DE2325851C3 - Schaltungsanordnung zum Synchronisieren des Codes in Nachrichtenübertragungsanlagen - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eifie Schaltungsanordnung zum empfaiigsseiligen Synchronisieren des Referenzcodes mit dem Sendecode in Nachrichtenübertragungsanlagen.

Bei Cödernültiplex-Überliägungsaniägen erfolgt der gleichzeitige Nachrichtehtfustaüsch twischeh mehrereh Sende' und Empfangsstationen in einem gemeinsamen begrenzten Frequenzband. Bei diesem Übertragungs^ verfahren ist das von jeder Sendestation erzeugte hochfrequente Trägersignal mit zwei unterschiedlichen Modulationsarten beaufschlagt Durch die erste Modulation wird dem Träger ein binärer Adreßcode, der ein Pseudo-Noise (PN) oder Quasi-Zufallscode sein kann, überlagert. Diese Modulation erlaubt den Vielfachzugriff vieler Sendestationen im gleichen Trägerfrequenzband zum Übertragungsweg und stellt die Ljdierte Adresse der Empfangsstation dar, so daß jede Empfangsstation den für sie bestimmten Träger durch Korrelation des empfangenen Summensignals mit dem empfangsseitig erzeugten und mit dem gewünschten Empfangssignal synchronisierten gleichen Adreßcode überlagert Es ist dabei der Codebittakt ein Vielfaches des Nachrichtenbittaktes und es ist jeweils eine bestimmte Adreßcodelänge durch ein Nachrichtenbit moduliert

Es ist dabei erforderlich, den empfangsseitig vorgesehenen Referenzcodegenerator, der das dem Adreßcode identische Codemuster erzeugt, so zu synchronisieren. daß die erzeugte Referenzcodefolge phasengleich zu der im empfangenen Summensignal enthaltenen Adreßcodefolge ist Diese Code-Synchronisation kann mittels einer bekannten Verzögerungsregelschleife erfolgen. (W. J. Gill: »A Comparison of Binary Delay-Lock Tracking-Loop ImpJimentations«, IEEt Transactions on Aerospace und Electronic Systems, Vol. AES-2, No. 4, July 1966, 415-424). Bei dieser bekannten Anordnung wird das empfangene Summensignal in zwei Mischern mit zeitlich versetzten Referenzcodefolgen multipliziert. Die Differenz der Ausgangsspannungen der beiden Mischer wird nach einer Filterung als Regelspannung dem den Referenzcodegenerator antreibenden Taktgeber zugeführt. Es ist dabei die mittlere Ausgangsspannung jedes Mischers abhängig von der Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Adreßcode und dem Referenzcode. Die dem Taktgeber zugeführte, aus der Differenz gebildete und gefilterte Regelspannung weist in der Umgebung des Synchronisationspunktes einen S-förmigen Diskriminatorverlauf auf und ist außerhalb des Synchronisierbereichs Null. Da jedoch der empfangene Adreßcode durch die übertragene Nachricht moduliert ist. sind Hüllkurvendetektoren oder Doppelw ■ »'gleichrichter in den Leitungswegen des Korrelationsnttzwerkes vorzusehen, die die Abhängigkeit der Regelspannung von der Modulation beseitigen.

Es ist auch vorge.chlagen worden (). R. Sergo. |. F. Hayes: »Analysis and Simulation of a PN-Synchronization System«. IEEE Transactions on Communication Technology. October 1970. 676 — 679). die Kreuzkorrelaiionsfunktion zwischen der durch modulo-2-Verknüpfung der Referenzcodefolge mit dem die Referenzcodefolge in einem Schieberegister erzeugenden mäanderförmigen Taktsignal entstandenen Binärfolge einerseits und einer gegenüber der Referenzcodefolge um die Zeit t verschobenen F.mpfangscodefolge andererseits zu bilden. Diese Kreuzkorrelationsfunktion hat in der Umgebung des Synchronisationspunktes einen S-förmigen Verlauf, Man kann dabei für die Synchronisation des empfangsseitigen Codegenerators den Von ihm erzeugten Referenzcode mit dem Taktgebersignal durch eine modulö-2*Addition verknüpfen Und die entstandene Binärfolge für die Umpolung des Empfangscodes benutzen. Düfch zeitliche Mittelung des dabei eritstäfi* denen Signals über jeweils eine Cödeperiode Und anschließende Filterung wird das dem Taktgeber als Steuersignal zuzuführende Fehlersignal erzeugt, das die

gewünschte Abhängigkeit von der gegenseitigen zeitlichen Verschiebung der beiden Codes besitzt

Aber dieses grundlegende Synchronisationsverfahren ist ohne besondere Maßnahmen nicht anwendbar, wenn die Empfangscodefolge durch ein binäres Nachrichtensignal moduliert ist, weil nämlich das abgeleitete Fehlersignal außer von der Codeverschiebung τ noch davon abhängig ist, ob die Nachricht im betrachteten Korrelationsintervall den Wert +1 oder — 1 hat Es kehrt das Fehlersignal mit dem Wechsel der Nachricht ι ο sein Vorzeichen um und es würde sich für die Regelung einmal eine stabile, das andere Mal eine labile Bedingung ergeben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, vor der Ableitung des Fehlersignals die Modulation der empfangenen Codefolge durch die Nachricht zu eliminieren, so daß sich für die Regelspannung nur eine stabile Lage ergeben kann.

Die Lösung der Aufgabe ist durch die im Patentanspruch 1 aufgeführten Merkmale gekennzeichnet

Weiterbildungen der Erfindung sind den Pitentansprüchen 2 bis 4 zu entnehmen.

Durch die in den Patentansprüchen aufgerührten Merkmale werden die Vorteile erzielt daß die so gebildete Code-Synchronisationsschleife formale Ahnlichkeit mit einer als »Costas-Loop« bezeichneten Träger-Synchronisationsschleife zur Gewinnung eines phasenkohärenten Referenzträgers aus einem mit einer Nachricht umgetasteten HF-Träger aufweist (R. L Didday, W. C. Lindsey: »Subcarrier Tracking Methods and Communication System Design«, IEEE Transactions on Communication Technology, Vol. Com.-16, No. 4. August 1968, 541 —550). Außerdem ist bei dieser Anordnung dem Ausgang des den empfangsseitigen Codegenerator bildenden Schieberegisters unmittelbar der mit dem Empfangscode synchronisierte Referenzcode entnehmbar, während dazu bei den bekannten Synchronisieranordnungen mit Verzögerungsschleife die an der vorletzten Stufe des Schieberegisters auftretende Codefolge durch eine zusätzliche Verzögerungsschaltung um eine halbe Codebitdauer zu verzögern ist. Die bei den bekannten Verzögerungsschleifenanordnungen vorzusehenden Hüllkurvendetektoren oder Doppelweggleichrichter sind hier nicht erforderlich. ■!■>

Die Erfindung wird an Abbildungen erläutert.

In F i g. I ist ein Ausführungsbeispiel der Synchronisationsschaltung als Blockschaltbild dargestellt.

Fig. 2 zeit in schematis.-her Darstellung ein Beispiel einer Codefolge. w

Der in F'g. 1 dargestellte empfangsseitige Codegenerator CG wird durch den spannungssteuerbaren Taktgenerator VCO angetrieben. Die von dem Codegenerator abgegebene Referenzcodefolge O wird in dem modulo-2-Addierer M4 mit der mäanderförmigen π Taktgeneratorspannung V gemischt. Beispiele dieser beiden Spannungen sowie das Mischergebnis CT' sind in Fig. 2 in den Zeilen a. b. c dargestellt. Die entstandene Impulsfolge CT, bei der jedes Codebit in zwei zeitlich gleich lange komplementäre Bits unterteilt ist, wird einem MödulationsnetzWerk Mo zugeführt, dessen Wirkung jedoch zunächst noch außer Betracht gelassen wird.

Mit den Ausgangsimpulsfolgeri SV und S2' des Modulatioiisnetzwerkus Mo wird die Empfangs-Surm menspannung E, in der ein Anteil des mit dem Nachrichtensignal N modulierten Codes C enthalten ist, in den beiden Korreiationsnetzwerken Ki und K 2 kreuzkorreäiert Jedes Korrelationsnetzwerk enthält einen multiplikativen Mischer Mi, M2 sowie einen Tiefpaß TPi, TP% dessen Bandbreite der Bitrate der Nachricht N entspricht Die Ausgangssignale X und Y der Korrelationsnetzwerke K i und K 2 werden durch den AnalogmuJtiplizierer M3 miteinander multipliziert Das dabei entstandene Signal Z durchläuft das Schleifenfilter TP3 und wird dann dem spannungsgesteuerten Taktgenerator VCO als Regelspannung R zugeführt

Der Codeanteil C der Summenspannung E ist in F i g. 2 in Zeile dschematisch dargestellt und zwar in den beiden durch die Modulation mit dem Nachrichtensignal bewirkten Polungen. Es besteht bei dieser Darstellung zwischen dem Referenzcode C'und dem Empfangscode C eine eine Regelspannung R hervorrufende Zeitdifferenz τ. Die Ausgangsspannung L/des Mischers M1 ist in der Zeile e für beide Fälle dargestellt Der die NachrichtenDandbreite aufweisende Tiefpaß TP1 bildet aus der Spannung Uim Falle der invei t.prten Codefolge eine zur nichtinvertierten Codefolge gleich große, jedoch negative Ausgangsspannung X.

Die Ausgangsspannung V des Mischers M 2, dL aus den zeitlich gegeneinander verschobenen Codefolgen C und C gebildet ist ist in der Zeile h dargestellt. Auch hier werden für die invertierte und die nichtinvertierte Codefolge C gleich große, entgegengesetzt gepolte Ausgansspannungen Ydurch den Tiefpaß TP2 abgeleitet.

Der Analog-Multiplizierer M 3 bildet aus den Signalen X und V, die die Mittelwerte der Spannungen LJ und V sind, das Signal Z, das unabhängig von der Modulation in Abhängigkeit von der Zeitverschiebung r einen positiven oder negativen Wert hat und das nach seiner Siebung im Filter TP3 die Steuerspannung R ergibt

Das bisher außer Betracht gelassene Modulationsnetzwerk Mo ermöglicht durch seine beiden Mischer M5 und Mβ die Referenzcodefolgen C'und CT'durch Phasenumtastung einem von dem lokalen Oszillator O 1 erzeugten Hilfsträger aufzumodulieren. Es kann dadurch das empfangene Summensignal vor seiner Demodulation den Korrelationsnetzwerken Xi. K 2 zugeführt werden. Der Hilfträger soll daher gegenüber dem Empfangsträger höchstens eine Frequenzablage besitzen, die kleiner ist als die Nachrichtenbitrate, aber größer als die Rauschbandbreite der Regelschleife. Es braucht das Modulationsnetzwerk dann nicht vorgesehen zu werden, wenn das Summensignal hinter einem Empfangsdemodulatcr abgenommen wird.

Der Analog-Multiplizierer MZ ist bei dem gezeigter, Ausführungsbeispiel ein Vierquadranten-Multiplizierer. Wird jedoch das am Ausgang des zweiten Korrelationsnetzwerks K 2 angstehende Signal durch einen hier nicht dargestellten begrenzer in seiner Amplitude hart begrenzt, so braucht der Multiplizierer M3 nur als ein durch das begrenzte Signal Y betätigter Umpoler ausgeführt zu sein.

In der Schaltungsanordnung der F i g. 1 ist außerdem eine Suchschältüng D vorgesehen, in der das vom Korrelationsnetzwcrk K 2 erzeugte Signa! Kdurcn den Gleichrichter GR gleichgerichtet, in einem schmalbandigen Tiefpaß TP4 gesiebt und einer Triggerschaltung ST zugeführt wird. D«jrch das in der Triggerschaltung ST erzeugte Binärsignal wird der Schalter s betätigt. Über den Schalter s wird eine einstellbare Suchspannung Sp im Analogsummierer SUder Regelspannung R additiv überlaeert. Geht der Referenzcode C in

Deckung mit dem Empfangscode C, so erreicht die Signalspannung Keine Schwelle, wodurch die Triggerschaltung 57" zurückfällt und den Schalter s öffnet, so daß die Suchspannung Sp_t durch die die Synchronisation beschleunigt herbeiiführbar ist, abgeschaltet ist.

Hierau 2 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum empfangsseitigen Synchronisieren des Referenzcodes mit dem Sendecode in Nachrichtenübertragungsanigen, bei der der Zugriff der Sendestationen zu den Empfangsstationen im gleichen Trägerfrequenzband im Codemultiplexverfahren durch jeweils eine der Nachrichtenverbindung zugeordnete Pseudo-Noise-(PN)-Codefolge erfolgt, durch die der Sendeträger phasenumgetastet ist, deren Taktfrequenz ein Vielfaches des Nachrichtenbittaktes ist und durch moduIe-2-Addition mit der zu übertragenden binären Nachrichtenfolge moduliert ist, und bei der der die Frequenz und die Phase des Referenzcodes bestimmende Taktgeber durch ein aus dem Empfangssignal durch Korrelation des empfangenden Summensignals mit dem empfanq;sseitig erzeugten Referenzcode abgeleitetes Regeisignal auf gleiche Frequenz und Phase mit dem Sendecode steuerbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß das die Frequenz und die Phase des Taktgebers (VCO) steuernde Regelsignal (R) durch einen Analogmultiplizierer (M 3) aus den Ausgangsspannungen (C, Y) zweier Korrelationsnetzwerke (Kl, K 2) gebildet ist, von denen das erste Korrelationsnetzwerk (K 1) durch die durch modulo-2- Verknüpfung (M4) der Referenzcodefolge (C) und dem Taktsignal (T) entstandene Binärfolge (CT) einerseits und dem Empfangssummensignal (E/ andererseits und das zweite Korrelationsnetzwerk (K 2) di.rch dt Referenzcodefolge (C) einerseits und dem Fmpfangssummensignal (E) andererseits beaufschlagt sind.

\ Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß der Analogmultiplizierer (M3) als Umpoler ausgebildet ist. durch den die Ausgangsipannung (X) des ersten Korrelationsnetzwerkes (Kl) in Abhängigkeit von der Polarität der hart begrenzten Ausgangsspannung (Y) des zweiten Korrelationsnetzwerks (K 2) umpolbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß ein Modulationsnetzwerk (Mo) vorgesehen ist. durch das die Referenzcodefolge (C) und dem Taktsignal (T) entstandene Binärfolge ■*■> (CT) durch einen Trägeroszillator (O1) in getrennten Modulatoren (M5. Mb) moduherbar sind, wobei die Modulationsprodukte als Eingangsspannungen für die Korrelationsnetzwerke (K 1. K 2) ausnut/bar lind. W

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß eine einstellbare Suchspannung (Sp) durch eine in Abhängigkeit von dem Ausgangslignal f Vydes /weiten Korrelationsnet/werkes (K 2) itßuerbare Schaltanordnung (%)dem Regelsignal (R) des Taktgebers fVCT-tyiiberlagerbar ist.