DE2551559A1

DE2551559A1 - Verfahren und anordnung zum korrelieren von kodierten signalen

Info

Publication number: DE2551559A1
Application number: DE19752551559
Authority: DE
Inventors: Jun Arthur Johnathan Kline
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1974-11-18
Filing date: 1975-11-17
Publication date: 1976-05-20
Also published as: GB1516659A; NL7513360A; JPS5173397A; FR2291639B3; FR2291639A1

Description

Dipl.-Phys. O.E. Weber ο-β München 71

Patentanwalt Hofbrunnstraße 47

Telefon: (089)7915050

Telegramm: monopolweber münchen

M 156

MOTOROLA, INC.
5725 North East River Road Chicago, 111. 60631, U.S.A.

Verfahren und Anordnung zum Korrelieren von kodierten Signalen

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Korrelieren von kodierten Signalen. Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf ein Demodulationssystem und speziell auf ein verbessertes Korrelationssystem, bei welchem das modulierte Signal demoduliert wird, ohne daß eine Suche und eine kohärente Wiedergewinnung des unterdrückten Trägersignals erforderlich ist, so daß dadurch eine schnellere und hinsichtlich des Wirkungsgrades verbesserte Arbeitsweise des Systems erreichbar ist.

Übertragungssysteme mit unterdrücktem Träger sind bisher aus mehreren Gründen verwendet worden, wobei insbesondere erreicht werden sollte, einen maximalen Energiepegel in dem modulierenden oder die Information enthaltenden Teil des Übertragungssignals zu konzentrieren. Diese Technik ist häufig in Verbindung mit einer Breitbandmodulation oder einer Modulation mit verbreitertem Frequenzband angewandt worden, wobei weiterhin der Vorteil erreichbar ist, daß Spitzenenergiepegel vermindert

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werden können und erwünschte Rauschunterdrückungseigenschaften erreichbar sind. Die digitalen Muster von Pseudozufallsrauschsignalen haben gezeigt, daß sie höchst erwünschte Korrelationseigenschaften haben, und wegen der langen Musterwiederholzeiten konnten Mehrdeutigkeitsprobleme bei Systemen zur Messung von großen Entfernungen überwunden werden. Eine allgemein übliche Ausführungsform dieser Systeme verwendet digitale Pseudozufallsrauschsignale, und zwar in Verbindung mit einer Biphasen-Modulation und einem unterdrückten Träger.

Ein Nachteil dieser Systeme ergab sich ersichtlich daraus, daß der Aufbau des unterdrückten Trägers des modulierten tjbertragungssignals die Verwendung des Trägers als direkt zur Verfügung stehendes Bezugssignal für Zwecke der Wiedergewinnung des Modulations/Informationssignals verhindert hat. Deshalb wurden ■gleichzeitige Such- und Wißdergewinnungsmethoden entwickelt, damit der Träger als Bezugssignal zur Verwendung bei der Demodulation und der Wiedergewinnung der Nachricht aus dem Modulationssignal zur Verfügung steht. Bei den bekannten Systemen besteht somit eine gleichzeitig Zwei-Schritt-Bedingung zur Wiedergewinnung der Information: Einerseits die Suche und V/iedergewinnung des unterdrückten Trägersignals und andererseits die Suche und Wiedergewinnung des modulierenden Signals. Die gesamte Wiedergewinnungszeit ist eine Froduktfunktion von jedem der zwei Schritte des in zwei Schritten auszuführenden Vorgangs. Eine Verkürzung der Zeit für die Wiedergewinnung ist erwünscht, um den Wirkungsgrad eines solchen Systems zu erhöhen. Eine sequentielle Wiedergewinnung anstatt einer gleichzeitigen Wiedergewinnung würde die erforderliche Zeit auf die Summe aus den zwei Schritten vermindern, anstatt des Produktes, und damit wäre die gewünschte wesentliche Zeitverkürzung erreicht. Ein System, welches dazu in der Lage ist, eine Modulationswiedergewinnung zu ermöglichen, ohne daß das Erfordernis der Wiedergewinnung des unterdrückten Trägers besteht, würde die

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gewünschte sequentielle Wiedergewinnung ermöglichen und zu einem wesentlichen Zeitgewinn führen.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, "bei einem System der oben beschriebenen Art gerätetechnischen Aufwand und insbesondere Zeit einzusparen.

Zur Lösung dieser Aufgabe dienen die im Patentbegehren niedergelegten Merkmale.

Nach dem Grundgedanken der Erfindung wird die oben genannte Aufgabe somit dadurch gelöst, daß das Erfordernis der gleichzeitigen Wiedergewinnung des unterdrückten Trägersignals und des modulierenden Signals beseitigt wird, so daß dadurch eine sequentielle Wiedergewinnung und eine wesentliche Verkürzung der Gesamtwiedergewinnungszeit erreicht werden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein Demodulator verwendet, bei welchem die Wiedergewinnung des unterdrückten Trägersignals nicht erforderlich ist, um eine Korrelation des digitalen Pseudozufallsrauschbezugssignals mit dem Biphasen-modulierten Pseudozufallsrauschsignal auf dem unterdrückten Träger durchzuführen.

Gemäß der Erfindung wird somit ein Korrelationssystem für kodierte Signale geschaffen, bei welchem ein Signal in seinem Muster bekannt ist, in seinem zeitlichen Ablauf jedoch nicht bekannt ist, wobei dieses Signal durch eine Biphasen-Modulation .auf einen unterdrückten Träger aufmoduliert ist und eine Korrelation mit einem Zeitbezugssignal durchgeführt wird, ohne daß die Notwendigkeit besteht, eine Suche und eine kohärente Wiedergewinnung des unterdrückten Trägersignals auszuführen.

Gemäß *der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß der gerätetechnische Aufwand für das Demodulationssystem

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stark verringert werden kann.

Weiterhin ist gemäß der Erfindung der Vorteil erreichbar, daß wegen des geringeren gerätetechnischen Aufwandes für das Demodulationssystem die Signalkorrelation mit geringerem finanziellen Aufwand verbunden ist.

Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines bekannten Entfernungsmeßsystems mit verbreitertem Spektrum der allgemeinen Art, welche gemäß der Erfindung verbessert wurde,

Fig. 2 ein detailiertes Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung, wie sie in der Empfängereinrichtung der Basisstation gemäß Fig. 1 verwendet würde,

Fig. 3 das FrequenzSpektrum eines durch Biphasen-Modulation unterdrückten !Trägersignals der in dem System gemäß Fig. 1 verwendeten Art,

Fig. 4 die Spektralcharakteristik des Ausgangssignals des Gegentaktmischers gemäß Fig. 2,

Fig. 5 die Spektralcharakteristik des Ausgangssignals des Frequenzverdopplers gemäß Fig. 2, und

Fig. 6 eine detailiertere Darstellung des Kodegenerators gemäß Fig. 2.

Ein Blockdiagramm eines typischen bekannten Entfernungsmeßsystems mit Breitbandspektrum oder verbreitertem Spektrum ist in der Fig. 1 dargestellt. Dieses System wird üblicherweise

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zur Messung des Abstandes zwischen einer Basisstation 2 und einer entfernten Station 12 verwendet, indem die Verzögerungszeit über Weglängen 10, 22 gemessen wird und indem diese Verzögerung mit der entsprechenden Entfernung in Beziehung gesetzt wird. Bei diesem Meßsystem wird der Sender 4 der Basisstation 2 durch digitales Pseudozufallsrauschen moduliert, und zwar mit Hilfe eines Kodegenerators 6 für Pseudozufallsrauschen. Ein unterdrücktes Biphasen-Trägersignal wird im Sender 4 erzeugt, und dieses Signal wird über die Antenne 8 und den Weg 10 zu der Empfangsantenne 14 der entfernten Station 12 übertragen. Das Signal wird im Empfänger 16 demoduliert, und es wird dann dazu verwendet, den Sender 18 zu modulieren, welcher ein Signal über die Antenne 20 und den Weg 22 zu der Empfangsantenne 24 der Basisstation 2 überträgt. Dieses Signal ist identisch mit dem Biphasen-Signal mit unterdrücktem Träger, welches von der Sendeantenne 8 zu der Empfangsantenne 14 über den Weg 10 übertragen wurde, mit der Ausnahme, daß es zeitlich verzögert ist, und zwar in Abhängigkeit von der Gesamtlänge der Wege 10 und 22. Der Kodesynchronisierer 26 wird dazu verwendet, einen Überlagerungsoszillator oder Empfänger 28 zu steuern, um eine Suche des Bereiches der Frequenzen um die unterdrückte Trägerfrequenz herum zu bewirken. Der Kodesynchronisierer 26 wird dann dazu verwendet, alle möglichen Zeitpositionen des (verzögerten) Pseudozufallsrauschkodes zu suchen, wie er von dem Empfänger 28 abgeleitet wurde. Wenn eine Synchronisierung zwischen dem empfangenen unterdrückten Träger und dem (verzögerten) Pseudozufallsrauschkode erreicht ist, führt der Kodesynchronisierer 26 den verzögerten Pseudozufallsrauschkode der Entfernungsmeßeinrichtung 28 zu, wo sie mit dem nichtverzögerten Pseudozufallsrauschkode von dem Pseudozufallsrauschkodegenerator 6 verglichen wird. Die Entfernungsmeßeinrichtung 28 mißt die Verzögerung und führt ein proportionales Signal an die Entfernungsanzeigeeinrichtung 30, wodurch die Entfernung vom Bedienungspersonal zu beobachten ist. Die entsprechende

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Einrichtung und Technik ist an sich bekannt.

Die Erfindung "beschäftigt sich damit, die Suche nach der unterdrückten Trägerfrequenz überflüssig werden zu lassen, so daß dadurch die Zeit vermindert wird, welche erforderlich ist, die Pseudozufallsrauschkodemodulation in der Kodesynchronisiereinrichtung der Basisstation aufzunehmen. Die Fig. 2 zeigt die Kodesynchronisiereinrichtung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.

Gemäß der Erfindung wird eine Korrelation des Pseudozufallsrauschkodes durchgeführt, ohne daß die Notwendigkeit besteht, das unterdrückte Trägersignal wiederzufinden oder wiederaufzunehmen, so daß dadurch die Zeit eingespart wird, welche früher dazu erforderlich war, eine Suche und Verriegelung der unterdrückten Trägerfrequenz durchzuführen. Genauer gesagt, das modulierte Pseudozufallsrauschkodesignal mit unterdrücktem Träger steht am Eingang 40 zur Verfügung und wird an der Eingangsklemme 42 dem Gegentaktmischer 44 zugeführt. Das Frequenzspektrum dieses Signals ist in der Fig. 3 dargestellt. Dieses Spektrum läßt sich durch folgenden Ausdruck beschreiben:

M(t) S(t)

wobei M(t) die Pseudozufallsrauschkodemodulation ist und S(t) das unterdrückte Trägersignal ist. In dem Spektrum gemäß Fig. -3 definiert Q , den Abstand zwischen den Spektrallinien aufgrund der Wiederholungslänge der Pseudozufallsrauschkodemodulation.

Die in diesem typischen Ausführungsbeispiel verwendete Wortlänge beträgt 31 Bits. Natürlich kann auch jede beliebige andere geeignete Wortlänge verwendet werden, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. In der Fig. 3 definiert Ci^ die Spektralbreite

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jedes Datenbits der Folge aus 31 Bits, ο stellt die Position des unterdrückten Trägersignals dar. Das zweite Eingangssignal (46) des Gegentaktmischers 44 wird gemäß Fig. 2 von der Ausgangsklemme 48 des Gegentaktmodulator 50 zugeführt.

Das Signal von dem Gegentaktmodulator 50 wird von einem ersten Eingangssignal an der Klemme 52 von der Ausgangsklemme 54 des in Frage kommenden Trägeroszillators 56 abgeleitet, und das zweite Eingangssignal 58 wird von der Ausgangsklemme 60 des Kodegenerators 62 abgeleitet. Der in Frage kommende Trägeroszillator 56 hat eine Frequenz, die gleich U + Q ist, wo-

bei 4J die empfangene Trägerfrequenz ist und GK die Fehler-■ s e

frequenz darstellt, welche beide Vorzeichen haben kann. Die Anordnung wird derart getroffen, daß cj absichtlich groß wird, und zwar aus Gründen, die unten diskutiert werden. Das Ausgangssignal von der Klemme 60 des Kodegenerators 62 unterscheidet sich von dem Pseudorauschsignalkode, welcher verwendet wird, den (nicht dargestellten) Systemsender zu modulieren, wobei der Unterschied darin besteht, daß jeder zweite Bit-Wert invertiert oder komplementiert wird, wie es im einzelnen näher anhand des Kodegenerators 62 beschrieben wird. Die Wirkung dieses Invertierens jedes zweiten Bits besteht darin, daß ein Term ^_ct/2 in diesem Kode vorhanden ist, welcher in dem Pseuzufallsrauschkode nicht vorhanden ist. Zur Vereinfachung wird dieser Kode auch als Pseudozufallsrauschkode⁺ bezeichnet. Das Produkt des in Frage kommenden Trägersignals o„ + cj . welches an der ersten

s e

Eingangsklemme 52 des Gegentaktmodulator 50 zur Verfugung steht, und der PseudozufallBrauschkode , welcher an der zweiten Eingangsklemme 58 des Gegentaktmodulator 50 vorhanden ist, führen zu einem AuBgangssignal an der Ausgangsklemme 48, welches die· Komponente Q_n1/2 und die Komponente ω + CJ sowie eine

cj. se -

PefeudoEufallsrauschkodekomponente enthält.

Venn dieses suBcmaengeeetste Signal der zweiten Eingangsklemme des Gtegentaktaiechere 44 zugeführt wird, so wird an der

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Ausgangsklemme 64 das Spektrum gemäß J¹Ig. 4 erzeugt. Dieses Spektrum ist das Ergebnis der verschiedenen Komponenten der zwei Eingangssignale für den Gegentaktmischer 44, und obwohl andere Frequenzkomponenten vorhanden sind, werden diese durch die Schaltung abgewiesen, die sich anschließt und nachfolgend beschrieben wird. Die zwei Terme 2 G) (t) stellen die Komponenten Null und T des in Frage kommenden biphasigen Trägerfehlers dar. Der Durchschnitt der zwei Komponenten 2 (t) wird durch die unterdrückte Komponente M(t)/2 dargestellt. Gemäß Fig. 2 wird das Ausgangssignal von der Klemme 64 des Gegentaktmodulator 44 mit der Eingangsklemme 66 eines Filters 68 verbunden. Das Filter 68 unterdrückt die unerwünschten Spektralkomponenten des Ausgangssignals 64 vom Gegentaktmischer 44. Das entstehende Ausgangssignal 70 vom Filter 68 wird der Eingang ski e.mme 72 des Frequenzverdopplers 74- zugeführt. Die Wirkung des Frequenzverdopplers 74 besteht darin, die Eingangssignale an der Klemme 72 zu quadrieren. Das Spektrum an der Ausgangsklemme 76 des Frequenzverdopplers 74- ist in der Fig. 5 dargestellt. Das vorherrschende Ausgangssignal hinsichtlich der Amplitude ist u _Ί oder die Systemtaktfrequenz. Weiterhin treten die Trägerfrequenzkomponenten nur in Form der Komponenten « mit halber Amplitude auf, was dem Fehler in dem in "Frage kommenden oder geschätzten Träger entspricht, welcher von dem in Frage kommenden Trägeroszillator 56 erzeugt wird.

Das Ausgangssignal von der Klemme 76 des Frequenzverdopplers 74 wird an die Eingangsklemme 78 der phasenstarren Schleife oder Analyseschaltung 80 geführt. In der Praxis würde der Trägerfrequenzfehler absichtlich ausreichend groß gestaltet, so daß die phasenstarre Schleife 80, welche als schmalbandiges Bandpaßfilter arbeitet, die unerwünschten Komponenten ω leicht unterdrückt.

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Das Ausgangssignal der phasenstarren Schleife 80 an der Ausgangsklemme 82 ist eine Sinuswelle der Prequenz O ,. Die

ο ^

Ausgangsklemme 82 ist mit einem 90- -Phasenschieber 84 verbunden, und zwar mit dessen Eingangsklemme 86. Der ^-^-Phasenschieber liefert eine Takt-Phasenbezugs-Sinuswelle an der Ausgangsklemme 88. Dieses Signal wird der ersten Eingangsklemme 90 des phasenempfindlichen Amplitudendetektors 92 zugeführt. Die zweite Eingangsklemme 94- des phasenempfindlichen Amplitudendetektors bzw. -gleichrichters 92 ist mit der Ausgangsklemme 76 des Frequenzverdopplers 74- verbunden. Die Ansprechzeit der phasenstarren Schleife 80 ist groß im Vergleich zu der Biphasen-Modulationsrate des Ausgangssignals 76 vom Frequenzverdoppler 74-.

Der phasenempfindliche Amplitudendetektor 92 vergleicht die durchschnittliche Phase der zwei Signaleingänge und erzeugt ein Gleichspannungssteuersignal an der Ausgangsklemme 96, welches auf einem der zwei binären Pegel liegt, was vom Ergebnis dieses Phasenvergleichs abhängt. Dieses Signal wird der Eingangsklemme .98 der Einrichtung 100 zum Suchen und Steuern zugeführt. Die Such- und Steuereinrichtung 100 erzeugt ein Extra-Bit in der Takttreiberleitung des Kodegenerators 62, um einen nacheilenden Kodegenerator 100 in bezug auf den empfangenen Kode zu kompensieren. Dieses Hinzufügen oder Unterdrücken eines Taktbits erfolgt wiederholt, und zwar ausreichend langsam, um die verhältnismäßig langsam reagierende phasenstarre Schleife 80 in die Lage zu versetzen, daß sie bei dem sich ergebenden Signal an der Eingangsklemme 73 wieder in Takt kommt und verriegelt wird. Wenn eine ausreichende Anzahl von Bits hinzugefügt oder unterdrückt v/erden, um den Kodegenerator 62 derart zu synchronisieren, daß eine Synchronisation innerhalb einer Bitzeit des einlaufenden Kodesignals erreicht ist, verbessert

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die piiasenstarre Schleife weiterhin die Synchronisation des empfangenen und des an Ort und Stelle erzeugten Kodes, indem die Phase des Taktsignals an der Ausgangskiemme 82 verschoben wird, bis der Kodegenerator 62 Bit für Bit mit dem empfangenen Kodesignal an der Eingangsklemme 40 in Phase ist, wobei zu dieser Zeit das Ausgangssignal 96 des phasenempfindlichen Amplitudendetektors 92 seinen Zustand ändert, wodurch die Suche beendet wird.

Der Kodegenerator 62 ist in der Pig. 6 im einzelnen näher veranschaulicht. In dem Kodegenerator 62 ist ein Pseudozufallsrauschgenerator 63 vorhanden, der fünf !"lip-Flops hat. Die fünf Flip-Flops 114a, 114b, 114c, 114d und 114e. sind als fünfstufiges Schieberegister ausgebildet, wobei eine Taktsteuerung über die Eingangsklemme 106 erfolgt, und als exklusive ODER-Schaltung 116, welche von den Flip-Flops 114c und 114e gespeist wird. Diese Anordnung ist an sich bekannt. Die Ausbildung bzw. Erzeugung eines Pseudozufallsrauschkodes an der Ausgangsklemme 60 erfolgt durch Addieren des Pseudozufallsrauschkodes an der Ausgangsklemme 118 des Pseudozufallsrauschkodegenerators, modulo zwei, wobei das Taktsignal von der Ausgangsklemme 120 des Teilers 122 durch zwei geteilt wird. Der Teiler 122 teilt die Frequenz des Signals an der Eingangsklemme 106 durch zwei, am Takteingang. Das von dem Teiler 122 durch zwei geteilte Taktsignal an der Ausgangsklemme 120 wird dem exklusiven NOR-Gatter 124 an dessen Eingangsklemme 126 zugeführt. Die Ausgangsklemme 118 des Pseudozufallsrauschgenerators 62 wird mit der Eingangsklemme 128 des exklusiven ODER-Gatters 124 verbunden. Das exklusive NOR-Gatter 124 addiert die zwei Eingangssignale modulo zwei, um an der Ausgangsklemme 130 den Pseudozufallsrauschkode zu liefern, wobei die Ausgangsklemme 130 mit dem Kodegenerator 62 an dessen Ausgangsklemme 60 verbunden ist. Die Ausgangsklemme 118 des Pseudozufallsrauschgenerators 63

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ist auch mit der Ausgangskiemme 108 des Kodegenerators 62 verbunden. Dies liefert ein synchronisiertes Pseudozufallsrauschkode-Ausgangssignal zur Verwendung in der Entfernungsmeßeinrichtung 28 gemäß Fig. 1. Somit ist ersichtlich, daß die Ausführungsform gemäß der Erfindung eine Demodulation und eine Korrelation eines Pseudozufallsrauschsignals liefert, welches in einer Biphasen-Modulation einem unterdrückten Trägerwellensignal aufmoduliert wird, ohne daß die Notwendigkeit besteht, eine kohärente Aufnahme des unterdrückten Trägersignals herbeizuführen, so daß dadurch die Zeit wesentlich verkürzt wird, und die Schaltung wesentlich vereinfacht wird, welche für diesen Zweck erforderlich ist.

Für den Fachmann dürfte ersichtlich sein, daß das demodulierte Signal, sobald es wiedergewonnen wurde, mit dem korrelierten Pseudozufallsrauschkodesignal moduliert werden kann, um den Träger und irgendeine Spektralkomponente desselben abzuleiten, welche in dem korrelierten Pseudozufallsrauschkode nicht enthalten ist. Somit kann eine Information, welche in dem unterdrückten Trägersignal enthalten ist, beispielsweise ein Dopplersignal, digitale Daten oder eine ähnliche Information auf sehr einfache Art wiedergewonnen werden, und zwar direkt, sobald das Demodulationssystem gemäß der Erfindung den korrelierten Pseudozufallsrauschkode' erzeugt hat.

Das erfindungsgemäße System kann beispielsweise in Entfernungsmeßsystemen verwendet werden und es kann weiterhin in solchen Systemen verwendet werden, bei welchen es erwünscht ist, eine Breitbandübertragung oder eine Übertragung mit verbreitertem Spektrum dazu zu verwenden, die Übertragung zu verdecken, oder das erfindungsgemäße System kann auch dort eingesetzt werden, wo eine verschlüsselte übertragung digitaler Information erwünscht ist oder in anderen Systemen, bei welchen die Eigenschaften eines Betriebes mit einem unterdrückten Träger in ■fereitbandiger Biphasen-Modulation oder bei einer Biphasen-Modulation mit verbreitertem Spektrum vorteilhaft anwendbar sind.

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- Patentansprüche -

Claims

Patentansprüche

Anordnung zum Korrelieren eines ersten kodierten Signals mit einem identischen kodierten Signal unbekannter Zeitverzögerung, welches einem unterdrückten Trägersignal mit Hilfe einer Biphasen-Hodulation aufmoduliert ist, dadurch gekennz ei chnet, daß eine Demodulationseinrichtung vorgesehen ist, welche dazu dient, die Zeit der kohärenten Wiedergewinnung des unterdrückten Trägersignals zu eliminieren.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung vorgesehen ist, welche dazu dient, die Zeitverzögerung abzuleiten, und daß weiterhin eine Einrichtung vorhanden ist, welche dazu dient, die Zeitverzögerung anzuzeigen.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung vorgesehen ist, die Zeitverzögerung abzuleiten, daß weiterhin eine Einrichtung· vorhanden ist, welche dazu dient, die Zeitverzögerung in die Form eines räumlichen Abstandes zu übertragen, und daß eine Einrichtung vorgesehen ist, welche dazu dient, den räumlichen Abstand in Form eines geeigneten Signals zur Anzeige zu bringen.

M-. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Oszillatoreinrichtung vorgesehen ist, um ein geschätztes Trägersignal zu erzeugen, welches eine Fehlerfrequenz hat, daß weiterhin eine Kodegeneratoreinrichtung vorhanden ist, welche dazu dient, das erste kodierte Signal in der Form eines ersten digitalen Pseudozufallsrauschsignals zu erzeugen,

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-und um ein zweites digitales Pseudozufallsrauschsignal zu erzeugen, "bei welchem jedes zweite Bit in bezug auf ein entsprechendes Bit des ersten digitalen Pseudozufallsrauschsignals komplementiert ist, daß weiterhin eine Einrichtung vorhanden ist, um das geschätzte Trägersignal mit dem zweiten Pseudozufallsrauschsignal zu modulieren, um daraus ein Produktsignal zu bilden, daß weiterhin eine Einrichtung vorgesehen ist, um das Biphasen-modulierte Signal mit dem Produktsignal zu mischen, so daß ein gemischtes Signal erzeugt wird, und daß eine Steuereinrichtung vorhanden ist, um -Steuersignale zu erzeugen, welche auf das gemischte Signal ansprechen, um die Kodegeneratoreinrichtung zu steuern.

3· Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Filtereinrichtung aufweist, um unerwünschte Frequenzkomponenten aus dem gemischten Signal zu unterdrücken, und weiterhin eine Einrichtung hat, welche dazu dient, das Ausgangssignal der FiItereinrichtung in der Frequenz zu verdoppeln.

6. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine phasenstarre Rückführschleife hat, welche dazu dient, ein Taktfrequenzsignal aus dem gemischten Signal zu entnehmen.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine phasenempfindliche Schaltungseinrichtung aufweist, um das Taktfrequenzsignal in seiner Phase derart zu verschieben, daß eine Phasensynchronisation des ersten digitalen Pseudozufallsrauschsxgnals und des Biphasenmodulierten Signals erreicht ist.

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8. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatoreinrichtung eine Generatoreinrichtung aufweist, um eine Fehlerfrequenz zu erzeugen, welche größer ist als eine Bandbreite der phasenstarren Rückführschleife.

9· Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Einrichtung aufweist, welche dazu dient, die Kodegeneratoreinrichtung in "bezug auf die Zeit und die Phasenlage in !Reaktion auf die Steuersignale in der Weise zu steuern, daß das erste digitale Pseudozufallsrauschsignal Bit für Bit mit dem digitalen I-seudozufallsrauschsignal unbekannter Zeitverzögerung synchron ist.

10. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung vorgesehen ist, welche dazu dient, eine Dopplerinformation aus dem unterdrückten Trägersignal wiederzugewinnen.

11. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung vorgesehen ist, welche dazu dient, digitale Daten aus dem identisch kodierten Signal unbekannter Zeitverzögerung wiederzugewinnen.

12. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung vorgesehen ist, welche dazu dient, analoge Daten aus dem identisch kodierten Signal unbekannter Zeitverzögerung wiederzugewinnen.

13. Verfahren zum Korrelieren eines Breitbandspektrums oder eines verbreiterten Spektrums, wobei ein erstes kodiertes Signal verwendet wird, welches einem unterdrückten Trägersignal aufmoduliert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das erste kodierte Signal von dem unterdrückten Trägersignal

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demoduliert wird, ohne daß ein Schritt zum Wiedergewinnen des Trägersignals ausgeführt wird, um das erste kodierte Signal wiederzugewinnen, und daß das demodulierte erste kodierte Signal mit einem zweiten kodierten Signal korreliert wird, um eine Zeitverzögerung aufzubauen.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das erste kodierte Signal in der Form eines ersten digitalen Pseudozufallsrauschsignals erzeugt wird, welches durch Biphasen-Modulation auf ein unterdrücktes Trägersignal aufmoduliert wird, und daß das zweite kodierte Signal in der Form eines zweiten digitalen Pseudozufallsrauschsignals erzeugt wird.

15· Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß ein geschätztes Trägersignal erzeugt wird, welches eine Fehlerfrequenz hat.

16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite digitale Pseudozufallsrauschsignal erzeugt
wird, so daß jedes zweite Bit in "bezug auf ein entsprechendes Bit des ersten digitalen Pseudozufallsrauschsignals komplementiert ist.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite digitale Pseudozufallsrauschsignal mit dem
geschätzten Trägersignal moduliert wird, um daraus ein
Produktsignal zu erzeugen.

18.· Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das erste digitale Pseudozufallsrauschsignal, welches mittels Biphasen-Modulation dem unterdrückten Trägersignal aufmoduliert ist, mit dem Produktsignal gemischt wird.

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19· Verfallren nach Anspruch. 18, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem Mischen ein Ausgangssignal ausgefiltert wird, um unerwünschte Spektralkomponenten zu unterdrücken, und daß ein Ausgangssignal der Filterung mit dem Faktor Zwei multipliziert wird.

20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeit und die Phase des zweiten digitalen Pseudozufallsrauschsignals derart gesteuert werden, daß das Signal mit dem ersten digitalen Pseudozufallsrauschsxgnal synchronisiert ist, wobei diese Steuerung auf das Ausgangssignal der Filterung anspricht.

21. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das erste kodierte Signal mit dem zweiten kodierten Signal moduliert wird, um ein Differenzsignal zu bilden.

22. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein Dopplersignal aus dem Differenzsignal wiedergewonnen wird und daß das Dopplersignal als Geschwindigkeit angezeigt wird, welche dem Dopplersignetl proportional ist.

23. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein digitales Signal aus dem Differenzsignal wiedergewonnen wird und daß dieses digitale Signal angezeigt wird.

24-. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein analoges Signal aus dem Differenzsignal gewonnen wird und daß das analoge Signal angezeigt wird.

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