DE102013220912A1

DE102013220912A1 - System und Verfahren zur Datenübertragung mit empfängerseitiger Nutzsignaldetektion

Info

Publication number: DE102013220912A1
Application number: DE201310220912
Authority: DE
Inventors: Martin Opitz
Original assignee: Continental Automotive GmbH
Current assignee: Continental Automotive Technologies GmbH
Priority date: 2013-10-15
Filing date: 2013-10-15
Publication date: 2015-04-16
Also published as: US20160241426A1; WO2015055418A1; US10103929B2

Abstract

Verfahren und System zur digitalen Datenübertragung bei dem ein moduliertes Signal(r(t)), welches zumindest ein Nutzsignal oder Rauschen oder Störsignale enthält, empfangen wird und mindestens ein für die Demodulation des Nutzsignals relevanten Parameters des empfangenen Signals (r(t)) wiederholt geschätzt wird. Veränderungen (∆ξ, ∆ζ; ∆θ) der wiederholt geschätzten Parameter werden überwacht und ein Nutzsignal unter Verwendung eines Kriteriums detektiert, gemäß dem ein Nutzsignal erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgegebene Bedingung erfüllen.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein System und ein Verfahren zur digitalen Datenübertragung, insbesondere zur Funkübertragung von PSK- und DSSS-Signalen.
Im Allgemeinen ist einem Funkempfänger nicht bekannt, ob bzw. wann ein Frame von einem Sender ausgesendet wird. Die Entscheidung darüber, ob bzw. wann ein gültiges Nutzsignal anliegt, obliegt also der Empfängersteuerung.
Im sogenannten Frame-Empfangsmodus (Frame Reception Mode) kann die Steuerung des Empfängers zwar davon ausgehen, dass der Sender einen Frame senden wird. Der genaue Zeitpunkt ist dem Empfänger jedoch nicht bekannt. Der Empfänger muss also eine bestimmte Zeit in einem Suchmodus verweilen und auf den Beginn des Nutzsignals warten. In einem sogenannten Polling-Betrieb wird der Empfänger in regelmäßigen Abständen aktiviert, um zu überprüfen, ob ein Nutzsignal (Wanted Signal) empfangen wird. Wird ein Nutzsignal detektiert, bleibt der Empfänger für einen Zeitraum aktiv, um einen Frame vollständig empfangen zu können.
Unabhängig vom verwendeten Empfangsmodus soll ein Empfänger ein Nutzsignal erfolgreich detektieren und von anderen Signalen (z.B. Störsignalen, Rauschen, etc.) unterscheiden können. Eine unrichtige Detektion (Nichterkennen eines Nutzsignals) kann dazu führen, dass das Nutzsignal nicht erkannt und die damit enthaltene Nachricht nicht empfangen und im Ergebnis ignoriert wird. Des Weiteren kann eine fehlerhafte Detektion eines Störsignals als Nutzsignal („False Alarm“) dazu führen, dass der Empfänger aktiviert wird, obwohl keine Nachricht gesendet wird.
Ein Frame enthält neben der zu übermittelnden und die Information repräsentierenden Folge von Bitwerten weitere, z.B. der Signalakquisition dienende Teile. Zumindest die Bits werden durch eine Folge von ausgesendeten und empfängerseitig zu detektierenden Modulationssymbolen repräsentiert. Jedes Modulationssymbol hat, je nach verwendeter Modulationsart, einen bestimmten Informationsgehalt. Im Falle einer ungespreizten PSK Modulation werden ein (binäre PSK) oder mehrere Bits (m-fache PSK) pro Modulationssymbol übertragen. Im Falle einer DSSS (Direct-Sequence Spread-Spectrum) Übertragung repräsentieren mehrere Modulationssymbole ein Bit. Eine Nachricht kann aus mehreren Frames bestehen.
Viele Implementierungen eines digitalen Empfängers sehen vor der Demodulation des Empfangssignals eine Bestimmung eines oder mehrerer für die Demodulation relevanter Parameter vor. Beispielsweise wird ein Frequenzfehler des Trägersignals (bei kohärenter Demodulation auch der Phasenfehler) und/oder das Modulationssymbol-Timing (Phasenlage der Modulationssymbole) ermittelt. Diese Parameter werden mit einer solchen Genauigkeit bestimmt, dass Daten empfangen werden können (d.h. das Empfangssignal demoduliert werden kann). Eine Parameterregelung kann optional dazu verwendet werden, die aktuellen Werte der relevanten Parameter (z.B. Symbol-Timing) basierend auf dem aktuellen Empfangssignal nachzuregeln, wobei die anfangs erkannten Parameterwerte als Startwerte verwendet werden können.
Die erwähnte für eine erfolgreiche Demodulation des Empfangssignals notwendige Parameterdetektion ist Bestandteil des im Empfänger durchgeführten Akquisitionsverfahrens. Dieses umfasst meist mehrere aufeinanderfolgende und aufeinander aufbauende Schritte, wobei ein in einem Schritt erhaltenes Ergebnis nicht unmittelbar im nächsten Schritt verifiziert oder falsifiziert werden kann. Im Fall eines fehlerhaften Wechsels von einem Akquisitionsschritt in den nächsten, kann eine lange Verweildauer in diesem Schritt notwendig sein, um keinen – möglicherweise korrekten – Nutzsignalempfang zu verwerfen.
Es kann also bei der Durchführung des Akquisitionsverfahrens wichtig sein, zu wissen, ob die durch einen bestimmten Algorithmus erhaltenen (Schätz-)Ergebnisse aufgrund eines gültigen (tatsächlich empfangenen) Nutzsignals erhalten wurden.
Eine der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, ein Verfahren und ein System zur digitalen Datenübertragung zur Verfügung zu stellen, bei denen empfängerseitig eine zuverlässige Detektion des im Empfangssignal enthaltenen Nutzsignals gewährleistet werden soll.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 sowie durch einen Empfänger gemäß Anspruch 10 und ein Übertragungssystem gemäß Anspruch 11 gelöst. Unterschiedliche Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche. Zusätzlich oder alternativ kann die Phasenlage der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes auch senderseitig variiert werden.
Es wird ein Verfahren zur digitalen Datenübertragung beschrieben. Gemäß einem Beispiel der Erfindung weist das Verfahren folgendes auf: das Empfangen eines modulierten Signals, welches sowohl ein Nutzsignal als auch Rauschen und Störsignale enthalten kann; das wiederholte Schätzen mindestens eines für die Demodulation des Nutzsignals relevanten Parameters des empfangenen Signals; und das Überwachen von Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter. Ein Nutzsignals wird unter Verwendung eines Kriteriums detektier, gemäß dem ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgebbare Bedingung erfüllen. Eine derartige Detektion eines Nutzsignals ermöglicht die Reduktion der False-Alarm-Rate, also der fehlerhaften Erkennung eines Nutzsignals.
Das Nutzsignal kann eine Folge von Modulationssymbolen oder Spreizcodes aufweisen, wobei den Modulationssymbolen bzw. Spreizcodes, denen eine Periode und eine Phasenlage zugeordnet werden kann, einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz aufmoduliert sind. Als relevante Parameter kommen zumindest ein empfängerseitiger Frequenzfehler der Trägerfrequenz oder die Phasenlage der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes in Betracht. Beide Parameter werden im Empfänger geschätzt und für die Demodulation des Nutzsignals benötigt.
Um eine Veränderung der Phasenlage der mit dem Nutzsignal empfangenen Modulationssymbole bzw. Spreizcodes herbeizuführen, kann die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters zumindest zeitweise asynchron zur Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes erfolgen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters mit annähernd der gleichen Periode ausgeführt wie die Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes. Dabei wird in einer Reihe von Schätzungen des mindestens einen Parameters mindestens einmal eine Verzögerungszeit abgewartet wird, die dann einer Veränderung der geschätzten Phasenlage entspricht.
Wie erwähnt kommt als zu schätzender relevanter Parameter der empfängerseitige Frequenzfehler der Trägerfrequenz in Betracht. Im Sender wird das das Nutzsignal einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz aufmoduliert, und diese Trägerfrequenz kann senderseitig verändert werden, sodass die Veränderung des geschätzten, empfängerseitigen Frequenzfehlers der senderseitigen Veränderung der Trägerfrequenz entspricht.
Die senderseitige Veränderung der Trägerfrequenz durch Frequenzmodulation kann mit Frequenzmodulations-Symbolen bestimmter Symboldauer erfolgt. Empfängerseitig wird der Frequenzfehler der Trägerfrequenz regelmäßig zu bestimmten Schätzzeitpunkten geschätzt. Bei der Nutzsignaldetektion wird ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine vorgebbare Anzahl von Differenzen (Veränderungen) zwischen jeweils zwei Schätzwerten ein vorgebbares Kriterium erfüllen. Dabei werden für die Bildung der Differenzen Schätzwerte herangezogen, deren Schätzzeitpunkte zeitlich eine Symboldauer oder ein ganzzahliges Vielfaches davon auseinanderliegen. Zwei (unmittelbar) aufeinanderfolgende Schätzzeitpunkte liegen zeitlich jedoch um weniger als eine Symboldauer auseinander. Dadurch kann erreicht werden, dass Schätzwerte, die auf Frequenzwerten in den (frequenzmodulationsbedingten) Übergangsbereichen von einem Frequenzwert auf einen anderen beruhen, nicht zu einer Nutzsignalerkennung führen. Im nächsten Schätzzeitpunkt kann dann jedoch eine korrekte Schätzung des Trägerfrequenzfehlers im Empfänger erfolgen und die geschätzten Ergebnisse können für die Signalakquisition und Demodulation verwendet werden.
Des Weiteren wird ein für das erwähnte Verfahren geeigneter Empfänger beschrieben sowie ein korrespondierendes Übertragungssystem.
Die Erfindung wird im Folgenden anhand der in den Abbildungen dargestellten Beispiele näher erläutert. Die dargestellten Beispiele sind nicht unbedingt als für die Erfindung einschränkend zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, die der Erfindung zu Grunde liegenden Prinzipien zu erläutern. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines Übertragungssystems zum Senden (a) mit binärer PSK-Modulation (Phasenumtastung) und Empfangen (b) der modulierten Signale;
2 illustriert die Funktionsweise einer Akquisitions-Einheit wie sie z.B. in einem Empfänger gemäß 1b verwendet wird;
3 illustriert eine zur Modulationssymbolphase synchrone Parameterschätzung;
4 zeigt die Visualisierung der geschätzten Parametervektoren in einem zweidimensionalen Ergebnisfeld;
5 illustriert eine zur Modulationssymbolphase asynchrone Parameterschätzung;
6 veranschaulicht eine senderseitige Modulation der Trägerfrequenz zur Veränderung der im Empfänger geschätzten Parameter;
7 illustriert ein Beispiel einer erfindungsgemäßen Nutzsignaldetektion;
8 veranschaulicht die gemäß dem Beispiel aus 7 erhaltenen Parametervektoren in einem zweidimensionalen Ergebnisfeld;
9 veranschaulicht die geschätzten Parametervektoren bei senderseitiger Frequenzumtastung; und
10 illustriert ein weiteres Beispiel einer erfindungsgemäßen Nutzsignaldetektion mit senderseitiger Frequenzumtastung.
In den Abbildungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Komponenten oder Signale mit gleicher bzw. ähnlicher Bedeutung.
1 zeigt anhand eines Blockschaltbildes das Modell einer digitalen Datenübertragung für den Fall einer BPSK-Modulation (binäre Phasenumtastung, Binary Phase Shift Keying), welche beispielhaft für ein lineares Modulationsverfahren (z.B. QAM, PSK) gewählt wurde. Für jedes Datensymbol (im vorliegenden Fall ein Bit) d_i wird ein Impuls g_TX(t) ausgesendet, der als Symbol oder Modulationssymbol bezeichnet wird. In dem in 1 gezeigten Modell wird die Folge von Bits d_i, welche jeweils die Werte +1 und –1 annehmen können, periodisch mit einer Periodendauer T_BIT abgetastet und ein Dirac-Impuls δ(t – i·T_BIT) entsprechend der Polarität des Bits d_i dem Filter 10 zugeführt, welches daraufhin seine Impulsantwort g_TX(t) mit einer Polarität ausgibt, die der Polarität des Symbols d_i entspricht. Das heißt, zu jedem Abtastzeitpunkt i·T_BIT (k ist ein ganzzahliger Zeitindex) gibt das Filter 10 abhängig vom Abtastwert (+1 oder –1) die Impulsantwort g_TX(t – i·T_BIT) oder –g_TX(t – i·T_BIT) aus, die auch als Modulationssymbol bezeichnet wird. Die Summe der zeitlich versetzten Impulsantworten (Modulationssymbole) ergeben das zu übertragende Signal s(t). Dieses Signal s(t) wird mit Hilfe des Mischers 20 in den Hochfrequenzbereich (HF-Bereich) umgesetzt, wobei das Ausgangssignal des Mischers als Sendesignal s_RF(t) bezeichnet ist. Dieses Sendesignal s_RF(t) gelangt über den Übertragungskanal (z.B. eine Funkstrecke) zum Empfänger.
Das Oszillatorsignal m_TX(t) (auch Trägersignal genannt), das dem Mischer 20 zugeführt ist, weist eine Frequenz f_TX und eine Phase φ_TX auf (Trägerfrequenz bzw. Trägerphase). Das bedeutet, dass das Spektrum des HF-Sendesignals s_RF(t) im Vergleich zum Spektrum des Sendesignals s(t) im Basisband um den Betrag der Trägerfrequenz f_TX spektral verschoben ist (das Signalspektrum liegt dann symmetrisch um die Trägerfrequenz f_TX). Das Blockschaltbild des beschriebenen Senders ist in 1a dargestellt, das korrespondierende Blockschaltbild des Empfängers in 1b.
Das über den Kanal CH übertragene (Hochfrequenz-)Sendesignal s_RF(t) wird durch den Übertragungskanal CH verzerrt und auf dem Weg zum Empfänger mit Störungen und Rauschen überlagert. Das dem Sendesignal s_RF(t) entsprechende Empfangssignal ist mit r_RF(t) bezeichnet. Das Empfangssignal r_RF(t) ist also eine Überlagerung des vom Kanal verzerrten Sendesignals s_RF(t) mit Störsignalen j(t) und Rauschen n(t).
Empfängerseitig wird das Empfangssignal r_RF(t) mit Hilfe einer komplexen Multiplikation 30 in das Basisband umgesetzt (mit Hilfe der empfängerseitigen nominellen Oszillatorfrequenz, d.h. Trägerfrequenz, f_RX). Das Ergebnis der komplexen Multiplikation 30 umfasst ein Inphasen-Signal r_I(t) und ein entsprechendes Quadratur-Signal r_Q(t), wobei beide zusammen als komplexes Signal r(t) = r_I(t) + j·r_Q(t) bezeichnet sind (j ist die imaginäre Einheit).
Der Mischer 30 steht exemplarisch für eine (beliebig implementierte) Frequenzumsetzung des Empfangssignals r_RF(t) in das Basisband. Diese Frequenzumsetzung kann in einem Schritt (als Direct-Downconversion bezeichnet) oder in mehreren Schritten (mit mehreren aufeinander folgenden (komplexen) Multiplikationen) erfolgen. Der bei der Frequenzumsetzung auftretende spektrale Anteil des Nutzsignals bei der betragsmäßig entgegengesetzten zweifachen Frequenz der Mischfrequenz kann durch das Empfangsfilter 40, welches üblicherweise Tiefpasseigenschaften besitzt, unterdrückt werden.
Jedenfalls weist die spektrale Lage des Nutzsignals am Ausgang der Frequenzumsetzung (d.h. das Signal r(t)) lediglich einen Frequenzfehler f_E auf. Dieser Frequenzfehler f_E entspricht z.B. der Differenz der sender- und empfängerseitig verwendeten (Träger-)Frequenz zur Auf- bzw. Abwärtsumsetzung, d.h. f_E = f_TX – f_RX. Dieser kommt dadurch zustande, dass in der Praxis sowohl auf der Sender- als auch auf der Empfängerseite die nominale Übertragungsfrequenz (Trägerfrequenz) nur mit endlicher Genauigkeit bereit gestellt werden kann, die verwendeten Frequenznormale (z.B. Quarze), aus denen die Frequenzen zu Auf- bzw. Abwärtsumsetzung abgeleitet werden, also fehlerbehaftet sind.
Die spektrale Lage des Nutzsignals am Ausgang der Frequenzumsetzung (d.h. das Signal r(t)) kann neben dem Frequenzfehler f_E auch weitere Frequenzfehleranteile aufweisen, welche bspw. durch den Doppler-Effekt bei der Funkübertragung über den Kanal CH entstehen können. Bei einer kohärenten Demodulation muss auch ein Phasenfehler φ_E = φ_TX – φ_RX beachtet werden. Der Mischer 30 repräsentiert also ganz allgemein die (ein- oder mehrstufige) Umsetzung des empfangenen HF-Signals r_RF(t) ins Basisband.
Mit einer zweiten komplexen Multiplikation (Mischer 31) wird dieser (zuvor geschätzte) Frequenzfehler f_E korrigiert. Es verbleibt dann nur noch der Frequenzfehler aufgrund der nur mit begrenzter Genauigkeit möglichen Frequenzschätzung. Der Mischer 31 repräsentiert also ganz allgemein (unabhängig von der konkreten Implementierung) die Korrektur des oben erwähnten Frequenzfehlers. Bei Verwendung einer kohärenten Demodulation kann auch der Phasenfehler φ_E z.B. mit Hilfe des Mischers 31 korrigiert werden.
Das (komplexe und im Rahmen der Schätzgenauigkeit nicht mehr frequenzfehlerbehaftete) Ausgangssignal r’(t) des zweiten Mischers 31 (also das korrigierte Empfangssignal im Basisband) enthält, neben den erwähnten Verzerrungen und Störungen, die Modulationssymbolfolge, d.h. die zeitlich versetzten Impulsantworten g_TX(t – i·T_BIT) bzw. –g_TX(t – i·T_BIT) entsprechend dem Sendesignal s(t). Das Signal r’(t) ist einem Empfangsfilter 40 zugeführt, dessen Impulsantwort g_RX(t) an die gesendeten Impulsen g_TX(t) angepasst sein kann. In diesem Fall spricht man von einem „Matched-Filter-Empfang“. Der Datenempfang mit Hilfe von Matched-Filter ist an sich bekannt und wird daher nicht näher erläutert. Allerdings können abweichend von den bekannten theoretischen Zusammenhängen implementierungstechnische Vereinfachungen, insbesondere auf der Empfängerseite, getroffen werden (beispielsweise Raised-Cosine-Filterimpulsantwort im Sender, aber Rectangular-Filterimpulsantwort im Empfänger).
Der Empfänger aus 1b umfasst des Weiteren eine Akquisitionseinheit 52 (Erfassungs-Einheit), die dazu ausgebildet ist, für die korrekte Demodulation relevante Parameter zu ermitteln, insbesondere den erwähnten Frequenzfehler f_E (bei kohärenter Demodulation auch den Phasenfehler φ_E) zu schätzen. Des Weiteren ist die Akquisitionseinheit 52 dazu ausgebildet, die Phasenlage φ_SYM der Modulationssymbole (d.h. das Modulationssymbol-Timing), d.h. der ausgesendeten Impulsantworten g_TX(t) zu schätzen.
Die Tracking-Einheit 51 ist dazu ausgebildet, bei einer zeitlichen Veränderung der Trägerfrequenzen f_RX, f_TX sowie der korrespondierenden Phasen φ_RX, φ_TX, sowie bei einer zeitlichen Veränderung der Phasenlage der Modulations-Symbole, die geschätzten Frequenz- und Phasenfehler f_E, φ_E nachzuregeln. Eine derartige Regelschleife wird auch als „Carrier Tracking Loop“ bezeichnet. Des Weiteren ist die Tracking-Einheit 51 auch dazu ausgebildet, die geschätzte Phasenlage der empfangenen Modulations-Symbole nachzuregeln. Eine derartige Regelschleife wird auch als „Symbol Tracking Loop“ bzw. „Clock Tracking Loop“ bezeichnet. Die Regelschleifen (und damit die Tracking-Einheit) müssen nicht zwangsläufig vorhanden sein, z.B. wenn die von der Akquisitionseinheit geschätzten Werte für die Übertragung eines Frames ausreichend genau ist.
Die Akquisitionseinheit dient zur (groben) Bestimmung der Trägerfrequenz und der Phasen der Träger und des Modulationssymbol-Timings, jedoch keine Regelung. Erst im Tracking kommt üblicherweise eine geschlossene Regelschleife zur Anwendung, genau genommen sind es zwei Regelschleifen, nämlich die erwähnte „Carrier Tracking Loop“ und die „Symbol Tracking Loop“. Dieses Nachregeln des geschätzten Phasen- und Frequenzfehlers sowie der Phasenlage der Modulations-Symbole ist an sich bekannt und wird daher nicht näher erläutert. Die tatsächliche Implementierung spielt für die vorliegende Erfindung auch keine wesentliche Rolle.
Die in den Figuren dargestellten Blöcke (Mischer, Filter, Akquisitionseinheit, Trackingeinheit, etc.) sind nicht als bauliche Einheit sondern rein als funktionale Einheiten zu verstehen. Die können – je nach Anwendung – auf sehr unterschiedliche Weise implementiert werden. Die Mischer 5, 10, 30 und 31 repräsentieren eine mathematische Operation (ggf. eine komplexe Multiplikation). Akquisitions- und Trackingeinheit erzeugen also Signale der Form exp(j(2π·∆f·t + ∆φ)) für den jeweiligen Mischer 31, welcher damit eine Frequenzumsetzung um eine Differenzfrequenz ∆f sowie eine Phasendrehung um ∆φ realisiert. Auch diese komplexe Multiplikation steht exemplarisch für verschiedenste Realisierungsmöglichkeiten (bspw. mit einem oder mit zwei Multiplizieren/Mischern in beliebiger Reihenfolge).
Die Erfassungs-Einheit 52 dient auch zum Herausfinden der korrekten (Abtast-)Zeitpunkte (Bit- bzw. Symbolgrenzen), zu denen eine Entscheidung (Entscheider 50) betreffend den Wert eines gesendeten Datensymbols getroffen werden soll. Während des Tracking werden diese Zeitpunkte durch die Trackingeinheit 51 nachgeführt. Der erwähnte Frequenzfehler f_E (bzw. auch die Trägerphase φ_RX bei einer kohärenten Demodulation) des Empfangssignals wird durch die Erfassungseinheit 52 mit einer solchen Genauigkeit geschätzt, dass die Regelschleifen in der Tracking-Einheit (PLL oder FLL) gestartet werden können. Üblicherweise wird, wie in 1b gezeigt, der Frequenzfehler vor der Filterung durch den Matched-Filter 40 korrigiert.
Die von der Akquisitionsseinheit 52 geschätzten Parameter können allgemein als Vektor θ[m] angesehen werden, wobei m einen diskreten Zeitpunkt bezeichnet. Die Akquisitionsseinheit 52 verarbeitet das Basisband-Empfangssignal r‘(t) oder das gefilterte Empfangssignal (Impulsantwort g_RX(t)) und schätzt daraus zu diskreten Zeitpunkten einen Parametervektor θ[m]. Dieser Zusammenhang ist in 2a dargestellt. Im vorliegenden Beispiel beinhaltet der Vektor θ[m] die Komponenten ξ[m] und ζ[m], wobei beispielsweise ζ[m] für einen Frequenzfehler f_E und ξ[m] für eine Modulationssymbol-Phasenlage φ_SYM zum Zeitpunkt m stehen kann. Zu einem späteren Zeitpunkt m + n (n Intervalle später) kann der geschätzte Parametervektor θ[m + n] sich von dem zuvor geschätzten Vektor θ[m] unterscheiden. Diese Situation ist in dem Diagramm in 2b dargestellt. Der Differenzvektor θ[m + n] – θ[m] ist mit ∆θ[m + n] bezeichnet.
Schätzalgorithmen (Akquisitionsalgorithmen), mit deren Hilfe die genannten Parameter bzw. ein Parametervektor θ[m] geschätzt werden können sind an sich bekannt und werden hier nicht weiter im Detail erläutert. In der Publikation WO 2012/069471 A1 ist beispielsweise ein Akquisitionsalgorithmus beschrieben, der für Spreizspektrumsignale geeignet ist (bei DSSS-Übertragungsverfahren, DSSS = “direct-sequence spread-spectrum“). In diesem Fall wird statt der Modulationssymbol-Phase eine Codephase des Spreizcodes geschätzt. Der in 1b gezeigte Empfänger kann sowohl für den Empfang von PSK-Signalen als auch von DSSS-Signalen verwendet werden. Im Falle einer PSK ist der Empfangsfilter (siehe Filter 40) ein Matched-Filter, der auf die senderseitig gewählte Impulsantwort g_TX(t) abgestimmt sein kann. Im Falle einer DSSS-Übertragung kann der Empfangsfilter so entworfen sein, dass er im Wesentlichen eine Korrelation des Empfangssignals mit dem Spreizcode durchführt. Sämtliche hier beschriebenen Verfahren und Systeme zur Detektion von Nutzsignalen sind sowohl für PSK-Empfänger als auch für DSSS-Empfänger bzw. Übertragungssysteme anwendbar.
Gemäß einem Beispiel der Erfindung wird zu einem ersten Zeitpunkt m ein erster Parametervektor θ[m] und zu einem zweiten, späteren Zeitpunkt m + n ein zweiter Parametervektor θ[m + n] geschätzt. Die Schätzung wird auf Basis des Empfangssignals r(t) durchgeführt und liefert immer ein Ergebnis, unabhängig davon, ob das Empfangssignal tatsächlich ein Nutzsignal enthält oder nicht. Anschließend wird ein Differenzvektor ∆θ = θ[m + n] – θ[m] berechnet. Genügt der Differenzvektor einer bestimmten Relation, z.B. ||∆θ|| > ε (wobei ε ein vordefinierter kleiner positiver Zahlenwert ist), dann wird in dem Empfangssignal ein gültiges Nutzsignal detektiert. Dazu wird senderseitig das Sendesignal so manipuliert, dass empfängerseitig eine bestimmte Änderung der geschätzten Parametervektoren detektierbar (und ggf. quantifizierbar) ist. Auf diese Weise kann zuverlässig verhindert werden, dass im Empfänger fälschlicherweise im Empfangssignal ein Nutzsignal erkannt wird, obwohl kein Nutzsignal vorhanden ist. Die sogenannte False-Alarm-Rate (FAR) kann somit reduziert werden.
Beim Empfang linear modulierter Datensymbole, wie z.B. bei Verwendung von Phasenumtastung (PSK) oder Quadraturamplitudenmodulation (QAM), sind die beiden Komponenten ξ und ζ des zu schätzenden Parametervektors θ insbesondere der erwähnte Trägerfrequenzfehler f_E und das Modulationssymbol-Timing (Symbolphasenlage φ_SYM). In diesem Fall können die zweidimensionalen Schätzvektoren in einem Feld gemäß 2b dargestellt werden. Weitere möglicherweise relevante Parameter sind der Trägerphasenfehler φ_E und die Empfangsfeldstärke. Beim Empfang von Spreizspektrumsignalen (in der Folge als DSSS-Signale bezeichnet) wird wie erwähnt anstelle der Modulationssymbolphase die initiale Codephase des Spreizcodes geschätzt, also der Startzeitpunkt eines Durchlaufs der Spreizsequenz.
Wie bereits erwähnt, liefert ein Schätzalgorithmus immer ein Ergebnis, unabhängig davon, ob im Empfangssignal ein Nutzsignal enthalten ist oder nicht. Für eine zuverlässige Nutzsignaldetektion müssen die Schätzergebnisse verifiziert werden. Dies kann unter anderem dadurch erreicht werden, dass der Schätzalgorithmus periodisch (Periodendauer T_PER) neu gestartet wird, insbesondere mit einem ganzzahligen Vielfachen k der a-priori näherungsweise bekannten Modulationssymbolperiodendauer T_SYM, d.h. T_PER = k·T_SYM, wobei (k ∊ N). Diese Situation ist in 3 dargestellt. Wenn der geschätzte Parametervektor immer (näherungsweise) gleich ist, wird ein Nutzsignal detektiert. Dies setzt die Annahme voraus, dass beim Fehlen eines Nutzsignals die Schätzergebnisse zufällig und insbesondere unkorreliert sind und damit keine (näherungsweise) gleichen Schätzergebnisse erzielt werden. Diese Annahme trifft ein der Praxis jedoch häufig nicht zu. Beispielsweise können aufgrund von Quantisierungs- und Sättigungseffekten manche Positionen (Ergebnisvektoren θ) in dem in 2b dargestellten Feld wahrscheinlicher sein als andere. Das gleiche gilt bei Vorhandensein beispielsweise schmalbandiger Störsignale (Jammer-Signale), was dazu führen kann, dass ein Nutzsignal detektiert wird, obwohl keines vorhanden ist (False Alarm). Je ausgeprägter das Auftreten bevorzugter Schätzvektoren ist, desto höher ist die False-Alarm-Rate (FAR).
In 4 sind unterschiedliche Varianten der Parameterschätzung durch die Akquisitionseinheit 52 veranschaulicht. Die Diagramme in den 4a bis 4d zeigen jeweils ein zweidimensionales Feld von Schätzergebnissen, in das ein geschätzter Parametervektor θ eingezeichnet werden kann. In den dargestellten Beispielen entspricht der Parameter ζ dem Trägerfrequenzfehler f_E und der Parameter ξ der Modulationssymbolphase φ_SYM bzw. der Codephase (bei DSSS-Signalen). Ein mit einem „×“ markierter Punkt in dem Ergebnisfeld wird durch die Koordinaten (ζ, ξ) definiert und entspricht einer bestimmten Kombination von Trägerfrequenzfehler und Modulationssymbolphase. Die gepunktete vertikale Linie in den Diagrammen markiert einen Frequenzfehler ζ, der einem bestimmten schmalbandigen Störer (Jammer) entspricht. Es hat sich gezeigt, dass auch bei Fehlen eines Nutzsignals im Empfangssignal, die Schätzalgorithmen bevorzugt einen Punkt auf der senkrechten, gepunkteten Linie ermitteln, und somit auf ein fälschlicherweise auf ein Nutzsignal hindeuten. Bei der Verwendung mancher Schätzalgorithmen (wie beispielsweise dem in der Publikation WO 2012/069471 A1 beschriebenen Algorithmus) werden auch die gepunktet hinterlegten Randbereiche des Ergebnisfeldes bevorzugt. Das heißt, bei Fehlen eines Nutzsignals liegt ein Schätzergebnis häufiger in diesen Randbereichen als außerhalb, was ebenfalls zu einer erhöhten FAR führen kann.
In dem in 4a gezeigten Beispiel ist kein Nutzsignal im Empfangssignal vorhanden, und die Akquisitionseinheit 52 erkennt – aufgrund eines schmalbandigen Störers – dennoch ein Nutzsignal an der mit „×“ markierten Stelle auf gepunkteten Linie, welche von der Frequenz des Störers bestimmt wird. In dem in 4b gezeigten Beispiel ist ein Nutzsignal vorhanden und es wird wiederholt die gleiche, mit „×“ markierte Parameterkombination θ[m] erkannt (m = 1, 2, 3, ...). Die Akquisitionseinheit 52 detektiert deshalb ein Nutzsignal. Bei den beiden Beispielen aus 4a und 4b wird ein Nutzsignal detektiert, wenn die Parameterschätzung mehrfach das gleiche Ergebnis liefert. Aus den diskutierten Gründen, können gleiche Ergebnisse auch auftreten, wenn kein Nutzsignal vorliegt.
Um die False-Alarm-Rate (FAR) zu senken, kann – wie in den 4c und 4d dargestellt – statt nach einem (innerhalb eines gewissen Toleranzbereiches) gleich bleibenden Schätzergebnis θ[m] zu suchen, nach bestimmten Änderungen ∆θ₁, ∆θ₂, etc. des Parametervektors gesucht werden. Um diese Änderungen ∆θ₁, ∆θ₂, etc. herbeizuführen kann entweder bei einem Übertragungssystem senderseitig der im Empfänger zu schätzende Parametervektor θ nach einem vorgebbaren Muster manipuliert werden (beispielsweise die Trägerfrequenz oder die Modulationssymbolphase) oder der Schätzalgorithmus wird – anders als in dem in 3 gezeigten Beispiel, asynchron zur Modulationssymbolperiode T_SYM gestartet. In diesem Fall wäre der Faktor k = T_PER/T_SYM keine ganzzahlige Zahl. Diese Situation ist in 5 dargestellt.
Durch eine (in Bezug auf die Modulationssymbolperiode T_SYM) asynchrone Ausführung des Schätzalgorithmus ergeben sich bei vorhandenem Nutzsignal definierte „Sprünge“ ∆θ₁, ∆θ₂, etc. in den Schätzergebnissen θ[1], θ[2], etc. Bei einem Verhältnis von k = T_PER/T_SYM = 1,25 wird die Parameterschätzung innerhalb von fünf Symbolperioden (bzw. Spreizcodeperioden) vier Mal ausgeführt. Es wird, bei vorhandenem Nutzsignal, also nur bei jeder vierten Schätzung annähernd das gleiche Ergebnis geschätzt, d.h. θ[m] = θ[m + 4] für m = 1, 5, 9, etc. Die asynchrone Ausführung des Schätzalgorithmus verändert nur die Modulationssymbolphase ξ. Für eine Änderung des zu schätzenden Frequenzfehlers ζ kann zusätzlich die Trägerfrequenz senderseitig im Übertragungssystem verändert werden. Eine lediglich empfängerseitige Trägerfrequenzänderung würde die Störsignalkomponenten mit verschieben und wäre somit wirkungslos. In 4d ist eine Situation veranschaulicht, in der jeweils jeder vierte Schätzwert annähernd gleich ist. Es treten also vier Vektoren von Parameterdifferenzen ∆θ₁, ∆θ₂, ∆θ₃, ∆θ₄, (∆θ₅ = ∆θ₁) abwechselnd auf.
Die erwähnte senderseitige Trägerfrequenzänderung kann beispielsweise durch eine Frequenzmodulation, beispielsweise FSK (frequency shift keying) und insbesondere GFSK (Gaussian frequency shift keying), erreicht werden. Ein Beispiel hierfür ist in 6 skizziert. Der Schätzalgorithmus, der die Schätzwerte für die Parametervektoren θ[m] liefert, arbeitet im Vergleich zur Modulationssymbolrate verhältnismäßig langsam. Das heißt, ein Schätzergebnis wird auf Basis eines oder mehrerer Modulationssymbole (wiederholte Durchläufe des Spreizcodes bei DSSS-Signalübertragung) berechnet, weshalb die Änderung der Frequenz im Vergleich zur Symbolrate langsam gewählt wird. In 6 ist einerseits eine periodische, sprungartige Frequenzänderung um den Wert ∆f dargestellt, sowie eine GFSK.
Ein Beispiel einer Nutzsignaldetektion wird nun anhand der 7 und 8 erläutert. Zunächst wird synchron zu den Modulationssymbolen oder (bei DSSS-Übertragung zu den sich wiederholenden Durchläufen des Spreizcodes) – wie in 3 dargestellt – eine Parameterschätzung durchgeführt. Das Ergebnis jeder Schätzung ist ein Parametervektor θ. Sobald zwei (annähernd) gleiche Schätzergebnisse vorliegen (in 7 ist z.B. θ[M – 2] = θ[M – 3], folglich ||∆θ₁|| = 0) wird vor der folgenden Parameterschätzung eine Verzögerungszeit (entspricht einem Phasenversatz ∆ξ) abgewartet. Bei Vorliegen eines Nutzsignales unterscheidet sich der nächste Schätzwert θ[M – 1] vom vorherigen θ[M – 2] um die eingefügte Verzögerungszeit bzw. den korrespondierenden Phasenversatz, d.h. ||∆θ₂|| = ∆ξ. Danach läuft die Parameterschätzung synchron weiter. Wird bei der nächsten Schätzung wieder der gleiche Parameterwert θ[M] = θ[M – 1], d.h. ||∆θ₃|| = 0, ermittelt, dann wird ein Nutzsignal erkannt. In 8 ist dieses Beispiel in dem zweidimensionalen Ergebnisfeld (ähnlich 4) dargestellt.
In manchen Situationen ist empfängerseitig (noch) keine Information betreffend das Symbol-Timing (Symbolphasen) verfügbar und es muss eine senderseitig eingeprägte Frequenzänderung detektiert werden. In diesen Fällen muss die Entscheidung darüber, ob ein Nutzsignal empfangen wird, auf Basis dieser Frequenzänderung getroffen werden. In dem zweidimensionalen Ergebnisfeld liegen die detektierten Punkte dann auf einer horizontalen Linie wie in 9 dargestellt.
Beispielsweise ändert sich in dem in 10 dargestellten Beispiel die Frequenz (und damit der empfängerseitige Trägerfrequenzfehler) um den Betrag ±∆ζ. Dabei repräsentiert die durchgezogene Linie den Frequenzverlauf bei einer Frequenzumtastung (FSK) und die gestichelte Linie den Frequenzverlauf bei Gauß’scher Frequenzumtastung (GFSK). Diese senderseitig eingeprägte Frequenzänderung ergibt sich aufgrund wechselnder FSK-Symbole, die senderseitig der Trägerfrequenz aufmoduliert werden. Im vorliegenden Beispiel (siehe 10) wird die Bitfolge „101“ übertragen, wobei eine „1“ durch einen Trägersignalabschnitt der Frequenz f_TX + ∆ζ/2 und eine „0“ durch einen Trägersignalabschnitt der Frequenz von f_TX – ∆ζ/2 codiert wird. Jedes FSK-Symbol (d.h. der genannte Trägersignalabschnitt) hat eine Dauer, die mit T_FSK bezeichnet ist und welche im Allgemeinen wesentlich länger (z.B. um einen Faktor 5 oder mehr) ist als die Dauer eines Modulations-Symbols (der PSK-Modulation) oder eines Durchlaufs eines Spreizcodes (bei DSSS-Übertragung).
Im Fall einer reinen Frequenzumtastung (durchgezogenen Linie in 10) beträgt die Trägerfrequenz (senderseitig) wie erläutert f_TX ± ∆ζ/2. Gemäß 9 wird ein Nutzsignal detektiert, wenn die empfängerseitig geschätzten Frequenzfehler eine ausreichend große Änderung aufweisen, nämlich im Idealfall genau um den Betrag ∆ζ. In einer praktischen Implementierung wird der geschätzte Frequenzfehler mit einem Schwellwert verglichen, der betragsmäßig geringfügig kleiner ist als der ideale Frequenzhub ∆ζ. Der Idealfall liegt insbesondere dann nicht vor, wenn für die Entscheidung, ob ein Nutzsignal vorliegt oder nicht, Schätzwerte herangezogen werden, die in den Übergangsbereichen von der Trägerfrequenz f_TX – ∆ζ/2 auf die Trägerfrequenz f_TX + ∆ζ/2 (und umgekehrt) ermittelt wurden. Problematisch ist dies vor allem bei der Verwendung einer gefilterten FSK (z.B. GFSK), bei der die genannten Übergangsbereiche relativ breit sind, d.h. die Zeit für einen Übergang verhältnismäßig lang ist. In dem Beispiel aus 10 beträgt – bei einer GFSK – die geschätzte Änderung der Trägerfrequenz zwischen den Zeitpunkten t_M-5 und t_M-3 nur ∆ζ’ was kleiner ist als die Frequenzänderung ∆ζ, die z.B. zwischen den Zeitpunkten t_M-2 und t_M auftritt.
Für eine zuverlässige Schätzung sind die Periode T_PER, zu der Schätzergebnisse ausgewertet werden, und die FSK-Symboldauer der (FSK-)Frequenzmodulation T_FSK (annähernd) aufeinander angepasst. In dem in 2 dargestellten Beispiel ist T_PER = T_FSK/2. Ein Nominalwert von der (G)FSK-Symboldauer T_FSK ist empfängerseitig bekannt. Sofern ein Schätzwert (z.B. θ[M – 5]) für einen Zeitpunkt (Schätzzeitpunkt) berechnet wird, der in einen Übergangsbereich fällt, basiert jedenfalls der darauf folgende Schätzwert (z.B. θ[M – 4] eine halbe FSK-Symboldauer T_FSK/2 später) nicht mehr auf Frequenzwerten aus dem Übergangsbereich (und die Schätzwerte θ[M – 2], und θ[M] auch nicht). In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass für die Parameterschätzung das Empfangssignal für einen gewissen Zeitraum betrachtet wird, der nicht infinitesimal klein ist. Dennoch kann von einem Schätzzeitpunkt gesprochen werden, welcher jener Zeitpunkt ist, zu dem das Schätzergebnis zur Verfügung steht (z.B. in dem Schieberegister 521 (siehe 10).
Beispielsweise ist in dem in 10 dargestellten Beispiel die FSK-Symboldauer T_FSK der senderseitigen Frequenzumtastung doppelt so lang wie die Periode T_PER der periodisch durchgeführten Parameterschätzung. Für die Berechnung der Parameterdifferenz ∆θ₂ wird aber nur jeder zweite Schätzwert herangezogen. Im vorliegenden Beispiel enthält ein Schieberegister R (Ziffer 521 in 10) die Ergebnisse der letzten fünf Frequenzschätzungen zu einem Zeitpunkt M, also R(1, 2, 3, 4, 5) = [ζ(M – 4), ζ(M – 3), ζ(M – 2), ζ(M – 1), ζ(M)]. Ein Nutzsignal wird erkannt, wenn die Differenzen an den Stellen 1, 3, und 5 folgenden Bedingungen genügen: R(5) – R(3) > +∆ζ_SW und R(3) – R(1) < –∆ζ_SW, wobei ∆ζ_SW ein Schwellwert ist, der geringfügig niedriger sein kann, als der senderseitig eingeprägte Frequenzhub ∆ζ. Sind zum Zeitpunkt M diese Differenzen, wie in 10 dargestellt, zu klein (weil ∆ζ’ < ∆ζ_SW ≤ ∆ζ), um Nutzsignal zu detektieren, wird das Nutzsignal zum Zeitpunkt M + 1 detektiert werden (also um eine Zeit T_PER = T_FSK/2 später).
Schätzungen, die auf Frequenzen in den Übergangsbereichen basieren, führen nicht zu einer Nutzsignalerkennung, weil die Differenz ∆ζ’ < ∆ζ_SW, d.h. betragsmäßig zu gering ist. Diese werden deswegen verworfen bzw. ignoriert. Wird ein Nutzsignal detektiert, so sind die Frequenzschätzungen nicht auf Basis von Eingangssignalen mit Frequenzen in den Übergangsbereichen gewonnen worden. Im Wesentlichen wird dadurch erreicht, dass die darauf folgenden Empfangsschritte (bspw. weitere Signalakquisitionsschritte und/oder Demodulation) diese Frequenzschätzergebnisse mit ausreichender Genauigkeit zur Korrektur des Frequenzfehlers nutzen können. Der Schwellwert ∆ζ_SW kann so gewählt werden, dass Schätzergebnisse, die auf Frequenzen in den genannten Übergangsbereichen basieren, nicht zu einer Nutzsignalerkennung im Rahmen der Nutzsignaldetektion führen.
Ganz allgemein muss lediglich sichergestellt werden, dass nur bei einer geeigneten Synchronisation der Schätzzeitpunkte t_M-5, t_M-4, t_M-3, t_M-2, t_M-1, t_M (also der Zeitpunkte, zu denen ein Schätzvektor θ ermittelt wird) mit der FSK-Symboldauer T_FSK eine Nutzsignaldetektion erfolgt, und nicht in den genannten Übergangsbereichen. In dem in 10 gezeigten Beispiel wird das dadurch erreicht, dass bei der Berechnung der Parameterveränderung ∆ζ (vgl. 9) immer nur jeder zweite Schätzwert für eine Nutzsignalentscheidung (d.h. für die Berechnung der Differenz der geschätzten Frequenzfehler) betrachtet wird. Führen die berechneten Differenzen für den Zeitpunkt M nicht zu einer Detektion eines Nutzsignals, weil die Schätzungen alle in die Übergangsbereiche fallen und zu kleine Werte liefern, wird dies für den Zeitpunkt M + 1 der Fall sein. Zum Zeitpunkt M + 1 liegen die berechneten Differenzen dann nicht mehr in den Übergangsbereichen. Dies ist deswegen so, weil die Schätzzeitpunkte t_M-5, t_M-4, t_M-3, t_M-2, t_M-1, t_M jeweils eine halbe FSK-Symboldauer auseinander liegen und die Schätzzeitpunkte für Schätzwerte, die jeweils für die Berechnung einer Differenz herangezogen werden, hingegen eine ganze FSK-Symboldauer T_FSK auseinander liegen.
Für die Berechnung der Differenz ∆ζ (bzw. ∆θ) werden immer zwei Schätzwerte verwendet, deren Schätzzeitpunkte (annähernd) eine ganze FSK-Symboldauer auseinanderliegen. Die Schätzzeitpunkte liegen jedoch weniger als eine FSK-Symboldauer auseinander, im vorliegenden Beispiel jeweils eine halbe Symboldauer T_FSK/2. In dem Beispiel in 10 wird das in einfacher Weise dadurch erreicht, dass jeweils die geradzahligen und die ungeradzahligen Schätzwerte für die Bildung der Differenzen ∆ζ (bzw. ∆θ) verwendet werden; die dazugehörigen Schätzzeitpunkte liegen immer um 2T_PER = T_FSK auseinander. Im Gegensatz dazu ist der zeitliche Abstand zweier direkt aufeinander folgender Schätzwerte deutlich geringer (z.B. T_PER = T_FSK/2).
Durch eine Wahl von T_PER ≤ T_FSK/2 wird außerdem erreicht, dass auf jeden Fall ein Versuch einer Nutzsignaldetektion existiert, welcher auf Basis von Parameterschätzungen gewonnen wurde, die vollständig innerhalb einer Symboldauer des jeweiligen (G)FSK-Symbols liegen (wenn nicht zum Zeitpunkt M, dann zum Zeitpunkt M + 1). Würde T_PER > T_FSK/2 gewählt werden, gäbe es Sende-Empfangs-Konstellationen, welche eine Nutzsignaldetektion ausschließlich auf Basis von Schätzergebnissen durchführt, die in den genannten Übergangsbereichen liegen. Das hätte bspw. Empfindlichkeitseinbußen zu Folge.
Eine Kombination der Beispiele aus 5 bis 10 ist möglich.
Die oben beschriebenen Verfahren und System eignen sich besonders für den Einsatz in Kraftfahrzeugen, insbesondere für schlüssellose (ferngesteuerte) Zugangs- und Startsysteme von Kraftfahrzeugen.
Bezugszeichenliste

d_i: Bitfolge
m_TX(t): Oszillatorsignal (senderseitig)
f_TX: Trägerfrequenz
g_TX(): Impulsantwort (senderseitig)
s(t): Sendesignal (Basisband)
s_RF(t): Sendesignal (HF-Band)
CH: Übertragungskanal
r_RF(t): Empfangssignal (HF-Band)
r(t): Empfangssignal (Basisband)
r’(t): korrigiertes Empfangssignal (Basisband)
10: senderseitiges Filter (Impulsantwort g_TX(t))
20: senderseitiger Mischer (Basisband in HF-Band)
30: empfängerseitiger Mischer (HF-Band zu Basisband)
30: weiterer Mischer (empfängerseitig)
40: Matched-Filter
50: Entscheider
51: Trackingeinheit
52: Akquisitionseinheit
m_RX(t): Oszillatorsignal (empfängerseitig)
f_RX: Trägerfrequenz (empfängerseitig)
f_E: Trägerfrequenzfehler (empfängerseitig)
φ_SYM: Modulationssymbolphase
T_PER: Periode der Schätzungen
T_FSK: Periode der FSK-Symbole
θ: Vektor zu schätzender Parameter
ξ: geschätzte Modulationssymbolphase
ζ: geschätzter Trägerfrequenzfehler (empfängerseitig)
∆θ, ∆ξ, ∆ζ: veränderungen von θ, ξ und ζ
ζ_SW: Schwellwert

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

WO 2012/069471 A1 [0044, 0048]

Claims

Verfahren zur digitalen Datenübertragung, das folgendes aufweist: Empfangen eines modulierten Signals (r(t)), welches zumindest ein Nutzsignal oder Rauschen oder Störsignale enthält; Wiederholtes Schätzen mindestens eines für die Demodulation des Nutzsignals relevanten Parameters (ξ, ζ; θ) des empfangenen Signals (r(t)); Überwachen von Veränderungen (∆ξ, ∆ζ; ∆θ) der wiederholt geschätzten Parameter; und Detektieren eines Nutzsignals unter Verwendung eines Kriteriums, gemäß dem ein Nutzsignal erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen (∆ξ, ∆ζ; ∆θ) der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgegebene Bedingung erfüllen.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem das Nutzsignal eine Folge von Modulationssymbolen oder Spreizcodes einer bestimmten Periode (T_SYM) und Phasenlage (φ_SYM; ξ) aufweist, die einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz (f_TX) aufmoduliert sind.
Verfahren gemäß Anspruch 2, bei dem als relevante Parameter (ξ, ζ; θ) zumindest ein empfängerseitiger Frequenzfehler (f_E; ζ) der Trägerfrequenz (f_TX) oder die Phasenlage (φ_SYM; ξ) der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes betrachtet werden.
Verfahren gemäß Anspruch 2 oder 3, bei dem die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters zumindest zeitweise asynchron zur Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes erfolgt.
Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters mit annähernd der gleichen Periode (T_PER) ausgeführt wird wie die Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes, wobei in einer Reihe von Schätzungen des mindestens einen Parameters (ξ, ζ; θ) mindestens einmal eine Verzögerungszeit abgewartet wird, die einer Veränderung der geschätzten Phasenlage (φ_SYM; ξ) entspricht.
Verfahren gemäß Anspruch 2 oder 3, bei dem senderseitig die Phasenlage (φ_SYM; ξ) der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes variiert werden.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Nutzsignal einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz aufmoduliert ist und die Trägerfrequenz (f_TX) senderseitig verändert wird, und der mindestens eine relevante Parameter(ξ, ζ; θ) zumindest einen empfängerseitigen Frequenzfehler (f_E; ζ) der Trägerfrequenz (f_TX) umfasst, wobei die Veränderung des geschätzten, empfängerseitigen Frequenzfehlers der senderseitigen Veränderung der Trägerfrequenz entspricht.
Verfahren gemäß Anspruch 7, bei dem die senderseitige Veränderung der Trägerfrequenz (f_TX) durch Frequenzmodulation mit Frequenzmodulations-Symbolen bestimmter Symboldauer (T_FSK) erfolgt; empfängerseitig der Frequenzfehler (f_E; ζ) der Trägerfrequenz (f_TX) regelmäßig zu bestimmten Schätzzeitpunkten geschätzt wird, bei der Nutzsignaldetektion ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine vorgegebene Anzahl von Differenzen zwischen jeweils zwei Schätzwerten ein vorgegebene Kriterium erfüllen; und bei dem für die Bildung der Differenzen Schätzwerte herangezogen werden, deren Schätzzeitpunkte zeitlich eine Symboldauer (T_FSK) oder ein ganzzahliges Vielfaches davon auseinanderliegen.
Verfahren gemäß Anspruch 8, bei dem zwei aufeinanderfolgende Schätzzeitpunkte um weniger als eine Symboldauer (T_FSK) auseinanderliegen.
Empfänger zum Empfang eines modulierten Signals (r(t)), welches sowohl ein Nutzsignal als auch Rauschen und Störsignale enthalten kann, wobei der Empfänger eine Akquisitionseinheit aufweist, die dazu ausgebildet ist: wiederholte Schätzungen mindestens eines für die Demodulation des Nutzsignals relevanten Parameters (ξ, ζ; θ) des empfangenen Signals (r(t)) durchzuführen, Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter zu überwachen und ein Nutzsignal zu detektieren, wobei für die Detektion ein Kriterium verwendet wird, gemäß dem ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen (∆ξ, ∆ζ; ∆θ) der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgegebene Bedingung erfüllen.
System zur digitalen Datenübertragung, das folgendes aufweist: einen Sender, der dazu ausgebildet ist als Nutzsignal eine Folge von Modulationssymbolen oder Spreizcodes einer bestimmten Periode (T_SYM) und Phasenlage (φ_SYM; ξ), die einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz (f_TX) aufmoduliert sind, auszusenden; einen Empfänger zum Empfang eines modulierten Signals (r(t)), welches sowohl ein Nutzsignal als auch Rauschen und Störsignale enthalten kann, wobei der Empfänger eine Akquisitionseinheit aufweist, die dazu ausgebildet ist: wiederholte Schätzungen mindestens eines für die Demodulation des Nutzsignals relevanten Parameters (ξ, ζ; θ) des empfangenen Signals (r(t)) durchzuführen, Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter zu überwachen und ein Nutzsignal zu dektektieren, wobei für die Detektion ein Kriterium verwendet wird, gemäß dem ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen (∆ξ, ∆ζ; ∆θ) der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgegebene Bedingung erfüllen.
System gemäß Anspruch 11, bei dem als relevante Parameter (ξ, ζ; θ) zumindest ein empfängerseitiger Frequenzfehler (f_E; ζ) der Trägerfrequenz (f_TX) oder die Phasenlage (φ_SYM; ξ) der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes betrachtet werden.
System gemäß Anspruch 11 oder 12, bei dem der Sender dazu ausgebildet ist, die Trägerfrequenz (f_TX) zu verändern.
System gemäß Anspruch 13, bei dem der Sender dazu ausgebildet ist, eine FSK oder GFSK durchzuführen mit einer (G)FSK-Symboldauer, die wesentlich länger ist als die Periode der Modulations-Symbole bzw. der Spreizcodes.
System gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, bei der die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters (ξ, ζ; θ) im Empfänger zumindest zeitweise asynchron zur Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes erfolgt.
System gemäß Anspruch 15, wobei die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters im Empfänger (ξ, ζ; θ) mit annähernd der gleichen Periode (T_PER) ausgeführt wird wie die Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes, wobei in einer Reihe von Schätzungen des mindestens einen Parameters mindestens einmal eine Verzögerungszeit abgewartet wird, die einer Veränderung der geschätzten Phasenlage (φ_SYM; ξ) entspricht.
System gemäß Anspruch 13, bei dem das Nutzsignal einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz (f_TX) aufmoduliert ist und die Trägerfrequenz (f_TX) senderseitig verändert wird, und der mindestens eine relevante Parameter (ξ, ζ; θ) zumindest einen empfängerseitigen Frequenzfehler (f_E; ζ) der Trägerfrequenz (f_TX) umfasst, wobei die Veränderung des geschätzten, empfängerseitigen Frequenzfehlers der senderseitigen Veränderung der Trägerfrequenz entspricht.
Verfahren gemäß Anspruch 17, bei dem die senderseitige Veränderung der Trägerfrequenz (f_TX) durch Frequenzmodulation mit Frequenzmodulations-Symbolen bestimmter Symboldauer (T_FSK) erfolgt; empfängerseitig der Frequenzfehler (f_E; ζ) der Trägerfrequenz (f_TX) regelmäßig zu bestimmten Schätzzeitpunkten geschätzt wird, bei der Nutzsignaldetektion ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine vorgegebene Anzahl von Differenzen zwischen jeweils zwei Schätzwerten ein vorgegebene Kriterium erfüllen; und bei dem für die Bildung der Differenzen Schätzwerte herangezogen werden, deren Schätzzeitpunkte zeitlich eine Symboldauer (T_FSK) oder ein ganzzahliges Vielfaches davon auseinanderliegen.
Verfahren gemäß Anspruch 18, bei dem zwei aufeinanderfolgende Schätzzeitpunkte um weniger als eine Symboldauer (T_FSK) auseinanderliegen.