CN101957450A - 接收器、信号处理方法和程序 - Google Patents

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CN101957450A CN2010102251665A CN201010225166A CN101957450A CN 101957450 A CN101957450 A CN 101957450A CN 2010102251665 A CN2010102251665 A CN 2010102251665A CN 201010225166 A CN201010225166 A CN 201010225166A CN 101957450 A CN101957450 A CN 101957450A
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Abstract

本发明涉及接收器、信号处理方法和程序。接收器包括：接收单元，其接收来自卫星的信号；频率转换-离散化单元，其将在所述接收单元中接收的信号转换为包括0Hz的频率带宽的中频信号，并且以预定的采样频率对频率转换后的中频信号进行离散化；滤波器单元，其通过预定滤波器对从所述频率转换-离散化单元输出的离散化信号进行滤波；同步获取单元，其获取通过所述滤波器单元滤波的离散化信号中的扩展码的同步；以及同步保持单元，其保持通过所述同步获取单元获取的扩展码的同步。

Description

接收器、信号处理方法和程序
技术领域
本发明涉及接收器、信号处理方法和程序。
背景技术
最近，诸如汽车导航装置、蜂窝电话和数码相机的各种电子装置设置有使用GPS(全球定位系统)的定位功能。典型地，当电子装置使用GPS时，GPS模块接收来自四个或更多个GPS卫星的信号以根据接收信号来测量装置的位置，并且通过显示装置的屏幕等将测量结果通知给用户。更详细地，GPS模块对接收信号进行解调制以获取每个GPS卫星的轨道数据，并且利用联立方程从轨道数据、时间信息和接收信号的延迟时间获得装置的三维位置。从四个或更多个GPS卫星发送信号是必要的原因在于为了消除在模块的内部时间和卫星的时间之间的误差的影响。
此处，从GPS卫星发送的信号(L1带、C/A码)是通过对频谱扩展信号进行BPSK(二进制相移键控)调制获得的，频谱扩展信号是通过利用黄金码(Gold code)对50bps的数据进行频谱扩展获得的。黄金码是一种码长为1023且码片速率为1.023MHz的伪随机码。此外，对于BPSK调制，使用1575.42MHz的载波。因此，当GPS模块接收来自GPS卫星的信号时，使扩展码、载波和数据同步是必要的。
通常，安装在电子装置上的GPS模块将接收信号的载波频率频率转换为几MHz或更低的IF(中频)，然后执行上述同步处理等等(例如，参考日本未审专利申请公开No.2003-232844)。典型的IF例如是4.092MHz、1.023MHz、0Hz、等等。通常，接收信号的信号强度小于热噪声的信号强度，并且S/N小于0dB。然而，可以通过扩展频谱处理增益来解调制信号。例如，在GPS信号的情况下，对于数据长度为1比特的处理增益是10Log(1.023MHz/50)≈43dB。
发明内容
然而，设置有GPS模块的电子装置的市场已经越来越广大。在性能方面，随着接收器灵敏度的改善，已经广泛使用具有-150dBm到-160dBm的接收器灵敏度的GPS模块。
除GPS模块的广泛使用之外，还实现了设置有GPS模块的电子装置的高性能。另外，由于以较小尺寸制造设置有GPS模块的电子装置，对减小GPS模块的电路尺寸的需要增加。
如上所述，当GPS模块接收来自GPS卫星的信号时，由于使扩展码、载波和数据同步是必要的，因此提供用于执行同步处理的电路。为每个GPS卫星提供电路是必要的，导致GPS模块的电路尺寸增大。
考虑到上述问题，期望提供具有减小的电路尺寸的GPS模块的新颖和改良的接收器、信号处理方法和程序。
根据本发明的一个实施例，提供了一种接收器，包括：接收单元，其接收来自卫星的信号；频率转换-离散化单元，其将在接收单元中接收的信号转换为包括0Hz的频率带宽的中频信号，并且以预定的采样频率离散化频率转换后的中频信号；滤波器单元，其通过预定滤波器对从频率转换-离散化单元输出的离散化信号进行滤波；同步获取单元，其获取通过滤波器单元滤波的离散化信号中的扩展码的同步；以及同步保持单元，其保持通过同步获取单元获取的扩展码的同步。
利用这样的配置，可以减小GPS模块的电路尺寸。
此外，频率转换-离散化单元可以包括：第一频率转换部分，其将在接收单元中接收的信号转换为预定的中频信号；离散化部分，其以预定的采样频率对通过第一频率转换部分频率转换后的中频信号进行离散化；以及第二频率转换部分，其将从离散化部分输出的离散化信号转换为用作包括0Hz的频率带宽的中频信号的离散化信号。
此外，同步获取单元可以通过以低于预定采样频率的频率对由滤波器单元滤波的离散化信号进行下采样来获取扩展码的同步，并且同步保持单元可以保持由同步获取单元通过以低于预定采样频率的频率对由滤波器单元滤波的离散化信号进行下采样所获取的扩展码的同步。
此外，同步获取单元和同步保持单元可以通过有选择地使用多相时钟对离散化信号进行下采样。
此外，接收器可以还包括减少单元，其减少从滤波器单元输出的离散化信号的比特数目。
此外，预定滤波器可以是按扩展码的单码片对于离散化信号执行移动平均的移动平均滤波器(moving average filter)。
此外，预定滤波器可以是FIR(有限脉冲响应)滤波器或IIR(无限脉冲响应)滤波器。
根据本发明的另一实施例，提供了一种信号处理方法，包括如下步骤：接收来自卫星的信号；将接收信号转换为包括0Hz的频率带宽的中频信号，并且以预定的采样频率对频率转换后的中频信号进行离散化；通过预定滤波器对离散化信号进行滤波；获取滤波的离散化信号中的扩展码的同步；以及保持获取的扩展码的同步。
使用该方法可以减小GPS模块的电路尺寸。
根据本发明的又一实施例，提供了一种程序，其使得计算机执行如下功能：接收来自卫星的信号；将接收信号转换为包括0Hz的频率带宽的中频信号，并且以预定的采样频率对频率转换后的中频信号进行离散化；通过预定滤波器对离散化信号进行滤波；获取滤波的离散化信号中的扩展码的同步；以及保持获取的扩展码的同步。
使用该程序可以减小GPS模块的电路尺寸。
根据本发明如上所述的实施例，可以减小GPS模块的电路尺寸。
附图说明
图1是示出了与本发明的实施例相关联的GPS模块的硬件配置的一个实例的框图；
图2是示出了图1中的同步获取单元的更详细的配置的一个实例的框图；
图3是示出了图1中的同步获取单元的更详细的配置的一个实例的框图；
图4是示出了从数字匹配滤波器输出的相关信号的峰值的一个实例的图；
图5是示出了图4的相关信号的峰值附近的放大图；
图6是示出了图1中的同步保持单元的更详细的配置的一个实例的框图；
图7是示出了图6中的信道电路的更详细的配置的一个实例的框图；
图8是示出了通过图7中的扩展码产生器产生的扩展码的一个实例的图；
图9是示出了根据本发明实施例的GPS模块的硬件配置的一个实例的框图；
图10是设置在图9的频率转换器中的信号处理器的示意性配置的一个实例的框图；
图11是设置在图9的频率转换器中的信号处理器的示意性配置的一个实例的框图；
图12是示出了逆扩展方法的图；
图13是示出了移动平均滤波器的频率特性的一个实例的曲线图；
图14是示出了码片积分器(chip integrator)的示意性配置的一个实例的框图；
图15是从设置在信号处理器中的频率转换部分输出的信号的频率特性的一个实例的曲线图；
图16是示出了用于根据本发明实施例的同步获取单元和同步保持单元的时钟信号的一个实例的图；
图17是示出了GPS C/A码和Galileo BOC(1，1)信号的图；
图18是示出了GPS C/A码和Galileo BOC(1，1)信号的频率特性的一个实例的曲线图；以及
图19是示出了图9中的同步保持单元的更详细的配置的一个实例的框图。
具体实施方式
在下文中，将参考附图详细描述本发明的优选实施例。在说明书和附图中，为了避免重复，相同的附图标记用来指示具有基本上相同的功能配置。
将按照下列项目的顺序给出描述。
1.与发明的实施例相关联的GPS模块
2.根据发明的实施例的GPS模块
[与发明的实施例相关联的GPS模块]
首先，将描述与本发明的实施例相关联的GPS模块。图1是示出了与本发明的实施例相关联的GPS模块的硬件配置的一个实例的框图。
在图1中，GPS模块10包括天线12、频率转换器20、同步获取单元40、同步保持单元50、CPU(中央处理单元)60、RTC(实时时钟)64、计时器68、和存储器70。此外，GPS模块10包括XO (晶体(X′tal)振荡器)72、TCXO(温度补偿的晶体振荡器)74、和乘法器/除法器76。
XO 72使信号D1在预定频率(如，大约32.768kHz)下振荡以向RTC 64提供信号D1。TCXO 74使信号D2在不同于信号D1的频率(如，大约16.368MHz)下振荡并且向乘法器/除法器76和频率合成器28提供信号D2，其将在稍后描述。
乘法器/除法器76根据来自CPU 60的指示对从TCXO 74提供的信号D2进行乘法或除法、或者乘法和除法。然后，乘法器/除法器76将通过对信号D2进行乘法或除法、或者乘法和除法所获得的信号D4提供到频率转换器20的频率合成器28和ADC 36、CPU 60、计时器68、存储器70、同步获取单元40、以及同步保持单元50。
天线12接收包括从作为全球定位系统的卫星的GPS卫星发送的导航消息等的无线电信号(如，其中扩展1575.42MHz的载波的RF信号)，并且将无线电信号转换为电信号D5以向频率转换器20提供电信号D5。
频率转换器20包括LNA(低噪声放大器)22、BPF(带通滤波器)24、放大器26、频率合成器28、乘法器30、放大器32、LPF(低通滤波器)34、和ADC(模数转换器)36。如下所述，频率转换器20将在天线12中接收的具有1575.42MHz的高频的信号D5下变频为具有约4.092MHz的频率的信号D14以促进数字信号处理。
LNA 22放大从天线12提供的信号D5以向BPF 24提供信号D6。BPF 24包括SAW(表面声波)滤波器，从通过LNA 22放大的信号D6的频率分量中仅提取特定的频率分量，并且将提取的频率分量提供到放大器26。放大器26放大具有由BPF 24所提取的频率分量的信号D7(频率FRF)以将信号D8提供到乘法器30。
根据来自CPU 60的指示D9，频率合成器28利用从TCXO 74提供的信号D2产生具有频率FLO的信号D10。然后，频率合成器28向乘法器30提供产生的具有频率FLO的信号D10。
乘法器30用从频率合成器28提供的具有频率FLO的信号D10乘以从放大器26提供的具有频率FRF的信号D8。也就是说，乘法器30将高频信号下变频为IF(中频)信号D11(如，具有约4.092MHz的频率的IF信号)。
放大器32放大通过乘法器30下变频的IF信号D11以向LPF 34提供IF信号D12。
LPF 34从通过放大器32放大的IF信号D12的频率分量中提取低频分量，并且向ADC 36提供具有所提取的低频分量的信号D13。图1示出了LPF 34被布置在放大器32和ADC 36之间的一个实例。然而，BPF(未示出)可以被布置在放大器32和ADC 36之间。
ADC 36通过采样IF信号D13将从LPF 34提供的模拟格式的IF信号D13转换为数字格式的IF信号D14，并且按一比特向同步获取单元40和同步保持单元50提供IF信号D14。
同步获取单元40在CPU 60的控制下利用从乘法器/除法器76提供的信号D4执行从ADC 36提供的IF信号D14的PRN(伪随机噪声)码的同步获取。此外，同步获取单元40检测IF信号D14的载波频率。然后，同步获取单元40向同步保持单元50和CPU 60提供IF信号D14的PRN码的相位、载波频率、等等。
同步保持单元50在CPU 60的控制下利用从乘法器/除法器76提供的信号D4保持从ADC 36提供的IF信号D14的PRN码和载波的同步。更详细地，同步保持单元50通过采用从同步获取单元40提供的PRN码的相位和IF信号D14的载波频率作为初始值工作。此外，同步保持单元50对包括在从ADC 36提供的IF信号D14中的导航消息进行解调制，并且向CPU 60提供解调制的导航消息、具有高精度的PRN码的相位、和载波频率。
CPU 60根据从同步保持单元50提供的导航消息、PRN码的相位和载波频率计算每个GPS卫星的位置和速度，并且计算GPS模块10的位置。此外，CPU 60可以根据导航消息校正RTC 64的时间信息。另外，CPU 60还可以连接到I/O端子、控制端子和附加功能端子以执行除了上述处理之外的各种控制处理。
RTC 64利用从XO 72提供的具有预定频率的信号D1测量时间。RTC 64所测量的时间通过CPU 60被恰当地校正。
计时器68利用从乘法器/除法器76提供的信号D4测量时间。在确定各种控制的开始时刻等等时，CPU 60使用计时器68。例如，在根据同步获取单元40所获取的PRN码的相位来确定同步保持单元50中的PRN码产生器的操作的开始时刻时，CPU 60使用计时器68。
存储器70包括RAM(随机访问存储器)、ROM(只读存储器)、等等，并且用作CPU 60的工作空间、程序的存储单元、导航消息的存储单元、等等。对于存储器70，在通过CPU 60等执行各种处理时，RAM被用作工作区。此外，RAM可以用于缓冲各种类型的输入数据，以及保存同步保持单元50所获得的用作GPS卫星的轨道信息的星象历(ephemeris)和天文年历(almanac)以及在运算过程中产生的中间数据或操作结果数据。另外，对于存储器70，ROM用于存储各种程序、固定数据、等等。而且，对于存储器70，非易失性存储器用于在GPS模块10的断电期间存储用作GPS卫星的轨道信息的星象历和天文年历、通过位置测量获得的位置信息、TCXO 74的误差量等。
此外，除XO 72、TCXO 74、天线12和BPF 24之外的图1所示出的GPS模块10的所有元件可以被安装在包括单码片的集成电路中。
例如，上述同步获取单元40使用匹配滤波器以高速执行扩展码的同步获取。详细地，例如，同步获取单元40还可以使用图2所示出的所谓的横向滤波器40a作为匹配滤波器。替代地，例如，同步获取单元40还可以使用图3所示出的利用FFT(快速傅里叶变换)的数字匹配滤波器40b作为匹配滤波器。
例如，在图3中，数字匹配滤波器40b包括存储器41、FFT部分42、存储器43、扩展码产生器44、FFT部分45、存储器46、乘法器47、IFFT(快速傅里叶逆变换)部分48和峰值检测器49。
存储器41缓冲通过频率转换器20的ADC 36采样的IF信号。FFT部分42读取存储器41所缓冲的IF信号以对于IF信号执行FFT。存储器43缓冲通过FFT部分42中的FFT从时域的IF信号转换的频域信号。
同时，扩展码产生器44产生与来自GPS卫星的RF信号中的扩展码相同的扩展码。FFT部分45对于通过扩展码产生器44所产生的扩展码执行FFT。存储器46缓冲通过FFT部分45中的FFT从时域的扩展码转换的频域的扩展码。
乘法器47用在存储器46中缓冲的频域的扩展码乘以在存储器43中缓冲的频域信号。IFFT部分48对于从乘法器47输出的乘法后的频域信号执行IFFT，由此获得时域中的在来自GPS卫星的RF信号中的扩展码与通过扩展码产生器44产生的扩展码之间的相关信号。此外，峰值检测器49检测从IFFT部分48输出的相关信号的峰值。
还可以通过利用DSP(数字信号处理器)执行FFT部分42和45、扩展码产生器44、乘法器47、IFFT部分48、以及峰值检测器49的处理的软件实现数字匹配滤波器40b。
图4是示出了通过上述数字匹配滤波器40a或40b获取的相关信号的峰值的一个实例的图。在图4中，从一个周期的相关信号的输出波形检测具有突出相关水平的峰值P1。此外，图5是示出了相关信号的峰值P1的附近的放大图。时间轴上的峰值P1的位置与扩展码的头部对应。也就是说，同步获取单元40可以通过检测如上所述的峰值P1来检测从GPS卫星接收的信号的同步(即，检测扩展码的相位)。
此外，由于上述同步保持单元50以并行方式对于多个GPS卫星执行同步保持，因此，同步保持单元50例如包括如图6所示的多个独立的信道电路80、82、84和86。根据控制寄存器88的设置，信道电路80、82、84和86被相对于同步获取单元40的检测结果分配。
信道电路80、82、84和86具有相同的配置。在下文中，将代表性地描述信道电路80的配置。
如图7所述，通过将用于执行同步获取和同步保持的IF载波同步的Costas环100与用于与本发明的实施例相关联的GPS模块10中的扩展码同步的DLL(延迟锁定环)102组合获得信道电路80。
Costas环100接收通过乘法器104将与上述IF信号D14对应的IF信号和由扩展码产生器(在下文中，被称为PNG(PN产生器))154产生的具有相位P(即时的)的扩展码(图8中的即时的)相乘所获得的信号。同时，在信道电路80中，DLL 102接收与通过天线12和频率转换器20获得的IF信号D14对应的IF信号。
在Costas环100中，乘法器108用通过NCO(数控振荡器)106产生的再生载波的余弦分量乘以输入信号。此外，乘法器110用通过NCO 106产生的再生载波的正弦分量乘以输入信号。在Costas环100中，通过乘法器108获得的同相分量信号的预定频带分量通过LPF
112，然后被提供到相位检测器118、二值化电路120以及平方和计算电路122。此外，在Costas环100中，通过乘法器110获得的正交分量信号的预定频带分量通过LPF 114，然后被提供到相位检测器118以及平方和计算电路122。在Costas环100中，根据从LPF 112和114输出的信号由相位检测器118检测的相位信息通过环路滤波器116被提供到NCO 106。在Costas环100中，在从LPF 112和114输出的信号被提供到平方和计算电路122之后，通过平方和计算电路122计算的平方和(I2+Q2)被输出作为对于具有相位P的扩展码的相关值P。另外，在Costas环100中，在从LPF 112输出的信号被提供到二值化电路120之后，通过二值化所获得的信息被输出作为导航消息。
同时，在DLL 102中，乘法器124用具有与相位P相比的提前相位E(早的)的扩展码(图8中的早的)乘以输入IF信号，该扩展码通过PNG 154产生。此外，乘法器126用具有与相位P相比的延迟相位L(迟的)的扩展码(图8中的迟的)乘以输入IF信号，该扩展码通过PNG 154产生。在DLL 102中，乘法器128用通过在Costas环100中的NCO 106产生的再生载波的余弦分量乘以通过乘法器124获得的信号。此外，乘法器130用通过NCO 106产生的再生载波的正弦分量乘以通过乘法器124获得的信号。在DLL 102中，通过乘法器128获得的同相分量信号的预定频带分量通过LPF 132，然后被提供到平方和计算电路136。此外，在DLL 102中，通过乘法器130获得的正交分量信号的预定频带分量通过LPF 134，然后被提供到平方和计算电路136。此外，在DLL 102中，乘法器138用通过在Costas环100中的NCO 106产生的再生载波的余弦分量乘以通过乘法器126获得的信号。此外，乘法器140用通过NCO 106产生的再生载波的正弦分量乘以通过乘法器126获得的信号。在DLL 102中，通过乘法器138获得的同相分量信号的预定频带分量通过LPF142，然后被提供到平方和计算电路146。此外，在DLL 102中，通过乘法器140获得的正交分量信号的预定频带分量通过LPF 144，然后被提供到平方和计算电路146。
在DLL 102中，在从平方和计算电路136和146输出的信号被提供到相位检测器148之后，由相位检测器148根据这些信号所检测的相位信息通过环路滤波器150被提供到NCO 152。另外，根据具有通过NCO 152产生的预定频率的信号，通过PNG 154产生具有相位E、P和L的扩展码。而且，在DLL 102中，通过平方和计算电路136计算的平方和(I2+Q2)被输出作为对于具有相位E的扩展码的相关值E。此外，在DLL 102中，通过平方和计算电路146计算的平方和(I2+Q2)被输出作为对于具有相位L的扩展码的相关值L。
如上所述，在包括信道电路80、82、84和86的同步保持单元50中，在操作开始之前，GPS卫星的卫星数目、扩展码的相位、和载波频率被设置作为初始值，信道电路80、82、84和86的配置与将用于IF载波同步的Costas环100和用于扩展码同步的DLL 102组合而获得的电路的配置相同。通过与同步获取单元40的直接通信或通过控制同步获取单元40和同步保持单元50的CPU 60进行初始值的设置。
在上述GPS模块10中，以TCXO 74的频率对IF信号正常地采样，典型的频率为16.368MHz、18.414MHz、等等。两个频率分别与GPS模块10中的扩展码的1.023MHz的码片速率的十六倍和十八倍一样高。
由于系统限制，同步获取单元40以比TCXO 74的采样频率低的频率对IF信号正常地下采样，因此同步获取单元40在存储器(如存储器41)中存储少量的采样数据并执行同步获取处理。同步保持单元50不对IF信号进行下采样，并且输入TCXO 74的采样频率。因此，如示出了逆扩展输出的图5的放大图所示，可以用高时间分辨率指定峰值的时间，并且可以改善在位置测量操作中的位置精确度。例如，在TCXO 74的采样频率为16.368MHz时，时间分辨率与1/16码片长度(chip length)对应。例如，在单码片是300m时，距离分辨率可以被改善到18.75m(300/16)。
在上述同步保持单元50中，为了保证时间分辨率，初始级的LPF(即LPF 112、114、132、134、142和144)正常地工作在TCXO 74的时钟频率。如图7所示，每个信道电路包括四到六个初始级的LPF。此外，如图6所示，同步保持单元50包括约8到20个信道电路。因此，如果每个信道电路的初始级的LPF工作在TCXO 74的时钟频率，则功耗和电路尺寸可能被增大。
[根据发明的实施例的GPS模块]
接下来，将描述根据本发明实施例的GPS模块。根据本发明的实施例，除了图1的频率转换器20中没有设置的信号处理器200之外，GPS模块和与本发明实施例相关联的GPS模块具有相同的配置和操作，将在稍后描述根据发明的实施例的GPS模块。在下文中，为了避免重复，将描述不同的配置和操作。
图9是示出了根据本发明实施例的GPS模块的硬件配置的一个实例的框图。
在图9中，GPS模块160包括天线12、频率转换器170、同步获取单元40、同步保持单元50、CPU 60、RTC 64、计时器68、存储器70、XO 72、TCXO 74、和乘法器/除法器76。
频率转换器170是本发明的频率转换-离散化单元和第二频率转换部分的一个实例。频率转换器170包括LNA 22、BPF 24、放大器26、频率合成器28、乘法器30、放大器32、LPF 34、和信号处理器200。如下所述，频率转换器170将在天线12中接收的具有1575.42MHz的高频的信号D5下变频为信号D14。详细地，为了减小后级的同步获取单元40和同步保持单元50的电路尺寸和功耗，频率转换器170将信号D5下变频为作为数字格式的包括0Hz的频率带宽的IF信号的信号D14。
LNA 22放大从天线12提供的信号D5并且向BPF 24提供信号D6，天线12是根据本发明实施例的接收单元的一个实例。BPF 24从通过LNA 22放大的信号D6的频率分量中仅提取特定的频率分量，并且将提取的频率分量提供到放大器26。放大器26放大具有通过BPF24提取的频率分量的信号D7(频率FRF)以向乘法器30提供信号D8。
根据来自CPU 60的指示D9，频率合成器28利用从TCXO 74提供的信号D2产生具有频率FLO的信号D10。然后，频率合成器28向乘法器30提供产生的具有频率FLO的信号D10。
乘法器30是根据本发明实施例的第一频率转换部分的一个实例。乘法器30用从频率合成器28提供的具有频率FLO的信号D10乘以从放大器26提供的具有频率FRF的信号D8。也就是说，乘法器30将高频信号下变频为IF(中频)信号D11(如，具有大约4.092MHz的频率的IF信号)。
放大器32放大通过乘法器30下变频的IF信号D11以向LPF 34提供IF信号D12。
LPF 34从通过放大器32放大的IF信号D12的频率分量中提取低频分量，并且向ADC 36提供具有提取的低频分量的信号D13。
如下所述，信号处理器200将从LPF 34提供的IF信号D13下变频为作为数字格式的包括0Hz的频率带宽的IF信号的信号D14。
图10是设置在图9的频率转换器170中的信号处理器200的示意性配置的一个实例的框图。
在图10中，信号处理器200包括ADC 202、频率转换部分204、电平检测器(level detector)212、LPF 214和216、噪声滤波器218、码片积分器220和222、以及比特减少器224和226。
ADC 202是根据本发明实施例的离散化部分的一个实例。ADC202以采样频率16fo离散化以模拟格式输入的4fo(fo＝1.023MHz)，即4.092MHz的IF信号，并且输出作为数字信号的离散化信号。此外，ADC 202输出具有预定比特数目(如，6比特)的离散化信号。从ADC202输出的离散化信号被输入到频率转换部分204中的乘法器208和210以及电平检测器212。
频率转换部分204中的本地振荡器206产生与从ADC 202输出的离散化信号频率相同的频率，并且将产生的复合载波(complexcarrier)的余弦分量输入到乘法器208。此外，本地振荡器206将产生的复合载波的正弦分量输入到乘法器210。
乘法器208用复合载波的余弦分量乘以离散化信号以输出同相分量信号。乘法器210用复合载波的正弦分量乘以离散化信号以输出正交分量信号。图15示出了从乘法器208和210输出的离散化信号的频率特性。如图15所示，从乘法器208和210输出的离散化信号具有包括0Hz的频带和包括8fo的预定频带的频率信号。
电平检测器212根据从ADC 202输出的离散化信号导出预定时间长度上的平均值或积分值，并且输出该平均值或积分值。
LPF 214接收从乘法器208输出的同相分量信号以允许同相分量信号的包括0Hz的频带分量从其通过。LPF 216接收从乘法器210输出的正交分量信号以允许正交分量信号的包括0Hz的频带分量从其通过。
噪声滤波器218接收从LPF 214和216输出的信号，并且根据从电平检测器212输出的平均值或积分值从信号中消除外部噪声。消除了外部噪声的噪声滤波器218中的同相分量信号被输入到码片积分器220，消除了外部噪声的噪声滤波器218中的正交分量信号被输入到码片积分器222。
码片积分器220和222是根据本发明实施例的滤波器单元的一个实例。如图14所示，例如，以设置有16个触发器的16个样本的移动平均滤波器的形式准备码片积分器220。与码片积分器220类似，以设置有16个触发器的16个样本的移动平均滤波器的形式准备码片积分器222。稍后将描述码片积分器220和222的细节。已经通过码片积分器220的同相分量信号被输入到比特减少器224，并且已经通过码片积分器222的正交分量信号被输入到比特减少器226。
比特减少器224和226是根据本发明实施例的减少部分的一个实例。比特减少器224和226分别减少输入信号的比特数目。例如，比特减少器224和226将6比特的输入信号减少2比特成为4比特的输出信号。从比特减少器224和226输出的信号分别被输入到同步获取单元40和同步保持单元50。
回到图9，同步获取单元40在CPU 60的控制下利用从乘法器/除法器76提供的信号D4执行从信号处理器200提供的IF信号D14的PRN(伪随机噪声)码的同步获取。此外，同步获取单元40检测IF信号D14的载波频率。然后，同步获取单元40向同步保持单元50和CPU 60提供IF信号D14的PRN码的相位、载波频率、等等。
同步保持单元50在CPU 60的控制下利用从乘法器/除法器76提供的信号D4保持从信号处理器200提供的IF信号D14的PRN码和载波的同步。更详细地，同步保持单元50通过采用从同步获取单元40提供的IF信号D14的PRN码的相位和载波频率作为初始值工作。此外，同步保持单元50对包括在从信号处理器200提供的IF信号D14中的导航消息进行解调制，并且向CPU 60提供解调制的导航消息、具有高精度的PRN码的相位、和载波频率。
CPU 60根据从同步保持单元50提供的导航消息、PRN码的相位和载波频率计算每个GPS卫星的位置和速度，并且计算GPS模块10的位置。
同时，根据逆扩展方法，如图12所示，将接收数据、复制的(replicated)伪随机码和内部产生的IF载波信号彼此相乘，并且将相乘的结果加和。在图12中，IF载波信号的频率是复制的伪随机码的码片速率的四倍。在接收数据的载波频率事先等于包括0Hz的频带的频率时，内部产生的IF载波信号也等于包括0Hz的频带的频率。在这种情况下，由于事先增加了与复制的伪随机码的单码片对应的接收数据(在图12中，16个样本的接收数据)，因此可以乘以伪随机码。事先增加与单码片对应的接收数据相当于通过作为移动平均滤波器而工作的LPF，移动平均滤波器具有其中码片速率的频率(fo＝1.023MHz)变为初始陷波频率的频率特性，如图13所示。另外，由于在接收数据中剩余的卫星的Doppler频率以及由于TCXO 74的偏移而剩余的载波频率至多几10KHz，因此频率充分地属于上述移动平均滤波器的LPF中的通带。
另外，单码片的加法器添加接收数据的16个样本。然而，由于相对于16个样本仅进行一次输出，因此分辨率与单码片对应。在这点上，根据本发明实施例，提供如图14所示的码片积分器220(222)，使得在不随着移动增加而改变采样率的情况下进行输出。因此，等于正常的下采样(削减的(thinned-out)采样)电路的带宽的信号被过采样(oversample)，以便可以维持分辨率。
根据上述移动平均滤波器的操作，在用作包括在图12的接收数据中的扩展码的伪随机码已经与复制的伪随机码同步时，逆扩展的结果被最大化。当伪随机码相对于复制的伪随机码被移位了单码片或更多时，逆扩展的结果被最小化。此外，当伪随机码相对于复制的伪随机码在单码片内被移位时，逆扩展的结果与图5所示的移位的大小成比例地减小。
另外，在图12中，由于增加了16个样本的接收数据，因此此时增加了4比特的数据。在考虑IF信号的随机特征时，可以增加2比特的数据。关于这一点，根据本发明的实施例，提供比特减少器224和226以减少输出信号的比特数目。
根据本发明的实施例，以扩展码的码片速率以上的采样频率对4.092MHz的IF信号进行离散化，以便将离散化信号转换为包括0Hz的频率带宽的离散化信号。此外，在离散化信号被输入到按扩展码的单码片对于离散化信号执行移动平均的移动平均滤波器之后，移动平均滤波器的输出被输入到同步获取单元40和同步保持单元50。因此，可以减小包括在同步获取单元40和同步保持单元50以及同步保持单元50的每个信道电路中的LPF的电路尺寸，导致GPS模块的电路尺寸的减小。
上述频率转换器170包括信号处理器200，在信号处理器200中，频率转换部分204的输出被输入到LPF 214和216。然而，如图11所示，频率转换器170可以包括信号处理器300，在信号处理器300中，频率转换部分304的输出被输入到码片积分器320和322。在图11中，信号处理器300包括ADC 302、频率转换部分304、电平检测器312、码片积分器320和322、噪声滤波器318、以及比特减少器324和326。由于码片积分器320和322具有这样的频率特性，其中图13所示出的N×fo的频率(N是除0以外的整数)等于陷波频率，因此，它们可以允许来自图15所示出的频率转换部分304的输出信号的包括0Hz的频带分量从其通过。在这种情况下，可以省略信号处理器200中的LPF 214和216。
如上所述，从频率转换器170输出的信号是包括0Hz的频率带宽的数字IF信号。因此，同步获取单元40和同步保持单元50例如可以使用具有不同相位的16类相位信号，该16类相位信号每16个时钟输出一个脉冲作为多相时钟，如图16所示。图19是示出了图9中的同步保持单元50的更详细的配置的一个实例的框图。在图19中，乘法器162和164用具有通过扩展码产生器154产生的相位P(即时的)的相位信号P(如图16中的相位信号8)乘以与上述IF信号D14对应的IF信号的I信号和Q信号，并且复合乘法器166用通过NCO106产生的再生载波的余弦和正弦分量乘以从乘法器162和164输出的信号。然后，从复合乘法器166输出的信号被输入到Costas环100和DLL 102。同步获取单元40和同步保持单元50选择从图16所示出的相位信号指定的相位信号并且仅在选择的相位信号处于激活状态时执行操作。通常，构成同步获取单元40和同步保持单元50的电路的功耗与工作时钟的频率成比例。因此，利用上述相位信号可以将电路的工作时钟的频率减小到1.023MHz，而不减小时间分辨率，并且可以减小电路的功耗。
另外，使用上述相位信号，以便可以不通过图7中的DLL 102的伪随机码产生器154产生图8所示出的早的信号和迟的信号。在图7中的DLL 102中，根据NCO 152的频率，伪随机码的相位以16fo的时间分辨率改变。然而，在图19中的DLL 102中，使用如图16所示的多相时钟，以便可以不产生早的和迟的伪随机码。在使用多相时钟的情况下，即使电路的工作时钟频率被减小，也改变将被采样的相位，以便可以维持在DLL 102中的时间分辨率。
在上述GPS模块10中，例如，在使用16.368MHz的TCXO 74时，由于频率合成器28的配置的简化，从图1中的频率转换器20输出的IF信号的频率正常地是4.092MHz。改变频率合成器28的配置，以便可以用包括0Hz的频带的信号替代IF信号。然而，通常，在总增益由于高频模拟电路的构成而超过100dB的GPS模块的情况下，DC偏移的控制可能是困难的。关于这一点，在根据本发明实施例的GPS模块160中，上述数字电路将IF信号改变为包括0Hz的频带的信号。因此，如上所述，可以减小GPS模块的电路尺寸和功耗。
上述GPS模块160基于对来自GPS卫星的信号的接收。然而，由于EU发布计划从2013年使Galileo(独立的GNSS)工作，因此GPS模块160还可以基于对来自Galileo的信号的接收。Galileo使用GPS的L1带中的公共载波频率。然而，在如图17和18所示的码类型和频谱方面，GPS C/A码不同于Galileo BOC(1，1)信号。然而，如图17所示，优选地，BOC(1，1)信号的长度与C/A码的码片长度的一半对应。此外，图14所示出的16个触发电路被减少到8个触发电路，以便上述GPS模块可以接收来自Galileo的信号。另外，在图14中，可以将对减法器的输入从来自第16个触发电路的输入改变为来自第8个触发电路的输入。而且，由于上述移动平均滤波器具有小的电路尺寸，因此其可以被独立地向GPS卫星和Galileo提供。
根据上述GPS模块160，信号处理器200和300分别利用比特减少器224和226以及324和326限制输出信号的比特数目。根据本发明的实施例，提供比特减少器224和226以及324和326不是必要的。然而，输出信号的比特数目的增大引起在同步获取单元40和同步保持单元50中的计算位数以及存储器尺寸的增大，导致电路尺寸的增大。在GPS模块中，来自图1中的ADC 36的输出信号的比特数目典型地是1比特或2比特。如果比特数目是2比特，则认为信噪比的减小实际上不产生任何问题。如果2比特的信号经过16个样本的增加，则通过增加最多4比特而获得6比特。在考虑输入信号的随机特征时，在四倍
Figure BSA00000190559000181
或更多的情况下，即使由于振幅限制通过增加2比特而获得4比特，也轻微地减小了在同步获取和同步保持中的信噪比。考虑抗噪性(noise resistance)，可以使用多比特ADC。然而，例如，如图10所示，在执行抗噪处理之后，如上所述，比特的数目可以被限制在4到6比特。
在上述信号处理器200和300中，根据在执行逆扩展时的运算，使用具有简单配置的移动平均滤波器作为公用的LPF。然而，可以用其它格式的LPF替代该LPF。如果带宽被窄化，如示出了逆扩展输出的图5的放大图所示，三角波形的下边沿变钝(dull)。然而，由于轻微地改进了S/N比，因此，例如利用具有高阶的FIR滤波器可以实现带宽的减小。此外，与使用FIR滤波器的情况相比，在使用IIR滤波器时可以减小电路尺寸。
迄今为止，对于作为GPS模块的代表性实例的接收弱信号的频谱扩展信号接收模块，已经描述了通过允许单码片积分器被共用以减小电路尺寸的方法。然而，可以通过使用CPU和DSP的软件来执行该方法，而不使用具有硬件配置的电路。
本申请包含于2009年7月13日提交到与日本专利局的日本优先权专利申请JP 2009-164691中所公开的有关主题，上述专利申请的整体内容通过引用被合并于此。
本领域技术人员应当理解，根据设计要求以及其它因素可能发生各种修改、组合、子组合和改变，只要它们在所附权利要求或其等同物的范围之内。

Claims (9)

1.一种接收器，包括：
接收单元，其接收来自卫星的信号；
频率转换-离散化单元，其将在所述接收单元中接收的信号转换为包括0Hz的频率带宽的中频信号，并且以预定的采样频率对频率转换后的中频信号进行离散化；
滤波器单元，其通过预定滤波器对从所述频率转换-离散化单元输出的离散化信号进行滤波；
同步获取单元，其获取通过所述滤波器单元滤波的离散化信号中的扩展码的同步；以及
同步保持单元，其保持通过所述同步获取单元获取的扩展码的同步。
2.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述频率转换-离散化单元包括：
第一频率转换部分，其将在所述接收单元中接收的信号转换为预定的中频信号；
离散化部分，其以预定的采样频率对通过第一频率转换部分频率转换后的中频信号进行离散化；以及
第二频率转换部分，其将从所述离散化部分输出的离散化信号转换为用作包括0Hz的频率带宽的中频信号的离散化信号。
3.根据权利要求1或2所述的接收器，其中，所述同步获取单元通过以低于预定采样频率的频率对由所述滤波器单元滤波的离散化信号进行下采样来获取扩展码的同步，并且所述同步保持单元保持由所述同步获取单元通过以低于预定采样频率的频率对由所述滤波器单元滤波的离散化信号进行下采样所获取的扩展码的同步。
4.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述同步获取单元和所述同步保持单元通过有选择地使用多相时钟对离散化信号进行下采样。
5.根据权利要求1所述的接收器，还包括减少单元，该减少单元减少从所述滤波器单元输出的离散化信号的比特数目。
6.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述预定滤波器是按扩展码的单码片对于离散化信号执行移动平均的移动平均滤波器。
7.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述预定滤波器是有限脉冲响应FIR滤波器或无限脉冲响应IIR滤波器。
8.一种信号处理方法，包括如下步骤：
接收来自卫星的信号；
将接收信号转换为包括0Hz的频率带宽的中频信号，并且以预定的采样频率对频率转换后的中频信号进行离散化；
通过预定滤波器对离散化信号进行滤波；
获取滤波的离散化信号中的扩展码的同步；以及
保持获取的扩展码的同步。
9.一种使得计算机执行如下功能的程序：
接收来自卫星的信号；
将接收信号转换为包括0Hz的频率带宽的中频信号，并且以预定的采样频率对频率转换后的中频信号进行离散化；
通过预定滤波器对离散化信号进行滤波；
获取滤波的离散化信号中的扩展码的同步；以及
保持获取的扩展码的同步。
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