DE1934296A1 - Vorrichtung zur UEbertragung rechteckiger synchroner Informationsimpulse - Google Patents

Description

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IT.V,Philips ^lG-loeilampenfabrieken, Eindhoven/Holland

Vorrichtung zur Übertragung rechteckiger synchroner Informationsimpulse . :

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Übertragung in einem vorgeschriebenen Frequenzband von rechteckigen synchronen Informationsimpulsen von einer Informationsquelle auf einen Informationsverbraucher, wobei die Informationsimpulse mit verschiedenen Impulsen einer Reihe äqu!distanter Taktimpulse eines Taktimpulsgenerators zusammenfallen, welche Vorrichtung mit einer von einem Trägerfrequenzoszillator gespeisten Schaltmodulationsvorrichtung zur direkten Aüfmodulierung der rechteckigen synchronen Inforntationsimpulse auf einer rechteckigen Trägerschwingung und ferner mit einem" Ausgangsfilter versehen ist, dessen Durchlaßband dem vorgeschriebenen Frequenzband entspricht, wobei die Taktfrequenz des Taktimpuls_f?enerators und die Trägerfrequenz des Trägerfre- -quenzoszillators von einem einzigen zentralen Generatorhergeleitet sind. , . . ■

Bei derartigen übertragunesvorrichtun.j:'en wird im. allgemeinen nicht das üesamtspektrum eier Informationsimpulse

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BAD ORIGINAL

über den Übertragungsweg.von- der Informationsquelle auf den Informations Verbraucher übertragen,, sondern das übertragene Spektrum wird mit Hilfe von Pilternetzwerken auf ein Übertragungsband mit einer Bandbreite begrenzt, die zum Übertragen des Spektrums der Informationsimpulse^ bis zu ca. der halben Taktfrequenz erforderlich ist. Dabei ist die G-esamtübertragungskennlinie entsprechend einem bekannten Kriterium von Nyquist gewöhnlich derart gewählt, daß bei Wiedergewinnung der Informationsimpulse auf der Empfangsseite durch Abtastung der detektierten Signale im Rhythmus der Taktfrequenz der Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten möglichst groß ist.

Ferner wird in der Praxis die Trägerfrequenz oft viel höher, z.B. um einen Faktor 5 bis 10 höher, als die Taktfrequenz gewählt, damit möglichst verhindert wird, daß im begrenzten Übertragungsband unerwünschte Modulationsprodukte auftreten, die - trotz der obenerwähnten Wahl der Gesamtübertragungskennlinie aui" der Smpfangsseite eine Abnahme des Unterschiedes zwischen den wiedergewonnen Informationsimpulsen herbeiführen. Der jetzigen Meinung nach (vgl. Bennett und Davey, "Dats Transmission" Hc'Jraw-Hiir, 1965, S. 134 und folgende) kann dieses Auftreten unerwünschter Modulationsprodukte nicht zugelassen werden, weil der-Einfluß derselben »bei dem begrenzten Übertragungsband nachher nicht mehr behoben werden kann.

Um bei einem verhältnismäßig breiten Übertragungsband, das in der Fähe der Frequenz.0 liegt, dem Einfluß unerwünschter Modulationsprodukte entgegenzuwirken, können die Informationsimpulse direkt auf einer hohen Trägerfrequenz aufmoduliert werden, wodurch in dem zur Übertragung benötigten ■ Frequenzband bei der hohen Trägerfrequenz nahezu keine

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unerwünschte Hodülationsprodukte auftreten.. Dann kann die-? ses hohe Ubertragungsbana mittels eines Hochpaßfilters .-."..." abgetrennt und mit Hilfe einer zweiten' Modulati ons vorrich-"■".-■ tung auf das niedrige vorgeschriebene "Frequenzband trans—. poniert werden. Dieses Modulationsverfahren erfordert je- ' doch eine^zweite Modulationsvorriehtung, die außerdem zum Erhalten einer richtigen Transponierung des abgetrennten hohen Übertragungsbandes in Analogtechnik ausgeführt werden soll« .

In der Praxis wird bei niedrigeren Trägerfrequenzen gewöhnlich ein anderes Modulationsverfahren angewandt, bei dem das Spektrum der Informationsimpulse bereits vor der Modulation in der Bandbreite mittels eines Tiefpaßfilters auf etwa die halbe Taktfrequenz begrenzt wird. . Auch in diesem Falle soll aber zum Erhalten einer richtigen Übertragung der Informationsimpulse mit begrenztem Spektrum die Modulationsvorriehtung in Analogtechnik ausgeführt werden.

Die Erfindung bezweckt, ein anderes Konzept einer Übertragungsvorrichtung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, bei dem unter Beibehaltung eines optimalen Unterschiedes zwischen den auf der Empfangsseite wiedergewonnenen Informationsimpulsen bei niedrigeren Trägerfrequenzen dennoch eine völlig in Digitaltechnik ausgeführte Schaltmodulationsvorriehtung .angewandt wird, welche Übertragungsvorrichtung ferner besonders geeignet ist für einen digitalen Aufbau und somit als eine integrierte Schaltung ausgebildet werden kann. ·

Die Vorrichtung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß bei Trägerfrequenzen gleich einem kleinen ganzen

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Vielfachen der halben Taktfrequenz hinter der Sehaltmodulationsvorrichtung ein Korrekturkreiß in Form eines linearen Netzwerkes angeordnet ist, daß das hinter der Schaltmodulationsvorrichtung auftretende Spektrum, das durch die in der.Schaltmodulationsvorrichtung erzeugten unerwünschten Modulationsprodukte verzerrt ist, im. vorgeschriebenen Frequenzband korrigiert. .

Nicht nur beseitigen die Maßnahmen nach der Erfindung ein bisher in.der Fachwelt vorherrschendes Vorurteil, sondern sie ergeben auch den überraschenden Vorteil, daß die in einer nichtlinearen Schaltmodulationsvorrichtung hervorgerufenen unerwünschten Erscheinungen durch ein lineares Netzwerk eliminiert werden.

Der Korrekturkreis kann in Analogtechnik ausgeführt werden, aber die Übertragungsvorrichtung nach der Erfindung wird besonders vorteilhaft, wenn in den Korrekturkreis ein Digitalfilter der in der älteren niederländischen Patentanmeldung 6 514 831 beschriebenen Art aufgenommen wird, weil dann die zur Korrektur erforderliche Amplitude-Frequenz-Kennlinie und Phase-Frequenz-Kennlinie überraschend einfach und mit großer gegenseitiger Freiheit gestaltet werden können.

Die Erfindung und-ihre Vorteile werden nachstehend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Ee zeigen:

Fig. leine Übertragungsvorrichtung nach der Erfindung zur Phasenmodulation;

Fig. 2 und 5 einige Zeitdiagramme und Figuren 3 und 4 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach Flg. 1;

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Fig. 6 eine Abwandlung der Senderseite der Vorrichtung

. nach- Fig. 15
Fig. 7 und 9 S.endevor richtungen nach der Erfindung zur

.Amplitudenmodulation;
Pig... 8 und 10 einige Zeitdiagramme sowie' ein Frequenzr diagramm zur "Erläuterung der Wirkungsweise der ...-■

Sendevorricntung nach Fig. 7-"bzw. Fig. 9j -.. ■ Fig. 11 eine Sendevorrichtung nach der Erfindung zur

Frequenzvers chiebimgsmodulation; Fig. ,12 eine detaillierte Ausführungsform der Vorrich-

tung nach Fig. 11J,

Fig. 13 eine Abart der Sendevorrichtung nach Fig. Ϊ2; Fig. 14 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wir— "

kungsweise der Vorrichtung nach Fig. 13; Fig. 15 eine Sendevorrichtung nach der Erfindung zur

Oifferential-4-Phasenmodulaticn, und Fig. 16 eine Tabelle und ein Vektordiagramm und Fig. 17 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der - Fig. 15.

Fig. 1 zeigt, eine Vorrichtung zur Übertragung zweiwertiger synchroner Informationsimpulse von einer Informationsquelle 1 auf einen InformationsverbrauGher 2 in einem, vorgeschriebenen Frequenzband von s.B, 300 - 3300 Hz'mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von z.B* 1200 Baud. Die zweiwertigen Informationsimpulse der Informationsquelle 1 fallen mit verschiedenen Impulsen einer Reihe äquidistanter Taktimpulse eines Taktimpulsgenerators 3 zusammen und werden einer als Phasendemodulator wirkenden Schaltm.odulationsvorriqh.tung 4 zugeführt, in der sie eine von einem Trägerfrequenzoszillator 5 herrührende rechteckige Träger schwingung direkt-in der Phase. ■.. modulieren. Im dargestellten Ausführungsbeispiel werden der Taktimpulsgenerator 3 und. der Trägerfrequenzoszilla-

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tor 5 beide durch einen astabilen Multivibrator gebildet, der von Impulsen aus einem zentralen Impulsgenerator 6 synchronisiert wird. Die Wiederholungsfrequenz £q des zentralen Impulsgeneratora 6 beträgt z.B. 300 Hz, während die Taktfrequenz f^ von 1200 Hz und die Trägerfrequenz f von z.B. 1800 Hz aus der Frequenz f_Q durch Frequenzvervielfachung mit Faktoren 4 bzw. 6 in den als Frequenzvervielfacher wirkenden astabilen Multivibratoren 3. und 5 abgeleitet sind. Über ein Ausgangsfilter 7 mit einem für die Übertragung wichtigen Durchlaßband von z.B. 600 - 3000 Hz wird die phasenmodulierte Trägerschwingung zur weiteren Übertragung an eine Übertragungsleitung £ 8 weitergeleitet.

Auf der Empfangsseite werden die über die Übertragungsleitung 8 eingehenden modulierten Signale über ein Empfangsfilter 9 mit einem Durchlaßband von 600 - 3000 Hz und ein' Entzerrungsnetzwerk 10 zur Entzerrung der Amplituden- und Phasenkennlinien einem Detektor 11 zugeführt, der z.B. als ein- synchroner Phasendemodulator ausgebildet ist, in dem die eingehenden Signale mit Hilfe einer örtlichen Trägerschwingung mit einer Frequenz f demoduliert werden» An den Ausgang der Detek-tionsvorrichtung 11 ist ein Tiefpaß 12 mit einer Grenzfrequenz gleich ca. der halben Taktfrequenz i^/2 zur Abtrennung der detek-P tierten Signale angeschlossen, aus denen die ursprünglichen Informationsimpulse, durch Abtastung und Impulsregeneration in einem Impuls regenerator 13 "wiedergewönnen werden, welcher Regenerator von einer Reihe von Impulsen mit der Taktfrequenz f, eines örtlichen Takt-, impulsgenerators 14 gesteuert wird. Die regenerierten Informationsimpulse werden zur weiteren Verarbeitung an den Inforinationaverbraucher 2 weitergeleitet. Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird der örtliche Taktimpuls-

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generator 14 auf "bekannte hier nicht näher beschriebene · Weise z.B. mittels eines mit den modulierten Signalen mitgesandten Pilotsignals oder mittels eines aus den modulierten Signalen selber abgeleiteten Synchronisiersignale mit der senderseitig erzeugten Taktfrequenz f^ synchronisiert.

Die Gresamtübertragungskennlinie der Vorrichtung nach Fig. 1 einschließlich der Filtemetzwerke 7, 9, 10, 12 auf der Sender- und der Empfangsseite und der Übertragungsleitung 8 ist entsprechend dem bekannten Kriterium von Nyquist zum Aufrechterhalten äquidistanter Nullpunkte in der Impulsresponz eingestellt, wobei die empfangsseitigen Filternetzwerke eine optimale Gerauschunterdrückung bewirken. Dadurch wird erzielt, daß zu den Abtastzeit- . punkten der Unterschied zwischen den detektierten Signa- . len am Ausgang des Tiefpasses 12 möglichst großt ist.

Zur näheren ErläuterungpLer Wirkungsweise der Torrichtung nach Fig. 1 zeigt Fig. 2 einige Zeitdiagramme.

Dabei bezeichnet a in Fig. 2 eine Reihe zu übertragender zweiwertiger Informationsimpulse mit einer Nennimpulsbreite gleich der Periode T der Taktfrequenz f_fe und bezeichnet b eine Reihe rechteckiger Trägerfrequenzimpulse mit einer Breite D = i/(2f -), die von der Reihe von Informationsimpulaen a in der Phase moduliert wird. Die phasenmodulierte rechteckige Trägerschwirigung, die bei Übergängen in der Reihe von Informationsimpulsen a einen Phasensprung"ff"aufweist, ist bei £ in Fig. 2 dargestellt, während c[ die phasenmodulierte Trägerschwingung nach Filterung im Ausgangsfilter 7 darstellt. '

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Auf der Empfangsseite bilden sich, dann nach Synchroaidetektion in der Detektionsvorrichtung 11 und.nach Filterung im Tiefpaß 12 die bei e_ in Fig. 2 dargestellten detektierten Signale, aus denen durch Abtastung mit einer Reihe von Abtastimpulsen f mit der Taktfrequenz f, und durch Impulsregeneration die ursprünglichen Informationsimpuise wiedergewonnen werden, wie bei g in. Fig. 2 dargeatellt ist (vgl. a ).

Bei der in bezug auf die Taktfrequenz f. niedrigen Trägerfrequenz f .= 3fx./2 stellt sich heraus, daß trotz der Tatsache, daß die Gesamtübertragungskennlinie der Vorrich tung nach Fig. 1 dem obenerwähnten Fyquist-Kriteriura entspricht, der Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten nicht optimal ist_r was darauf zurückzuführen ist, daß bei dieser verhältnismäßig niedrigen Trägerfrequenz infolge des nicht linearen Modulationsvorganges in der Schaltmodulationsvorrichtung 4 unerwünschte Modulationsprodukte erheblicher Stärke innerhalb des Durchlaßbandes des Ausgangsfilters 7 auf der Senderseite auftreten, wie nachstehend anhand einiger Frequenzdiagramme nach Fig. 3 näher erläutert wird. "--*":

^ In Fig. 3 ist bei a die Umhüllende des Spektrums S(f) einer beliebigen Reihe von Informationsimpulsen mit einer Nennimpulsbreite T = Vf^, von der Informationsquelle 1 dargestellt, welche Umhüllende bekanntlich Nullpunkte bei einem ganzen Vielfachen der Taktfrequenz f, aufweist. Bei ]3 in Fig. 3 ist die Umhüllende des Spektrums dargestellt, das bei Modulation der Grundfrequenz f =3^/2 der rechteckigen Trägerfrequenzimpulse des Trägerfrequenzoszillators 5 mit der obenerwähnten beliebigen Reihe von Informationsimpulsen erhalten wird, wobei innerhalb des für die Übertragung geeigneten Durchlaßbandea von

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f -f, bis f-_c+fij- clea Ausgangs filters 7 einerseits die gewünschten modulierten durch eine volle Linie angedeuteten Signale, aber andererseits auch unerwünschte Modulationsprodukte vom Typ f-f -auftreten, die durch Modulation dieser Gründfrequenz f mit Spektrumkomponenten f der Informationsimpulse im Band von 2f-, bis 4fv gebildet werden und durch eine gestrichelte Linie angedeutet sind, Neben der Grundfrequenz f trägt auch die dritte Harmonische 3f der Grundfrequenz in den rechteckigen Trägerfrequenzimpulsen zu den innerhalb des Durchlaßbandes des Ausgangs filters 7 auftretenden unerwünschten Modulationsprodukten bei ι insbesondere erzeugt diese dritte Harmonisehe unerwünschte Modulationsprodukte vom Typ 3f -f bzw, f-3f , deren Umhüllende im Spektrum bei £ in Pig. 3 durch eine . volle bzw. eine gestrichelte Linie dargestellt sind und die durch Modulation der dritten Harmonischen 3f mit Spektrumkomponenten f der Informationsimpulse im Band von 2f_fe bis 4f_b bzw. 5f_t bis 7^ erhalten werden. Auf gleiche Weise liefert jede der ungeraden Harmonischen der Grundfrequenz in den rechteckigen Trägerfrequenzimpulsen zwei Beiträge zu den unerwünschten Modulationsprodukten, so daß neben den gewünschten modulierten Signalen innerhalb^ des Durchlaßbandes des Ausgangsfilters 7 ein Störsignal auftritt, das durch die algebraische Summe einer Vielzahl unerwünsch'ter Modulationsprodukte gegeben wird und das auf der Empfangsseite den unterschied, zwischen den detektierten-Signalen zu den Abtastzeitpunkten beeinträch~ tigt. Die Umhüllende des hinter der Schaltmodulationsvorrichtung 4 auftretenden Spektrums ist bei d in Big* 3 dargestellt, Aus Eig_a 3 -ist auch ersichtlich, daß das Störsignal abnimmt, je nachdem das Verhältnis zwischen der Trägerfrequenz f und derTaktfrequenz f und der Taktfrequenz f-. größer gewählt wird. ^; ■ ^; -

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Nach der Erfindung wird-bei Anwendung der dargestellten Schaltmodulationsvorrichtung 4, die völlig digital-aufgebaut und somit als eine integrierte Schaltung au age-- ^: bildet werden kann, ein optimaler Unterschied zwischen den detestierten" Signalen zu den Abtastzeitpunkten dadurch erhalten, daß bei Trägerfrequenzen f gleich einem kleinen ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz f^/2 hinter der Schaltmodurationsvorrichtung 4 ein Korrekturkreis 15 in Form eines linearen Netzwerkes angeordnet ist, daß das hinter der Schaltmodulationsvorrichtung 4 auftretende Spektrum, das durch die in der Schaltmodulations-™ vorrichtung 4 erzeugten unterwünschten Modulationsprodukte verzerrt ist, im vorgeschriebenen Frequenzband korrigiert.

Nach ausführlichen Untersuchungen ist gefunden worden, daß im Gegensatz zu dem Falle, in dem ein beliebiges Störsignal auftritt, bei einer Trägerfrequenz f gleich

einem .ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz f-u/2 zwischen den Spektrumkomponenten der gewünschten modulierten Signale und den Spektrumkomponenten der algebraischen Summe sämtlicher unerwünschter Modulationsprodukte ein besonders enger Zusammenhang besteht. Einerseits fällt fc dann nämlich jede Spektrumkomponente der Summe sämtlicher unerwünschter Modulationsprodukte in seiner Frequenz stets mit der Spektrumkomponente der gewünschten modulierten Signale zusammen, oder in anderen Worten, erzeugt das Auftreten der unerwünschten Modulationsprodukte keine neuen Frequenzkomponenten innerhalb des Burchlaßbandes des Ausgangsfilters 7, während andererseits.in bezug auf Amplitude und Phase eine derartige Beziehung zwischen den Spektrumkomponenten besteht, daß keine-einzige Komponente der gewünschten modulierten Signale von einer Komponente gleicher Frequenz der Summe sämtlicher unerwünschter

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Modulationsprodukte ausgeglichen wird, oder mit anderen Worten, keine Frequenzkomponenten durch das Auftreten der unerwünschten Modulationsprodukte verloren gehen. Ferner stellt sieh heraus, daß nicht nur keine Änderung der Frequenz all dieser Spektrumkomponenten auftritt, sondern daß auch derartige Amplituden- und Phasenbeziehungen zwischen den erwünschten und unerwünschten Beiträgen bestehen, daß ein optimaler Unterschied zwischen den demodulierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten mit einem einfachen Korrekturkreis' 15 in Form eines linearen Netzwerkes erzielt werden kann. . ·^;

Z.B. ist bei der in Fig. 1 dargestellten Ausfuhrungsform mit einer Trägerfrequenz f_Q = 3f_b/2 die Übertragungsfunktion C(W) des Korrekturkreises 15 eine reelle Funktion der Radialfrequenz tu = 2 7Tf entsprechend der nachher noch abzuleitenden Formel:

^eotg

Zur Erläuterung ist in Fig. 4 bei a ein.Beispiel der Übertragungsfunktion f(^j ) des als ein Doppelseitenbandfilter ausgebildeten Ausgarigsfilters 7 dargestellt, während bei b die Übertragungsfunktion G (ω ) des Korrekturkreises 15, abgesehen von dem Faktor (—1), in normierten Maßstab, d.h. mit C(ω ) = 1, in bezug auf den innerhalb des Dur„chlaßbandes (ω -ω >,» ώ _+cu^) des Ausgangsfilters 7

C DC »J - - ":

liegenden Teiles dargestellt ist..Die Übertragungsfunktion C(ü> ).f(cü) der Reihenschaltung des Aus gangs filters 7 und des Korrekturkreises 15 hat dann die bei £ in Fig. 4 dargestellte Gestalt. Die Anwendung dieser Korrekturfunktion G(Cü) ergibt dann ein ideales Augenmuster

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("eye pattern") der detektierten Signale mit sehr scharfen Konturen, wobei zu den Abtastzeitrpunkten lediglich zwei deutliche diskrete Werte erkennbar sind.

Aus weiteren Untersuchungen ergibt sich, daß der Verlauf der zur Korrektur erforderlichen Übertragungsfunktion C( u? ) von der Bandbreite und der Gestalt der Übertragungsfunktion F( cy ) des Ausgangsfilters 7 völlig unabhängig und z.B. für ein Ausgangsfilter 7 vom Restseitenbandtyp oder vom Einseitenbandtyp derselbe wie für ein Filter vom Doppelseitenbandtyp ist. Es hat sich dabei sogar herausgestellt, daß die »Korrektur bei Restseitenbandfiltern und Einseitenbandfiltern eine erheblich größere Auswirkung hat, weil in diesen Fällen die unerwünschten Modulationsprodukte in noch stärkerem Maße als bei Doppelseitenbandfiltern den Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten beeinträchtigen. Als Beispiele sind bei a in Fig. 4 mit gestrichelten Linien die Übertragungsfunktionen F¹ ( co ) und F" (ω J dargestellt, die zu einem Ausgangsfilter 7 für die Restsei tenbandübertragung des unteren bzw. oberen Seitenbandes der modulierten Signale gehören, während bei c die entsprechenden Übertragungsfunktionen C(cu'.)'·!" (tu )bzw. C (ca ).ί"'(ω) der Reihenschaltung des Ausgangsfilters 7 und des Korrekturkreises 15 gleichfalls mit gestrichelten Linien angedeutet sind.

Anhand der Fig. 5 wird nun eine Ableitung der Korrekturfunktion C(fti ) für das dargestellte Ausführungsbeispiel mit einer Trägerfrequenz f_Q=3f^/2 beschrieben. In Fig,5 zeigt a einen.einzigen Informationsimpuls der Informationsquelle 1, der zum Zeitpunkt t=0 auftritt und der eine

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Breite T = Vf-V₃ und eine Höhe h hat , wobei das Spektrum ) dieses Informationaimpulaes durch:

)₌ 2. H-. /21 (2)

gegeben wird, mit welcher Formel bekanntlich auch die Umhüllende des Spektrums einer beliebigen Reihe von Informationsimpulsen: mit einer Breite T dargestellt wird (vgl* a. in Fig. 3).

Bei b in Fig. 5 ist ein tnformationsimpuls bei a entsprechender Teil der modulierten Trägersehwingung am Ausgang der Schaltmodulationsvorrichtung 4 dargestellt, der durch eine Reihe von Trägerfrequenzimpulsen mit einer Breite D= 1(2f ) und mit einer Höhe h, und zwar durch Trägerfrequenzimpulse positiver Polarität zu den Zeitpunkten t=~D, t= +D und eineÄ Trägerfrequenzimpuls negativer Polarität zu dem Zeitpunkt t=0, gebildet wird. Das Spektrum Ρ(ω) eines derartigen Trägerfrequenzimpulses, der zu einem Zeitpunkt t - 0 auftritt, wird durch

■t(.).a. ^sln i*»M (3)

gegeben", während das Spektrum eines gleichen Impulses, der zu einem beliebigen anderen Zeitpunkt t -""t-j auftritt, durch

e ¹'Ρ(ω) . . (4)

gegeben wird. Für die bei b dargestellte modulierte Iiüpuls reihe wird das Spektrum M(O) ) dann durch; .-.

·■■ M(ttf')-* (e^^t+e"^^) i Ptitö V gegeben, welche Formel nach einer gewissen Ableitung als;

_ cos p(DD/2
"cos ( (uT/Z

oder» mit Hilfe von (3), als

M(OJ) = 2h . cos (3iöD/2). V^? (6)

geschrieben werden'kann. .. . .

Diese Formel gibt gleichfalls die Umhüllende des Spektrums der modulierten Signale, das bei Modulation der rechteckigen Trägerschwingung mit der obenerwähnten beliebigen Reihe von Informationsimpulsen erhalten wird.

Die am Ausgang der Schaltmodulationsvorrichtung 4 gewünsch ten modulierten Signale haben wenigstens in dem für Übertragung geeigneten Band * von iu_ -tob bis ω _rt +(Du ein in

G GD

I *

bezug auf die Trägerfrequenz ω symmetrisches Spektrum,

dessen'Umhüllende G(ω) durch Itequenztransponierung des in (2) gegebenen Spektrums S(ca ) und.das Spiegelbild ; S( -CO) dieses Spektrums in bezug auf die Trägerfrequenz .._v di_rt gebildet wird, was der Formel: ; ·

entspricht. In diesem Falle, in dem<0 = 3tu ./2, somit T=3D ist, kann (7) als:

geschrieben werden. Me zur Korrektur erforderliche Übertragungsfunktion C ( Q) ) folgt dann aus dem Quotienten von Ö(ül) und M(ttj ), was mit Hilfe von; (8).ünd (&} als: ' .

entspreöhend (1) geschrieben werden kann*

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Die obenstehenden Betrachtungen treffen ohne weiteres auch für diejenigen Fälle zu, in denen die .Trägerfrequenz «> _c =k(w_b/2) ist,

wobei k eine ganze Zahl darstellt, die in der Praxis meistens nicht größer als 10 ist.

Z.B. wird, wenn k eine ungerade Zahl· darstellt, für die Korrekturfunktion C(QJ ) die folgende Beziehung gefunden:

(k-1 )/2. to/Ct?.
( )() («(tf/2u3₀) (10)

₀ c

k = 1, 3, 5,

während, wenn k eine gerade Zahl darstellt, gilt, daß:

(««/2 *„>- dl)

k = 2, 4, 6

Wie aus (10) und (11) hervorgeht, ist die Korrekturfunktion G (u) ) für ungerades k eine rein reelle Punktion und für gerades' U eine rein imaginäre Punktion, wobei überraschenderweise C(W), abgesehen von aen Faktoren -1 bzw.£ j, die eine konstante PhasenverschiebungTC bzw. +IS/2 des ganzen Spektrums

andeuten, in sämtlichen Fällen als Punktion von ω den gleichen Verlauf aufweist, der bei b_ in Pig. 4 dargestellt ist. Die beiden Beziehungen (10) und (11) können wie folgt kombiniert werden:

c(iü)= (~j) . . cotg (n:w/2_Wc) (ig)

Oben wurde stets angenommen, daß zwischen den Informationsimpulsen und den Trägerfrequenzlmpulsen eine derartige feste Phasenbeziehung besteht, daß die Planken der Informationsimpulse mit den Planken der Trägerfrequenzimpulse zusammenfallen. Pur die Korrektur ist es nicht unbedingt notwendig,

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daß eben diese Phasenbeziehung besteht,aber die Korrekturfunktion erhält beim Fehlen dieser Phasenbeziehung im allgemeinen wohl eine komplizierte Struktur. Wenn z»B. zwischen den AuftrittsZeitpunkten der Flanken der Informationsimpulse und denen der Flanken der Trägerfrequenzimpulse stets ein Zeitintervall mit einer Länge d liegt, wie bei £ und d in Fig. 5 veranschaulicht ist, oder in anderen Worten» wenn die Trägerfrequenzimpulse einer Phasenverschiebung θ = (*> d unterworfen worden sind, wird die Korrekturfunktion durch: . .

j sin(3lctf/2c0_c) Cos (Hoi/2üSt ) -cos (35-20)0^/20* ) ■ + j sin(3S-2ö)ftj/2OJ )

C G G

gegeben, wobei C(o>) in (12) gegeben ist. Aus (13) ist ersichtlich, daß die Korrekturfunktion C_e((u ) nun eine komplexe Funktion von φ ist und eine erheblich kompliziertere Struktur als C(Oi) nach (12) hat. Ein vollständiger Synchronismus zwischen den Informationsimpulsen und den Trägerfrequenzimpulsen, für den eine Korrekturfunktion G(U)) nach (12) gilt, wird dann auch in der Praxis bevorzugt*

Bei den obenstehenden Ableitungen ist die Korrekturfunktion C(CO ) stets für einen direkt hinter der Modulationsvorrichtung 4 angeordneten Korrekturkreis 15 in Form eines linearen Netzwerkes berechnet, während in der Ausführungeform nach Fig. 1 der Korrekturkreis 15 hinter dem Ausgangsfilter 7 angeordnet ist, das gleichfalls ein lineares Netzwerk ist und eine Übertragungsfunktion f(o)) hat. Bekanntlich wird in eine Kaskadenschaltung von linearen Netzwerken durch eine Verwechslung der Reihenordnung der Netzwerke die Übertragungsfunktion der Kaskade nicht beeinflußt, so daß die oben abgeleiteten Korrekturfunktionen C(fcj ) auch für den Korrektur-

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kreis 1¹? der, Flg., 1/zutreffen, wobei ^edoeh in diesem Falle • nur der innerhalb des Durchlaßbandes des Ausgangsfiltera •liegende !Teil der Übertragungsfunktion Q(ü$ ) verwirklieht zu werden braucht (vgl. b in Fig. 4)? Aueh. können das Aus ^ gangafili;er 7 und der Korreturfcreig 15 zu einem linearen Netzwerk 16 zusammengebaut werden, in dem die Filtrierung und die Korrektur gleichzeitig durchgeführt werdei; und . dessen Übertragungsfunktion H( ca ) durch; H( yg )=Q( ca ϊ·$( (ϋ ) ge geben-wird (vgl, c_ in Fig. 4). .'....

Oie verlangten Übertragungsfunktionen G(^), F( ta ) oder C(ca ) 'J¹CaI ) können mit aus Spülen^ Kondensatoren und Wider-r ständen bestehenden Netzwerken erhalten werden, aber ein ^: besonders attraktiver Aufbau der ÜbertragungsvorMchtung nach der Erfindung wird erzielt_s wenn bei der Ausführung des durch das Ausgangsfilter 7 und den Korrekturkreis 15 gebildeten Netzwerkes 16/ein Digitalfilter der in der alteren niederländischen Patentanmeldung 6514831 beschriebenen Art angewandt wird. Nicht nur können mit einemderartigen Digitalfilter die gewünschte Amplitude-Irequenz-Kennlinie und die. gewünschte Phase-?re(|uenz-r-Kennlinie auf überraschend einfache Weise und mit großer gegenaeltiger Freiheit erzielt werden, sondern auch kann mit einem derartigen Filter die SendeYorrichtung nach Fig, I völlig digital aufgebaut und somit als eine integrierte Schaltung ausgebildet werdeii, wie nachstehend anhand der Fig, 6 n|her erläutert

Fig. 6 zeig't eine Abwandlung der Senders,eite der gunggvorrichtrun^ nach Fig. i, wobei denen der Fig;,/1 entsprechende" Elemente der Fig. 6 mit (Jen gleichen z-iffern bezeieiinet si,nd.

im,
wird-in Mg^-6 d%ch^-zyei liliD-TGa-trte.r tf, ta gebildet

Ausgänge über ein ODER-Gatter 19 an das lineare Netzwerk 16 angeschloa.se.n- sind.Jedem der beiden ÜNBs-Gfatter 1?» .18 werden die von der Informal ionsq.uelle -1 herrührenden zweiwertigen Infοrmatipnsimpulse über eine Leitung zugeführt, wobei « eine dieser Leitungen mit einem Inverter 20 versehen ist, Während die vom Träge.rfrequenzoszillator 5 herrührende rechteckige Tragersehwingung gleichfalls jedem der beiden UND-Satter 17, 18 über eine Trägerfrequenzleitung zugeführt wird, wobei eine der, Trägerfreg.uenzleitungen mit einem In.-» verter 21 versehen ist. Sowohl bei Anwesenheit als auch, bei Abwesenheit eines Inf.ormationsimpulses in der.zu übertragen^ den Impulsreihe der Informationsquelle . 1 tritt die Träger-* · schwingung am Ausgang des ODER^Qatters 19 auf, aber bei AbV Wesenheit eines Informatibnsimpulses wird,die gung· des Trägerfreq.uenzoszillatörs § direkt über das Satter J8 an das . ODER^Qatter- 19 weitergeleitet ,während ;._t hingegen" bei Anwesenheit eines Informationsimpulses diese Trägers^wingiSn^des TrägerfrequenzQszillatprs 5 erst über das üTO^Satter 17 _a^ ^_as QBER-Satter. 19· weitergeleitet wird, nachdem sie im Inverter 21 einer Inversion, d.h. einer Phasenverschiebung H; , unterworfen ^ordeh ist. Bei Übergängen in der Reihe von Informationsimpulsen tritt somit in der dem liiie ar en Netzwerk 16 zugeführten Trägers ehwingung ein Ehasensprung auf, so daß diese Trägersehwingung durch'die Reihe von Informotionsimpulsen in der Phase wird,

Ferner wird dag lineare Netzwerk 16 durch ein g gebildet» dajf ©in Schieberegister 22 mit; einer Anzahl Schiebere.gigtereilemen-Ie i5i M».?!, 24,. £?* ta enthält, deren Injtialt mit einer ^cJaiebtpe^iMe kleiner al© die destdiau-er.elnts djtmi gehie^beregiatef· t^^uz-uf^hrenien, aea unt^r der .^teue-ping; ei?|ts/ So^i^^im^l#gene$ia^o;ra 2$

während di^, SiCjhltbefreciuen^ f _

Schiedeimpulsgenerators 29 gleich wie die Trägerfrequenz f. des Trägerfrequenzoszillators 5 und die Taktfrequenz f_fe des Taktimpulsgenerators 3 von dem zentralen Impulsgenerator 6 abgeleitet wird.

In der in Pig. 6 dargestellten Ausführungsform wird der Schiebeimpulsgenerator 29 gleichfalle durch einen astabilen Multivibrator gebildet, der von den Impulsen mit einer Wiederholungsfrequenz f des zentralen Impulsgenerators 6 synchronisiert wird und der Schiebeimpulse, mit einer Frequenz f liefert, welche Frequenz gleich einem ganzen Viel-

fachen der Trägerfrequenz f_rt ist und z.B. 720Q Hz beträgt, > so daß die Schiebeimpulsfrequenz f_ aus der Frequenz f des zentralen Impulsgenerators 6 durch Frequenzvervielfachung mit einem Faktor 24 in dem als Frequenzvervielfacher wirkenden astabilen Multivibrator 29 abgeleitet ist. Auch sind im Digitalfilter 1.6 die Schieberegisterelemente 23» 24, 25, 26, 27, 28 über Dämpfungsnetzwerke 30, 31, 32, 33, 34, 35, 36 an eine Zusämmenfügungsvorrichtung 37 angeschlossen, der die Ausgangssignale der Sendevorrichtung entnommen werden. Das Schieberegister 22 wird z.B. durch eine Anzahl bistabiler Kippschaltungen gebildet. - " ■ _ .

Mit Hilfe des Digitalfilters 16 wird nun die gewünschte Übertragungsfunktion H( ω ) = C( ω) . F( ta ) durch geeignete Bemessung bei einer bestimmten Schiebeperiode s = 1/f_e der respektiven Übertcagungskoeffizienten G ,, C₅, C ₁", C ,

G₁, C₂, C, der Dämpfungsnetzwerke 30, 31, 32, 33, 34, 35, 36 erzielt. In der obenerwähnten älteren Patentanmeldung wurde auf mathematischem Wege nachgewiesen, daß mit 2N Schieberegisterelementen und mit Dämpfungsnetzwerken, die ausgehend von den Enden des Schieberegisters 22, paarweise einander gleich sind, wobei ihre Übertragungskoeffizienten G

" -20-

90988 7 /U 0 5

193429β-

0_ = G mit ρ= 1, 2, . . . .N, ' (14)-

entsprechen. Eine Übertragungsfunktion wird erhalten, deren ■ Amplitude-Frequenz-Kennliniey (ω) die Form:

V"(w) = ^co ⁺ p=1 ^2Gp ^cos Ρω s (15)

aufweist und deren Phase-Frequenz-Kennlinie 0 (ca ) einen genau linearen Verlauf nach:

0 (j)) = - NCüs (16)

hat. Die Amplitude-Frequenz-Kennlinie bildet also eine in Kosinus-termen entwickelte Fourier-Reihe, deren PeriodizitätQdurch: .

Qb = 231 (17)

gegeben ist. Wenn eine bestimmte Amplitude-Frequenz-Kennlinie ψ (ω) erzielt werden soll, können die Koeffizienten

C in der Fourier-Reihe mit Hilfe der Beziehung:

Gp = (1/Ω)· J V₀(W) · cos pojs.dca (18)

bestimmt werden. Die Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie ist dann vollständig definiert, aber das periodische Verhalten der Fourier-Reihe hat zur Folge, daß die gewünschte Amplitude-Frequenz-Kennlinie sich mit einer PeriodizitätD im Frequenzspektrum wiederholt, so daß zusätzliche Durchlaßbereiche des Digitalfilters 16 gebildet werden. In der Praxis sind diese zusätzlichen Durchlaßbereiche nicht, störend, weil bei genügend hohem Wert der Periodizität Π und somit bei genügend kleinem Wert der Schiebeperiode s der Frequenzabstand zwischen dem gewünschten und dem nächstfolgenden zusätzlichen Durchlaßbereich genügend groß ist, um die zusätzlichen Durchlaßbereiche mittels eines einfachen Hnterdrückungsfilters 38 hinter dem Ausgang der

-21-909 8 8 7/U05

At

Zusammenfügungsvorriohtung 37 unterdrücken zu können, ohne daß dabei die Amplitude-Frequenz-Kennlinie und die lineare Phase-Frequenz-Kennlinie im gewünschten Durchlaßbereich merklich beeinflußt werden. Das Unterdrückungsfilter 38 wird z.B. durch einen Tiefpaß gebildet, der aus einem Kondensator und einem Widerstand besteht.

Der Anwendungsbereich, wird wesentlich dadurch vergrößert, daß den Schieberegisterelementen die invertierten impuls— signale entnommen werden, die., wenn die Schieberegisterelemente als bistabile Kippschaltungen ausgebildet sind, neben den Impulssignalen an den bistabilen Kippschaltungen aμftreten. Dadurch können negative Koeffizienten. C in der Fourier-Reihe erzielt werden.* Ferner kann dadurch eine Amplitude-Frequenz-Kennliniey (u> ) in Form einer in Sinustermen entwickelten Fourierreihe bei einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie erhalten werden. Zu diesem Zweck sind die Dämpfungsnetzwerke wieder, ausgehend von den Enden des Schieberegisters 22, paarweise einander gleich gemacht, aber hat das mittlere Dämpfungsnetzwerk 33 einen Übertragungskoeffizienten G_Q gleich Null und wird den auf dieses Dämpfungsnetzwerk 33 folgenden Dämpfungsnetzwerken das invertierte Impulssignal zugeführt, so daß bei 2N Schieberegisterelementen die Übertragungskoeffizienten

C__p = -CpW ρ = 1, 2, .... N (19)

entsprechen. Für die Übertragungsfunktion gilt dann:

Tf ( to) = S 2C_n sin pws (20)

p=1 ^p

0 (to) = -NCDa +π/2'
Die lineare Phase-Frequenz-Kennlinie 0 ( üt) nach (20) weist

-9Q9887/H05

eine Phasenverschiebung' Tt/2 in bezug auf 0 (üj) nach (16) auf. Die Koeffizienten C in der Fourier-Reihe lassen sich nun aus der Beziehung:

C = (1/Ω ). Ζ" γ (ω ). sin piüs.ditf (21)

^p or

ermitteln.

Durch, geeignete Wahl der Übertragungskoeffizienten der Dämpfungsnetzwerke kann auf diese Weise jede beliebige Amplitude-Frequenz-Kennlinie bei einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie erzielt werden.

So wird im dargestellten" Ausftihrungsbeispiel für eine rein reelle Korrekturfunktion C(ft>) nach (10) bei der Verwirklichung der Übertragungsfunktion Η(ω )- C(ω).F( CU) des Digitalfilters 16 die in Kosinustermen entwickelte Fourier-Reihe nach (15) für die Funktiony_Q( Oi) angewandt, die durch!

y_o(cu)= H<» ). . cotg (wa,/2tu_c) (22.)

gegeben ist, während bei einer rein imaginären Korrektur-Funktion C(o) ) nach (11) zur Verwirklichung von Η(ω) die in Sinustermen entwickelte Fourier-Reihe nach (20) für diesen in (22) gegebene Funktiony_o(ω) angewandt wird, um die gewünschte konstante Phasenverschiebung ^/2 des ganzen Spektrums zu bewerkstelligen (vgl. 0( ta ) nach (20) mit 0 (üj) nach (16).

Neben Übertragungsfunktionen mit einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie können mit dem Digitalfilter 16 auch Übertragungafunktionen erzielt werden, deren Phase-Frequenz-Kennlinie keinen linearen Verlauf aufweist. Für eine komplexe Korrekturfunktion C_Q(W ) nach (13), die bei,

.909887/UOS

1934236

einer Phasenverschiebung O der Trägerschwingung auftritt,-wird dann z.B. "bei der Verwirklichung der Übertragungsfunktion Hq( ω ) = Cq( W ).f( to) von den beiden Fourier-Reihen (15) und (20) die Kosinusreihe (15) für den reellen Teil von Hq( ω) und die Sinusreihe (20) für den imaginären Teil von Hq(O₁) )'verwendet, wobei der Übertragungskoeffizient jedes Dämpfungsnetzwerkes durch die algebraische Summe des betreffenden Übertragungskoeffizienten C nach (18) und des betreffenden Übertragungskoeffizienten C nach (20) gebildet wird. Die auf diese Weise erzielte Übertragungsfunktion des Digitalfilters 16 hat dann die Form:

β" ^jNWS.H_Q(_w ) . ' (23)

wobei der Faktor e"*' eine ideale Verzögerung Ns der dem Digitalfilter 16 zugeführten modulierten Signale andeutet (vgl. (4)).

Eine gegebenenfalls benötigte konstante Phasenverschiebung 5t des ganzen Spektrums infolge des Faktors -1 in den. Beziehungen für die Korrekturfunktion C( ω) kann auf einfache Weise dadurch erzielt werden, daß an einer geeigneten Stelle in der Übertragungsleitung zwischen der Schaltmodulationsvorrichtung 4 und dem Informationsverbraucher 2 eine Inversion bewirkt wird.

Die oben angegebenen Korrekturfunktionen C(cu-) sind für den •Fall abgeleitet, daß die rechteckige Trägerschwingung der Informationsquelle 1 in der Phase moduliert wird, aber können auch für den Fall benutzt werden, daß diese Trägerschwingung von der Reihe von Informationaimpulsen in der Amplitude moduliert wird, wie nachstehend anhand der Fig. 7 und 8 erläutert wird.

909887/U05

Fig. 7 zeigt eine Sendevorrichtung nach der Erfindung, die für Amplitudenmodulation geeignet ist, wobei denen der Pig. 6entsprechende Elemente der Fig. 7 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind, während zur Erläuterung der Wirkungsweise der Sendevorrichtung nach Fig. 7 in Fig. 8 einige Zeitdiagramme dargestellt sind.

Die Schaltmodulationsvorrichtung 4 der Fig. 7 unterscheidet sich darin von der nach Fig.6, daß in Fig. 7 ein Modulo-2-Summenerzeuger 39 als Phasenmodulator benutzt wird. Wenn an einen Eingang des Modul'o-2-Summenerzeugers 39 die zu übertragende Reihe von Informationsimpulsen a der Fig.8 und an den anderen Eingang dieses Modulo-2-Summenerzeugers 39 die bei b in Fig. 8 dargestellte Trägerschwingungen gelegt sind, tritt am Ausgang des Modulo-2-Summenerzeugers 39 die in Fig. 8 bei £ dargestellte phasenmodulierte Trägerschwingung auf, die, gleich wie bei der Sendevorrichtung nach Fig. 6, dem Digitalfilter 16 zugeführt wird, dessen Amplitude-Frequenz-Kennlinie z.B. die bei £ in Fig. 4 dargestellte Form hat.

Wird nun die unmodulierte rechteckige Trägerschwingung des Trägerfrequenzosz.illators 5 mit geeignet gewählter Amplitude und.Phase der phasenmodulierten Trägerschwingung £ der Fig. 8 zugeordnet, so entsteht die in Fig. 8 bei d dargestellte amplitudenmodulierte Trägerschwingung. Da bei Modulation der rechteckigen Trägerschwingung mit einer beliebigen Reihe von Informationsimpulsen mit seiner Breite T das Spektrum der phasenmodulierten Trägerschwingung bei σ in Fig. 8 und das Spektrum der amplitudenmodulierten Trägerschwingung bei d in Fig. 8, abgesehen von der Komponente der Trägerfrequenz Co_n, in dem für Übertragung geeigneten Frequenzband die gleiche Umhüllende haben, hat auch die Korrekturfunktion C(^ ) für die beiden Fälle den

-25-. 909 8 8 77 UOS ..■ ■ ·

193429S

J₁S .- ■■,:■■■■■-■..

gleichen Verlauf.

Bei der in Fig. 7 gezeigten Sendevorrichtung erfolgt die Zufuhr der unmodulierten Trägerschwingung erst in der Zusammenfügungsvorrichtung 37 des Digitalfilters 16, weil doch das Schieberegister 22 nur zweiwertige Impulse verarbeiten kann. Die rechteckige Träge rs chwingung des' Trägerfrequenzoszillators 5 wird .zu diesem Zweck über ein Verzögerungsnetzwerk 40 zum Erhalten der richtigen Phase und ein Dämpfungsnetzwerk 41 zum Erhalten der richtigen Amplitude der Zusammenfügungsvorriohtung 37 zugeführt, während das Unterdrückungsfilter 38 dabei verhindert, daß Harmonische der .Trägerfrequenziti_Q in die Übertragungsleitung 8 eindringen. In der dargestellten Ausführungsform besteht das Verzögerungsnetzwerk 40 z.B. aus einer Anzahl Schieberegisterelemente, deren Inhalt gleichfalls unter der Steuerung des Schiebeimpulsgenerators 29 mit einer ■ · Schiebeperiode a fortgeschoben wird. Das Verzögerungsnetz-* werk 40 führt im dargestellten Ausführungsbeispiel mit einem Schieberegister 22 mit 2Έ Elementen eine Verzögerung herbei, die gleich der -idealen Verzögerung Ks des Digitalfilters 16 (vgl. (23)) abzüglich eines ungeraden Vielfachen der halben Trägerfrequenzperiode ist.

Bei gegebenen We'rten der Schiebeperiode s und der halben Trägerfrequenzperiode D ^ann die Verzögerung des Verzögerungsnetzwerkes 40 durch passende Wahl der Anzahl Schieberegisterele-men_te 2N im Schieberegister 22 gleich Null gemacht werden, so daß . das Ver.zöge.rungs.netzwerk 40 dann fortgelassen werden kann. Bei den obenerwähnten Werten der Schiebefrequenz f = 7200 Hz -und der Trägerfrequenz f 1800· Hz ist dieß z.B. der E^Il, wenn ctie; Anzahl Schieberegisterelem|nte 2If =20 ist.

-26-

1934299

Fig. 9 zeigt eine Sendevorrichtung nach der Erfindung, die gleichfalls für Amplitudenmodulation geeignet ist, aber "bei der die Schaltmodulationsvorrichtung 4 als ein UND-Gatter 42 ausgebildet ist. Zur Erläuterung der. Wirkungsweise dieser Sendevorrichtung zeigt Fig. 10 einige Zeitdiagramme sowie ein Frequenzdiagramm.

Wird z.B. einem Eingang des UND-Gatters 42 eine Reihe von Informationsimpulsen mit einer Taktfrequenz f^ = 1200 Hz und einer bei a in Fig. 10 dargestellten Form und dem anderen Eingang eine Reihe rechteckiger Trägerfrequenzimpulse mit einer Trägerfrequenz f = 2400 Hz und einer

bei b in Fig. 10 dargestellten Form zugeführt, so tritt · am Ausgang des UND-Gatters 42 die bei £ in Fig. 10 dargestellte amplitudenmodulierte' Trägerschwingung auf.

Wie aus" einem Vergleich dieser amplitudenmodulierten Trägerschwingung bei £ in Fig. 10 .mit der bei d in Fig.8 hervorgeht, tritt bei Anwendung des. UND-Gatters 42 als Amplitudenmodulator keine gegentakt-modulierte Trägerschwingung auf. Dadurch treten neben den bereits erwähnten unerwünschten Modulationsprodukten'in dem am Ausgang des UND-Gatters 42 auftretenden Spektrum auch noch Spektrumkom ponenten der. Informations impulse selber innerhalb des für Übertragung geeigneten Frequenzbandes auf, die bei der Bestimmung einer Korrekturfunktion Gf ω), berücksichtigt werden müssen. Die Ableitung dieser Kprrßkturfunktion G(W) kann auf dig pb.e.n anhand der Fig. 5 ausf-ülirlich beschriebene Weise grfolgen. Für die Ifqrr^kturf-unktiQn G( tu,) wird bei (O, .^iWiy./'Z) z,B. die folgende Beziehung gefunden, für den f'P-11, daß k eine ggra.de. Zahl isti

k = 2, 4, β,

f f. USI

Der Verlauf dieser Übertragungsfunktion G(O)) ist, abgesehen von einem etwaigen Paktor (-1), in normiertem Maßstab und also mit C(ft) ) = 1 bei d in Fig. 10 dargestellt.

Auch bei Übertragung der Synchroninformationsimpulse mittels Frequenzmodulation in Form von Frequenzverschiebungsmodulation ("frequency shift keying") kann ein optimaler Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten durch Anwendung der Maßnahmen nach der Erfindung· erzielt werden, wenn die beiden Trägerfrequenzen f .. , f ρ gleichzeitig dem obenerwähnten Verhältnis zwischen der halben Taktfrequenz fy./2 und der Trägerfrequenz f-. entsprechen und außerdem der Unterschied zwischen den Trägerfrequenzen f_c1, f j gleich der Taktfrequenz f^ oder einem Vielfachen dieser Frequenz ist. Zu diesem Zweck ain.d bei der Übertragung der Synchroninformationsimpulse -miteiner Übertragungsgeschwindigkeit von 1200 Baud die Trägerfrequenz f_cl = 1200 Hz und f ₂ = 2400 Hz gewählt. Die für Frequenzverschiebungsmodulation geeignete Sendevorrichtung ist in Fig. 11 dargestellt, wobei denen der Fig. 1 entsprechende Elemente der Fig. 11 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind.

Die Schaltmodulationsvorrichtung 4 der Fig.. 11 wird durch zwei parallel geschaltete Kanäle 43» 44 gebildet, die mit je einem von einem Trägerfrequenzoszillator 5'» 5" gespeisten und als Amplitudenmodulator ausgebildeten Schaltmodulator 4', 4" und mit einem sich daran anschließenden linearen Netzwerk 16', 16" versehen sind, welches Netzwerk, gleich wie im Obenstehenden, durch eine aus dem Ausgangsfilter und dem Korrekturkreis bestehenden Einheit gebildet wird. An die Eingänge der beiden Kanäle 43, 44 sind die zu übertragenden SynchroniTifarmationsimpulse der Informationsquelle 1 gelebt, wobei diese' Informationsimpulse im Kanal

-28-90 9887/U0 5 *

direkt dem Amplitudenmodulator 4' und im Kanal 44 über einen Inverter 45 dem Amplitudenmodulator 4" zugeführt werden, während die Ausgänge der beiden Kanäle 45, 44 an, eine Zusammenfügungsvorrichtung 46 angeschlossen sind, deren Ausgang mit der Übertragungsleitung 8 verbunden ist. Je nach der An- oder Abwesenheit eines Informationsimpulses - in der zu übertragenden von der Informationsquelle 1 herrührenden Impulsreihe wird entweder die Trägerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5' mit z.B. der Trägerfrequenz f , = 1200 Hz über das lineare Netzwerk 16' oder die Tragerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5" mit der _ Trägerfrequenz f ₂ = 2400 Hz über das lineare Netzwerk 16" ^ der Zusammenfügungsvorrichtung 46 zugeführt.

Auf diese Weise wird der Frequenzverschiebungsmodulator 4 durch zwei parallelgeschaltete Amplitudenmodulationskanäle 43, 44 gebildet, die in einer einander gegenseitig ausschließenden Abwechslung unter der Steuerung der Informationsimpulse der Informationsquelle 1 wirksam sind. Dabei können diese Kanäle 45, 44 beide entsprechend denen der Sendevorrichtung nach Fig. 7, aber auch entsprechend denen der Sendevorrichtung nach Pig. 9 ausgebildet werden. Die in den linearen Netzwerken 16.', 16" benötigten Korrekturfunktionen C(ω ), C"(υ) sind von der gewählten Ausfüh-λ rung der Amplitudenmodulatoren 4', 4" abhängig und werden bei der in Pig. 11 gezeigten Sendevorrichtung für eine Ausführungsform nach Pig. 7 durch die Beziehung (12) und für eine Ausführungsform nach Pig, 9 durch die Beziehung (24) gegeben, wobei ω _Q= tü_c1 für C'( co ) und ü _Q = '^₂ für C"( W) gesetzt werden muß. Ferner sollen die Verzögerungen, denen die modulierten Trägerschwingungen in den linearen Netzwerken 16'', 1.6" unterworfen werden, einander gleich sein.

Zur Erläuterung ist eine detatillierte Ausführungsform der Sendevorrichtung nach Pigi- 11 in Pig. 12 dargestellt, wobei

' -29-9 0 9 8 8 7 / U 0 5

die Amplitudenmodulationskanäle 43, 44 entsprechend Fig.7 mit UND-G-attern als Amplitudenmodulatoren 4', 4" ausgebildet sind. Dabei zeigt Fig. 12 auch eine praktische Vereinfachung, die darin besteht, daß die als Digitalfilter ausgebildeten linearen Netzwerke 16·, 16" einen gemeinsamen Schiebeimpulsgenerator 29 und eine gemeinsame ■ Zusammenfübungsvorrichtung 37 haben, welche Zusammenfügungsvorrichtung zugleich die Funktion der Zusammenfügungsvorrichtung 46 der Fig. 11 erfüllt. ■

Das dargestellte Ausführungsbeispiel, bei dem die beiden Trägerfrequenzen f' -, f ~ gleichzeitig der Beziehung: f = k(f^/2) entsprechen, wobei k eine gerade Zahl ist, während außerdem gilt: f^ - ^₀I= ^, ermöglicht eine noch größere Vereinfachung, weil unter diesen Bedingungen nur ein einziges gemeinsames lineares Netzwerk 16 für die beiden Amplitudenmodulationskanäle 43 , 44 genügend ist, wie in der in Fig. 13 dargestellten Abwandlung der Sendevorrichtung nach Fig. 12 dargestellt ist.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 13 werden die amplitudenmodulierten Trägerschwingungen am Ausgang der Amplitudenmodulatoren 4', 4" unmittelbar über ein ODER-Gatter 47 zusammengefügt und dann einem den beiden Amplitudenmodulationskanp-älen 43, 44 gemeinsamen Digitalfilter 16 zugeführt.

Anhand des in Fig. 14 dargestellten Zeitdiagramms wird erläutert, wie unter den gegebenen Bedingungen bei der angewandten Frequenzverschiebungsmodulation die benötigte Korrektur des Spektrums tatsächlich mit nur einem gemeinsamen linearen Netzwerk 16 durchgeführt werden kann. Zu diesem Zweck wird das Spektrum betrachtet, das erhalten wird, wenn ein isolierter Informationsimpuls mit einer Breite T=i/fb der Schaltmodulationsvorrichtung 4 der Fig.13

." . -30-909 8 87/1405

zugeführt wird. Ein derartiger bei a in Fig. 14 dargestellter Informationsimpuls ergibt eine frequenzmodulierte. Trägerschwingung der bei b_ in Fig. 14 dargestellten Form, Wie aus Fig. 14 ersichtlich ist, ist diese modulierte Träge rs chwingung b_ als die Summe einer unmodulierten · Trägersshwingung £ der Frequenz f ₂ und einer durch den

Informationsimpuls a modulierten Trägerschwingung d gleichfalls - - ~*

asecjSixg der Frequenz f_c2» ^a1ber mit einer der von £ entgegengesetzten Phase, sowie einer durch den Informationsimpuls a modulierten Trägerschwingung e der Frequenz f _Λ

~ zur "" ^Cl ■".■--"

zu betrachten. In dem^Ubertragung geeigneten Frequenzband ergibt die unmoduli'erte Träge rs chwingung £ eine. Spektral-linie bei to= ω ₂» während die amplitudenmodulierte Trägerschwingung ά ein Spektrum M₂( ^ω ) von etwaw = ω ρ ^¹¹^- ^te amplitudenmodulierte Trägerschwingung £ ein Spektrum M₁( W) von etwaω = ω gibt. Es kann nachgewiesen werden, daß unter den gegebenen Bedingungen eine spezifische Frequenzkomponente im Spektrum M₁(W) gerade in Phase oder in Gegenphase zu der Komponente der gleichen Frequenz im Spektrum M₂(^ω) ist, so daß das Spektrum M((o ) der frequenzmodulierten Träge rs chwingung b_ gerade die algebraische Summe der Spektren M-j ( ω ) und M₂( ω ) bildet. Eine ähnliche Erwägung gilt für das am Ausgang der Schaltmodulationsvorrichtung 4 gewünschte Spektrum G(W), während die benötigte Korrekturfunktiori C(W ), gleich wie im Obenstehenden, durch den Quotienten von G( w) und M(W ) gegeben wird, z.B. ist für die dargestellte Ausführungsform, bei der ω_c1=k₁ ( aiv/p) mit k..=2 und*)■ _c2 = k₂(ü> _b/₂)» wobei k₂=4 ist, die Korrekturfunktion C(W ) durch die Beziehung:

/-. _v .„ ΐ/(ω -OJ₀₁) + 1/(W-W₀₂) -

0(ω ) - D^. tg^w/2w_c1>- - ΐ£(π_ω/2_ωο2) (25)

gegeben.

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193429a

Obenstehend wurde die Wirkungsweise der Vorrichtung nach der Erfindung anhand unterschiedlicher Modulationsmodi erläutert, wobei sich herausgestellt 'hat, daß der Verlauf der benötigten Korrekturfunktion 0(ω ) von der Art des verwendeten Ausgangsfilters völlig unabhängig ist, während außerdem der wesentliche Vorteil erhalten wird, daß diese Korrekturfunktion C(ω) einfach mit "Hilfe eines Digitalfilters erzielt werden kann, wodurch die Sendevorrichtung völlig digital aufgebaut und somit als eine integrierte * Schaltung ausgebildet werden kann. Neben den erwähnten sehr günstigen Eigenschaften schafft die Erfindung für unterschiedliche Anwendungen eine neue Bauart von Übertragungssystemen, wie anhand der Fig. 15 erläutert wird.

Die Sendevorrichtung nach Fig. 15 ist für die Übertragung synchroner .Informationsimpulse mit einer Übertragungsge-. schwindigkeit von 2400 Baud mittels Differential-4-Phasenmodulation einer rechteckigen Trägerschwingung mit einer Trägerfrequenz! f = 1800 Hz geeignet. Zu diesem Zweck wird die Reihe von Informationsimpulsen mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 2400 Baud der Informationsquelle 1 einem Wandler 48 zugeführt, der einerseits eine Teilung der zugeführten Reihe von Informationsimpulsen in zwei gleichzeitig auftretende Reihenvon Informationsimpulsen mit je der halben Übertragungsgeschwindigkeit von 1200 Baud und andererseits die für Differential-4-Phasenmodulation benötigte Kodierung dieser beiden Reihen von Informationsimpulsen der halben Übertragungsgeschwindigkeit bewirkt. Die Reihen von Informationsimpulsen am Ausgang des Wandlers 48 werden gleichzeitig an Phasen-' modulatoren 49» 50 in Form von rodulo-2-Sunimenerzieugern zugeführt, wobei die rechteckige Trägerschwingung aes Trägerfrequenzoszillators 5 mit der Trägerfrequenz f =1800 Hz direkt dem Phasenmodulator 49 und über, ein Verzögerungs-

90 9 887/U0 5

BAD

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netzwerk 51 mit einer Verzögerung D/2=i/(4f_), was somit einer Phasenverschiebung W/2 für die Trägerschwingung £ entspricht, dem Phasenmodulator 50 zugeführt wird. Die phasenmodulierten orthogonalen Trägerschwingungen an den Ausgängen der Phasenmodulatoren 49» 50 werden nach Filterung und Spektrumkorrektur in den Digitalfiltern 16% 16" zu.einer 4-phasenmodulierten Trägerschwingung in der Zusammenfügungsvorrichtung 37 zusammengefügt.

Bei der dargestellten Ausführungsform des Wandlers 48 wird die Reihe von Informationsimpulsen mit der Taktfrequenz f_t=2400 Hz einer Diodenmatrix 52 zugeführt, und zwar einerseits unmittelbar (Impulsreihe A) und andererseits über ein Verzögerungsnetzwerk 53 mit einer Verzögerung T=I/F_b (Impulsreihe B). Die Taktfrequenz f_b=2400 Hz wird in diesem Falle dadurch erhalten, daß die Taktimpulse mit der Frequenz f,/2= 1200 Hz des Taktimpulsgenerators in einem Frequenzverdqppler 3' in der Frequenz um einen Faktor 2 vervielfacht werden. Der Diodenmatrix 52 werden. auch die Reihen von Informationsimpulsen am Ausgang des Wandlers 48 (Impulsreihen X und Y) zugeführt. Die durch Impulse mit einer Breite T gebildeten Reihen von Infor— mationsimpulsen am Ausgang der Diodenmatrix 52 (Impulsreihen C und D) werden UND-Gattern 54, 55 zugeführt, an die auch die Reihe von Taktimpülsen des Taktimpulsgenerators 3 mit der halben Taktfrequenz f_fe/2 gelegt ist. An die Ausgänge der UND-Gatter 54, 55 sind bistabile Kippschaltungen 56, 57 zur Bildung der Impulsreihen X un,d Γ mit Impulsen mit einer Breite 2T angeschlossen. Um dafür zu sorgen, daß die vier möglichen Paare aufeinanderfolgender Informationsimpulse ("dibits") in der von der Informationsquelle 1 herrührenden Reihe, somit die vier möglichen Kombinationen gleichzeitig auftretender Informationsimpulse in den Iinpulsreihen A und B am Ausgang der

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Wendevorrichtung Phasensprüngen Δ φ der Trägerfrequenz her-\ beiführen, die gleich,einem geraden Vielfachen von π/2 für die Trägerfrequenz f sind, soll zwischen der Kombination ■ der Impulsreihen A und B am Eingang der Diodenmatrix 52 und der Kombination der Impulsreihen X und Y am Ausgang des Wandlers 48 die in der Tabelle nach Fig. 16 gegebene Beziehung bestehen. ■ : /

In der Tabelle der Fig. l6 ist angegeben, wie bei einer ■" gegebenen Kombination X , Y_n und Zufuhr einer Kombination A,B die zukünftige Kombination X_n+1J ^Y _n+1 sein muss, damit der dieser Kombination A,B entsprechende Phasensprung Δ φ bewirkt wird. Eine derartige Beziehung kann bekanntlich mit Hilfe einer Diodenmatrix erzielt werden. Im Vektordiagramm der Fig. 16 sind die vier möglichen Phasen der Trägerschwingung mit der Frequenz f " am Ausgang der Sendevorrichtung zusammen mit der entsprechenden Kombination XjY dargestellt. Aus dem Vektordiagramm geht z.B. hervor, daß •Zufuhr einer Kombination A, B - 10, die einem Phasensprung Δ 0 = 3 π/2 entspricht, bei einer gegebenen Kombination X_n, Y_n = 10 die zujalldende kombination X_n+1* ^Y _n+i⁼⁰° ^ent" ' sprechend der Tabelle ergeben muss.

Die in den Digitalfiltern l6' und l6" benötigten Korrekturfunktionen C¹,(ω) und C" (U)) folgen dann aus der Beziehung (12) bzw. der Beziehung (13) für k = 3, wobei für C"(w) jedoch der Faktor j, somit die Phasenverschiebung π/2, des ganzen Spektrums nun nicht verwirklicht wird, "weil sonst die orthogonale Beziehung der phasenmodulierten Trägerschwingung vor der Zusammenfügung in der Zusammerifübungsvorrichtung 37 beseitigt wird. Ferner wird im dargestellten Ausführungsbeispiel die Filterfunktion F(t«) derart gewählt, daß bei Anwendung von Differentialdemodulation auf der Empfangsseite für jede der beiden orthogonalen phasenmodulierten Trägerschwingungen praktisch keine gegenseitige Beeinflussung der

90988 7/ UOS

-15S3-4296

wiedergewonnen Informationsspule ("iritersymbol interference") auftritt, zu welchem Zweck in diesem Falle die Umhüllende jedes der beiden orthogonalen Spektren am Ausgang der Sende— vorrichtung die bei a in Fig. 17 dargestellte Gestalt ("Raised-cosine-spektrum") aufweist. Auf die oben bereits ausführlich beschriebene Weise wird dann erzielt, dass die Übertragungsfunktion H¹ (ω) W c¹ (uu). f(iu) des Digitalfilters l6^r und die Übertragungsfunktion H" (ur) = C" (uu). F(üu) des Digital filters l6" durch die folgenden Beziehungen gegeben werden:

H¹ Ο») = (üü/«)_c) . cotg (ttu,/2u)_c) sec(2W(«_b) -tg(2W«>_b) -(26) Eⁿ (ω) = cotg (nu)/4«)_n) . H* (ω)

wobei «)_G - U)_b/₂« «) ^ ^₀ + %/₂

Der Verlauf von H^! (ui) bzw. H" (cd) ist, abgesehen von einem Faktor (-1), in normiertem Maßstab, also mit H¹ (^₀) =H"(oü_c) = 1 für den Bereich i«_c - ^/2 ^ ^w ^ ⁰⁰C ^{+ w}b/2 ' bei b bzw. £ in Fig. 17 dargestellt.

Die in Fig. 15 beschriebene Sendevorrichtung kann auch benutzt werden, um orthogonale Modulation auf völlig digitale Weise zu erzielen, wobei der Wandler 48 unter Fortlassung der Diodenmatrix 52 derart geändert wird, dass die Impulsreihen A und B direkt den UND-Gattern 54, 55 zugeführt werden. .

Pa tentansprüche

9098 8 7 /U 0 5

Claims (1)

1. - 59 -

   Patentanspruch^-e

   Vorrichtung zum Übertragen rechteckiger synchroner Informationsimpulse in einem vorgeschriebenen Frequenzband von einer Informationsquelle auf einen Informationsverbraucher, wobei die Informationsimpulse mit verschiedenen Impulsen aus einer Reihe äquidistanter Taktimpulse eines Taktimpulsgenerators zusammenfallen, welche Vorrichtung mit einer von einem Trägerfrequenzoszillator gespeisten Schaltmodulationsvorrichtung zur direkten Aufmodulierung der rechteckigen Informationsimpulse auf einer rechteckigen Trägersehwingung und ferner mit einem Ausgangsfilter versehen ist, dessen Durchlaßband dem vorgeschriebenen Frequenzband entspricht, wobei die Taktfrequenz des Taktimpulsgenerators und die Trägerfrequenz des Trägerfrequenzoszillators von einem einzigen zentralen Generator abgeleitet sind, dadurch gekennzeichnet, daß bei Trägerfrequenzen gleich einem kleinen ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz hinter der Schaltmodulationsvorrichtung ein Korrekturkreis in Form eines linearen Netzwerks angeordnet ist, daß das hinter der Schaltmodulationsvorrichtung auftretende Spektrum, das durch die in der Schaltmodulationsvorrichtung erzeugten unerwünschten Modulationsprodukte verzerrt ist, im vorgeschriebenen Frequenzband korrigiert.

   Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzelehnet, daß das Ausgangsfilter und der Korrekturkreis zu einem linearen Netzwerk zusammengebaut sind, das durch ein Digitalfilter gebildet wird, das ein Schieberegister mit einer Anzahl Schieberegisterelemente enthält, deren Inhalt mit einer Schiebeperiode kleiner als die Mindestdauer eines dem Schieberegister zuzuführenden Impulses

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   unter der Steuerung eines Schiebeimpulsgenerators fortgeschoben wird, während die Schiebefrequenz des Schiebeimpulsgenerators vrom zentralen Generator abgeleitet wird von dem die Taktfrequenz des Taktimpulsgenerators und die Trägerfrequenz des Trägerfrequenzoszillators abgeleitet sind.

   3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

   daß die Enden der Schieberegisterelemente über Dämpfungsnetzwerke mit einer Zusammenfügungsvorrichtung verbunden sind, die an den Übertragungsweg angeschlossen ist.

   4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3* dadurch gekennzeichnet, daß zum Erhalten einer einfachen Übertragungsfunktion des Korrekturkreises die Phasenbeziehung zwischen den rechteckigen synchronen Informationsimpulsen und der rechteckigen Trägerschwingung derart eingestellt ist', daß die Flanken der rechteckigen Informationsimpulse mit Flanken der rechteckigen Trägerschwingung zusammenfallen.

   5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erhalten einer einfachen Übertragungsfunktion des Korrekturkreises die Phasenbeziehung zwischen den rechteckigen synchronen Informationsimpulsen und der rechteckigen Trägerschwingung derart eingestellt ist, daß die Flanken der rechteckigen Informationsimpulse mit Mittellinien direkt aufeinander folgender Flanken der rechteckigen Trägerschwingung zusammenfallen.

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   11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzelehnet, daß die als digitaler Frequenzverschie,-bungsmodulator ausgebildete Schaltmodulationsvorrichtung durch zwei parallel geschaltete Kanäle gebildet wird, die mit je einem £mplitudenmodulator versehen sind, der von einem Trägerfrequenzoszillator mit einer vom zentralen Generator abgeleiteten Trägerfrequenz gespeist wird, wobei der Unterschied zwischen den Trägerfrequenzen gleich einem geraden Vielfachen der Taktfrequenz ist, in welcher Schaltmodulationsvorrichtung die Informationsquelle bei einem Kanal direkt und beim anderen Kanal über einen Inverter an den betreffenden Amplitudenmodulator angeschlossen ist, wobei die Ausgänge der beiden Amplitudenmodulatoren mit einer Zusammenfügungsvorrichtung . verbunden sind, die an einen den beiden Kanälen gemeinsamen Korrekturkreis angeschlossen ist.

   12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die SchaltmodulationsvOrrlchtung für Modulation zweier orthogonalen rechteckigen Trägerschwingungen gleicher Trägerfrequenz ausgeführt ist, welche Schaltmodulationsvorrichtung durch zwei Schaltmodulatoren gebildet wird, die von orthogonalen Trägerschwingungen des gemeinsamen Trägerfrequenzoszillators gespeist werden, wobei die Reihe von Informationsimpulsen der Informationsquelle einem Wandler zur Teilung in zwei gleichzeitig auftretende Reihen von Informationsimpulsen zugeführt wird, und wobei die Impulse dieser Reihen mit einer Reihe von Taktimpulsen der halben Taktfrequenz zusammenfallen, während jede der letzteren Reihen von InformationsimpuTsen am Ausgang des Wandlers an einen der Schaltmodulatoren gelegt wird, und sich an jeden dieser Schaltmodulatoren ein zu diesem Schaltmodulator gehöriger Korrekturkreis anschließt, welche beide Korrekturkreise

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   an eine Zusammenführungsvorrichtung angeschlossen sind, deren Ausgang mit der übertragungsleitung verbunden ist.

   Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie als eine integrierte Halbleiterschaltung ausgebildet ist.

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