタイミングを決定する際に、タイマ６８を参照する。

メモリ７０は、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read-Only Memory）などからなり、ＣＰＵ６０による作業空間、プログラムの記憶部、航法メッセージの記憶部などとしての機能を有する。メモリ７０においては、ＣＰＵ６０等による各種処理を行う際のワークエリアとしてＲＡＭが用いられる。また、ＲＡＭは、入力された各種データのバッファリング、並びに、同期保持部５０より得られたＧＰＳ衛星の軌道情報であるエフェメリス及びアルマナック、及び演算過程で生成される中間データ又は演算結果データの保持などのためにも用いられ得る。また、メモリ７０においては、各種プログラムや固定データ等を記憶する手段としてＲＯＭが用いられる。また、メモリ７０においては、ＧＰＳモジュール１０の電源が切られている間に、ＧＰＳ衛星の軌道情報であるエフェメリス及びアルマナック、並びに測位結果の位置情報又はＴＣＸＯ７４の誤差量などを記憶する手段として、不揮発メモリが用いられる場合がある。

なお、図１に示したＧＰＳモジュール１０の構成のうち、ＸＯ７２、ＴＣＸＯ７４、アンテナ１２及びＢＰＦ２４を除く各ブロックを、１チップからなる集積回路に実装することも可能である。

なお、上述した同期捕捉部４０は、例えば、拡散符号の同期捕捉を高速に行うために、マッチドフィルタを利用する。具体的には、同期捕捉部４０は、マッチドフィルタとして、例えば図２に示す所謂トランスバーサルフィルタ４０ａを用いてもよい。その代わりに、同期捕捉部４０は、マッチドフィルタとして、例えば図３に示す高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を利用したデジタルマッチドフィルタ４０ｂを用いてもよい。

例えば、図３において、デジタルマッチドフィルタ４０ｂは、メモリ４１、ＦＦＴ部４２、メモリ４３、拡散符号発生器４４、ＦＦＴ部４５、メモリ４６、乗算器４７、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部４８、及びピーク検出器４９を有する。

メモリ４１は、周波数変換部２０のＡＤＣ３６によってサンプリングされたＩＦ信号をバッファリングする。ＦＦＴ部４２は、メモリ４１によりバッファリングされたＩＦ信号を読み出して高速フーリエ変換する。メモリ４３は、ＦＦＴ部４２における高速フーリエ変換により時間領域のＩＦ信号から変換された周波数領域信号をバッファリングする。

一方、拡散符号発生器４４は、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する。ＦＦＴ部４５は、拡散符号発生器４４により発生された拡散符号を高速フーリエ変換する。メモリ部４６は、ＦＦＴ部４５における高速フーリエ変換により時間領域の拡散符号から変換された周波数領域の拡散符号をバッファリングする。

乗算器４７は、メモリ４３にバッファリングされている周波数領域信号とメモリ４６にバッファリングされている周波数領域の拡散符号とを乗算する。ＩＦＦＴ部４８は、乗算器４７から出力される乗算後の周波数領域信号を逆高速フーリエ変換する。それにより、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と拡散符号発生器４４により発生された拡散符合との間の時間領域での相関信号が取得される。そして、ピーク検出器４９は、ＩＦＦＴ部４８から出力される相関信号のピークを検出する。

かかるデジタルマッチドフィルタ４０ｂは、ＦＦＴ部４２，４５、拡散符号発生器４４、乗算器４７、ＩＦＦＴ部４８、及びピーク検出器４９の各部の処理をＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて実行するソフトウェアとして実現されてもよい。

図４は、上述したデジタルマッチドフィルタ４０ａ又は４０ｂにより捕捉される相関信号のピークの一例を示す説明図である。図４において、１周期分の相関信号の出力波形の中で、相関レベルが突出したピークＰ１が検出されている。また、図５は、相関信号におけるピークＰ１近傍の拡大図である。かかるピークＰ１の時間軸上の位置は、拡散符号の先頭に相当する。即ち、同期捕捉部４０は、このようなピークＰ１を検出することにより、ＧＰＳ衛星から受信された受信信号の同期を検出（即ち、拡散符号の位相を検出）することができる。

また、上述した同期保持部５０は、複数のＧＰＳ衛星の同期保持を並列的に行うことから、例えば図６に示すように、複数個の独立したチャンネル回路８０，８２，…，８６を有する。チャンネル回路８０，８２，…，８６は、それぞれ、コントロール・レジスタ８８の設定によって同期捕捉部４０による個々の検出結果に対して割り当てられる。

チャンネル回路８０，８２，…，８６は、それぞれ、同様の構成を有する。以下、チャンネル回路８０の構成について説明する。

チャンネル回路８０は、図７に示すように、本発明の実施の形態に関連するＧＰＳモジュール１０における同期捕捉及び同期保持の双方を実現するＩＦキャリア同期用のコスタスループ１００と拡散符号同期用のＤＬＬ（Delay Lock Loop）１０２とを組み合わせた回路である。

コスタスループ１００には、上述したＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号に対して、後述する拡散符号発生器（PN Generator；以下、ＰＮＧという。）１５４によって発生された位相がＰ（Prompt）とされる拡散符号（図８におけるPrompt）が乗算器１０４によって乗算された信号が入力される。一方、チャンネル回路８０においては、ＤＬＬ１０２には、上述したアンテナ１２及び周波数変換部２０によって得られるＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号が入力される。

コスタスループ１００においては、入力された信号に対して、ＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）１０６によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器１０８によって乗算される。一方、入力された信号に対して、ＮＣＯ１０６によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器１１０によって乗算される。コスタスループ１００においては、乗算器１０８によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１１２によって通過され、この信号が位相検出器１１８、２値化回路１２０及び２乗和算出回路１２２に供給される。一方、コスタスループ１００においては、乗算器１１０によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１１４によって通過され、この信号が位相検出器１１８及び２乗和算出回路１２２に供給される。コスタスループ１００においては、ＬＰＦ１１２，１１４のそれぞれから出力された信号に基づいて位相検出器１１８によって検出された位相情報がループフィルタ１１６を介してＮＣＯ１０６に供給される。コスタスループ１００では、ＬＰＦ１１２，１１４のそれぞれから出力された信号が２乗和算出回路１２２に供給され、この２乗和算出回路１２２によって算出された２乗和（Ｉ^２＋Ｑ^２）が、位相がＰとされる拡散符号についての相関値（Ｐ）として出力される。さらに、コスタスループ１００においては、ＬＰＦ１１２から出力された信号が２値化回路１２０に供給され、２値化されて得られた情報が航法メッセージとして出力される。

一方、ＤＬＬ１０２においては、入力されたＩＦ信号に対して、ＰＮＧ１５４によって発生された位相がＰよりも進んだＥ（Early）とされる拡散符号（図８におけるEarly）が乗算器１２４によって乗算される。また、入力されたＩＦ信号に対して、ＰＮＧ１５４によって発生された位相がＰよりも遅れたＬ（Late）とされる拡散符号（図８におけるLate）が乗算器１２６によって乗算される。ＤＬＬ１０２においては、乗算器１２４によって得られた信号に対して、コスタスループ１００におけるＮＣＯ１０６によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器１２８によって乗算される。また、乗算器１２４によって得られた信号に対して、ＮＣＯ１０６によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器１３０によって乗算される。そして、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１２８によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１３２によって通過され、この信号が２乗和算出回路１３６に供給される。一方、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１３０によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１３４によって通過され、この信号が２乗和算出回路１３６に供給される。また、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１２６によって得られた信号に対して、コスタスループ１００におけるＮＣＯ１０６によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器１３８によって乗算される。また、乗算器１２６によって得られた信号に対して、ＮＣＯ１０６によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器１４０によって乗算される。そして、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１３８によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１４２によって通過され、この信号が２乗和算出回路１４６に供給される。一方、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１４０によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１４４によって通過され、この信号が２乗和算出回路１４６に供給される。

ＤＬＬ１０２においては、２乗和算出回路１３６，１４６のそれぞれから出力された信号が位相検出器１４８に供給され、これらの信号に基づいて位相検出器１４８によって検出された位相情報がループフィルタ１５０を介してＮＣＯ１５２に供給される。さらに、ＮＣＯ１５２によって生成された所定の周波数を有する信号に基づいて、ＰＮＧ１５４によって各位相Ｅ，Ｐ，Ｌの拡散符号が発生される。さらに、ＤＬＬ１０２においては、２乗和算出回路１３６によって算出された２乗和（Ｉ^２＋Ｑ^２）が、位相がＥとされる拡散符号についての相関値（Ｅ）として出力される。また、ＤＬＬ１０２においては、２乗和算出回路１４６によって算出された２乗和（Ｉ^２＋Ｑ^２）が、位相がＬとされる拡散符号についての相関値（Ｌ）として出力される。

このように、ＩＦキャリア同期用のコスタスループ１００と拡散符号同期用のＤＬＬ１０２とを組み合わせた回路と同様に構成されるチャンネル回路８０，８２，…，８６を有する同期保持部５０においては、動作開始前に、ＧＰＳ衛星の衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数が初期値として設定される。この初期値の設定は、同期捕捉部４０との間で直接的に通信を行うか、又は、同期捕捉部４０及び当該同期保持部５０を制御するＣＰＵ６０を介して行うことによってなされる。

ところで、上述したＧＰＳモジュール１０において、ＩＦ信号は通常はＴＣＸＯ７４の周波数でサンプリングされており、典型的な周波数としては、１６．３６８ＭＨｚ、１８．４１４ＭＨｚ等がある。この２つの周波数はそれぞれＧＰＳモジュール１０における拡散符号のチップレート１．０２３ＭＨｚの１６倍と１８倍である。

同期捕捉部４０では、システムの制限から通常はＴＣＸＯ７４の周波数よりも低い周波数でダウンサンプリングしてから、サンプルデータを少量にしてメモリ、例えばメモリ４１に保存し、同期捕捉処理を行う。同期保持部５０では、ＩＦ信号をダウンサンプリングせずに、ＴＣＸＯ７４のサンプリング周波数のまま入力する。これにより、図５に示す逆拡散出力の拡大図のように、ピークの時間を高い時間分解能で特定でき、測位演算における位置精度を上げることができる。例えば、ＴＣＸＯ７４のサンプリング周波数が１６．３６８ＭＨｚの場合、時間分解能は１／１６チップ長となり、例えば１チップ＝３００ｍである場合、距離分解能を３００／１６＝１８．７５ｍまで向上させることができる。

上述した同期保持部５０においては、時間分解能を確保するために、通常はＴＣＸＯ７４のクロック周波数で初段のＬＰＦ、すなわちＬＰＦ１１２，１１４，１３２，１３４，１４２，１４４までの回路が動作する。図７に示すように、各チャンネル回路は初段のＬＰＦを４〜６個有し、また、図６に示すように、同期保持部５０はチャンネル回路を８〜２０個程度有するため、各チャネル回路の初段のＬＰＦがＴＣＸＯ７４のクロック周波数で動作すると、消費電力や回路規模の増大を招来することになる。

［本発明の実施の形態に係るＧＰＳモジュール］
次に、本発明の実施の形態に係るＧＰＳモジュールについて説明する。本実施の形態は、その構成や作用が上述した本発明の実施の形態に関連するＧＰＳモジュールと基本的に同じであり、図１における周波数変換部２０において後述する信号処理部２００を備える点が上述した本発明の実施の形態に関連するＧＰＳモジュールと異なる。したがって、重複した構成、作用については説明を省略し、以下に異なる構成、作用についての説明を行う。

図９は、本実施の形態に係るＧＰＳモジュールのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。

図９において、ＧＰＳモジュール１６０は、アンテナ１２、周波数変換部１７０、同期捕捉部４０、同期保持部５０、ＣＰＵ６０、ＲＴＣ６４、タイマ６８、メモリ７０、ＸＯ７２、ＴＣＸＯ７４、及び逓倍／分周器７６を備える。

周波数変換部１７０は、本発明の周波数変換−離散化部、第２の周波数変換部の一例である。周波数変換部１７０は、ＬＮＡ２２、ＢＰＦ２４、増幅器２６、周波数シンセサイザ２８、乗算器３０、増幅器３２、ＬＰＦ３４、及び信号処理部２００を備える。この周波数変換部１７０は、以下に示すように、アンテナ１２により受信された１５７５．４２ＭＨｚの高い周波数を有する信号Ｄ５を、信号Ｄ１４にダウンコンバージョンする。具体的には、周波数変換部１７０は、信号Ｄ５を、後段の同期捕捉部４０および同期保持部５０の回路規模の縮小および消費電力の低減のために、デジタル形式の０Ｈｚを含む周波数帯域幅のＩＦ信号としての信号Ｄ１４にダウンコンバージョンする。

ＬＮＡ２２は、本発明の受信部の一例であるアンテナ１２から供給された信号Ｄ５を増幅し、ＢＰＦ２４へ供給する。ＢＰＦ２４は、ＬＮＡ２２により増幅された信号Ｄ６の周波数成分のうちで、特定の周波数成分のみを抽出して増幅器２６へ供給する。増幅器２６は、ＢＰＦ２４により抽出された周波数成分を有する信号Ｄ７（周波数Ｆ_ＲＦ）を増幅し、乗算器３０へ供給する。

周波数シンセサイザ２８は、ＴＣＸＯ７４から供給される信号Ｄ２を利用し、ＣＰＵ６０からの指示Ｄ９に基づいて周波数Ｆ_ＬＯを有する信号Ｄ１０を生成する。そして、周波数シンセサイザ２８は、生成した周波数Ｆ_ＬＯを有する信号Ｄ１０を乗算器３０へ供給する。

乗算器３０は、本発明の第１の周波数変換部の一例である。乗算器３０は、増幅器２６から供給される周波数Ｆ_ＲＦを有する信号Ｄ８と、周波数シンセサイザ２８から供給される周波数Ｆ_ＬＯを有する信号Ｄ１０を乗算する。即ち、乗算器３０は、高周波信号をＩＦ（Intermediate Frequency）信号Ｄ１１（例えば、４．０９２ＭＨｚ程度の周波数を有する中間周波数信号）にダウンコンバージョンする。

増幅器３２は、乗算器３０によりダウンコンバージョンされたＩＦ信号Ｄ１１を増幅し、ＬＰＦ３４へ供給する。

ＬＰＦ３４は、増幅器３２により増幅されたＩＦ信号Ｄ１２の周波数成分のうちの低周波成分を抽出し、抽出した低周波成分を有する信号Ｄ１３をＡＤＣ３６へ供給する。

信号処理部２００は、後述するように、ＬＰＦ３４から供給されたＩＦ信号Ｄ１３を、デジタル形式の０Ｈｚを含む周波数帯域幅のＩＦ信号としての信号Ｄ１４にダウンコンバージョンする。

図１０は、図９における周波数変換部１７０が備える信号処理部２００の概略構成の一例を示すブロック図である。

図１０において、信号処理部２００は、ＡＤＣ２０２、周波数変換部２０４、レベルディテクタ２１２、ＬＰＦ２１４，２１６、ノイズフィルタ２１８、チップインテグレータ２２０，２２２、及びビットリデューサ２２４，２２６を備える。

ＡＤＣ２０２は、本発明の離散化部の一例である。ＡＤＣ２０２は、入力されたアナログ形式の４ｆｏ（ｆｏ＝１．０２３ＭＨｚ）、すなわち４．０９２ＭＨｚのＩＦ信号を１６ｆｏのサンプリング周波数で離散化して、デジタル信号としての離散化信号を出力する。なお、ＡＤＣ２０２では、ビット数が例えば６ｂｉｔの離散化信号が出力される。ＡＤＣ２０２から出力された離散化信号は、レベルディテクタ２１２に入力されるとともに、周波数変換部２０４における乗算器２０８，２１０にそれぞれ入力される。

周波数変換部２０４における局所発振器２０６は、ＡＤＣ２０２から出力される離散化信号と同様の周波数を生成して、生成された複素キャリアのうちのコサイン成分を乗算器２０８に入力する。また、局所発振器２０６は、生成された複素キャリアのうちのサイン成分を乗算器２１０に入力する。

乗算器２０８は、入力された離散化信号と複素キャリアのうちのコサイン成分とを乗算して、同相成分の信号を出力する。乗算器２１０は、入力された離散化信号と複素キャリアのうちのサイン成分とを乗算して、直交成分の信号を出力する。乗算器２０８および乗算器２１０から出力される離散化信号の周波数特性はそれぞれ、図１５に示すようになる。図１５に示すように、乗算器２０８および乗算器２１０から出力される離散化信号は、０Ｈｚを含む周波数帯域および８ｆｏを含む所定の周波数帯域の周波数信号を有する。

レベルディテクタ２１２は、ＡＤＣ２０２から出力される離散化信号に基づいて、所定の時間長における平均値または積分値を導出して、平均値または積分値を出力する。

ＬＰＦ２１４は、乗算器２０８から出力される同相成分の信号が入力され、同相成分の信号のうちの０Ｈｚを含む周波数帯域成分を通過させる。ＬＰＦ２１６は、乗算器２１０から出力される直交成分の信号が入力され、直交成分の信号のうちの０Ｈｚを含む周波数帯域成分を通過させる。

ノイズフィルタ２１８は、ＬＰＦ２１４，２１６から出力される信号をそれぞれ入力し、レベルディテクタ２１２から出力される平均値または積分値に基づいて、それぞれの信号において外来ノイズの除去を行う。ノイズフィルタ２１８において外来ノイズが除去された同相成分の信号はチップインテグレータ２２０に入力される一方、ノイズフィルタ２１８において外来ノイズが除去された直交成分の信号はチップインテグレータ２２２に入力される。

チップインテグレータ２２０，２２２は、本発明のフィルタ部の一例である。チップインテグレータ２２０は、図１４に示すように、例えば、１６個のフリップフロップ回路を有する１６サンプルの移動平均フィルタとして構成される。チップインテグレータ２２２は、チップインテグレータ２２０と同様に、１６個のフリップフロップ回路を有する１６サンプルの移動平均フィルタとして構成される。チップインテグレータ２２０，２２２の詳細については後述する。チップインテグレータ２２０を通過した同相成分の信号はビットリデューサ２２４に入力される一方、チップインテグレータ２２２を通過した直交成分の信号はビットリデューサ２２６に入力される。

ビットリデューサ２２４，２２６は、本発明の削減部の一例である。ビットリデューサ２２４，２２６はそれぞれ、入力された信号のビット数を削減する。例えば、ビットリデューサ２２４，２２６は、入力された６ビットの信号を、２ビットを削減して、４ビットの信号にして出力する。ビットリデューサ２２４，２２６から出力された信号は、それぞれ同期捕捉部４０および同期保持部５０に入力される。

図９に戻り、同期捕捉部４０は、ＣＰＵ６０による制御に基づき、逓倍／分周器７６から供給される信号Ｄ４を利用して、信号処理部２００から供給されるＩＦ信号Ｄ１４の疑似ランダム（ＰＲＮ：Pseudo-Random Noise）符号での同期捕捉を行う。また、同期捕捉部４０は、ＩＦ信号Ｄ１４のキャリア周波数を検出する。そして、同期捕捉部４０は、ＰＲＮ符号の位相やＩＦ信号Ｄ１４のキャリア周波数などを同期保持部５０及びＣＰＵ６０へ供給する。

同期保持部５０は、ＣＰＵ６０による制御に基づき、逓倍／分周器７６から供給される信号Ｄ４を利用して、信号処理部２００から供給されるＩＦ信号Ｄ１４のＰＲＮ符号とキャリアの同期を保持する。より詳細には、同期保持部５０は、同期捕捉部４０から供給されるＰＲＮ符号の位相やＩＦ信号Ｄ１４のキャリア周波数を初期値として動作する。そして、同期保持部５０は、信号処理部２００から供給されるＩＦ信号Ｄ１４に含まれる航法メッセージを復調し、復調された航法メッセージ、精度の高いＰＲＮ符号の位相及びキャリア周波数をＣＰＵ６０へ供給する。

ＣＰＵ６０は、同期保持部５０から供給される航法メッセージ、ＰＲＮ符号の位相及びキャリア周波数に基づいて、各ＧＰＳ衛星の位置や速度を算出し、ＧＰＳモジュール１０の位置を計算する。

ところで、逆拡散の手法としては、図１２に示すように、受信データと複製した疑似ランダム符号と内部生成したＩＦキャリア信号とをそれぞれ乗算して、その結果を加算していくものである。図１２においては、ＩＦキャリア信号の周波数が複製した擬似ランダム符号のチップレートの４倍になっている。受信データのキャリア周波数が予め０Ｈｚを含む周波数帯域の周波数である場合、内部で生成するＩＦキャリア信号も０Ｈｚを含む周波数帯域の周波数となる。この場合、複製した擬似ランダム符号の１チップ分の受信データ（図１２においては１６サンプルの受信データ）を予め加算してから疑似ランダム符号を乗算することができる。１チップ分の受信データを予め加算するということは、図１３に示すように、チップレートの周波数(ｆｏ＝１．０２３ＭＨｚ)が最初のノッチ周波数となる周波数特性を有する移動平均フィルタとして動作するＬＰＦを通過させることと等価となる。なお、受信データに残存する衛星のドップラー周波数やＴＣＸＯ７４のオフセットによる残留キャリア周波数は、せいぜい数１０ＫＨｚであるため、上述した移動平均フィルタのＬＰＦにおいて、十分に通過帯域内となる。

なお、１チップの加算器においては、受信データの１６サンプル分を加算するわけであるが、１６サンプルに１回しか出力しないのでは分解能が１チップとなってしまう。そのため、本実施の形態では、図１４に示すようなチップインテグレータ２２０（２２２）を備えることにより、移動加算としてサンプリングレートを変更することなく出力する。これにより、通常のダウンサンプリング（間引き）回路と同じ帯域幅の信号をオーバーサンプリングすることになり、分解能を維持することができる。

上述した移動平均フィルタの動作は、図１２の受信データに含まれる拡散符号である疑似ランダム符号と複製した疑似ランダム符号とが同期した時に逆拡散の結果を最大とする。疑似ランダム符号と複製した疑似ランダム符号とが１チップ以上ずれている場合には、逆拡散の結果は最小となる。また、疑似ランダム符号と複製した疑似ランダム符号とが１チップ以内のずれであれば、図５に示すように、逆拡散の結果は、ずれの大きさに比例して小さくなる。

また、図１２においては、１６サンプルの受信データを加算しているため、この時点で４ｂｉｔ分のデータが増加しているはずである。ＩＦ信号のランダム性を考慮すると、２ビット分のデータの増加におさえてもよい。このため、本実施の形態では、ビットリデューサ２２４，２２６を備えることにより、出力信号のビット数を削減する。

本実施の形態によれば、４．０９２ＭＨｚのＩＦ信号を拡散符号のチップレート以上のサンプリング周波数で離散化して、離散化信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の離散化信号に変換する。そして、離散化信号を拡散符号の１チップ分で移動平均を行う移動平均フィルタに入力して、その出力を同期捕捉部４０及び同期保持部５０にそれぞれ入力する。これにより、同期捕捉部４０および同期保持部５０がそれぞれ備える、同期保持部５０においては各チャンネル回路がそれぞれ備える、ＬＰＦの回路規模を縮小することができ、もってＧＰＳモジュールの回路規模を縮小することができる。

上述した周波数変換部１７０は、周波数変換部２０４の出力がＬＰＦ２１４，２１６に入力される信号処理部２００を備えたが、図１１に示すように、周波数変換部３０４の出力がチップインテグレータ３２０，３２２に入力される信号処理部３００を備えてもよい。図１１において、信号処理部３００は、ＡＤＣ３０２、周波数変換部３０４、レベルディテクタ３１２、チップインテグレータ３２０，３２２、ノイズフィルタ３１８、及びビットリデューサ３２４，３２６を備える。チップインテグレータ３２０，３２２は、図１３に示すＮ×ｆｏ（Ｎは０を除く整数）の周波数がノッチ周波数となる周波数特性を有するため、図１５に示す周波数変換部３０４からの出力信号のうちの０Ｈｚを含む周波数帯域成分を通過させることができる。この場合、信号処理部２００におけるＬＰＦ２１４，２１６を省略することができる。

上述したように周波数変換部１７０から出力される信号はデジタル形式の０Ｈｚを含む周波数帯域幅のＩＦ信号である。このため、同期捕捉部４０および同期保持部５０では、例えば、図１６に示すような、多相クロックとしての１６クロックおきに１パルスを出力する位相の異なる１６種類の位相信号を用いてもよい。図１９は、図９における同期保持部５０のより詳細な構成の一例を示すブロック図である。図１９において、コスタスループ１００、ＤＬＬ１０２には、上述したＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号のＩ信号およびＱ信号に対して、拡散符号発生器１５４によって発生された位相がＰ（Prompt）とされる位相信号Ｐ（例えば、図１６における位相信号８）が乗算器１６２，１６４によって乗算され、乗算された信号に対して、ＮＣＯ１０６によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分、サイン成分が複素乗算器１６６によって乗算された信号が入力される。同期捕捉部４０および同期保持部５０では、図１６に示す位相信号のうちから指定された位相信号を選択して、選択された位相信号がアクティブのときのみ演算を行うようにする。同期捕捉部４０および同期保持部５０を構成する回路の消費電力は一般に動作クロックの周波数に比例する。このため、上述した位相信号を用いることにより時間分解能を下げることなく回路の動作クロックの周波数を１．０２３ＭＨｚまで下げることができ、もって回路の消費電力を削減することができる。

さらに、上述した位相信号を用いることにより、図７におけるＤＬＬ１０２において、図８に示すEarly信号、Late信号を疑似ランダム符号発生器１５４で発生させなくてもよい。図７におけるＤＬＬ１０２では、ＮＣＯ１５２の周波数に基づいて、擬似ランダム符号の位相を１６ｆｏの時間分解能で変化させていたが、図１９におけるＤＬＬ１０２では、図１６に示すような多相クロックを用いることにより、Early、Lateの擬似ランダム符号を発生させなくてもよい。多相クロックを用いる場合、回路の動作クロックの周波数を下げた場合においても、サンプリングする位相を変えることにより、ＤＬＬ１０２での時間分解能を維持することができる。

上述したＧＰＳモジュール１０では、例えば、１６．３６８ＭＨｚのＴＣＸＯ７４を用いた場合、図１における周波数変換部２０から出力されるＩＦ信号の周波数は、周波数シンセサイザ２８の構成上の簡便さにより、通常は４．０９２ＭＨｚであることが多い。周波数シンセサイザ２８の構成を変更することにより、ＩＦ信号を０Ｈｚを含む周波数帯域の信号にすることも可能である。しかし、一般に高周波アナログ回路を構成する上で、トータルゲインが１００ｄＢを超えるＧＰＳモジュールの場合、直流オフセットの制御が困難である。このため、本実施の形態に係るＧＰＳモジュール１６０では、上述したようにデジタル回路でＩＦ信号を０Ｈｚを含む周波数帯域の信号に変更する。これにより、上述したようにＧＰＳモジュールの回路規模および消費電力を削減することができる。

上述したＧＰＳモジュール１６０では、ＧＰＳ衛星からの信号の受信を前提としていたが、ＥＵでは独自のＧＮＳＳであるＧａｌｉｌｅｏを２０１３年から稼動する計画を発表しているため、Ｇａｌｉｌｅｏからの信号の受信を想定してもよい。ＧａｌｉｌｅｏはＧＰＳのＬ１帯で共通のキャリア周波数を用いているが、ＧＰＳのＣ／ＡコードとＧａｌｉｌｅｏのＢＯＣ（１，１）信号とは、図１７および図１８に示すように、符号の形式およびスペクトラムが異なる。しかし、図１７に示すように、ＢＯＣ（１，１）信号はＣ／Ａコードのチップ長の半分と考えればよく、図１４に示す、１６個のフリップフロップ回路を８個のフリップフロップ回路にすることにより、上述したＧＰＳモジュールはＧａｌｉｌｅｏからの信号に対しても受信することができる。なお、図１４において減算器への入力を１６個目のフリップフロップ回路からの入力と、８個目のフリップフロップ回路からの入力とを切り替えてもよい。また、上述した移動平均フィルタは回路規模が小さいので、ＧＰＳ衛星用とＧａｌｉｌｅｏ用とを別々に備えてもよい。

上述したＧＰＳモジュール１６０では、信号処理部２００，３００において、ビットリデューサ２２４，２２６，３２４，３２６により出力信号のビット数を制限している。本実施の形態において、ビットリデューサ２２４，２２６，３２４，３２６は必ずしも必要ではないが、出力信号のビット数が多いほど同期捕捉部４０及び同期保持部５０における演算桁数やメモリサイズが増大するため、回路規模が増大する。ＧＰＳモジュールでは、図１におけるＡＤＣ３６からの出力信号のビット数は典型的には１または２ビットであり、２ビットあればＳ／Ｎ比の劣化は実用上問題ないとされている。２ビットの信号を１６サンプル加算する場合、結果として最大４ビット増の６ビットとなる。入力信号のランダム性を考慮すると、√１６＝４倍以上の時は振幅制限して、２ビット増の４ビットとしても同期捕捉、同期保持におけるＳ／Ｎ比の劣化はわずかである。ノイズ耐性等を考慮してＡＤＣを多ビット化する場合もあるが、例えば図１０に示すように、ノイズに対する処理を行った後では上述したように４〜６ビットに制限することができる。

上述した信号処理部２００，３００において、共通化するＬＰＦを逆拡散の際の演算に基づいて、簡素な構成な移動平均フィルタとしたが、他の形式によるＬＰＦに置き換えてもよい。帯域幅を狭くすれば、図５に示す逆拡散出力の拡大図のように、三角形の波形における裾の部分がなまってしまうが、Ｓ／Ｎ比を若干よくすることができるので、例えば高次のＦＩＲフィルタを用いて狭帯域化してもよい。また、ＩＩＲフィルタを用いた場合は、ＦＩＲフィルタを用いた場合と比較して、回路規模を削減することができる。

以上、ＧＰＳモジュールに代表される、受信信号が微弱なスペクトラム拡散信号受信モジュールにおいて、１チップ積分器を共通化して、回路規模を削減する方法を示したが、ハードウェアで構成した回路で実行することなく、ＣＰＵやＤＳＰを用いてソフトウェアで実行することも可能である。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

１０，１６０ ＧＰＳモジュール
２０，１７０，２０４，３０４ 周波数変換部
４０ 同期捕捉部
５０ 同期保持部
２００ 信号処理部
２０２，３０２ ＡＤＣ
２２０，２２２，３２０，３２２ チップインテグレータ
２２４，２２６，３２４，３２６ ビットリデューサ

Claims (8)

1. 衛星からの信号を受信する受信部と；
   前記受信部が受信した受信信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の中間周波数信号に変換し、周波数変換後の中間周波数信号を所定のサンプリング周波数で離散化する周波数変換−離散化部と；
   前記周波数変換−離散化部から出力される離散化信号を所定のフィルタでフィルタリングするフィルタ部と；
   前記フィルタ部から出力された離散化信号のビット数を削減する削減部と；
   前記削減部によりビット数を削減された離散化信号における拡散符号の同期を捕捉する同期捕捉部と；
   前記同期捕捉部により同期捕捉された拡散符号の同期を保持する同期保持部と；
   を備える、受信装置。
2. 前記周波数変換−離散化部は、
   前記受信部が受信した受信信号を所定の中間周波数信号に変換する第１の周波数変換部と；
   前記第１の周波数変換部による周波数変換後の中間周波数信号を前記所定のサンプリング周波数で離散化する離散化部と；
   前記離散化部から出力される離散化信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の中間周波数信号としての離散化信号に変換する第２の周波数変換部と；
   を備える、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記同期捕捉部は、前記フィルタ部によりフィルタリングされた離散化信号を前記所定のサンプリング周波数よりも低い周波数でダウンサンプリングすることにより、前記拡散符号の同期の捕捉を行い、
   前記同期保持部は、前記フィルタ部によりフィルタリングされた離散化信号を前記所定のサンプリング周波数よりも低い周波数でダウンサンプリングすることにより、前記同期捕捉部により同期捕捉された拡散符号の同期の保持を行う、請求項１または２に記載の受信装置。
4. 前記同期捕捉部および前記同期保持部は、多相クロックを選択的に使用して前記ダウンサンプリングを行う、請求項３に記載の受信装置。
5. 前記所定のフィルタは、前記拡散符号の１チップ分で移動平均を行う移動平均フィルタである、請求項１に記載の受信装置。
6. 前記所定のフィルタは、ＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタである、請求項１に記載の受信装置。
7. 衛星からの信号を受信するステップと；
   前記受信した受信信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の中間周波数信号に変換し、周波数変換後の中間周波数信号を所定のサンプリング周波数で離散化するステップと；
   前記離散化された離散化信号を所定のフィルタでフィルタリングするステップと；
   前記フィルタリングされた離散化信号のビット数を削減するステップと；
   前記ビット数を削減された離散化信号における拡散符号の同期を捕捉するステップと；
   前記同期を捕捉された拡散符号の同期を保持するステップと；
   を有する、信号処理方法。
8. 衛星からの信号を受信するステップ；
   前記受信した受信信号を０Ｈｚを含む周波数帯域幅の中間周波数信号に変換し、周波数変換後の中間周波数信号を所定のサンプリング周波数で離散化するステップ；
   前記離散化された離散化信号を所定のフィルタでフィルタリングするステップ；
   前記フィルタリングされた離散化信号のビット数を削減するステップ；
   前記ビット数を削減された離散化信号における拡散符号の同期を捕捉するステップ；
   前記同期を捕捉された拡散符号の同期を保持するステップ；
   をコンピュータに実行させるためのプログラム。
   

Images