DK141740B - Apparat til overføring af rektangulære, synkrone informationsimpulser. - Google Patents

Description

(11) FREMLÆGGELSESSKRIFT 1417^0 DANMARK (51) lnt Cl 3 H 04 L 27/00 «(21) Ansøgning nr. 3637/69 (22) Indleveret den 4. jul. 1 9^9 (23) Løbedag ^* jul* 19^9 (44) Ansøgningen fremlagt og i nftn

fremlsBggeteeeskriftet offentliggjort den e-' JUH· I yO'J

DIREKTORATET FOR ^ PATENT-OG VAREMÆRKEVÆSENET (30) Prioritet begæret fraιΛη

9. jul. 19^8# 6809708, NL

(71) n.v. PHILIPS' GLOEILAMPENFABRIEKEN, Emmaslngel 29, Eindhoven, NL.

(72) Opfinder: Petrus Josephus van Gerwen, Emmaslngel, Eindhoven, NL.

(74) Fuldmægtig under sagene behandling:

Internationalt Patent-Bureau._ (64) Apparat til overføring af rektangulære, synkrone informations Impuls er.

Opfindelsen angår et apparat til overføring af rektangulære, synkrone informationsimpulser fra en informationskilde til en informationsforbruger inden for et foreskrevet frekvensbånd, hvilke informationsimpulser falder sammen med forskellige impulser fra en serie ækvidistante tidsimpulser fra en tidsimpulsgenerator, hvorhos apparatet indeholder en af en bærebølgeoscillator fødet, digital modulationskobling til direkte modulation af de rektangulære synkron# informationsimpulser på en rektangulær bærebølge og endvidere indeholdar et udgangsfilter, hvis gennemgangsområde svarer til det foreskrevne frekvensbånd, og hvor tidsimpulsgeneratorens tidsfre-kvens og bærebølgeoscillatorens bærefrekvens aftages fra en enkelt central oscillator.

I sådanne overføringsapparater sker der sædvanligvis ikke en overførsel af det samlede spektrum af informationsimpulser over transmissionsvejen fra informa- 141740 2 tionskilde til informationsforbruger, men det udsendte spektrum begrænses ved hjælp af filternetværk til et transmissionsbånd med den båndbredde, som kræves til over« føring af spektret af informationsimpulser op til tilnærmelsesvis den halve tids« frekvens· Den samlede overføringskarakteristik vælges da i overensstemmelse med et kendt Nyquist-kriterium sålede% at der ved genindvending af informationsimpulserne i modtagerenden ved eksemplering af de detekterede signaler i takt med tidsfrekvensen opnås en så stor som mulig forskel mellem de detekterede signaler til ek« sempleringstidspunkterne.

Endvidere vælges bærefrekvensen i praksis ofte betydeligt højere end tidsfrekvensen, for eksempel 5-10 gange højere, således at uønskede modulationsproduk— ter så vidt muligt forhindres i at optræde i det begrænsede transmissionsbånd, hvilke modulationsprodukter til trods for det ovennævnte valg af den samlede overføringskarakteristik kan opfattes i modtagerenden som en reduktion af forskellen mellem de detekterede informationsimpulser· Ifølge en almindelig antagelse, se Bennet & Davey »Data transmission??, McGraw Hili 1965, side 134 mv, kan denne optræden af uønskede modulationsprodukter ikke tillades, fordi disses indflydelse i det begrænsede transmissionsbånd ikke senere kan elimineres*

Til modvirkning af uønskede modulationsprodukters indflydelse i et forholdsvis bredt transmissionsbånd, som er beliggende nær ved frekvensen 0, kan informa-tionsimpulserae moduleres direkte på en højfrekvensbærebølge, således at der i det væsentlige ikke optræder nogen uønskede modulationsprodukter i det til overføring af den høje bærefrekvens nødvendige frekvensbånd. Herefter kan dette høje transmissionsbånd separeres ved hjælp af et højpasfilter og frekvenstransponeres til det foreskrevne lave frekvensbånd ved hjælp af en anden modulationskobling. Denne modulationsform kræver imidlertid en anden modulationskobling, som endvidere skal være udformet i analog teknik for at opnå en korrekt transponering af det separerede, højfrekvente transmissionsbånd« I praksis benyttes sædvanligvis en anden modulationsform ved lavere bærefrekvenser, hvor spektret af informationsimpulser allerede inden modulationen begrænses i båndbredde til tilnærmelsesvis den halve tidsfrekvens ved hjælp af et lavpasfilter. Imidlertid skal modulationskoblingen også i dette tilfælde være udformet i analog teknik for at opnå en korrekt overføring af informationsimpulser i dette begrænsede spektrum.

Opfindelsen tilsigter at frembringe en anden udformning af et overføringsapparat af den i indledningen nævnte art8 hvor der kan benyttes en modulationskobling, som helt er udformet i digital teknik, samtidig med at der opretholdes en optimal forskel mellem de i modtagerenden ved lavere bærefrekvenser detekterede informationsimpulser, hvilket overføringsapparat endvidere er særdeles velegnet til fuldstændig digital konstruktion og dermed til konstruktion som et integreret kredsløb« 141740 3

Apparatet ifølge opfindelsen er ejendommeligt ved, at der efter den digitale modulationskobling med henblik på inden for dét foreskrevne frekvensbånd at minimalisere de uønskede modulationsprodukter, som er frembragt i den digitale modulationskobling og udgøres af de dele af de nedre sidebånd ved bærefrekvensen og harmoniske af denne, som ved foldning af disse nedre sidebånd omkring nulfrekvensen falder inden for det foreskrevne frekvensbånd, og af de dele af de nedre sidebånd ved bærefrekvensens harmoniske, som direkte falder inden for det foreskrevne frekvensbånd, er indskudt et korrektionskredsløb i form af et lineært netværk, som for bærefrekvenser lig med et multiplum af den halve tidsfrekvens og et helt tal mindre end 10 har en overføringsfunktion C(os), som er lig med kvotienten af indhyllingskurven 6(ω) for de ønskede modulerede signaler ved udgangen af den digitale modulationskobling divideret med indhyllingskurven Μ(ω) for de modulerede signaler, som faktisk optræder ved den digitale modulationskoblings udgang.

Ved hjælp af forholdsreglerne ifølge opfindelsen elimineres ikke alene en blandt fagfolk for tiden almindeligt udbredt fordom, men der opnås også den overraskende fordel, at de uønskede fænomener, der opstår i en ikke-lineær, digital modulationskobling elimineres ved hjælp af et lineært netværk*

Korrektionskredsløbet kan være konstrueret i analog teknik, men overførings-apparatet ifølge opfindelsen får særlig interesse, aår der til konstruktion af korrektionskredsløbet benyttes et digitalt filter af den 1 tysk· fremlæggelsesskrift nr* 1.275.589 beskrevne art, idet dette filter gør det muligt at opnå den for korrektionen ønskede amplitude-frekvenskarakteristlk og fase-frekvenskarakteristik på en overraskende enkel måde og med stor indbyrdes valgfrihed.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere véd hjælp af nogle udførelsesformer og under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 viser et til fasemodulation indrettet overføringsapparat ifølge opfindelsen, fig. 2 og 5 nogle tidsdiagramoer og fig. 3 og 4 nogle frekvensdiagranmer til forklaring af virkemåden af det i fig. 1 viste apparat, fig. 6 en modifikation af senderenden i det i fig. 1 viste apparat, fig. 7 og 9 overføringsapparater ifølge opfindelsen indrettet til amplitudemodulation, fig, 8 og 10 nogle tidsdiagrammer og et f relevens diagram til forklaring af henholdsvis det i fig. 7 og det i fig. 9 viste overføringsapparat,, fig. 11 et overføringsapparat ifølge opfindelsen indrettet til frekvensskiftsignalering, fig. 12 en mere detaljeret udførelse af det i fig. 11 viste apparat, fig. 13 en modifikation af det i fig, 12 viste overføringsapparat, 4 141740 fig. 14 nogle tidsdiagrammer til forklaring af fig. 13, fig. 15 et overføringsapparat ifølge opfindelsen indrettet til differentiel firefasemodulation, og f-ig. 16 en tabel og et vektordiagram og fig. 17 nogle frekvensdiagrammer til forklaring af fig. 15* I fig. 1 er vist et apparat til overføring af bivalente, synkrone informations-impulser fra en informationskilde 1 til en informationsforbruger 2 inden for et foreskrevet frekvensbånd på f.eks. 300 - 3300 Hz med en transmissionshastighed på f.eks. 1200 Baud. De bivalente informationsimpulser fra informationskilden 1 falder sammen med forskellige impulser fra en serie ækvidistante tidsimpulser fra 5 141740 en tidsimpulsgeneretor 3 og føres til en som fasemodulator fungerende, digital modulationskobling 4 til direkte fasemodulation af én fra en bærebølgeoscillator 5 hidrørende, rektangulær bærebølge. I den viste udførelsesform udgøres både tidsimpulsgeneratoren 3 og bærebølgeoscillatoren 5 af en astabil multivibrator, som synkroniseres »ed impulser fra encentral irapulsgenerator 6. Gentagelsesfrekvensen f for den centrale impulagenerator 6 er f.eks. 300 Hz, medens der af denne frekvens ved frekvensmultiplikation med faktorer henholdsvis 4 og 6 i de som frekvensmultiplikatorer fungerende, astabile mnltivibratorer 3 og 5 1 * udledes en tidsfrekvens f^ på 1200 Ha og en bærefrekvens f£ på f.eks. 1800 Hz.

Den fasemodulerede bærebølge føres til videre transmission til en transmissionsledning 8 over et udgangsfilter 7 med et gennemgangsområde svarende til, hvad der har betydning for transmissionen, f.eks. 600 - 3000 Hz.

De over transmissionsledningen 8 modtagne, modulerede signaler føres i modtagerenden gennem et modtagefilter 9 med et gennemgangsoinråde på 600 - 3000 Hz og et udligningsnetværk 10 til udligning af amplitude— og fasekarakteristikker til en detektionskobling 11, der f.eks. er konstrueret som en synkron fasemodula-tor, i hvilken de modtagne signaler demodulates ved hjælp af en lokal bærebølge med en frekvens £^, Et lavpasfilter 12 med en afskæringsfrekvens, som er lig med tilnærmelsesvis den halve tidsfrekvens, f^/2, er forbundet til detektionskoblingen ll's udgang til separering af de detekterede signaler, fra hvilke de oprindelige informationsimpulser genindvindes ved eksemplering og impulsregenerering i en impulsregenerator 13, der styres af en serie impulser å£tidsfrekvensen hidrørende fra en lokal tidsimpulsgenerator 14. De regenererede informationsimpulser føres med henblik på yderligere behandling til informationsforbrugeren 2. I den viste udførelsesform er den lokale tLdsimpulsgenarator 14 på kendt måde, som ikke skal beskrives yderligere her, synkroniseret med den i senderenden frembragte tidsfrekvens f.eks. ved hjælp af et sammen med de modulerede signaler medsendt pilot-signal eller ved hjælp af et fra selve de modulerede signaler udledt synkroniserings-signal.

Den samlede overføringskarakteristik for apparatet i fig. 1 indeholdende fil-ternetværkene 7, 9, 10 og 12 i sender- og modtagerenderne og transmissionsled ningen 8 indstilles i overensstemmelse med det kendte Nyquist-kriterium til opretholdelse af ækvidistante nulpunkter i impulssvaret, hvprhos filtemetværkene 1'modtagerenden giver en optimal støjundertrykkelse. Det opnås her igennem, at forskellen mellem de detekterede signaler ved udgangen af lavpasfilteret 12 er så stor som mulig til eksemplerings-tidspunkterne, I fig. 2 er vist nogle tidsdiagrammer til yderligere forklaring af virkemåden af det i fig. 1 viste apparat.

I fig. 2 er ved a vist en serie til overføring bestemte, bivaltente informationsimpulser med en nominel impulsbredde, som er lig med perioden T for tidsfre- 6 141740 kvensen f^, og ved b er vist en serie rektangulære bæreimpulser med en bredde D * l/(2fc>, hvilken impulsserie fasemoduleres med serien af informationsimpulser ved a. Den fasemodulerede, rektangulære bærebølge, som ved overgangene i serien af informationsimpulser ved a udviser et fasespring T , er vist ved c i fig. 2, medens d viser den fasemodulerede bærebølge efter filtrering i udgangsfilteret 7.

Efter synkron detektering i detektionskoblingen 11 og filtrering i lavpas-filteret 12 opnås i modtagerenden de ved e i fig. 2 viste, detekterede signaler, ud fra hvilke de oprindelige informationsimpulser genindvindes ved eksemplering med en serie eksempleringsimpulser f af tidsfrekvensen f^ og ved impulsregenerering, således som det er vist ved g i fig. 2, sammenlign a.

Til trods for, at den samlede overføringskarakteristik for apparatet i fig.

1 opfylder det førnævnte Nyquist-kriterium, ses det, at ved bærefrekvensen f *»

Sftø/2, som er lav set i forhold til tidsfrekvensen f^, er forskellen mellem de detekterede signaler ikke optimal til eksempleringstidspunkterne, hvilket må skyldes, at der ved denne forholdsvis lave bærefrekvens som følge af den ikke-lineære modulationsproces i den digitale modulationskobling 4, således som det vil blive nærmere beskrevet under henvisning til nogle frekvensdiagrammer i fig. 3, optræder uønskede modulationsprodukter af betydelig styrke inden for gennemgangsområdet for udgangsfilteret i senderenden· I fig. 3 er ved a vist indhyllingskurven for spektret S(f) for en tilfældig serie informationsimpulser fra informationskilden 1 med en nominel impulsbredde T l/ffa, hvilken indhyllingskurve som bekendt har nulpunkter ved hele multipla af tidsfrekvaisen f^. Ved b i fig. 3 er vist indhyllingskurven for det spektrum, som dannes ved modulation af grundfrekvensen f^ *« 3f^/2 for den rektangulære bæreimpuls fra bærebølgeoscillatpren 5 med den førnævnte tilfældige serie af informationsimpulser, og i hvilket der dels optræder de ved en fuldt-optrukket linie angivne, ønskede modulationssignaler inden for det for overføringen betydningsfulde gennemgangsområde for udgangsfilteret 7 fra til fc+f^, men desuden optræder ved en punkteret linie angivne, uønskede modulationsprodukter af typen f - f^, som frembringes ved modulation af den nævnte grundfrekvens f med spektral-kompo-santer f af inforn&ionsimpulserne inden for frekvensbåndet 2f^ - 4f^. Ud over grundfrekvensen f bidrager også den tredie harmoniske 3f af grundfrekvensen i de firkantede bæreimpulser til de uønskede modulationsprodukter inden for gennemgangsområdet for udgangsfilteret 7, og denne tredie harmoniske frembringer specielt uønskede modulationsprodukter af typen 3ίβ- f og f - 3ί^, hvis indhyllingskurver er angivet i spektret ved c i fig. 3 ved henholdsvis en fuldt optrukket og en punkteret linie, og som frembringes ved modulation af den tredie harmoniske 3f med spektralkomposanter f af informationsimpulserne inden for frekvensbåndene henholdsvis 2ί^ - 4ί^ og 5ί^- 7f^. På tilsvarende måde vil enhver ulige harmonisk af grundfrekvensen i de rektangulære bæreimpulser frembringe to bidrag til de uønskede modu- 7 141740 lationsprodukter, således at der Inden for gennengaagaområdet for udgsagsfllteret 7 ud over de ønskede, modulerede signaler optræder et interferenssignal, som er givet ved den algebraiske sum af et stort antal uønskede modulationsprodukter, og som i modtagerenden på forstyrrende måde influeret på sondringen mellem de detekterede signaler til eksempleringsfcidspunkterne. Ittdhyllingakurven for det efter den digitale modulationskobling optrædende spektrum er vist ved d i fig» 3· Fig> 3 viser også, at interferenssignalet bliver mindre, når forholdet mellem bærefrekvensen f og tidsfrekvensen vælges større.

Ved anvendelse af den ovennævnte digitale modulationskobling 4, som tillader en fuldstændig digital opbygning og dermed en konstruktion Som integreret kredsløb, opnås der ifølge opfindelsen en optimål sondring mellem de detekterede signaler til eksempleringstidspunkterne, fordi der ved bærefrekvenser f£, som er lig med et lille helt tal multipliceret med den halve tidsfrekvens f^/2 indskydes et korrektionskredsløb i form af et lineært netværk efter den digitale modulationskobling 4, hvilket lineære netværk korrigerer det efter åen digitale modulationskobling 4 optrædende og af de modulationskoblingen frembragte, uønskede modulationsprodukter deformerede spektrum inden for det foreskrevne frekvensbånd.

Ansøgeren har ved indgående undersøgelser fundet, at der ganske ulig et tilfældigt interferenssignal er en særdeles nær sammenhæng mellem spektralkomposanterne af de ønskede modulerede signaler og spektralkømposanterne af den algebraiske sum af alle uønskede modulationsprodukter ved en bærefrekvens f , som er lig med et helt tal multipliceret med den halve tidsfrekvens f^/2. Få den ene side falder hver spektralkomposant af summen af alle uønskede moduitionsprodukter nemlig med hensyn til frekvensen sammen med en spektralkomposant af de ønskede modulerede signaler, eller med andre ord bevirker forekomsten af de uønskede modulationsprodukter ikke, at der inden for gennemgangsområdet for udgangsfilteret 7 optræder nye fre-kvenskomposanter, samtidig med at der på den andes side eksisterer en sammenhæng mellem spektralkomposanteme med hensyn til amplitude og fase, således at en enkelt komposant af de ønskede, modulerede signaler ikke fjernes af en komposant af samme frekvens af summen af alle uønskede modulationsprodukter, eller med andre ord at ingen frekvenskomposanter går tabt som følge af forekomsten af de uønskede modulationsprodukter. Det har endvidere vist sig, at sættet af spektralfeomposanter ikke undergår nogen variation med hensyn til frekvenserne, men endvidere med hensyn til amplitude- og fasesammenhængen mellem de ønskede og uønskede bidrag er af en sådan natur, at der kan opnås en optimal sondring mellem de demodulerede signaler ved ek-sempleringstidspunkterne med et enkelt korrektionakredsløb 15 i form af et lineært netværk.

I den i fig. 1 viste udførelsesform, hvor der er en bærefrekvens fc-3V2’ er overføringsfunktionen C(U/) af korrektionskredsløbet .15 således f.eks. en reel funktion af vinkelfrekvensen^ « 2^f i overensstemmelse med nedenstående formel, 141740 8 som vil blive udledt i det følgende: U/c C (k/) - (-1) . "— ' . cotg (TfU/JlU/ ) (i) i - “lwc c .

Til illustration er i fig. 4 ved a viste et eksempel på overføringsfunktionen F (UJ) for udgangsfilteret 7 udformet som et dobbeltsidebåndsfilter, medens overføringsfunktionen C (kJ) for korrektionskredsløbet 15 bortset fra faktoren (-1) er vist ved b i normeret målestok, hvilket vil sige, at C (kJ) « 1, hvad angår den del, der ligger inden for gennemgangsområdet fra UJ - 47 til kJ + kJ for ud- c b c b gangsfilteret 7. Overføringsfunktionen C(U), F(Uj) for serieforbindelsen af udgangsfilteret 7 og korrektionskredsløbet 15 har da den i fig· 4 ved c viste form· Anvendelsen af denne korrektionsfunktion C(U)) resulterer da i en ideel fremtræden af de detekterede signaler med meget skarpe konturer, hvor der kun kan skelnes mellem to klart diskrete værdier til eksempleringstidspunkterne·

Ved yderligere undersøgelser har det vist sig, at den for korrektionen krævede variation af overføringsfunktionen C(UJ) udelukkende afhænger af båndbredden og formen af overføringsfunktionen f(k/) for udgangsfilteret 7 og for f.eks. et ud-gangsfiltér 7 af den sidebåndsasymmetriske type eller enkeltsidebåndstypen er den samme som for et filter af dobbeltsidebåndstypen. Det har endvidere vist sig, at korrektionen i tilfælde af sidebåndsasymmetriske filtre og enkeltsidebåndsfiltre har en betydelig større virkning, idet de uønskede modulationsprodukter i disse tilfælde i endnu højere grad udøver en forstyrrende indflydelse på sondringen mellem de detekterede signaler til eksempleringstidspunkterne end i tilfældet ved dobbeltsidebåndsfiltre, Ved a i fig. 4 er med punkterede linier som eksempler vist de overføringsfunktioner F'(k>) og F' '(^), som er knyttet til et udgangsfilter 7 til sidebåndsasymmetrisk overføring af henholdsvis den nedre og det øvre sidebånd af de modulerede signaler, medens de tilsvarende overføringsfunktioner C(k/)0F'(k/) og C(^) F' for serieforbindelsen af udgangsfilteret 7 og korrektionskreds løbet 15 er vist ved c, ligeledes med punkterede linier.

Under henvisning til fig, 5 anføres der i det følgende en udledning af korrek- "tionsfunktionen Q(U/) for den ovennævnte udførelsesform med en bærefrekvens f - c 3f^/2e I fig, 5 er ved a vist en enkelt informationsimpuls fra informationskilden 1, hvilken impuls optræder til tidspunktet t 0 og har en bredde T 1/f^ og en højde h, for hvilken informationsimpulsspektret S(ti/) er givet ved 8(M0 - 2h sl“ ffT/2) , (2) hvilken formel som. bekendt også repræsenterer indhyllingskurven for spektret for en tilfældig serie af informationsimpulser med en bredde T, se a i fig. 3, 9 141740 I fig. 5 er ved b vist en del af den til Informationsimpulsen ved a svarende, modulerede bærebølge ved udgangen af den digitale modnlationskobling 4, hvilken del udgøres af en serie bæreimpulser med en bredde D * l/(2fc) og en højde h, nemlig bæreimpulser af positiv polaritet til tidspunkterne t “ -D, t » +D og esi bæreimpuls af negativ polaritet til tidspunktet t * 0. Spektret P (is') for en sadiln bæreimpuls, som optræder til et tidspunkt t « 0 er givet ved P (0>) - 2h. sin_X^D^2) (3}

(jU

medens spektret for en tilsvarende impuls, der optræder til et vilkårligt andet tidspunkt t * t^ er givet ved

-J

e \ρ(ώ/) (4)

For den ved b viste, modulerede impulsserie er spektret M(&0 da givet ved M<00 - (d^15 -1 + s HV) , (5) hvilket efter nogen reduktion kan skrives som cos ( 3 U/B/2)

M(O') - -- . P(AO

cos ( Uf D/2) eller ved hjælp af formel (3) som M(0>) - 2b. cos (3i*/ D/2). ^ ^D/2) (6)

Denne formel repræsenterer også indhyliingskurven for spektret for de modulerede signaler, som optræder ved modulation af den rektangulære bærebølge med den førnævnte, tilfældige serie af informationsimpulser.

De ønskede modulerede signaler ved udgangen af den digitale modulationskobling 4 har i det mindste i det område fra U/ - Uf, til Uf + Uf, % som har be- c b c b' tydning for transmissionen, et spektrum, ,som er symmetrisk i forhold til bærefrekvensen Uf , for hvilket spektrum indhylningskurven G(Uf) dannes ved frekvenstrans-ponering af det ved formlen (2) givne spektrum S^) og det heraf reflekterede spektrum S(-fc/) til bærefrekvensen Uf eller udtrykt i en formel c ' _

sin Hit' -6'C)T/2~J

G {Uf) m 2h, -—--- (7) ( Uu . u, )

C

14T740 ίο i dette tilfælde3 hvor U* 3 Uf^[2 og derned T * 3D, kan formlen (7) skrives cos (3 Uf Of 2) G{Uf) - 2h. - (8) (Uf- U/c)

Den for korrektionen krævede overføringsfunktion G(Uf) fås da som kvotienten af G(Uf) divideret med M(Uf)t hvilket ved hjælp af formlerne (8) og (6) kan skrives som

Uf fu,

C

C (Uf) - G(icO/M(U/) - (-1).^ . cotg(^iy/2£t/), (9)

C

hvilket svaret til formlen (1).

De foregående betragtninger kan uden vanskelighed udvides til de tilfælde, hvor bærefrekvensen » k ( Uf^f2)i hvor k repræsenterer et helt tal, som i praksis for det meste ikke overskrider 10.

Hvis k således f.eks. er et ulige tal fås følgende udtryk for korrektionsfunktionen C(^)

WlUf c c(fc>)«(-i)(k-1)/2.-. cotg {irο/n 6/), (ίο) i- % hvor k = 1, 3, 5, ...

mens der hvis k er et lige tal fås tolu,c G(o/) - j(-i)k/2.--. cotg {irU/l2 OJ )t (11) 1-^c hvor k ** 2, 4, 6, .. 0

Som det fremgår af formlerne (10) og (11) er korrektionsfunktionen C{(//) for ulige værdier af k en ren reel funktion og for lige værdier af k en ren imaginær funktion, hvor C {Uf) overraskende udviser den samme variation som funktion af«·' i alle tilfælde bortset fra faktorerne »1 og +j, som repræsenterer en konstant faseforskydning 7f og + VJ2 af hele spektret, hvilken variation er vist ved b i fig. 4. Formlerne (10) og (11) kan kombineres som følger ^ Ulf c (Uf) - (-j)k_1 . YZuT(^-* cotS (7TU^2CUc)t (12)

C

hvor k » 1, 2, 3, ...

I det foregående har det overalt været antaget, at der eksisterer en fast fasesammenhæng mellem informationsimpulserne og bæreimpulserne, således at informationsimpulsernes flanker falder sammen med bæreimpulsernes flanker.

11 141740

Det er ikke strengt nødvendigt af hensyn tit korrektionen, at netop denne fasesammenhæng er til stede, men korrektionsfunktionett antager almindeligvis en mere kompliceret form, når denne fasesammenhæeg ikke er til stede. Hvis der f.eks. som vist ved c og d i fig. 4 er et tidsinterval med en længde d mellem optrædelsestidspunkterne for flankerne af informationsimpulseme og flankerne af bæreimpulserne, eller med andre ord hvis bærelmpulseme har undergået eb faseforskydning Θ « UJ cd, er korrektionsfunktionen givet ved j sin (^4//24/) C (U>) - -p-—-----------.C(4A (13) [008(^^/24^)-008((^-20)^/2 0^)7+^^((^-29)^/24^ hvor C(40 er givet ved formlen (12). Det fremgår af formlen (13), at korrektionsfunktionen 0^(4/) nu er en kompleks funktion af 4/ og har en betydelig mere kompliceret opbygning énd angivet for G(4/) i formlen (12). I praksis foretrsétkes derfor fuldstændig synkronisering af informationsimpulseme Øg bærelmpulseme, således at der gælder en korrektionsfunktion 0(4/) som angivet ved formlen (12).

I den ovenfor anførte udledning er korrektionsfunktionen over alt beteg net for et korrektionskredsløb 15 i form af et lineært netværk, som indskydes u-middelbart efter den digitale modulationskobling 4, medens korrektionskredsløbet 15 i den i fig. 1 viste udførelsesform indskydes efter udgangsfilteret 7, som også er et lineært netværk og har en overføringsfunktion F(4>). En ombygning af rækkefølgen af netværkene i en kaskadeforbindelse af lineære netværk udøver soa bekendt ingen indflydelse på overføringsfunktionen for kaskadeforbindelsen, således at de ovenfor udledte korrektionsfunktioner C(4/) også gælder for korrektionskredsløbet 15 i fig. 1, hvor der imidlertid nu kun skal opnås den inden for udgangsfiiteret1s gennemgangsområde beliggende del af overføringsfunktionen C(4/), se d i fig. 4. Udgangsfilteret 7 og korrektionskredsløbet 15 kan alternativt kombineres til dannelse af et lineært netværk 16, i hvilket filtrering og korrektion opnås samtidig, og hvis overføringsfunktion H(U>) er givet ved H(4/) *· C(4/).F(4/), se c i fig. 4.

De ønskede overføringsfunktioner C(40, F(40 eller C( tU)a7(Cu) kan opnås ved hjælp af netværk sammensat af spoler, kondensatorer og modstande, men overførings-apparatet ifølge opfindelsen får en særlig gunstig udformning, når der til konstruktion af det af udgangsfilteret 7 og korrektionskredsløbet 15 sammensatte netværk anvendes et digitalt filter af den i hollandsk patentansøgning nr. 6514831 beskrevne art. Herved kan der ikke alene på en overraskende enkel måde opnås en 'ønsket amplitude-frekvenskarakteristik og fase-frekvenskarakteristik med stor indbyrdes valgfrihed, men et sådant filter gør det også muligt at opnå en fuldstændig digital opbygning og dermed en konstruktion som integreret kredsløb af overførlngsapparatet i fig. 4, således som det vil blive nærmere forklaret under henvisning til fig. 6.

141740 12 •I fig* 6 er vist en modifikation af senderenden af det i fig · 1 viste overføringsapparat, hvor elementer svarende til de i fig* 1 viste har samme henvisningsnumre som i denne figur.

Den digitale modulationskobling 4, som er vist i nærmere enkeltheder, udgøres i fig. 6 af to OG-kredse 17 og 18, hvis udgange over en ELLER-kreds 19 er forbundet til det lineære netværk 16. De fra informationskilden 1 hidrørende, hivalente informationsimpulser føres til hver af OG-kredsene 17 og 18 over ledniiger, af hvilke den ene indeholder en inverter 20, medens den fra bærebølgeoscillatoren 5 hidrørende, rektangulære bærebølge ligeledes føres til hver af de to OG-kredse 17 og 18 over bærebølgeledninger, af hvilke den ene indeholder en inverter 21. Både ved tilstedeværelse og fravær af en informationsimpuls i den til overføring bestemte impulsserie fra informationskilden 1 optræder bærebølgen ved udgangen af ELLER-kredsen 19, men i fravær af en informationsimpuls føres bærebølgen fra bærebølgeoscillatoren 5 direkte gennem OG-kredsen 18 til ELLER-kredsen 19, hvorimod denne bærebølge fra bærebølgeoscillatoren 5 ved tilstedeværelse af en informationsimpuls først føres gennem OG-kredsen 17 til ELLER-kredsen 19 efter at have undergået en inversion i en inverter 21, hvilket vil eige en faseforskydning I den til det lineære netværk 16 førte bærebølge optræ der der således et faseskift ved overgangene i serien af informationsimpulser, således at denne bærebølge er fasemoduleret med serien af informationsimpulser.

Det lineære netværk 16 udgøres endvidere af et digitalt filter indeholdende et. skifteregister 22 med et antal skifteregisterelementer 23, 24, 25, 26, 27 og 28, hvis indhold forskydes med en skifteperiode, som er mindre end minimumsvarigheden for en impuls, som tilføres skifteregisteret 22 under styring fra en skifteimpulsgenerator 29, hvorhos skiftefrekvensen f for skifteimpulsgene-ratoren 29, bærefrekvensen f for bærebølgeoscillatoren 5 og tidsfrekvensen fk for tidsimpulsgeneratoren 3 afledes fra den centrale impulsgenerator 6.

I udførelsesformen i fig. 6 udgøres skifteimpulsgeneratoren 29 ligeledes af en astabil multivibrator, som fra den centrale impulsgenerator 6 synkroniseres med impulser med en gentagelsesfrekvens fQ, og som afgiver skifteimpulser med en frekvens fg,· som er et helt multiplum af bærefrekvensen f og f.eks. er 7200 Hz, således at skifteimpulsfrekvensen fg afledes af frekvensen f for den centrale impulsgenerator 6 ved frekvensmultiplikation med en faktor 24 i den som frekvensmultiplikator fungerende, astabile multivibrator 29. Skifteregisterelementerne 23, 24, 25, 26, 27 og 28 i det digitale filter 16 er over dæmpningsnetværk 30, 31, 32, 33, 34, 35 og 36 forbundet til en kombinationskobling 37, hvorfra udgangssignaletne for overføringsapparatet aftages. I denne udførelsesform består skifteregisteret 22 f.eks. af et antal bistabile triggerkoblinger.

Ved hjælp af det digitale filter 16 opnås den ønskede overføringsfunktion H(Cu) » C(LO) ,F( U/) nu ved med en given skifteperiode s - 1/f at foretage en pas-

S

13 141740 sende dimensionering e£ overføringskoefficienterne C ,, C „ C ,, C , C,, C„, C, ~j "1 o 1 i o for dæmpningsnetværkene 30, 31, 32, 33, 34, 33, og 36* 1 den førnævnte patentansøgning er det matematisk vist, at disse overføringskoefficienter Cp i tilfælde af 2N, skifteregisterelementer og dæmpningsnetværk, som er parvis ens begyndende fra enderne af skifteregisteret 22, opfylder formlen - C toer p - 1, 2,.....N, (14) således at der opnås en overføringsfunktion, hvis —plitude-firekvens karakteristik T ((aJ) har fosmen

N

Y“ (Uf) - Co 2Gp cos pitta (15) P-l og hvis fase-frekvenskarakteristik 0 (o/) udviser en fuldstændig lineær varia·, tion i overensstemmelse med ' 0(0/) - - NU/s (16) I . ····.···.

I · . .

Amplitudefrekvenskarakteristikken danner således en i cosinus led udviklet four-ierrække, hvis periodetal XI er givet ved ru -2 ir (i7)

Hvis der skal realiseres en given amplitude-frekvenskarakteristik Yc (U/), kan koefficienterne Cp i fourierrækken bestemmes ved hjælp af formlen

XI

Cp - (1/Λ.) · yt* Yq( U/)· COS pU/s.dtO (18) o

Amplitude-frekvenskarakteristikkens form er fuldstændigt bestemt herved, men fourierrækkena periodiske opførsel medfører, at den ønskede amplitude-frekvenskarakteristik gentages med et periodetal JI i frekvensspektret, hvilket resulteret i ekstra gennemgangsområder for det digitale filter 16* I praksis er disse ekstra gennemgangsområder ikke generende, idet der i tilfælde af en tilstrækkelig høj værdi af periodetallet -XI og dermed en tilstrækkelig lille værdi af skifteperioden s er en tilstrækkelig stor frekvensafstand mellem det ønskede og det nærmeste ekstra gennemgangsområde til, at de ekstra genn—gangsaær&der kan undertrykkes ved hjælp af et simpelt undertrykkelsesfilter 38 efter udgangen af kombinationskoblingen 37, uden at amplitude-frekvenskarakteristikken og den lineare fase-frekvenskarakteristik i det ønskede gennemgangsområde påvirkes nævneværdigt» Undertrykkelses- 141740 14 filteret 38 udgøres f.eks* af et lavpasfilter bestående af en kondensator og en modstand· " En betydelig udvidelse af anvendelsesmulighedrrne opnås ved at aftage de in verterede impulssignaler fra skifteregisterelementerne, idet sådanne inverterede impulssignaler optræder sammen med impulssignalerne ved skifteregisterelementerne, når disse er udformet som bistabile triggerkoblinger# Som følge heraf bliver det muligt at opnå negative koefficienter Cp i fourierrækken· Endvidere er det muligt at opnå en amplitude-frefcvenskarakteristik T (Uf) i form af en i sinusled udviklet fourierrække med en lineær fase-frekvenskarakteristik· Til dette formål skal dampningsnetværkene igen gøres parvis ens begyndende fra enderne af skifteregisteret 22, men det midterste dampningsnetværk 33 bar en overføringskoefficient Cq, som er lig med nul, og de dæmpningsnetværk, som følger efter dampningsnetværket 33, får tilført de inverterede impulssignaler, således at overføringskoefficienterne i tilfælde af -2N skifteregisterelementer opfylder ligningen C * "C, hvor p * 1, 2, ·····, N (19)

-p P

For overføringsfunktionen gælder da

N

TfT(UO - y~ 2 Cp sin pit's (20) P-l 0 (UO - -NU/s + ψη

Den lineære fase-frekvenskarakteristik 0 (tt/) ifølge formlen (20) udviser en faseforskydning 7/2 i forhold til karakteristikken 0 (Uf) ifølge formlen (16), Koefficienterne Cp i fourierrækken kan nu bestemmes ud fra ligningen •Λ

Cp =* (ι/il). ^γ0(υ^· sin (21) o

Ved passende valg af overføringskoefficienterne af dæmpningsnetværkene kan der på denne måde opnås en vilkårlig amplitude-frekvenskarakteristik sammen med en lineær fase-frekyenskarakteristiko I den viste udførelsesform benyttes der således til opnåelse af en ren reel korrektionsfunktion C(UO i overføringsfunktionen H(to) ~ G(uf).F(U?) for det digitale filter 16, i overensstemmelse med formlen (10) den i co sinusled udviklede fourierrække ifølge fommlen (15), hvor funktionen TjT^CU) er givet ved f o(U0 - F(U/). 'to c . cotg (ru//2u/), (22) 1- %t 141740 .· Jiijt i »* 15 medens detl tilfælde af en rent Imaginær korrektionsfunktion C(u/) ifølge formlen (11) kræves, at den 1 sinusled udviklede fourierrækké ifølge formlen (20) benyttes til opnåelse af H(UD for denne funktion, hvor ·γ· q(U/) er givet ved formlen (22), for at opnå den ønskede konstante faseforskydning HF/2 af det fuldstændige spektrum (sammenlign 0 (u7) ifølge foxmel (20) med 0 (Uf) ifølge formel (16)),

Ud over overføringsfunktioner med lineær fase-frekvenskarakteristik er det med det digitale filter 16 også muligt at opnå overføringsfunktioner, hvis fase« frekvenskarakteristik ikke udviser nogen lineær variation. Ved en kompleks korrektionsfunktion Cg(u0 i overensstemmelse med formlen (13), hvilket optræder ved en faseforskydning 0 fra bærebølgen, benyttes f.eks, de to fourierrækker (15) og (20) til opnåelse af overføringsfunktionen H^ftt/) - C^(U/), F(t*7), nemlig cosinusrækkén (15) til den reelle del af H0(it/) og sinusrækken (20) til den imaginære del af H^(W), idet overføringskoefficienten fra hvert dampningsnetværk udgøres af den algebraiske sum af den pågældende overføringskoefficient ifølge formlen (18) og overføringskoefficienten ifølge formlen (20), Den således realiserede overføringsfunktion for det digitale filter 16 har øg fermen («> (23) hvor faktoren er en ideel forsinkelse med en størrelse Ns af de til det digitale filter 16 førte, modulerede signaler (sammenlign formlen (4)).

En eventuel krævet, konstant faseforskydning “Ψ af hele spektret som følge af en faktor (-1) i ligningerne for korrektionsfunktionen C (Uf) kan opnås på enkel måde ved at udføre en inversion på et passende sted i transmissionsvejen mellem den digitale modulationskobling 4 og informationsforbrugeren 2.

De i det foregående omhandlede korrektionsfunktioner C(Ιϋ) udledes 1 tilfælde af, at den rektangulære bærebølge fra informationskilden 1 er fasemoduleret, men kan også udnyttes i tilfælde af, at denne bærebølge amplitudemoduleres med serien af informationsimpulser, således som det vil blive nærmere forklaret i det følgende under tenvisning til fig· 7 og 8, I fig. 7 er vist et overføringsapparat Ifølge opfindelsen, som er indrettet til amplitudemodulation, og hvor elementer svarende til de i fig, 6 viste er betegnet med samme henvisningsnumre, medens der i fig. 8 ét vist nogle tidsdiagrammer til forklaring af virkemåden af det i fig. 7 viste overføringsapparat.

Den digitale modulationskobling 4 i fig. 7 afviger fra den i fig. 6 viste ved, at der i fig. 7 benyttes en raodulo-2-additionskobling 39 som faaemodulator.

Når den til overføring bestemte serie af informationsimpulser, som er vist ved a i fig. 8, føres til en indgang af modulo-2-additionskoblingen 39, og den ved b i fig. 8 viste bærebølge føres til denne modulo-2-additionskobling 39*s anden indgang, fremkommer der ved udgangen af modulo-2-additionSkoblingen 39 den ved c 16 T41740 i£Lg. 8 viste, fasemodulerede bærebølge, der ligesom i overføringsapparatet i fig* 6 føres til det digitale filter 16, hvis amplitude-frekvenskarakteristik for eksempel har den ved c i fig· 4 viste form.

Hvis den umodulerede, rektangulære bærebølge fra bærebølgeoscillatoren 5 med en passende valgt amplitude og fase tilføres den ved c i fig. 8 viste, fasemodulerede bærebølge, fremkommer den ved d i fig. 8 viste, applitudemodulerede bærebølge. I tilfælde af modulation af den rektangulære bærebølge med en vilkårlig serie af informationsimpulser med en bredde T har det ved c i fig· 8 viste spektrum for en fasemoduleret bærebølge og det ved d i fig· 8 viste spektrum for en amplitudemoduleret bærebølge den samme indhyllingskurve i det for overføring betydningsfulde frekvensbånd bortset fra komposanten af bærefrekvensen , og korrektions-

C

funktionen G(U ) har også den samme variation i begge tilfælde· I det i fig. 7 viste overføringsapparat føres den umodulerede bærebølge først til kombinationskoblingen 37 i det digitale filter 16, idet skifteregisteret 22 nemlig kun kan behandle bivalente impulser. Til dette formål føres den rektangulære bærebølge fra bærebølgeoscillatoren 5 til kombinationskoblingen 37 over et forsinkelsesnetværk 40 til opnåelse af den korrekte fase og et dæmpningsnetværk 41 til opnåelse af den korrekte amplitude, medens undertrykkelsesfilteret 38 forhindrer harmoniske af bærefrekvensen tuf^ i at nå så langt som til transmissionsledningen 8. I den viste udførelsesform består forsinkelsesnetværket 40 f»eks. af et antal skifteregisterelementer, hvis indhold forskydes med en skifteperiode s, ligeledes under styring fra skifteimpulsgeneratoren 29· 1 den viste udførelses- form giver forsinkelsesnetværket 40 sammen med et skifteregister 22 med 2N elementer en forsinkelse, som er lig med den ideelle forsinkelse Ns for det digitale filter 16 (sammenlign formlen (23)) reduceret med et ulige antal gange den halve bærefrekvensperiode D.

Med givne værdier af skifteperioden s og den halve bærefrekvensperiode D kan forsinkelsen i forsinkelsesnetværket 40 gøres lig med nul ved passende valg af antallet 2N af skifteregisterelementer i skifteregisteret 22, således at forsinkelsesnetværket 40 da kan udelades. Med de tidligere nævnte værdier af skiftefrekvensen, fg * 7200 Hz, og bærefrekvensen, f^ « 1800 Hz, er dette f.eks. til» fældet for et antal skifteregisterelementer 2N « 20.

I fig. 9 er vist et overføringsapparat ifølge opfindelsen, som også er indrettet til amplitudemodulation, men hvor den digitale modulationskobling 4 udgøres af en OG-kreds 42. Til forklaring af virkemåden af dette overføringsapparat er der i fig. 10 vist nogle tidsdiagrammer og et frekvensdiagram.

Hvis der f.eks. til en indgang af OG-kredsen 42 føres en serie informationsimpulser med en tidsfrekvens f^ * 1200 Hz og med en form som vist ved a i fig. 10 og til den anden indgang en serie rektangulære, bæreimpulser med en bærefrekvens f » 2400 Hz som vist ved b i fig. 10, optræder der ved udgangen af OG-kredsen 42

C

141740 17 den ved c i fig. 10 viste, amplitudemodulerede bærebølge.

Som det klart vil fremgå ved en sammenligning af denne ved c i fig· 10 viste, amplitudemodulerede bærebølge med den ved d i fig· S viste, optræder der ved anvendelse af OG-kredsen 42 som amplitudemodulator en ubalanceret modulerat bærebølge. Som følge heraf vil der udover de ovenfor angivne uønskede modulationsprodukter i det ved OG-kredsen 42's udgang optrædende spektrosj optræde spektral kooposanter af selve informationsimpulseme inden for det frekvensbånd, so· har betydning for transmissionen, hvilket må tages i betragtning ved bestemmelse af korrektionsfunktionen C((*/), Udledningen af denne korrektionsfanktion 0(4^) kan foretages på den måde, som er indgående beskrevet i det foregående onder henvisning til fig· 5.

For korrektionsfunktionen C(h/) fås f.eks. følgende udtryk for LfJ ** k(i*J /2), 3 c c hvis k er et lige tal: CUu) - (-1) (1<*2)/2 . —-. 2 cos {TWflUt), (24) 1^ c c hvor k « 2, 4, 6, .·.

Bortset fra en eventuel faktor (-1) er variationen af denne overføringsfunktion C(£*0 vist i normeret målestok, altså ved C(d^ » 1, ved d i fig. 10.

Også ved overføring af de synkrone informetionsimpulser ved hjælp af frekvensmodulation i form af frekvensskiftsignalering kan der opnås en optimal sondring mellem de detekterede signaler til ekserapleringstidspunkteme ved anvendelse af forholdsreglerne ifølge opfindelsen, hvis begge bærefrekvenserne f^, fc2 samtidigt opfylder det tidligere nævnte forhold mellem den halve tidsfrekvens f^/2 og bærefrekvensen f^, og hvis endvidere forskellen mellem bæref rekmaseme f og f^ er lig med tidsfrekvensen f^ eller et multiplum heraf* Til dette formål vælges ved overføring af de synkrone informatlonsimpu-lser med en transmissionshastighed på 1200 Bau<^ børefrekvensen lig med 1200 Hs og lig med 2400 Ha. I denne udførelsesform er det til frekvensskiftsignalering indrettede overføringsapparat vist i fig. 11, hvor elementer svarende til de i fig. 1 viste er angivet ved de samme henvisningsnumre.

Den digitale modulationskobling 4 i fig. 11 udgøres af to parallelforbundne kanaler 43 og 44, som hver indeholder en digital modulator henholdsvis 4' og 4'', udformet som amplitudemodulatprer og fødet fra bærebølgeoscillatorer henholdsvis 51 og 5'', og endvidere efter denne modulator et lineært netværk henholdsvis 161 og 16", hvilke netværk ligesom i det foregående udgøres af en enhed sammensat af et udgangsfilter og en korrektionskreds. De synkrone informationsim-pulser, som skal overføres fra informationskilden 1, føres til indgangene af de to kanaler 43 og 44, idet informationsimpulseme i kanalen 43 føres direkte til amplitudemodulatoren 4' og i kanalen 44 føres til arap1itudemodulatoren 4" 141740 18 over en inverter 45, hvorhos udgangene fra de to kanaler 43 og 44 er forbun· det til en korrektionskobling 46, hvis udgang er forbundet til transmissionsled· ningen 8o Afhængigt af tilstedeværelse eller fravær af en informationsimpuls i den impulsserie, som skal overføres fra informationskilden 1, vil kombinatinnskoblin· gen 46 enten få tilført bærebølgen fra bærebølgeoscillatoren 5' med f*eks. bærefrekvensen f 1200 Hz over det lineære netværk 16* eller bærebølgen fra bæreel bølgeoscillatoren 5'' med bærefrekvensen f^ “ 2400 Hz over det lineære netværk 16'’«

Frekvensskiftsignaleringsmodulatoren 4 udgøres således af to parallelforbundne amplitudemodulationskanaler 43 og 44, som er skiftevis virksomme under styring af informationsimpulseme fra informationskilden 1« Disse kanaler 43 og 44 kan begge være udformet i overensstemmelse med det i fig. 7 viste overføringsapparat, men også i overensstemmelse med det i fig* 9 viste overføringsapparat· De i de lineære netværk 16' og 16" krævede korrektionsfunktioner C'(Cu) og C" (Uf) afhænger af den valgte udføreleesform for amplitudemodulatorerne 4' og 4" og er for det i fig· 11 viste overføringsapparat ved en udformning svarende til fig» 7 givet ved formlen (12), og ved en udformning svarende til fig· 9 ved formlen (24), hvor der for G'(U/) gælder « 4/^ og for C"(4/) ^

Endvidere må de forsinkelser, som de modulerede bærebølger undergår i de lineære -netværk 161 og 16", være indbyrdes lige store·

Til illustration er en mere detaljeret udførelsesform for overføringsappara-tet i fig« 11 vist 1 fig· 12, hvor amplitudemodulationskanaleme 43 og 44 er udformet i overensstemmelse med fig« 7 med 0G-kredse som amplitudemodulatorer 4' og 4"e 1 fig· 12 er også vist en praktisk forenkling, som består i, at de lineære netværk 161 og 16", der er udformet som digitale filtre, har en fælles skifteimpulsgenerator 29 og en fælles kombinationskobling 37, der også udfører .funktionen af kombinationskoblingen 46 i fig· 11·

Den viste udførelsesform, hvor de to bærefrekvenser f^ og fc2 samtidigt opfylder ligningen £ - k(f,/2), hvor k er et helt tal, og hvor det endvidere gælder, at fg2 · ftø, tillader en yderligere forenkling, idet disse betingelser med fører, at et enkelt fælles, lineært netværk 16 er tilstrækkeligt for de to amplitu demodulationskanaler 43 og 44, således som det er angivet i den i fig· 13 viste modifikation af overføringsapparatet i fig· 12· I den i figa 13 viste udførelsesform kombineres de amplitudcmodulerede bærebølger ved udgangene af amplitudemodulatorerne 4' og 4" direkte i en ELLER-kreds 47 og føres herefter til et digitalt filter 16, som er fælles for de to amplitudemodulationskanaler 43 og 44e

Under henvisning til tidsdiagrammerne i fig* 14 vil det nu blive forklaret, at deri krævede korrektion af spektret under de givne betingelser og ved den benyttede frekvensskiftsignalering virkelig kan udføres med kun et enkelt lineært net· 141740 19 værk 16· Til dette formål betragtes det spektrum, som opstår ved tilførsel af en enkelt informationsimpuls med en bredde T * 1/f^ til den digitale modulationskob-ling 4 i fig. 13· En sådan informationsimpuls, som er vist ved a i fig. 14, resulterer 1 en frekvensmoduleret bærebølge med den ved b i fig. 14 viste form. Som det fremgår af fig« 14, kan denne modulerede bærebølge b betragtes som summen af en umoduleret bærebølge c af frekvensen f en med informationsimpulsen a moduleret bærebølge d ligeledes med en frekvens f^, men med modsat fase i forbold til c, og en m^d informations Impulsen a moduleret bærebølge e med frekvensen f .. Idet c* frekvensbånd, som har betydning før transmissionen, resulterer den isnodulerede bærebølge c i en spektral linie ved nte^ens den amplitudemodulerede bærebølge d giver et spektrum omkring Uf - £*/ og den amplitudemodulerede bærebøl ge e et spektrum M(4/) omkring hl·* 4/c^· Det kan nu vises, at under de givne betingelser vil en given frekvenskomposant i spektret M(^) være nøjagtigt i fase eller i modfase med komposanten med samme frekvens 1 spektret således at spektret M{(4/) for den frekvensmodulerede bærebølge b nøjagtigt udgør den algebraiske sum af spektrene M^(Uf) og M^CUy), En lignende betragtning gælder for det spektrum G(i*/), som ønskes ved udgangen af dan digitale modulationskobling 4, medens den krævede korrektionsfunktion ligesom i det foregående er givet ved forholdet mellem G(it/) og Μ(ί*0· Por dan viste udførelsesform- hvor 4* - cl k^(^tø/2) med k ^ - 2 og “ ^((^/2) med k£ m 4, er korrektionsfunktionen C(U) således givet ved udtrykket C(fc>) « jA>. C1 _ (25) tgiWnUS^ . tg(^/2^2)

Apparatet ifølge opfindelsen er i det foregående beskrevet under henvisning til forskellige modulationsformer, hvor det har vist sig, at variationen af den krævede korrektionsfunktion C( U/) er fuldstændig uafhængig af arten af udgangsfilteret, samtidig med at der optræder den bemærkelsesværdige fordel, at denne korrektionsfunktion C(US) kan opnås på enkel måde ved hjælp af et digitalt filter, således at der er mulighed for en fuldstændig digital opbygning af overføringsappa-ratet og dermed en konstruktion af dette som et integreret kredsløb·

Udover de nævnte særligt gunstige egenskaber har det vist sig, at opfindelsen fører til en ny konstruktion af overføringsapparater til forskellig* anvendelser, således som det nu vil blive nærmere forklaret under henvisning til fig. 15, Overføringsapparatet i fig. 15 er indrettet til transmission af synkrone informationsimpulser med en transmissionshastighed på 2400 Baud. ved hjælp af differentiel firefasemodulatlon af en rektangulær bærebølge med en bærefrekvens f » C - 1800 Hz· Til dette formål føres serien af informationsimpulser fra informationskilden 1 med en transmissionshastighed på 2400 Baud. til en omsætter 48, som 141740 20 dels opdeler den tilførte serie af informatbnsimpulær i to samtidigt optrædende serier af informationsirapulser, hver med den halve transmissionshastighed 1200 Baud, dels bevirker den til differentiel firefasemodulation af disse to serier af informationsimpulser med den halve transmissionshastighed nødvendige kodning. Serien af informationsimpulser ved udgangen af omsætteren 48 føres samtidigt til to fase-modulatorer 49 og 50 i form af modulo-2-additionskoblinger, idet den rektangulære bærebølge fra bærebølgeoscillatoren 5 med bærefrekvensen f ** 1800 Hz føres

O

direkte til fasemodulatoren 49 og tilføres fasemodulatoren 50 over et forsinkelsesnetværk 51 med en forsinkelse D/2 * 1/ (4ί^), altså svarende til en fase-forskydning ^*/2 for bærefrekvensen f^. De fasemodulerede orthogonale bærebølger ved udgangen af fasemodulatorerne 49 og 50 kombineres efter filtrering og spektrumkorrektion i det digitale filter 16', 16'1 til en firefasemoduleret bærebøl ge i kombinationskoblingen 37« I den viste udførelsesform for omsætteren 48 føres serien af informationsimpulser med tidsfrekvensen f^ « 2400 Hz til en diodematrix 52, nemlig dels direkte som vist ved impulsserien A og dels over et forsinkelsesnetværk 53 med en forsinkelse T « 1/f^ som vist ved impulsserien B« Tidsfrekvensen f^ - 2400 Hz opnås i dette tilfælde ved frekvensmultiplikation af tidsimpulserne med frekvensen ί^/2 - 1200 Hz fra tidsimpulsgeneratoren 3 med en faktor 2 i en frekvensdobler 3’. Også serierne af informationsimpulser ved udgangen af omsætteren 48, impuls-serierne X og Y, føres til diodematrixen 52· De serier af informationsimpulser, som udgøres af impulser med en bredde T, ved udgangen af diodematrixen 52, impulsserierne C og D, føres til OG-kredse 54 og 55, som også får tilført serien af tidsimpulser fra tidsimpulsgeneratoren 3 med den halve tidsimpulsfrekvens ί^/20 Til udgangene fra OG-kredsene 54 og 55 er der forbundet bistabile trigger koblinger 56 og 57 til frembringelse af impulsserierne X og Y af impulser med en bredde 2T. For at sikre at de fire mulige par af på hinanden følgende informationsimpulser («dibits") i den fra informationskilden 1 hidrørende serie, altså de fire mulige kombinationer af samtidigt optrædende informationsimpulser i impulsserierne A og B, i bærebølgen ved overføringsapparatets udgang bevirker faseforskydninger AØ , som for bærefrekvensen f er et helt tal multipliceret med#72, skal der mellem kombinationen af impulsserieme A og B ved indgangen til diodematrixen 52 og kombinationen af impulsserierne X og Y ved udgangen af omsætteren 48 eksistere den i tabellen i fig. 16 angivne sammenhæng.

1 tabellen i fig. 16 er det i tilfælde af en given kombination X^, Yr og tilførsel af en kombination A, B vist, hvorledes den følgende kombination må være X ,., nrl Y^+^ for at medføre den til kombinationen A, B hørende faseforskydning Aø« En sådan sammenhæng kan som bekendt realiseres ved hjælp af en diodematrix« Vektordiagrammet i fig, 16 viser de fire mulige faser af bærebølgen med frekvensen f ved udgangen af overføringsapparatet sammen med den tilhørende kombination X, Y„ 21 U1740

Af vectordiagrammet fremgår det f.eks., at tilførsel af en kombination A, B » 10, hvilket indebærer en faseforskydning Δ 0 - 3^72, ved en given kombination X^, 10 i overensstemmelse med tabellen må resultere i den fremtidige kombination X, n+1

Yn+1 - °°-

De i de digitale filtre 16* og 16" krævede korrektionsfunktioner C'(4>) og C"(£i/) følger da af henholdsvis formlen (12) og formlen (13) for k - 3, hvor faktoren j i udtrykket for C " (åu) og dermed faseforskydningen ^72 af hele spek-tret imidlertid ikke opnås, idet den orthogonale sammenhæng mellem de fasemodulerede bærebølger til kombination i kombinationskoblingen 37 ellers elimineres. Endvidere vælges filterfunktionen F(£v) i den viste udførelsesform således, at der ved anvendelse af differentiel demodulation i modtagerenden i praksis ikke optræder nogen gensidig påvirkning eellem de gendannede informationsimpulser (»inter symbol-interferens") for hver af de to orthogonale, fasemodulerede bærebølger, til hvilket formål hver af de to orthogonale spektre ved udgangen af overførings-apparatet i dette tilfælde har en indhyllingskurve med en form som vist ved a i fig, 17 ("hævet cosinusspektrum"). Heraf følger, som det allerede er forklaret tidligere, at overføringsfunktionen H'(&0 - c'(^), P(&/) for det digitale filter 16' og overføringsfunktionen H"(£«^) - C"(4?)· F(i«/) for det digitale filter 16" er givet ved følgende ligninger H'(V)-(^/^c).cotg(r^/2a2). £sec(2*^/0^) - tg H"(b/) - cotg ('»'«'/ώ; ).H’(i*?), (26) v hvor Uf+ CU^/2, Variationen af H*(i*^) og H* '(UJ) er bortset fra en faktor (-1) vist med normeret målestok, altså med H’(ft* ) «Η"(ί*0 - 1 o c i området 2^W^ Ut + å>^/2 ved henholdsvis b og c i fig. 17.

Overføringsapparatet i fig. 15 kan også udnyttes til opnåelse af orthogonal modulation på en helt anden måde, til hvilket formål omsætteren 48 ændres på en sådan måde, at impulsserierne A og B føres direkte til 06-kredsene 54 og 55, medens diodematrixen 52 udelades.

Claims (12)

141740 22

1. Apparat til overføring af rektangulære, synkrone informationsimpulser fra en informationskilde (1) til en informationsforbruger (2) inden for et foreskrevet frekvensbånd, hvilke informationsimpulser falder sammen med forskellige impulser fra en serie ækvidistante tidsimpulser fra en tidsimpulsgenerator (3), hvorhos apparatet indeholder en af en bærebølgeoscillator (5) fødet digital modulationskobling (4) til direkte modulation af de rektangulære synkrone informationsimpulser på en rektangulær bærebølge og endvidere indeholder et udgangsfilter (7), hvis gennemgangsområde svarer til det foreskrevne frekvensbånd, og hvor tids impulsgeneratorens (3) tidsfrekvens (f^) og bærebølgeoscillatorens (5) bærefrekvens (f ) aftages fra en enkelt central impulsgenerator (6), kendetegnet ved, at der efter den digitale modulationskobling (4) med henblik på inden for det foreskrevne frekvensbånd at minimalisere de uønskede modulationsprodukter, som er frembragt i den digitale modulationskobling (4) og udgøres af de dele af de nedre sidebånd ved bærefrekvensen og harmoniske af denne, som ved foldning af disse nedre sidebånd omkring nulfrekvensen falder inden for det foreskrevne frekvensbånd, og a£ de dele af de nedre sidebånd ved bærefrekvensens harmoniske, som direkte falder inden for det foreskrevne frekvensbånd, er indskudt et korrektionskredsløb (15) i form af et lineært netværk, som for bærefrekvenser lig med et multiplum af den halve tidsfrekvens og et helt tal mindre end 10 har en overføringsfunktion C(ui), som er lig med kvotienten af indhyllingskurven G(oi) for de ønskede modulerede signaler ved udgangen af den digitale modulationskobling (4) divideret med indhyllingskurven Μ(ω) for de modulerede signaler, som faktisk optræder ved den digitale modulationskoblings (4) udgang. . 2. Apparat ifølge krav 1, kendetegnet ved, at udgangsfilte-ret (7) og korrektionskredsløbet (15) er kombineret til ét lineært netværk (16), . der er udformet som et digitalt filter indeholdende et skifteregister (22) med et antal skifteregisterelementer (23-28), hvis indhold forskydes med en skifteperiode, som er kortere end minimumsvarigheden af en til tilførseel til skifteregisteret (22) under styring fra en skifteimpulsgenerator (29) bestemt impuls, hvorhos skifteimpulsgeneratorens (29) skiftefrekvens (fg) aftages fra den centrale generator (6), hvorfra tidsimpulsgeneratorens (3) tidsfrekvens (f^) og bærebølgeoscillatorens (5) bærefrekvens (f^) aftages, (Fig. 6)

3. Apparat ifølge krav 2, kendetegnet ved, at enderne af skifteregisterelementerne (23-28) over dæmpningsnetværk (30-36) er forbundet til en til transmissionsvejen (8) forbundet kombinationskobling (37).

4. Apparat ifølge et eller flere af kravene 1-3, kendetegnet ved, at fasesammenhængen mellem de rektangulære, synkrone informationsimpulser og den rektangulære bærebølge til opnåelse af en enkel overføringsfunktion for 141740 23 korrektionskredsløbet (15) indstilles til sammenfald af flankerne for de rektangulære informationsimpulser med flanker af dan rektangulære bærebølge.

5. Apparat ifølge et eller flere af kravene 1-3, kendetegnet ved, at fasesammenhængen mellem de rektangulære, synkrone informationsimpulser og den rektangulære bærebølge til opnåelse af en enkel overføringsfunktion for korrektionskredsløbet (15) indstilles til sammenhæng af flankerne for de rektangulære informationsimpulser med diametre af direkte på hinanden følgende flanker af den rektangulære bærebølge.

6. Apparat ifølge krav 3, 4 eller 3, kendetegnet ved, at dæmpningsnetværkene (30-36) er parvis ens begyndende fra skifteregisterets (22) ender.

7. Apparat ifølge et eller flere af de foregående krav, kendetegnet ved, at den digitale modulationskobling (4) udgøres af en digital fase-modulator, og at overføringsfunktionen 0(ω) for korrektionskredsløbet (15) som funktion af vinkelfrekvensen ω for informationsimpulser med en bredde på T 2π/ω^ indstilles i overensstemmelse med ligningen ui/u)c C(uO = (-j)k 1 . - . cotg CnW2wc) , 1-ω/ω C hvor “c = °8 k = 1, 2, 3....... idet repræsenterer tidsvinkelfrekvensen og bærervinkel frekvens en.

8. Apparat ifølge er eller flere af de foregående krav, kendetegnet ved, at den digitale modulationskobling (4) er indrettet til amplitudemodulation og udformet som en digital fasemodulator tinder anvendelse af et til denne fasemodulator knyttet korrektionskredsløb, hvorhos den i denne fasemodulator opnåede, fasemodulerede bærebølge føres til en kombinationskobling (39), som også får tilført bærebølgen fra bærebølgeoscillatoren (5),

9. Apparat ifølge et eller flere af kravene 1-6, kendetegnet ved, at den som amplitudemodulator konstruerede, digitale modulationskobling udgøres af en OG-kreds (42), og at overføringsfunktionen C(m) for korrektionskreds-løbet (15) som funktion af vinkelfrekvensen ω for informationsimpulser med en bredde på T = 2ττ/ω^ indstilles i overensstemmelse med ligningen 141740 24 ω/ω£ C(»> = (-l)(k+2)/2 . - . 2 cos (πω/2ωε) , 1-ω/ω C hvor aic = ki&Jj./Z) og k = 2, 4, 6, idet repræsenterer tidsvinkelfrekvensen og ωβ repræsenterer bærevinkelfre-kvensen.

10. Apparat ifølge krav 8 eller 9, kendetegnet ved, at den digitale modulationskobling (4), der er konstrueret som en digital frekvensskift-signaleringsmodulator, udgøres af to parallelforbundne kanaler (43, 44), som hver indeholder en amplitudemodulator (4', 4''), der fødes fra en bærebølgeoscillator (5', 5") med en fra den centrale generator (6) aftaget bærefrekvens, hvorhos informationskilden (1) for den ene kanal (43) er direkte forbundet til den pågældende amplitudemodulator (4’) og for den anden kanal (44) er forbundet til den pågældende amplitudemodulator (4,T) over en inverter (45), og hvor hver kanal endvidere indeholder et til amplitudemodulatoren knyttet korrektionskredsløb (16’, 16”), medens udgangen fra hver kanal er forbundet til en kombinationskobling (46), hvis udgang er forbundet til transmissionsvejen (8). (Sig. 11)

11. Apparat ifølge et eller flere af kravene 1-6, kendetegnet ved, at den digitale modulationskobling (4), der er konstrueret som en digital frekvensskiftsignaleringsmodulator, udgøres af to parallelle kanaler (43, 44), som hver indeholder en amplitudemodulator (4', 4”), der fødes fra en bærebølgeoscillator (5f, 5”) med en fra den centrale generator(6) aftaget, bærefrekvens »hvorhos forskellen mellem bærefrekvenserne er lig med et helt tal multipliceret med tidsfrekvensen, og hvor informationskilden (1) for den ene kanal (43) i den digitale modulationskobling er direkte forbundet til den pågældende amplitudemodulator (4r) og for den anden kanal (44) er forbundet til den pågældende amplitudemodulator (4”) over en inverter (49), medens udgangene fra de to amplitudemodu-latorer (4', 4”) er forbundet til en kombinationskobling (47), der er forbundet til et for de to kanaler fælles korrektionskredsløb (16). (Pig. 13)

12. Apparat ifølge et eller flere af kravene 1-9, kendetegnet ved, at den digitale modulationskobling (4) er indrettet til modulation af to orthogonale, rektangulære bærebølger med samme bærefrekvens, idet den digitale modulationskobling udgøres af to digitale modulatorer (49, 50), som fra den fælles bærebølgeoscillator (5) får tilført orthogonale bærebølger, medens serien af