DE1934296C3

DE1934296C3 - Vorrichtung zur Übertragung rechteckiger synchroner Informationsimpulse

Info

Publication number: DE1934296C3
Application number: DE1934296A
Authority: DE
Inventors: Petrus Josephus Van Eindhoven Gerwen (Niederlande)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1968-07-09
Filing date: 1969-07-05
Publication date: 1979-05-23
Also published as: NL6809708A; DK141740B; GB1278693A; SE349212B; FR2012601A1; BE735775A; DE1934296A1; AT300896B; DK141740C; NO130252B; US3611143A; DE1934296B2; NL154082B; CH502729A; CA923562A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Übertragung an einem vorgeschriebenen Frequenzband von rechteckigen synchronen Informationsimpulsen von einer Informationsquelle auf einen Informationsverbraucher, wobei die Informationsimpulse mit verschiedenen Impulsen einer Reihe äquidistanter Taktimpulse eines Taktimpulsgenerators zusammenfallen, welche Vorrichtung mit einer von einem Trägerfrequenzoszillator gespeisten Schaltmodulationsvorrichtung zur direkten Aufmodulierung der rechteckigen synchronen Informationsimpulse auf einer rechteckigen Trägerschwingung und ferner mit einem Ausgangsfilter versehen ist, dessen Durchlaßband dem vorgeschriebenen Frequenzband entspricht, wobei die Taktfrequenz des Taktimpulsgenerators und die Trägerfrequenz des Trägerfrequenzoszillators von einem einzigen zentralen Generator hergeleitet sind.

Bei derartigen Übeitragungsvorrichiungen wird im allgemeinen nicht das Gesamtspektrum der Informationsimpulse über den Übertragungsweg von der Informationsquelle auf den Informationsverbraucher übertragen, sondern das übertragene Spektrum wird mit Hilfe von Filternetzwerken auf ein Übertragungsband mit einer Bandbreite begrenzt, die zum Übertragen des Spektrums der Informationsimpulse bis zu ca. der halben Taktfrequenz erforderlich ist Dabei ist die Gesamtübertragungskennlinie entsprechend einem bekannten Kriterium von Nyquist gewöhnlich derart gewählt, daß bei Wiedergewinnung der Informationsimpulse auf der Empfangsseite durch Abtastung der detektierten Signale im Rhythmus der Taktfrequenz der Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten möglichst groß ist.

Ferner wird in der Praxis die Trägerfrequenz oft viel höher, z. B. um einen Faktor 5 bis 10 höher, als die Taktfrequenz gewählt, damit möglichst verhindert wird, daß im begrenzten Übertragungsband unerwünschte Moduiationsprodukte auftreten, die — trotz der obenerwähnten Wahl der Gesamtübertragungskennlinie auf der Empfangsseite eine Abnahme des Unterschiedes zwischen den wiedergewonnenen Informationsimpulsen herbeiführen. Der jetzigen Meinung nach (vgl. B e η η e t und D a ν e y, »Data transmission« McGraw-Hill, 1965, S. 134 und folgende) kann dieses Auftreten unerwünschter Modulationsprodukte nicht zugelassen werden, weil der Einfluß derselben bei dem begrenzten Übertragungsband nachher nicht mehr behoben werden kann.

Um bei einem verhältnismäßig breiten Übertragungsband, das in der Nähe der Frequenz 0 liegt dem Einfluß unerwünschter Modulationsprodukte entgegenzuwirken, können die Informationsimpulse direkt auf einer hohen Trägerfrequenz aufmoduliert werden, wodurch in dem zur Übertragung benötigten Frequenzband bei der hohen Trägerfrequenz nahezu keine unerwünschte Modulationsprodukte auftreten. Dann kann dieses hohe Übertragungsband mittels eines Hochpaßfüters abgetrennt und mit Hilfe einer zweiten Modulationsvorrichtung auf das niedrige vorgeschriebene Frequenzband transponiert werden. Dieses Modulationsverfahren erfordert jedoch eine zweite Modulationsvorrichtung, die außerdem zum Erhalten einer richtigen Transponierung des abgetrennten hohen Übertragungsbandes in Analogtechnik ausgeführt werden soll.

In der Praxis wird bei niedrigeren Trägerfrequenzen gewöhlich ein anderes Modulationsverfahren angewandt, bei dem das Spektrum der Informationsimpulse bereits vor der Modulation in der Bandbreite mittels eines Tiefpaßfilters auf etwa die halbe Taktfrequenz begrenzt wird. Auch in diesem Falle soll aber zum Erhalten einer richtigen Übertragung der Informationsimpulse mit begrenztem Spektrum die Modulationsvorrichtung in Analogtechnik ausgeführt werden.

Direkte Aufmodulierungen der rechteckigen synchronen Informationsimpulse auf einer rechteckigen Trägerschwingung sind bereits in den älteren deutschen Patentanmeldungen P 17 62 918.4 und P 17 62 122.6 vorgeschlagen worden.

Die Erfindung bezweckt, ein anderes Konzept einer Übertragungsvorrichtung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, bei dem unter Beibehaltung eines optimalen Unterschiedes zwischen den auf der Empfangsseite wiedergewonnenen Informationsimpulsen bei niedrigeren Trägerfrequenzen dennoch eine völlig in Digitaltechnik ausgeführte Schaltmodulationsvorrichtung an-

gewandt wird welche Übertragungsvorrichtung ferner besonders geeignet ist für einen digitalen Aufbau und somit als eine integrierte Schaltung ausgebildet werden kann

Die Vorrichtung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß bei Trägerfrequenzen gleich einem kleinen ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz hinter der Schaltmodulationsvorrichtung ein Korrekturkreis in Form eines linearen Netzwerkes angeordnet ist, daß das hinter der Schaltmodulationsvorrichtung auftretende Spektrum, das durch die in der Schaltmodulationsvorrichtung erzeugten unerwünschten Modulationsprodukte verzerrt ist, im vorgeschriebenen Frequenzband korrigiert.

Nicht nur beseitigen die Maßnahmen nach der Erfindung ein bisher in der Fachwelt vorherrschendes Vorurteil, sondern sie ergeben auch den überraschenden Vorteil, daß die in einer nichtlinearen Schaltmodulationsvorrichtung hervorgerufenen unerwünschten Erscheinungen durch ein lineares Netzwerk eliminiert werden.

Der Korrekturkreis kann in Analogtechnik ausgeführt werden, aber die Übertragungsvorrichtung nach der Erfindung wird besonders vorteilhaft, wenn in den Korrekturkreis ein Digitalfilter der im älteren deutschen Patent 12 75 589 offenbarten Art aufgenommen wird, weil dann die zur Korrektur erforderliche Amplitude-Frequenz-Kennlinie und Phase-Frequenz-Kennlinie überraschend einfach und mit großer gegenseitiger Freiheit gestaltet werden können.

Die Erfindung und ihre Vorteile werden nachstehend an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine Übertragungsvorrichtung nach der Erfindung zur Phasenmodulation,

F i g. 2 und 5 einige Zeitdiagramme und

F i g. 3 und 4 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach Fig. 1,

F i g. 6 eine Abwandlung der Senderseite der Vorrichtung nach Fi g. 1,

F ι g. 7 und 9 Sendevorrichtungen nach der Erfindung zur Amplitudenmodulation,

F i g. 8 und 10 einige Zeitdiagramme sowie ein Frequenzdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Sendevorrichtung nach F i g. 7 bzw. F i g. 9,

F i g. 11 eine Sendevorrichtung nach der Erfindung zur Frequenzverschiebungsmodulation,

Fig. 12 eine detaillierte Ausführungsform der Vorrichtung nach Fig. 11,

Fig. 13 eine Abart der Sendevorrichtung nach Fig. 12,

Fig. 14 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach F i g. 13,

Fig. 15 eine Sendevorrichtung nach der Erfindung zur DifferentiaM-Phasenmodulation, und

Fig. 16 eine Tabelle und ein Vektordiagramm und

F i g. 17 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Fig. 15.

F i g. 1 zeigt eine Vorrichtung zur Übertragung zweiwertiger synchroner Informationsimpulse von einer Informationsquelle 1 auf einen Informationsverbraucher 2 in einem vorgeschriebenen Frequenzband von z. B. 300—3300 Hz mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von z.B. 1200 Baud. Die zweiwertigen Informationsimpulse der Informationsquelle 1 fallen mit verschiedenen Impulsen einer Reihe äquidistanter Taktimpulse eines Taktimpulsgenerators 3 zusammen und werden einer als Phasendemodulator wirkenden Schaltmodulationsvorrichtung 4 zugeführt, in der sie eine von einem Trägerfrequenzos/.illator 5 herrührende rechteckige Trägerschwingung direkt in der Phase modulieren. Im dargestellten Ausführungsbcispiei werden der Taktimpulsgenerator 3 und der Trägerfrequenzoszillator 5 beide durch einen astabilen Multivibrator gebildet, der von Impulsen aus einem zentralen Impulsgenerator 6 synchronisiert wird. Die Wiederholungsfrequenz fa des zentralen Impulsgenerators 6 beträgt z. B. 300 Hz, während die Taktfrequenz 4 von 1200 Hz und die Trägerfrequenz /[.von z. B. 1800 Hz aus dei t-requenz /Ό durch Frequenzverfielfachung mit Faktoren 4 bzw. 6 in den als Frequenzvervielfacher wirkenden astabilen Multivibratoren 3 und 5 abgeleitet sind. Über ein Ausgangsfilter 7 mit einem für die Übertragung wichtigen Durchiaßband von z. B. 600—3000 Hz wird die phasenmodulierte Trägerschwingung zur weiteren Übertragung an eine Übertragungsleitung 8 weitergeleitet.

Auf der Empfangsseite werden die über die Übertragungsleitung 8 eingehenden modulierten Signale über ein Empfangsfilter 9 mit einem Durchiaßband von 600—3000 Hz und ein Entzerrungsnetzwerk 10 zur Entzerrung der Amplituden- und Phasenkennlinien einem Detektor 11 zugeführt, der z.B. als ein synchroner Phasendemodulator ausgebildet ist, in dem die eingehenden Signale mit Hilfe einer örtlichen Trägerschwingung mit einer Frequenz 4 demoduliert werden. An den Ausgang der Detektionsvorrichtung 11 ist ein Tiefpaß 12 mit einer Grenzfrequenz gleich ca. der halben Taktfrequenz 4/2 zur Abtrennung der detektierten Signale angeschlossen, aus denen die ursprünglichen Informationsimpulse durch Abtastung und Impulsregeneration in einem Impulsregcncrator 13 wiedergewonnen werden, welcher Regenerator von einer Reihe von Impulsen mit der Taktfrequenz 4 eines örtlichen Taktimpulsgenerators 14 gesteuert wird. Die regenerierten Informationsimpulse werden zur weiteren Verarbeitung an den Informationsverbraucher 2 weitergeleitet. Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird der örtliche Taktimpulsgenerator 14 auf bekannte hier nicht näher beschriebene Weise z. B. mittels eines mit den modulierten Signalen mitgesandten Pilotsignals oder mittels eines aus den modulierten Signalen selber abgeleiteten Synchronisiersignals mit der senderseitig erzeugten Taktfrequenz 4 synchronisiert.

Die Gesamtübertragungskennlinie der Vorrichtung nach F i g. 1 einschließlich der Filternetzwerke 7, 9, 10, 12 auf der Sender- und der Empfangsseite und der Übertragungsleitung 8 ist entsprechend dem bekannten Kriterium von Nyquist zum Aufrechterhalten äquidistanter Nullpunkte in der Impulsresponz eingestellt, wobei die empfangsseitigen Filternetzwerke eine optimale Geräuschunterdrückung bewirken. Dadurch wird erzielt, daß zu den Abtastzeitpunkten der Unterschied zwischen den detektierten Signalen am Ausgang des Tiefpasses 12 möglichst groß ist.

Zur näheren Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach F i g. 1 zeigt F i g. 2 einige Zeitdiagramme.

Dah-^: bezeichnet a in Fig.2 eine Reihe zu übertragender zweiwertiger Informationsimpulse mit einer Nennimpulsbreite gleich der Periode T der Taktfrequenz 4 und bezeichnet b eine Reihe rechteckiger Trägerfrequenzimpulse mit einer Breite D = 1/(24), die von der Reihe von Informationsimpulsen a in der Phase moduliert wird. Die phasenmodulierte rechteckige Trägerschwingung, die bei Übergängen in der Reihe von Informationsimpulsen a einen Phasensprung π

aufweist, ist bei c in Fig. 2 dargestellt, während i/die phasenmodulierte Trägerschwingung nach Filterung im Ausgangsfilter 7 darstellt.

Auf der Empfangsseite bilden sich dann nach Synchrondeteklion in der Delektionsvorrichtung 11 und nach Filterung im Tiefpaß 12 die bei e in Fig. 2 dargestellten detektierten Signale, aus denen durch Abtastung mit einer Reihe von Abtastimpulsen /"mit der Taktfrequenz 4 und durch Impulsregeneration die ursprünglichen Informationsinipulse wiedergewonnen werden, wie bei g in F i g. 2 dargestellt ist (vgl. a).

Bei der in bezug auf die Taktfrequenz 4 niedrigen Trägerfrequenz 4 = 3 4/2 stellt sich heraus, daß trotz der Tatsache, daß die Gesamtübertragungskennlinie der Vorrichtung nach l· i g. 1 dem obenerwähnten Nyquist Kriterium entspricht, der Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten nicht optimal ist, was darauf zurückzuführen ist, daß bei dieser verhältnismäßig niedrigen Trägerfrequenz infolge des nicht linearen Modulationsvorganges in der Sehaltmodulationsvorrichtung 4 unerwünschte Modulationsprodukte erheblicher Stärke innerhalb des Durchlaßbandes des Ausgangsfilters 7 auf der Senderseite auftreten, wie nachstehend anhand einiger Frequenzdiagramme nach F i g. 3 näher erläutert wird.

In F i g. 3 ist bei a die Umhüllende des Spektrums S(f) einer beliebigen Reihe von Informationsimpulsen mit einer Nennimpulsbreite T = 1/4 von der Informationsquelle 1 dargestellt, welche Umhüllende bekanntlich Nullpunkte bei einem ganzen Vielfachen der Taktfrequenz Fh aufweist. Bei b in F i g. 3 ist die Umhüllende des Spektrums dargestellt, das bei Modulation der Grundfrequenz 4 = 3 4/2 der rechteckigen Trägerfrequenzimpulse des Trägerfrequenzoszillators 5 mit der obenerwähnten beliebigen Reihe von Informationsimpulsen erhalten wird, wobei innerhalb des für die Übertragung geeigneten Durchlaßbandes von 4—4 bis 4+ 4 des Ausgangsfilters 7 einerseits die gewünschten modulierten durch eine volle Linie angedeuteten Signale, aber andererseits auch unerwünschte Modulationsprodukte vom Typ /—4 auftreten, die durch Modulation dieser Grundfrequenz 4 mit Spektrumkomponenten /"der Informationsimpulse im Band von 2 4 bis 4 4 gebildet werden und durch eine gestrichelte Linie angedeutet sind. Neben der Grundfrequenz 4 trägt auch die dritte Harmonische 3 4 der Grundfrequenz in den rechteckigen Trägerfrequenzimpulsen zu den innerhalb des Durchlaßbandes des Ausgangsfilters 7 auftretenden unerwünschten Modulationsprodukten bei; insbesondere erzeugt diese dritte Harmonische unerwünschte Modulationsprodukte vom Typ 3 4— f bzw. /—3 4 deren Umhüllende im Spektrum bei ein Fig. 3 durch eine volle bzw. eine getrichelte Linie dargestellt sind und die durch Modulation der dritten Harmonischen 3 4 mit Spektrumkomponenten /der Informationsimpulse im Band von 2 4 bis 4 4 bzw. 5 4 bis 7 4 erhalten werden. Auf gleiche Weise liefert jede der ungeraden Harmonischen der Grundfrequenz in den rechteckigen Trägerfrequenzimpulsen zwei Beiträge zu den unerwünschten Modulationsprodukten, so daß neben den gewünschten modulierten Signalen innerhalb des Durchlaßbandes des Ausgangsfilters 7 ein Störsignal auftritt, das durch die algebraische Summe einer Vielzahl unerwünschter Modulationsprodukte gegeben wird und das auf der Empfangsseite den Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten beeinträchtigt. Die Umhüllende des hinter der Sehaltmodulationsvorrichtung 4 auftretenden Spektrums ist bei d in F i g. 3 dargestellt. Aus Fig. 3 ist auch ersichtlich, daß das Störsignal abnimmt, je nachdem das Verhältnis zwischen der Trägerfrequenz 4 und der Taktfrequenz 4 und der Taktfrequenz 4 größer gewählt wird.

Nach der Erfindung wird bei Anwendung der dargestellten Schaltmodulationsvorrichtung4, die völlig digital aufgebaut und somit als eine integrierte Schaltung ausgebildet werden kann, ein optimaler Unterschied 7wischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten dadurch erhalten, daß bei Trägerfrequenzen 4 gleich einem kleinen ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz 4/2 hinler der Schaltmodulationsvorrichtung 4 ein Korrekturkreis 15 in Form eines linearen Netzwerkes angeordnet ist, daß das hinter der Sehaltmodulationsvorrichtung 4 auftretende Spektrum, das durch die in der Sehaltmodulationsvorrichtung 4 erzeugten unerwünschten Modulationsprodukte verzerrt ist, im vorgeschriebenen Frequenzband korrigiert.

Nach ausführlichen Untersuchungen ist gefunden worden, daß im Gegensatz zu dem Falle, in dem ein beliebiges Störsignal auftritt, bei einer Trägerfrequenz 4 gleich einem ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz 4/2 zwischen den Spektrumkomponenten der gewünschten modulierten Signale und den Spektrumkomponenten der algebraischen Summe sämtlicher unerwünschter Modulationsprodukte ein besonders enger Zusammenhang besteht. Einerseits fällt dann nämlich jede Spektrumkomponente der Summe sämtlicher unerwünschter Modulationsprodukte in seiner Frequenz stets mit der Spektrumkomponente der gewünschten modulierten Signale zusammen, oder in anderen Worten, erzeugt das Auftreten der unerwünschten Modulationsprodukte keine neuen Frequenzkomponenten innerhalb des Durchlaßbandes des Ausgangsfilters 7, während andererseits in bezug auf Amplitude und Phase eine derartige Beziehung zwischen den Spektrumkomponenten besteht, daß keine einzige Komponente der gewünschten modulierten Signale von einer Komponente gleicher Frequenz der Summe sämtlicher unerwünschter Modulationsprodukte ausgeglichen wird, oder mit anderen Worten, keine Frequenzkomponenten durch das Auftreten der unerwünschten Modulationsprodukte verloren gehen. Ferner stellt sich heraus, daß nicht nur keine Änderung der Frequenz all dieser Spektrumkomponenten auftritt, sondern daß auch derartige Amplituden- und Phasenbeziehungen zwischen den erwünschten und unerwünschten Beiträgen bestehen, daß ein optimaler Unterschied zwischen den demodulierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten mit einem einfachen Korrekturkreis 15 in Form eines linearen Netzwerkes erzielt werden kann.

Z. B. ist bei der in F i g. 1 dargestellten Ausführungsform mit einer Trägerfrequenz 4=3 4/2 die Übertragungsfunktion C((u) des Korrekturkreises 15 eine reelle Funktion der Radialfrequenz ω = 2 jr/entsprechend der nachher noch abzuleitenden Formel:

Zur Erläuterung ist in Fig.4 bei a ein Beispiel der Übertragungsfunktion /(ω) des als ein Doppelseitenbandfilter ausgebildeten Ausgangsfilters 7 dargestellt, während bei b die Übertragungsfunktion C(u>) des Korrekturkreises 15, abgesehen von dem Faktor ( — 1), im normierten Maßstab, d. h. mit C(oj)= 1, in bezug auf

den innerhalb des Durchlaßbandes (w,.-w_h ω,·+ ω/,) des Ausgangsfilters 7 liegenden Teiles dargestellt ist. Die Übertragungsfunktion C(O)) · /'(ω) der Reihenschaltung des Ausgangsfilters 7 und des Korrekturkreises 15 hat dann die bei c in F i g. 4 dargestellte Gestalt. Die Anwendung dieser Korrekturfunktion C(ω) ergibt dann ein ideales Augenmuster (»eye pattern«) der detektierten Signale mit sehr scharfen Konturen, wobei zu den Abtastzeitpunkten lediglich zwei deutliche diskrete Werte erkennbar sind.

Aus weiteren Untersuchungen ergibt sich, dai.i der Verlauf der zur Korrektur erforderlichen Übertragungsfunktion C(w) von der Bandbreite und der Gestalt der Übertragungsfunktion F(ω) des Ausgangsfilters 7 völlig unabhängig und z. B. für ein Ausgangsfilter 7 vom Restseitenbundtyp oder vom Finseitenbnndtyn derselbe wie für ein Filter vom Doppelseitenbandtyp ist. Es hat sich dabei sogar herausgestellt, daß die Korrektur bei Restseitenbandfiltern und Einseitenbandfiltern eine erheblich größere Auswirkung hat, weil in diesen Fällen die unerwünschten Modulationsprodukte in noch stärkerem Maße als bei Doppelseitenbandfiltern den Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu Jen Abtastzeitpunkten beeinträchtigen. Als Beispiele sind bei a in Fig.4 mit gestrichelten Linien die Übertragungsfunktionen F'(oj) und F"(ω) dargestellt, die zu einem Ausgangsfilter 7 für die Restseitenbandübertragung des unteren bzw. oberen Seitenbandes der modulierten Signale gehören, während bei c die entsprechenden Übertragungsfunktionen C(w) ■ F'(w) bzw. C(w) · F" (ω) der Reihenschaltung des Ausgangsfilters 7 und des Korrekturkreises 15 gleichfalls mit gestrichelten Linien angedeutet sind.

An Hand der F i g. 5 wird nun eine Ableitung der Korrekturfunktion C(m) für das dargestellte Ausführungsbeispiel mit einer Trägerfrequenz F_C=Z FtJ2 beschrieben. In F i g. 5 zeigt a einen einzigen Informationsimpuls der Informationsquelle 1, der zum Zeitpunkt /=0 auftritt und der eine Breite T= Mft, und eine Höhe h hat, wobei das Spektrum S(w) dieses Informationsimpulses durch:

„, , ,, sin (,,T/2)

gegeben wird, mit welcher Formel bekanntlich auch die Umhüllende des Spektrums einer beliebigen Reihe von Informationsimpulsen mit einer Breite T dargestellt wird (vgl. a in F i g. 3).

Bei b in Fig. 5 ist ein Informationsimpuls bei a entsprechender T>il der modulierten Trägerschwingung am Ausgang der Schaltmodulationsvorrichtung 4 dargestellt, der durch eine Reihe von Trägerfrequenzimpulsen mit einer Breite D= 1(2 f_c) und mit einer Höhe Λ, und zwar durch Trägerfrequenzimpulse positiver Polarität zu den Zeitpunkten t= — D, t = + D und einen Trägerfrequenzimpuls negativer Polarität zu dem Zeitpunkt t = 0, gebildet wird. Das Spektrum Ρ(ω) eines derartigen Trägerfrequenzimpulses, der zu einem

Γ (f.) -

entsprechend (1) geschrieben werden kann.

Zeitpunkt t = 0 auftritt, wird durch

gegeben, während das Spektrum eines gleichen Impulses, der zu einem beliebigen anderen Zeitpunkt / = fi auftritt, durch

gegeben wird. Für die bei b dargestellte modulierte Impulsreihe wird das Spektrum M(o>)dann durch:

A/

gegeben, welche Formel nach einer gewissen Ableitung .Ή als

cos (.., 0/21

oder, mit I lilfc von (3). ;

A/

= 2 h

geschrieben werden kann.

Diese Formel gibt gleichfalls die Umhüllende des Spektrums der modulierten Signale, das bei Modulation der rechteckigen Trägerschwingung mit der obenerwähnten beliebigen Reihe von Informationsimpulsen erhalten wird.

Die am Ausgang der Schaltmodulationsvorrichtung 4 gewünschten modulierten Signale haben wenigstens in dem für Übertragung geeigneten Band von W₁-U)/, bis ω,4 ω* ein in bezug auf die Trägerfrequenz unsymmetrisches Spektrum, dessen Umhüllende G(w) durch Frequenztransponierung des in (2) gegebenen Spektrums S(w) und das Spiegelbild 5( —ω) dieses Spektrums in bezug auf die Trägerfrequenz ω_Γ gebildet wird, was der Formel:

= 2Ii

sin (ι.

T/2

entspricht. In diesem Falle, in dem ω_ί- — T= 3Dist,kann(7)als:

«is (3 v, DjI)
(<■> - '■-,)

geschrieben werden. Die zur Korrektur erforderliche Übertragungsfunktion C(a>) folgt dann aus dem Quotienten von <3(ω) und Λί(ω), was mit Hilfe von (8) und (6) als:

COlg (.τ t'ijl ι

Il

Die obenstehenden Betrachtungen treffen ohne weiteres auch für diejenigen Fälle zu, in denen die Trägerfrequenz

ω,= k(o)b/2)

ist, wobei k eine ganze Zahl darstellt, die in der Praxis meistens nicht größer als 10 ist.

Z. B. wird, wenn k eine ungerade Zahl darstellt, für die Korrekturfunl-aion C(o>) die folgende Beziehung gefunden:

• I¹OIi! I.τ ■

,) (ΙΠ)

A - 1. 3. 5, ...
während, wenn k eine gerade Zahl darstellt, gilt, daß:

CU-) ■--- H -\)^kl2 · """' -coin (.7-.,/2Ci,). (II)

i - C./-I,.

A; = 2. 4, 6 ...

Wie aus (10) und (I I) hervorgeht, ist die Korrekturfunktion <Γ(ω) für ungerades Areine rein reelle Funktion und für gerades k eine rein imaginäre Funktion, wobei überraschenderweise C((u), abgesehen von den Faktoren — 1 bzw. ±_/die eine konstante Phasenverschiebung

π bzw. ±ir/2 des ganzen Spektrums andeuten, in sämtlichen Fällen als Funktion von ω den gleichen Verlauf aufweist, der bei b in Fi g. 4 dargestellt ist. Die beiden Beziehungen (10) und (II) können wie folgt kombiniert werden:

•L-otg(.7

k - 1.1 3

Oben wurde stets angenommen, daß /wischen den Informationsimpulsen und der, Ti.tg.vfrequenzimpulsen eine derartige feste Phasenbeziehung besteht, daß die Flanken der Iniormatinn.simpiii.'.e mit den Flanken der Trägerfrequenzimpulse zusammenfallen. Für die Korrektur ist es nicht unbedingt notwendig, daß eben diese Phasenbeziehung besieht, aber die Korreklurfunktion erhält beim Fehlen dieser Phasenbeziehung im allgemeinen wohl eine komplizierte Struktur. Wenn z. B. zwischen den Auftntiszeitpunkten der Flinken der Informationsimpulse und denen der Flanken der Trägerfrequenzimpulse stets ein Zeitintervall mit einer Länge dliegt, wie bei cund dm Fi g. 5 veranschaulicht ist, oder in anderen Worten, wenn die Trägerfrequenzimpulse einer Phasenverschiebung Θ = m_td unterworfen worden sind, wird die Korrekturfunktion durch:

/ sin (.7 cr'2 c,) Cos (7 -,/2 c,.| - cos (.7 - 2 H) c/2 c,) f / sin (7 2 H) c/2 ....)

CU

113)

gegeben, wobei C(cu) in (12) gegeben ist. Aus (13) ist ersichtlich, daß die Korrekturfunktion G)(a>) nun eine komplexe Funktion von ω ist und eine erheblich kompliziertere Struktur als C(ω) nach (12) hat. Ein vollständiger Synchronismus zwischen den Informationsimpulsen und den Trägerfrequenzimpulsen, für den eine Korrekturfunktion C(w) nach (12) gilt, wird dann auch in der Praxis bevorzugt.

Bei den obenstehenden Ableitungen ist die Korrekturfunktion C(o) stets für einen direkt hinter der Modulationsvorrichtung 4 angeordneten Korrekturkreis 15 in Form eines linearen Netzwerkes berechnet, während in der Ausführungsform nach F i g. 1 der Korrekturkreis 15 hinter dem Ausgangsfilter 7 angeordnet ist, das gleichfalls ein lineares Netzwerk ist und eine Übertragungsfunktion ί(ω) hat. Bekanntlich wird in eine Kaskadenschaltung von linearen Netzwerken durch eine Verwechslung der Reihenordnung der Netzwerke die Übertragungsfunktion der Kaskade nicht beeinflußt, so daß die oben abgeleiteten Korrekturfunktionen C(w) auch für den Korrekturkreis 15 der F i g. 1 zutreffen, wobei jedoch in diesem Falle nur der innerhalb des Durchlaßbandes des Ausgangsfilters 7 liegende Teil der Übertragungsfunktion C(a>) verwirklicht zu werden braucht (vgl. b in F i g. 4). Auch können das Aus?angsfilter 7 und der Korrekturkreis 15 zu einem linearen Netzwerk 15 zusammengebaut werden, in dem die Filtrierung und die Korrektur gleichzeitig durchgeführt werden und dessen Übertragungsfunktion Η(ω) durch:

H (ω) = C(a>) ■ F(iü)

gegeben wird (vgl. ein F i g. 4).

Die verlangten Übertragungsfunktionen C(üj), F((a) oder C(w) ■ F{u>) können mit aus Spulen, Kondensato-S-, ren und Widerständen bestehenden Netzwerken erhalten werden, aber ein besonders attraktiver Aufbau der Übertragungsvorrichtung nach der Erfindung wird erzielt, wenn bei der Ausführung des durch das Ausgangsfilter 7 und den Korrekturkreis 15 gebildeten Netzwerkes 16 ein Digitalfilter der im älteren deutschen Patent 12 75 589 offenbarten Art angewandt wird. Nicht nur können mit einem derartigen Digitalfilter die gewünschte Amplitude-Frequenz-Kennlinie und die gewünschte Phase-Frequenz-Kennlinie auf überra-

4-, sehend einfache Weise und mit großer gegenseitiger Freiheit erzielt werden, sondern auch kann mit einem derartigen Filter die Sendevorrichtung nach F i g. 1 völlig digital aufgebaut und somit als eine integrierte Schaltung ausgebildet werden, wie nachstehend an

ίο Hand der F i g. 6 näher erläutert wird.

Fig. 6 zeigt eine Abwandlung der Senderseite der Übertragungsvorrichtung nach Fig. 1, wobei denen der F i g. 1 entsprechende Elemente der F i g. 6 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind.

Die im Detail dargestellte Schaltmodulationsvorrichtung 4 wird in Fig.6 durch zwei UND-Gatter 17, 18 gebildet, deren Ausgänge über ein ODER-Gatter 19 an das lineare Netzwerk 16 angeschlossen sind. Jedem der beiden UND-Gatter 17, 18 werden die von der

bo Informationsquelle 1 herrührenden zweiwertigen Informationsimpulse über eine Leitung zugeführt, wobei eine dieser Leitungen mit einem Inverter 20 versehen ist, während die vom Trägerfrequenzoszillator 5 herrührende rechteckige Trägerschwingung gleichfalls jedem der

b5 beiden UND-Gatter 17,18 über eine Trägerfrequenzleitung zugeführt wird, wobei eine der Trägerfrequenzleitungen mit einem Inverter 21 versehen ist Sowohl bei Anwesenheit als auch bei Abwesenheit eines Informa-

tionsimpulses in der zu übertragenden lmpuisreihe der Informationsquelle 1 tritt die Trägerschwingung am Ausgang des ODER-G Otters 19 auf, aber bei Abwesenheit eines Informationsimpu'ses wird die Trägerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5 direkt über das UND-Gatter 18 an das ODER-Gatter 19 weitergeleitet, während hingegen bei Anwesenheit eines Informationsimpulses diese Trägerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5 erst über das UND-Gatter 17 an das ODER-Gatter 19 weitergeleitet wird, nachdem die im Inverter 21 einer Inversion, d. h. einer Phasenverschiebung π, unterworfen worden ist. Bei Übergängen in der Reihe von Informationsimpulsen tritt somit in der dem linearen Netzwerk 16 zugeführten Trägerschwingung ein Phasensprung auf, so daß diese Trägerschwingung durch die Reihe von Informationsimpulsen in der Phase moduliert wird.

Ferner wird das lineare Netzwerk 16 durch ein Digitalfilter gebildet, das ein Schieberegister 22 mit einer Anzahl Schieberegisterelemente 23, 24,25, 26, 27, 28 enthält, deren Inhalt mit einer Schiebeperiode kleiner als die Mindestdauer eines dem Schieberegister 22 zuzuführenden Impulses unter der Steuerung eines Schiebeimpulsgenerators 29 fortgeschoben wird, während die Schiebefrequenz f_s des Schiebeimpulsgenerators 29 gleich wie die Trägerfrequenz f_c des Trägerfrequenzoszillators 5 und die Taktfrequenz /[, des Taktimpulsgenerators 3 von dem zentralen Impulsgenerator 6 abgeleitet wird.

In der in Fig.6 dargestellten Ausführungsform wird der Schiebeimpulsgenerator 29 gleichfalls durch einen astabilen Multivibrator gebildet, der von den Impulsen mit einer Wiederholungsfrequenz /ö des zentralen Impulsgenerators 6 synchronisiert wird und der Schiebeimpulse mit einer Frequenz f_s liefert, welche Frequenz gleich einem ganzen Vielfachen der Trägerfrequenz f_c ist und z. B. 7200 Hz beträgt, so daß die Schiebeimpulsfrequenz f_s aus der Frequenz f₀ des zentralen Impulsgenerators 6 durch Frequenzvervielfachung mit einem Faktor 24 in dem als Frequenzvervielfacher wirkenden astabilen Multivibrator 29 abgeleitet ist. Auch sind im Digitalfilter 16 die Schieberegisterelemente 23, 24, 25, 26, 27, 28 über Dämpfungsnetzwerke 30, 31, 32, 33, 34, 35, 36 an eine Zusammenfügungsvorrichtung 37 angeschlossen, der die Ausgangssignale der .Sendevorrichtung entnommen werden. Das Schieberegister 22 wird z. B. durch eine Anzahl bistabiler Kippschaltungen gebildet.

Mit Hilfe des Digitalfilters 16 wird nun die gewünschte Übertragungsfunktion

Η(ω) = C(O)) ■ F(a>)

durch geeignete Bemessung bei einer bestimmten Schiebeperiode s = l//"_sder respektiven Übertragungskoeffizienten C-3, C-2. Ci, G, Ci, C₂, C₃ der Dämpfungsnetzwerke 30,31,32,33,34,35,36 erzielt. In der obenerwähnten älteren Patentanmeldung wurde auf mathematischem Wege nachgewiesen, daß mit 2N Schieberegisterelementen und mit Dämpfungsnetzwerken, die ausgehend von den Enden des Schieberegisters 22. paarweise einander gleich sind, wobei ihre Übertragungskoeffizienten C₁,

tieren Amplitude-Frequen.i-Kennlinie?'(ü))die Form:

Vl-.) = C, -t

V 2 CW

aufweist und deren Phase-Frequenz-Kennlinie Φ(ω) sinen genau lineiiren Verlauf nach:

hat. Die Amplitude-Frequenz-Kennlinie bildet also eine in Kosinustermen entwickelte Fourier-Reihe, deren Periodizität Ω durch:

U .ν = 2 .7

gegeben ist. Wenn eine bestimmte Amplitude-Frequenz-Kennlinie ΪΌ(ω) erzielt werden soll, können die 2(i Koeffizienten C_n in der Fourier-Reihe mit Hilfe der Beziehung:

C₁. = (I -'-') ■ Γ V„

l.·,) ■ cos/Ji.i.s -

C ,, = C₁, mil /) - 1.2. ... /V.

(14) bestimmt werden. Die Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie ist dann vollständig definiert, aber das periodische Verhalten der Fourier-Reihe hat zur Folge, daß die gewünschte Amplitude-Frequenz-Kennlinie sich mit einer Periodizität Ω im Frequenzspektrum wiederholt, so daß zusätzliche Durchlaßbereiche des Digitalfilters 16 gebildet werden. In der Praxis sind diese zusätzlichen Durchlaßbereiche nicht störend, weil bei genügend hohem Wert der Periodizität Ω und somit bei genügend kleinem Wert der Schiebeperiode s der Frequenzabstand zwischen dem gewünschten und dem nächstfolgenden Durchlaßbereich genügend groß ist, um die zusätzlichen Durchlaßbereiche mittels eines einfachen Unterdrückungsfilters 38 hinter dem Ausgang der Zusammenfügungsvorrichtung 37 unterdrücken zu können, ohne daß dabei die Amplitude-Frequenz-Kennlinie und die lineare Phase-Frequenz-Kennlinie im gewünschten Durchlaßbereich merklich beeinflußt werden. Das Unterdrückungsfilter 38 wird z. B. durch einen Tiefpaß gebildet, der aus einem Kondensator und einem Widerstand besteht.

Der Anwendungsbereich wird wesentlich dadurch vergrößert, daß den Schieberegistereletienten die invertierten Impulssignale entnommen werden, die, wenn die Schieberegisterelemente als bistabile Kippschaltungen ausgebildet sind, neben den Impulssignalen an den bistabilen Kippschaltungen auftreten. Dadurch können negative Koeffizienten C_n in der Fourier-Reihe erzielt \verden. Ferner kann dadurch eine Amplitude-Frequenz-Kennlinie <Ρ(ω) in Form einer in Sinustermen entwickelten Fourierreihe bei einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie erhalten werden. Zu diesem Zweck sind die Dämpfungsnetzwerke wieder, ausgehend von den E.. 'en des Schieberegisters 22, paarweise einander gleich gemacht, aber hat das mittlere Dämpfungsnetzwerk 33 einen Übertragungskoeffizienten C₀ gleich Null und wird den auf dieses Dämpfungsnetzwerk 33 folgenden Dämpfungsnetzwerken das invertierte Impulssignal zugeführt, so daß bei 2 /VSchieberegisterelcmenten die Übertragungskoeffizienten

entsprechen. Eine Übertragungsfunktion wird erhalten.

C „ -- ('„ mil /' ■ 1.2. ... ,V

entsprechen. Für die Übertragungsfunktion gilt dann:

ψ(,,,) =^_l2C„sinp,„s (20)

Die lineare Phase-Frequenz-Kennlinie Φ(ω) nach (20) weist eine Phasenverschiebung π/2 in bezug auf Φ(ω) nach (16) auf. Die Koeffizienten C_p in der Fourier-Reihe lassen sich nun aus der Beziehung:

Cp -

V₀ (w) · sin ρ w s ■ d ,,, (21)

ermitteln.

Durch geeignete Wahl der Übertragungskoeffizienten der Dämpfungsnetzwerke kann auf diese Weise jede beliebige Amplitude-Frequenz-Kennlinie bei einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie erzielt werden.

So wird im dargestellten Ausführungsbeispiel für eine rein reelle Korrekturfunktion C(o) nach (10) bei der Verwirklichung der Übertragungsfunktion H(ω)= C(a>) ■ F(cu)des Digitalfilters 16die in Kosinustermen entwickelte Fourier-Reihe nach (15) für die Funktion ΪΌ(ω) angewandt, die durch:

I - ,1,1,1

■ cotg (.-τ ,„12 <„_c) (22)

gegeben ist, während bei einer rein imaginären Korrektur-Funktion <Γ(ω) nach (11) zur Verwirklichung von Η[ω) die in Sinustermen entwickelte Fourier-Reihe nach (20) für diesen in (22) gegebene Funktion ίΡο(ω) angewandt wird, um die gewünschte konstante Phasenverschiebung n/2 des ganzen Spektrums zu bewerkstelligen (vgl. Φ(ω) nach (20) mit Φ(ω) nach (16).

Neben Übertragungsfunktionen mit einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie können mit dem Digitalfilter 16 auch Übertragungsfunktionen erzielt werden, deren Phase-Frequenz-Kennlinie keinen linearen Verlauf aufweist. Für eine komplexe Korrekturfunktion Ο{ω) nach (13), die bei einer Phasenverschiebung Φ der Trägerschwingung auftritt, wird dann z. B. bei der Verwirklichung der Übertragungsfunktion Ηφ(ω) = Ο<ω) ■ F(o) von den beiden Fourier-Reihen (15) und (20) die Kosinusreihe (15) für den reellen Teil von Hdfii) und die Sinusreihe (20) für den imaginären Teil von Ηφ(ω) verwendet, wobei der Übertragungskoeffizient jedes Dämpfungsnetzwerkes durch die algebraische Summe des betreffenden Übertragungskoeffizienten Cp nach (18) und des betreffenden Übertragungskoeffizienten Cp nfiCh (20) gebildet wird. Die auf diese Weise erzielte Übertragungsfunktion des Digitalfilters 16 hat dann die Form:

H„

(23)

wobei der Faktor e -J^Nws eine ideale Verzögerung Ns der dem Digitalfilter 16 zugeführten modulierten Signale andeutet (vgl. (4)).

Eine gegebenenfalls benötigte konstante Phasenverschiebung π des ganzen Spektrums infolge des Faktors — 1 in den Beziehungen für die Korrekturfunktion C(a>) kann auf einfache Weise dadurch erzielt werden, daß an einer geeigneten Stelle in der Übertragungsleitung zwischen der Schaltmodulationsvorrichtung 4 und dem Information-gverbraucher 2 eine Inversion bewirkt wird.

Die oben angegebenen Korrekturfunktionen C (ω)

sind für den Fall abgeleitet, daß die rechteckige Trägerschwingung der Informationsquelle 1 in der Phase moduliert wird, aber können auch für den Fall benutzt werden, daß diese Trägerschwingung von der Reihe von Informationsimpulsen in der Amplitude moduliert wird, wie nachstehend an Hand der F i g. 7 und 8 erläutert wird.

in Fig.7 zeigt eine Sendevorrichtung nach der Erfindung, die für Amplitudenmodulation geeignet ist, wobei denen der F i g. 6 entsprechende Elemente der F i £. 7 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind, während zur Erläuterung der Wirkungsweise der Sendevorrichtung nach F i g. 7 in F i g. 8 einige Zeitdiagramme dargestellt sind.

Die Schaltmodulationsvorrichtung 4 der F i g. 7 unterscheidet sich darin von der nach Fig.6, daß in Fig.7 ein Modulo-2-Summenerzeuger 39 als Phasenmodulator benutzt wird. Wenn an einen Eingang des Modulo-2-Summenerzeugers 39 die zu übertragende Reihe von Informationsimpulsen a der F i g. 8 und an den anderen Eingang dieses Modulo-2-Summenerzeugers 39 die bei b in F i g. 8 dargestellte Trägerschwingungen gelegt sind, tritt am Ausgang des Modulo-2-Summenerzeugers 39 die in F i g. 8 bei c dargestellte phasenmodulierte Trägerschwingung auf, die, gleich wie bei der Sendevorrichtung nach F i g. 6, dem Digitalfilter 16 zugeführt wird, dessen Amplitude-Frequenz-Kennlinie z. B. die bei ein F i g. 4 dargestellte Form hat.

Wird nun die unmodulierte rechteckige Trägerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5 mit geeignet gewählter Amplitude und Phase der phasenmodulierten Trägerschwingung c der F i g. 8 zugeordnet, so entsteht die in F i g. 8 bei d dargestellte amplitudenmodulierte Trägerschwingung. Da bei Modulation der rechteckigen Trägerschwingung mit einer beliebigen Reihe von Informationsimpulsen mit seiner Breite Tdas Spektrum der phasenmodulierten Trägerschwingung bei c in F i g. 8 und das Spektrum der amplitudenmodulierten Trägerschwingung bei d in F i g. 8, abgesehen von der Komponente der Trägerfrequenz ω« in dem für Übertragung geeigneten Frequenzband die gleiche Umhüllende haben, hat auch die Korrekturfunktion C(ta) für die beiden Fälle den gleichen Verlauf.

Bei der in F i g. 7 gezeigten Sendevorrichtung erfolgt die Zufuhr der unmodulierten Trägerschwingung erst in der Zusammenfügungsvorrichtung 37 des Digitalfilters 16, weil doch das Schieberegister 22 nur zweiwertige

so Impulse verarbeiten kann. Die rechteckige Trägerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5 wird zu diesem Zweck über ein Verzögerungsnetzwerk 40 zum Erhalten der richtigen Phase und ein Dämpfungsnetzwerk 41 zum Erhalten der richtigen Amplitude der Zusammenfügungsvorrichtung 37 zugeführt, während das Unterdrückungsfilter 38 dabei verhindert, daß Harmonische der Trägerfrequenz ω_Γ in die Übertragungsleitung 8 eindringen. In der dargestellten Ausführungsform besteht das Verzögerungsnetzwerk 40 z. B.

μ aus einer Anzahl Schieberegisterelemente, deren Inhalt gleichfalls unter der Steuerung des Schiebeimpulsgenerators 29 mit einer Schiebeperiode s fortgeschoben wird. Das Verzögerungsnetzwerk 40 führt im dargestellten Ausführungsbeispiel mit einem Schieberegister 22

w> mit 2N Elementen eine Verzögerung herbei, die gleich der idealen Verzögerung Ns des Digitalfilters 16 (vgl. (23)) abzüglich eines ungeraden Vielfachen der halben Trägerfrequenzperiode ist.

Bei gegebenen Werten der Schiebeperiode s und der halben Trägerfrequenzperiode D kann die Verzögerung des Verzögerungsnetzwerkes 40 durch passende Wahl der Anzahl Schieberegisterelemente 27V im Schieberegister 22 gleich Null gemacht werden, so daß das Verzögerungsnetzwerk 40 dann fortgelassen werden kann. Bei den obenerwähnten Werten der Schiebefrequenz f_s = 7200 Hz und der Trägerfrequenz ic = 1800 Hz ist dies z. B. der Fall, wenn die Anzahl Schieberegisterelemente 2/V = 20 ist

Fig.9 zeigt eine Sendevorrichtung nach der Erfindung, die gleichfalls für Amplitudenmodulation geeignet ist, aber bei der die Schaltmodulationsvorrichtung 4 als ein UND-Gatter 42 ausgebildet ist Zur Erläuterung der Wirkungsweise dieser Sendevorrichtung zeigt Fig. 10 einige Zeitdiagramme sowie ein Frequenzdiagramm.

Wird z. B. einem Eingang des UND-Gatters 42 eine Reihe von liformationsimpulsen mit einer Taktfrequenz 4 =1200Hz und einer bei a in Fig. 10 dargestellten Form und dem anderen Eingang eine Reihe rechteckiger Trägerfrequenzimpulse mit einer Trägerfrequenz f_c = 2400 Hz und einer bei b in F i g. 10 dargestellten Form zugeführt so tritt am Ausgang des UND-Gatters 42 die bei c in Fig. 10 dargestellte amplitudenmodulierte Trägerschwingung auf.

Wie aus einem Vergleich dieser amplitudenmodulierten Trägerschwingung bei c in F i g. 10 mit der bei d in F i g. 8 hervorgeht tritt bei Anwendung des UND-Gatters 42 als Amplitudenmodulator keine gegentakt-modulierte Trägerschwingung auf. Dadurch treten neben jo den bereits erwähnten unerwünschten Modulationsprodukten in dem am Ausgang des UND-Gatters 42 auftretenden Spektrum auch noch Spektrumkomponenten der Informationsimpulse selber innerhalb des für Übertragung geeigneten Frequenzbandes auf, die bei der Bestimmung einer Korrekturfunktion C(co) berücksichtigt werden müssen. Die Ableitung dieser Korrekturfunktion C(w) kann auf die oben an Hand der F i g. 5 ausführlich beschriebene Weis** erfolgen. Für die Korrekturfunktion Ο(ω) wird bei ω₀ = Α^ω&/2) ζ. B. die folgende Beziehung gefunden, für den Fail, daß k eine gerade Zahl ist:

2 cos (.τ ,„12 o,_c) (24)

k = 2.4, 6, ...

Der Verlauf dieser Übertragungsfunktion C(m) ist, abgesehen von einem etwaigen Faktor ( — 1), in % normiertem Maßstab und also mit C{<u_c) = 1 bei d in Fig. 10 dargestellt.

Auch bei Übertragung der Synchroninformationsimpulse mittels Frequenzmodulation in Form von Frequenzverschiebungsmodulation (»frequency shift keying«) kann ein optimaler Unterschied zwischen den detektierten Signalen zu den Abtastzeitpunkten durch Anwendung der Maßnahmen nach der Erfindung erzielt werden, wenn die beiden Trägerfrequenzen f_it, ί_Λ gleichzeitig dem obenerwähnten Verhältnis zwischen t>o der halben Taktfrequenz 4/2 und der Trägerfrequenz f_c entsprechen und außerdem der Unterschied zwischen den Trägerfrequenzen f_cU (_Λ gleich der Taktfrequenz 4 oder einem Vielfachen dieser Frequenz ist. Zu diesem Zweck sind bei der Übertragung der Synchroninforma- ^ tionsimpulse mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 1200 Baud die Trägerfrequenz 4, = 1200 H2: und f_C2 = 2400 Hz gewählt. Die für Frequenzverschiebungsmodulation geeignete Sendevorrichtung ist in F i g. 11 dargestellt wobei denen der F i g. 1 entsprechende Elemente der F i g. 11 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind.

Die Schaltmodulationsvorrichtung 4 der F i g. 11 wird durch zwei parallel geschaltete Kanäle 43, 44 gebildet die mit je einem von einem Trägerfrequenzoszillator 5', 5" gespeisten und als Amplitudenmodulator ausgebildeten Schaltmodulator 4', 4" und mit einem sich daran anschließenden linearen Netzwerk 16', 16" versehen sind, welches Netzwerk gleich wie im Obenstehenden, durch eine aus dem Ausgangsfilter und dem Korrekturkreis bestehenden Einheit gebildet wird. An die Eingänge der beiden Kanäle 43, 44 sind die zu übertragenden Synchroninformationsimpulse der Informationsquelle 1 gelegt wobei diese Informationsimpulse im Kanal 43 direkt dem Amplitudenmodulator 4' und im Kanal 44 über einen inverter 45 dem Amplitudenmodulator 4" zugeführt werden, während die Ausgänge der beiden Kanäle 43,44 an eine Zusammenfügungsvorrichtung 46 angeschlossen sind, deren Ausgang mit der Übertragungsleitung 8 verbunden ist. Je nach der Anoder Abwesenheit eines Informationsimpulses in der zu übertragenden von der Informationsquelle 1 herrührenden Impulsreihe wird entweder die Trägerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5' mit z. B. der Trägerfrequenz 4i = 1200 Hz über das lineare Netzwerk 16'oder die Trägerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5" mit der Trägerfrequenz fa = 2400 Hz über das lineare Netzwerk 16" der Zusammenfügungsvorrichtung 46 zugeführt

Auf diese Weise wird der Frequenzverschiebungsmodulator 4 durch zwei parallelgeschaltete Amplitudenmodulationskanäle 43,44 gebildet die in einer einander gegenseitig ausschließenden Abwechslung unter der Steuerung der Informationsimpulse der Informationsquelle 1 wirksam sind. Dabei können diese Kanäle 43,44 beide entsprechend denen der Sendevorrichtung nach F i g. 7, aber auch entsprechend denen der Sendevorrichtung nach Fig.9 ausgebildet werden. Die in den linearen Netzwerken 16', 16" benötigten Korrekturfunktionen C'(w), C"{fü) sind von der gewählten Ausführung der Amplitudenmodulatoren 4', 4" abhängig und werden bei der in F i g. 11 gezeigten Sendevorrichtung für eine Ausführungsform nach Fig. 7 durch die Beziehung (12) und für eine Ausführungsform nach F i g. 9 durch die Beziehung (24) gegeben, wobei ω_Γ=ω_Γι für O (ω) und ω_€=ωα für C"(ü)) gesetzt werden muß. Ferner sollen die Verzögerungen, denen die modulierten Trägerschwingungen in den linearen Netzwerken 16', 16" unterworfen werden, einander gleich sein.

Zur Erläuterung ist eine detaillierte Ausführungsform der Sendevorrichtung nach F i g. 11 in F i g. 12 dargestellt, wobei die Amplitudenmodulationskanäle 43, 44 entsprechend Fig. 7 mit UND-Gattern als Amplitudenmodulatoren 4', 4" ausgebildet sind. Dabei zeigt F i g. 12 auch eine praktische Vereinfachung, die darin besteht, daß die als Digitalfilter ausgebildeten linearen Netzwerke 16', 16" einen gemeinsamen Schiebeimpulsgenerator 29 und eine gemeinsame Zusammenfügungsvorrichtung 37 haben, welche Zusammenfügungsvorrichtung zugleich die Funktion der Zusammenfügungsvorrichtung 46der F ig. 11 erfüllt.

Das dargestellte Ausführungsbeispiel, bei dem die beiden Trägerfrequenzen 4i< fa gleichzeitig der Beziehung f.. = k(fbl2) entsprechen, wobei k eine gerade Zahl ist, während außerdem gilt: ί_Λ - 4ι = 4, ermöglicht eine

noch größere Vereinfachung, weil unter diesen Bedingungen nur ein einziges gemeinsames lineares Netzwerk 16 für die beiden Amplitudenmodulationskanäle 43, 44 genügend ist, wie in der in Fi g. 13 dargestellten Abwandlung der Sendevorrichtung nach Γ i g. 12 dargestellt ist.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 13 werden die amplitudenmodulierten Trägerschwiiigungen am Ausgang der Amplitudenmctdulatoren 4', 4" unmittelbar über ein ODER-Gatter 47 zusammengefügt und dann ι ο einem den beiden Amplitudenmodulationskanälen 43, 44 gemeinsamen Digitalfilter 16 zugeführt

An Hand des in F i g. 14 dargestellten Zeitdiagramms wird erläutert, wie unter den gegebenen Bedingungen bei der angewandten Frequenzverschiebungsmodulation d'.e benötigte Korrektur des Spektrums tatsächlich mit nur einem gemeinsamen linearen Netzwerk 16 durchgeführt werden kann. Zu diesem Zweck wird das Spektrum betrachtet, das erhalten wird, wenn ein isolierter Informationsimpuls mit einer Br'ite T = Mfb der SchaltmoduJationsvorrichtung 4 der Fig. 13 zugeführt wird. Ein derartiger bei a in Fig. 14 dargestellter Informationsimpuls ergibt eine frequenzmodulierte Trägerschwingung der bei b in Fig. 14 dargestellten Form. Wie aus Fig. 14 ersichtlich ist, ist diese modulierte Trägerschwingung b als die Summe einer unmodulierten Trägerschwingung c der Frequenz fa und einer durch den Informationsimpuls a modulierten Trägerschwingung d gleichfalls der Frequenz fa, aber mit einer der von c entgegengesetzten Phase, sowie einer durch den Informationsimpuls a modulierten Trägerschwingung e der Frequenz f_c\ zu betrachten. In dem zur Übertragung geeigneten Frequenzband ergibt die unmodulieite Trägerschwingung ceine Spektrallinie bei ω=ω_ώ während die amplitudenmodulierte Trägerschwingung d ein Spektrum M(G)) um ω=ωα herum und die amplitudenmodulierte Trägerschwingung c ein Spektrum Μ,(ω) um ω = ω& herum gibt. Es kann nachgewiesen werden, daß unter den gegebenen Bedingungen eine spezifische Frequenzkomponente im Spektrum Μ\(ω) gerade in Phase oder in Gegenphase zu der Komponente der gleichen Frequenz im Spektrum Μ^ω) ist, so daß das Spektrum Μ(ω) der frequenzmodulierten Trägerschwingung b gerade die algebraische Summe der Spektren Μ\(ώ) und M^o)) bilcet Eine ähnliche Erwägung gilt für das am Ausgang der Schaltmodulationsvorrichtung 4 gewünschte Spektrum G((o), während die benötigte Korrekturfunktion C(cü), gleich wie im Obenstehenden, durch den Quotienten von (3(ω) und Μ(ω) gegeben wird, z. B. ist für die dargestellte Ausführungsform, bei der

mit Αϊ = 2 und

ω_Λ

wobei Ic2 = 4 ist, die Korrekturfunktion C(o) durch die Beziehung:

CU") = j,„

tg (7 ,.,/2 l.j..,) - tg (.7 r.i/2 <"_t2)

gegeben.

Obenstehend wurde die Wirkungsweise der Vorrichtung nach der Erfindung an Hand unterschiedlicher Modulationsmodi erläutert, wobei sich herausgestellt hat, daß der Verlauf der benötigten Korrekturfunktion C(ü)) von der Art des verwendeten Ausgangsfilters völlig unabhängig ist, während außerdem der wesentliche Vorteil erhalten wird, daß diese Korrekturfunktion C((u) einfach mit Hilfe eines Digitalfilters erzielt werden kann, wodurch die Sendevorriduung völlig digital aufgebaut und somit als eine integrierte Schaltung ausgebildet werden kann. Neben den erwähnten sehr günstigen Eigenschaften schafft die Erfindung für unterschiedliche Anwendungen eine neue Bauart von Übertragungssystemen, wie an Hand der Fig. !5 erläutert wird.

Die Sendevorrichtung nach Fig. 15 ist für die Übertragung synchroner Informationsimpulse mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 2400 Baud mittels Differential-4-Phasenmodulation einer rechteckigen Trägerschwingung mit einer Trägerfrequenz f_c = 1800 Hz geeignet. Zu diesem Zweck wird die P.eihe von Informationsimpuiseii mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 2400 Baud der Informationsquelle 1 einem Wandler 48 zugeführt, der einerseits eine Teilung der zugeführten Reihe von Informationsimpulsen in zwei gleichzeitig auftretende Reihen von Informationsimpulsen mit je der halben Übertragungsgeschwindigkeit von 1200 Baud und andererseits die für Differential-4-Phasenmodulation benötigte Kodierung dieser beiden Reihen von Informationsimpulsen der halben Übertragungsgeschwindigkeit bewirkt. Die Reihen von Informationsimpulsen am Ausgang des Wandlers 48 werden gleichzeitig an Phasenmoduiatoren 49, 50 in Form von r> Modulo-2-Summenerzeugern zugeführt, wobei die rechteckige Trägerschwingung des Trägerfrequenzoszillators 5 mit der Trägerfrequenz f_c = 1800 Hz direkt dem Phasenmodulator 49 und über ein Verzögerungsnetzwerk 51 mit einer Verzögerung D/2 = 1(4 f_c), was somit einer Phasenverschiebung π/2 für die Trägerschwingung fc entspricht, dem Phasenmodulator 50 zugeführt wird. Die phasenmodulierten orthogonalen Trägerschwingungen an den Ausgängen der Phasenmodulatoren 49,50 werden nach Filterung und Spektrum-

4^r) korrektur in den Digitalfiltern 16', 16" zu einer 4-phasenmodulierten Trägerschwingung in der Zusammenfügungsvorrichtung 37 zusammengefügt.

Bei der dargestellten Ausführungsform des Wandlers 48 wird die Reihe von Informationsimpulsen mit der

w Taktfrequenz 4 = 2400 Hz einer Diodenmatrix 52 zugeführt, und zwar einerseits unmittelbar (Impulsreihe A) und andererseits über ein Verzögerungsnetzwerk 53 mit einer Verzögerung T = 1 IFb (Impulsreihe B) Die Taktfrequenz 4 = 2400 Hz wird in diesem Falle dadurch erhalten, daß die Taktimpulse mit der Frequenz 4/2 = 1200Hz des Taktimpulsgenerators 3 in einem Frequenzverdoppler 3' in der Frequenz um einen Faktor 2 vervielfacht werden. Der Diodenmatrix 52 werden auch die Reihen von informationsirnpulsen am

bo Ausgang des Wandlers 48 (Impulsreihen X und Y) zugeführt. Die durch Impulse mit einer Breite T gebildeten Reihen von Informationsimpulsen am Ausgang der Diodenmatrix 52 (Impulsreihen C und D) werden UND-Gattern 54, 55 zugeführt, an die auch die

b5 Reihe von Taktimpulsen des Taktimpulsgenerators 3 mit der halben Taktfrequenz 4/2 gelegt ist. An die Ausgänge der UND-Gatter 54, 55 sind bistabile Kippschaltungen 56,57 zur Bildung der Impulsreihen X

und Kmit Impulsen mit einer Breite 2 Tangeschlossen. Um dafür zu sorgen, daß die vier möglichen Paare aufeinanderfolgender Informationsimpulse (»dibits«) in der von der Informationsquelle 1 herrührenden Reihe, somit die vier möglichen Kombinationen gleichzeitig auftretender Informationsimpulse in den Impulsreihen A und B aiii Ausgang der Sendevorrichtung Phasensprüngen ΔΦ der Trägerfrequenz herbeiführen, die gleich einem geraden Vielfachen von π/2 für die Trägerfrequenz f_c sind, soll zwischen der Kombination der Impulsreihen A und B am Eingang der Diodenma trix 52 und der Kombination der Impulsreihen X und Y am Ausgang des Wandlers 48 die in der Tabelle nach F i g. 16 gegebene Beziehung bestehen.

In der Tabelle der F i g. 16 ist angegeben, wie bei einer gegebenen Kombination X_n, Y_n und Zufuhr einer Kombination A, B die zukünftige Kombination X_n+\, Y_n+i sein muß, damit der dieser Kombination A, B entsprechende Phasensprung ΔΦ bewirkt wird. Eine derartige Beziehung kann bekanntlich mit Hilfe einer Diodenmatrix erzielt werden. Im Vektordiagramm der Fig. 16 sind die vier möglichen Phasen der Trägerschwingung mit der Frequenz f_c am Ausgang der Sendevorrichtung zusammen mit der entsprechenden Kombination X, Y dargestellt. Aus dem Vektordiagramm geht z. B. hervor, daß Zufuhr einer Kombination A, S=IO, die einem Phasensprung ΔΦ = 3π/2 entspricht, bei einer gegebenen Kombination X_n, Y_n = 10 die zu bildende Kombination X_n+ 1, Y_n+ 1 = 00 entsprechend der Tabelle ergeben muß.

Die in den Digitaifiltem 16' und 16" benötigten Konekturfunktionen C'(<a) und Ο"(ώ) folgen dann aus der Beziehung (12) bzw. der Beziehung (13) für k = 3, wobei für C' (ω) jedoch der Faktor / somit die Phasenverschiebung π/2, des ganzen Spektrums nun nicht verwirklicht wird, weil sonst die orthogonale Beziehung der phasenmodulierten Trägerschwingung vor der Zusammenfügung in der Zusammenfügungsvorrichtung 37 beseitigt wird. Ferner wird im dargestellten Atisführungsbeispiel die Filterfunktion F(b)) derart gewählt, daß bei Anwendung von Differentialdemodulation auf der Empfangsseite für jede der beiden orthv-.gonalen phasenmodulierten Trägerschwingungen praktisch keine gegenseitige Beeinflussung der wiedergewonnenen Informationsspule (»intersymbol interference«) auftritt, zu welchem Zweck in diesem Falle die Umhüllende jedes der beiden orthogonalen Spektren am Ausgang der Sendevorrichtung die bei a in Fig. 17 dargestellte Gestalt (»Raised-cosine-spektrum«) aufweist. Auf die oben bereits ausführlich beschriebene Weise wird dann erzielt, daß die Übertragungsfunktion Η'(ω) = Ο'{ω). Die Übertragungsfunktion /(ω) des Digitalfilters 16 und die Übertragungsfunktion

des Digitalfilters 16" durch die folgenden Beziehungen gegeben werden:

tf'(,„) = [.,,J₁U₁) ■ cotg (.τ r.,/2 .·.,.) ■ [see (2 .-τ H"t,A = cotg In <.,/4(r,,| ■ H {,;). lg (2 n »>l«,_h)]

(26|

'■', - "IbIZ ^ '" ^ '"<■ + "lh-2
ISt. 4(1

Der Verlauf von H'(<o) bzw. Η"(ω) ist abgesehen von einem Faktor (—1), in normiertem Maßstab, also mit

H'(Wc) = H"(CÜ_C) =1 für den Bereich

bei b bzw. c in F i g. 17 dargestellt.

Die in Fig. 15 beschriebene Sendevorrichtung kann auch benutzt werden, um orthogonale Modulation auf völlig digitale Weise zu erzielen, wobei der Wandler 48 unter Fortlassung der Diodenmatrix 52 derart geändert wird, daß die Impulsreihen A und B direkt den UND-Gattern 54,55 zugeführt werden.

Hierzu 11 Blatt Zeichnunuen

Claims

Patentansprüche:

1. Vorrichtung zum Übertragen rechteckiger synchroner Informationsimpulse in einem vorgeschriebenen Frequenzband von einer Informationsquelle auf einen Informationsverbraucher, wobei die Informationsimpulse mit verschiedenen Impulsen aus einer Reihe äquidistanter Taktimpulse eines Taktimpulsgenerators zusammenfallen, welche Vor- in richtung mit einer von einem Trägerfrequenzoszillator gespeisten Schaltmodulationsvorrichtung zur direkten Aufmodulierung der rechteckigen Informationsimpulse auf einer rechteckigen Trägerschwingung und ferner mit einem Ausgangsfilter versehen ist, dessen Durchlaßband dem vorgeschriebenen Frequenzband entspricht, wobei die Taktfrequenz des Taktimpulsgenerators urd die Trägerfrequenz des Trägerfrequenzoszillators von einem einzigen zentralen Generator abgeleitet sind, dadurch gekennzeichnet, daß bei Trägerfrequenzen gleich einem kleinen ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz hinter der Schaltmodulationsvorrichtung ein Korrekturkreis in Form eines linearen Netzwerkes angeordnet ist, daß das hinter der Schaltmodulationsvorrichtung auftretende Spektrum, das durch die in der Schaltmodulationsvorrichtung erzeugten unerwünschten Mudulationsprodukte verzerrt ist, im vorgeschriebenen Frequenzband korrigiert. «>

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangsfilter und der Korrekturkreis zu einem linearen Netzwerk zusammengebaut sind, das durch ein Digitalfilter gebildet wird, das ein Schieberegister mit einer Anzahl Schieberegister- π elemente enthält, deren Inhalt mit einer Schiebeperiode kleiner als die Mindestdauer eines dem Schieberegister zuzuführenden Impulses unter der Steuerung eines Schiebeimpulsgenerators fortgeschoben wird, während die Schiebefrequenz des Schiebeimpulsgenerators vom zentralen Generator abgeleitet wird von dem die Taktfrequenz des Taktimpulsgenerators und die Trägerfrequenz des Trägerfrequenzoszillators abgeleitet sind.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Enden der Schieberegisterelemente über Dämpfungsnetzwerke mit einer Zusammenfügungsvorrichtung verbunden sind, die an den Übertragungsweg angeschlossen ist.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erhalten einer einfachen Übertragungsfunktion des Korrekturkreises die Phasenbeziehung zwischen den rechteckigen synchronen Informationsimpulsen und der rechtekkigen Trägerschwingung derart eingestellt ist, daß die Flanken der rechteckigen Informationsimpulse mit Flanken der rechteckigen Trägerschwingung zusammenfallen.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erhalten einer wi einfachen Übertragungsfunktion des Korrekturkreises die Phasenbeziehung zwischen den rechteckigen synchronen Informationsimpulsen und der rechtekkigen Trägerschwingung derart eingestellt ist, daß die Flanken der rechteckigen Informationsimpulse b5 mit Mittellinien direkt aufeinander folgender Flanken der rechteckigen Trägerschwingung zusammenfallen.

6. Vorrichtung nach Anspruch 3,4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungsnetzwerke, ausgehend von den Enden des Schieberegisters, paarweise einander gleich gemacht sind.

7. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sdialtmodulationsvorrichtung als ein digitaler Phasenmodulator ausgebildet ist und die Übertragungsfunktion C(a>) des Korrekturkreises als Funktion der Frequenz ω für Informationsimpulse mit einer Breite T = 2 π/iub entsprechend der Beziehung:

• cotg (.τ .../2 .-ι,.)

eingestellt ist. wobei

ist, und wobei ü)_b die Taktfrequenz und ω_ο die Trägerfrequenz darstellt.

8. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmodulationsvorrichtung für Amplitudenmodulation geeignet ist und als ein digitaler Phasenmodulator ausgebildet ist, wobei der zu diesem Phasenmodulator gehörige Korrekturkreis verwendet wird, und wobei die in diesem Phasenmodulator erhaltene phasenmodulierte Trägerschwingung an eine Zusammenfügungsvorrichtung gelegt ist, der auch die Trägerschwingung eines Trägerfrequenzoszillators zugeführt ist.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die als Amplitudenmodulator ausgebildete Schaltmodulationsvorrichtung durch ein UND-Gatter gebildet wird und die Übertragungsfunktion C(a) des Korrekturkreises als Funktion der Frequenz ω für Informationsimpulse mit einer Breite T — 2 jtlutb entsprechend der Beziehung:

CI...I = ( -

1 —

eingestellt ist, wobei

>.'■ ■- A Ι'·././:) und
A- =■ 2.4.6. ...

wobei (x)b die Taktfrequenz und ω<- die Trägerfrequenzdarstellt.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die als digitaler Frequenzverschiebungsmodulator ausgebildete Schaltmodulationsvorrichtung durch zwei parallel geschaltete Kanäle gebildet wird, die mit je einem Amplitudenmodulator versehen sind, der von einem Trägerfrequenzoszillator mit einer vom zentralen Generator abgeleiteten Trägerfrequenz gespeist wird, wobei die Informationsquelle in einem Kanal direkt und im anderen Kanal über einen Inverter an den betreffenden Amplitudenmodulator angeschlossen ist, während ferner in jedem Kanal ein zu dem Amplitudenmodulator gehöriger Korrekturkreis angeordnet ist und der Ausgang jedes Kanals an eine

Zusammenfügungsvorrichtung angeschlossen ist, deren Ausgang mit der Übertragungsleitung verbunden ist.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die als digitaler Frequenzverschiebungsmodulator ausgebildete Schaltmodulationsvorrichtung durch zwei parallel geschaltete Kanäle gebildet wird, die mit je einem Amplitudenmodulator versehen sind, der von einem Trägerfrequenzoszillator mit einer vom zentralen Generator abgeleiteten Trägerfrequenz gespeist wird, wobei der Unterschied zwischen den Trägerfrequenzen gleich der Taktfrequenz bzw. einem ganzen Vielfachen ist, in welcher Schaltmodulationsvorrichtung die Informationsquelle bei einem Kanal d^:.okt und beim anderen Kanal über einen Inverter an den betreffenden Amplitudenmodulator angeschlossen ist, wobei die Ausgänge der beiden Amplitudenmodulatoren mit einer Zusammenfügungsvorrichtung verbunden sind, die an einen den beiden Kanälen gemeinsamen Korrekturkreis angeschlossen ist.

12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmodulationsvorrichtung für Modulation zweier orthogonalen rechteckigen Trägerschwingungen gleicher Trägerfrequenz ausgeführt ist, welche Schaltmodulationsvorrichtung durch zwei Schaltmodulatoren gebildet wird, die von orthogonalen Trägerschwingungen des gemeinsamen Trägerfrequenzoszillators gespeist jo werden, wobei die Reihe von Informationsimp jlsen der Informationsquelle einem Wandler zur Teilung in zwei gleichzeitig auftretende Reihen von Informationsimpulsen zugeführt wird, und wobei die Impulse dieser Reihen mit einer Reihe von Taktimpulsen der r> halben Taktfrequenz zusammenfallen, während jede der letzteren Reihen von Informationsimpulsen am Ausgang des Wandlers an einen der Schaltmodulatoren gelegt wird, und sich an jeden dieser Schaltmodulatoren ein zu diesem Schaltmodulator gehöriger Korrekturkreis anschließt, welche beide Korrekturkreise an eine Zusammenführungsvorrichtung angeschlossen sind, .!<τειι Ausgang mit der Übertragungsleitung verbunden ist.

13. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie als eine integrierte Halbleiterschaltung ausgebildet ist.